WO1999055014A1 - Rundfunksendeanlage - Google Patents

Rundfunksendeanlage Download PDF

Info

Publication number
WO1999055014A1
WO1999055014A1 PCT/CH1999/000144 CH9900144W WO9955014A1 WO 1999055014 A1 WO1999055014 A1 WO 1999055014A1 CH 9900144 W CH9900144 W CH 9900144W WO 9955014 A1 WO9955014 A1 WO 9955014A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transmitter
adaptation
circuit
subcircuit
antenna
Prior art date
Application number
PCT/CH1999/000144
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Werner Rohrbach
Jürgen REICHE
Original Assignee
Thomcast Ag
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thomcast Ag filed Critical Thomcast Ag
Publication of WO1999055014A1 publication Critical patent/WO1999055014A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0458—Arrangements for matching and coupling between power amplifier and antenna or between amplifying stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks

Definitions

  • the present invention relates to the field of broadcasting technology. It relates to a radio transmitter system, in particular for the long-wave, medium-wave or short-wave range, with at least one transmitter and at least one transmitter antenna, which is connected to the output of the at least one transmitter with at least one transmitter antenna for impedance matching via an adaptation circuit containing capacitors and inductors or line transformers .
  • Radio transmitters for the long-wave and medium-wave range usually have an output impedance of 50 ⁇ at the operating frequency (eg 882 kHz for a medium-wave transmitter) (other common values are 60, 75, 100, 120, 150 ⁇ ), while the input impedance of the associated one Transmitting antennas is much lower or higher at the transmitting frequency and can be up to several 100 ⁇ (e.g.
  • the radio transmitter system 10 In order to be able to couple the power emitted by the transmitter as completely as possible into the antenna and the smallest possible VSWR and thus both an optimal termination of the transmitter and to avoid additional losses on the feed line between the transmitter and antenna due to the returning power, matching circuits are inserted between the transmitter output and the antenna, which perform an impedance transformation at the operating frequency from the transmitter's output impedance to the antenna's input impedance (in this case it advantageous that To select feed line with a wave resistance corresponding to the transmitter output impedance)
  • the radio transmitter system 10 then has the basic structure shown in FIG.
  • Output of the feed line 26 (carrier power with AM or RMS or effective power with digital modulation types - in the range from a few kW to megawatts, for example 100 kW) is then passed through an adaptation circuit 13 to a transmission antenna 14 and radiated by the transmission antenna
  • the adaptation circuit 13 usually comprises a plurality of inductance LHqd capacitances or (in the case of short-wave) line transformers which are connected in a suitable manner.
  • LHqd capacitances or (in the case of short-wave) line transformers which are connected in a suitable manner.
  • FIG. 2 A known exemplary arrangement is shown in FIG. 2.
  • the known adaptation circuit 13 according to FIG 3 is shown in FIG. 2.
  • the adaptation circuit consists of a T-element with a series connection of two capacitances C1 and C2 and one between the two capacitances C1, C2 Inductor L1 arranged in parallel
  • the matching circuit consists of a CL element with a series capacitance C3 and an inductor L2 connected to ground. All inductors L1, L2 and capacitors C1,, C3 are each trained according to the situation or changeable
  • the conventional adaptation circuit 13 according to FIG. 2 has only a few elements and is therefore of very simple construction, which is an advantage in the case of the high powers.
  • it has two major disadvantages optimize themselves only at the center frequency of the transmitted signal, but the adaptation at the edges of the transmitted frequency range deteriorates.
  • the standing wave ratio VSWR with a value of more than 1.3 in the sidebands represents a comparatively high value This results in a relatively high additional load on the transmitter of Transmitter can drive, unless special protective measures are taken.
  • the transmitter is terminated by a frequency-independent, real resistance to avoid linear amplitude and phase distortions.
  • the adaptation circuit comprises a first adaptation subcircuit designed as a bandpass, the input and output of which are operatively connected to one another via coupled inductors, and in that the first adaptation subcircuit has at least a second one Adaptation subcircuit is connected in parallel or in series.
  • a preferred embodiment of the transmitter system according to the invention is characterized in that the second adaptation subcircuit is connected to the first adaptation subcircuit, that the second adaptation subcircuit is connected downstream of the first adaptation subcircuit, that the first adaptation subcircuit has two inductances coupled to one another and has a capacitance connected in parallel with each of the inductors, and in that the second adaptation subcircuit comprises a ⁇ element with two capacitances and an inductance connected between the capacitances as a series element.
  • the adaptation circuit according to the invention in the section between the transmitter output and the antenna enables an almost constant impedance and constant phase over the entire bandwidth, i.e. in the case of adaptation, the transmitter can be terminated with its optimal real output resistance
  • the adaptation circuits between The power level (semiconductor switching modules or tailpipes) and transmitter output, as well as non-linear effects in the transmitter itself, the phase response and the frequency response of the transmission mass from the input of the transmitter to the input of the antenna are still subject to fluctuations within the bandwidth to be transmitted Um, especially for digital modulation types to obtain with regard to the signal source, according to a further preferred embodiment of the invention it is provided that additional means are present within the at least one transmitter which he bandwidth to compensate for unwanted amplitude and phase changes
  • the transmitter comprises a signal processing device controlled by control software, in which the useful signal originating from the useful signal source is processed and after processing is forwarded to a subsequent power stage, and in the signal processing device amplitude and phase of the processed useful signal via the Bandwidth can be controlled or changed in such a way that the amplitude and phase response changes occurring in the transmitter are compensated for
  • Another preferred embodiment of the invention is characterized in that a plurality of antennas, which optionally connect to one or more transmitters, form a directional beam system, and that each of the antennas is assigned its own adaptation circuit, which is a first adaptation designed as a bandpass Subcircuit and at least one 6
  • the transmission power of the individual transmitters can optionally be connected to a common main feed line; the transmission power transmitted via the main feed line is distributed in a load distribution circuit arranged at the output of the main feed line to individual secondary feed lines leading to the antennas;
  • phase rotation regulators are provided for setting and possibly regulating the phase on the respective antenna; the matching circuits are arranged between the phase rotation regulators and the antennas.
  • a second development of the embodiment is characterized in that each antenna is assigned its own transmitter via a secondary feed line, that the matching circuits are arranged between the transmitters and the antennas, in that each transmitter is supplied with the useful signal originating from a common useful signal source via an actuator is by which actuator the amplitude and phase is set for the respective transmitter, that the signal emitted by the directional beam system is picked up by one or more measuring probes or measuring antennas, and in the event of deviations of the measuring signals from predetermined target values, a control circuit via the actuators the amplitude and Pre-corrected phase for the individual transmitters to remove the deviations.
  • This type of active regulation in connection with the adaptation circuits according to the invention results in a 7
  • 1 shows the basic structure of a radio transmission system with an adaptation circuit between the transmitter, the feed line and the transmission antenna
  • FIG. 4 shows a first preferred exemplary embodiment of the adaptation circuit according to FIG. 3 with a bandpass and a downstream ⁇ element
  • FIG. 5 shows a second preferred exemplary embodiment of the adaptation circuit according to FIG. 3 with a bandpass and a downstream LC-Ghed
  • FIG. 7 shows an enlarged section of the amplitude response from FIG. 7 between 0.86 and 0.91 MHz
  • FIG. 1 a block diagram of a preferred exemplary embodiment of a transmitter system according to the invention with additional internal amplitude and phase correction in the transmitter,
  • the radio transmitter system 10 comprises a useful signal source 11, a transmitter 12 in which the useful signal from the useful signal source 11 is modulated onto a carrier oscillation by means of a suitable type of modulation, for example amplitude modulation in the present example, and one Transmitting antenna 14, via which the amplitude-modulated transmission signal is emitted.
  • a suitable type of modulation for example amplitude modulation in the present example
  • the output of the transmitter in this case has an impedance of 50 ⁇ , while the transmitting antenna 14 (in the case of a medium-wave transmitter), for example in the case of ⁇ / 2 towers, has a base resistance of several 100 at the transmission frequency
  • an adaptation circuit 13 is provided between the two, which in the prior art for a medium-wave transmitter with an operating or transmission frequency of 882 kHz, for example, has the structure shown in FIG. 2 other construction too known antennas that are not already in resonance at the transmission frequency due to their length.
  • compensation of the reactive component is also necessary
  • the adaptation circuit 13 from FIG. 2 is constructed to be switchable. If the two switches S1 and S2 are in the position shown in FIG. 2, a T-element consisting of two adjustable series capacitances C1 and C2 and an adjustable parallel inductance L1 between transmitter 12 is used for impedance matching and transmitter antenna 14 interposed If the two switches S1, S2 are switched, the adaptation circuit consists of a sensor capacitance C3 and a parallel inductance L2.
  • a frequency range should be considered which at least corresponds to the frequency band to be transmitted
  • a frequency range of 882 ⁇ 10 kHz, with 882 kHz as the center frequency or carrier frequency (with AM Bet ⁇ eb) should be considered 10
  • the impedance of the transmitting antenna already varies within this frequency range.
  • the following typical values for various frequencies are given here as an example (instead of the amount and phase, the real and imaginary part is used here)
  • the invention provides, especially for such a semiconductor high-power transmitter, an adaptation circuit which not only significantly improves the standing wave ratio compared to the prior art, but also brings about significant improvements in terms of lightning protection of the transmitter and the feed line additionally has a favorable effect with regard to digital AM transmission.
  • the general structure of the matching circuit according to the invention is shown in Fig. 3.
  • the adaptation circuit 13 is divided here into at least two adaptation subcircuits 15 and 16, of which the one adaptation subcircuit 15 comprises two coupled inductors 17 and 18, via which the transmitter 12 is operatively connected to the transmission antenna 14.
  • the coupled inductors 17, 18 achieve a galvanic separation between transmitter 12 and transmitter antenna 14, which dissipates static charges from the antenna and a direct coupling of currents, which are caused by a lightning strike into the transmitter antenna, into the transmitter and the feed line significantly reduced.
  • the bandpass properties of the coupled inductors can be used to achieve a uniform impedance transformation over the desired frequency range.
  • the bandpass-like adjustment subcircuit 15 is in itself sufficient only in special cases, but usually not enough to enable, for example, an impedance transformation from the 50 ⁇ transmitter output to an antenna impedance of several 100 ⁇ (for example 900 ⁇ ).
  • the coupling of inductors 17 and 18 is therefore advantageously reduced to the extent (e.g. 12
  • the first adaptation subcircuit 15 is connected in series with a second adaptation subcircuit 16, which effects the rest of the transformation and thus in cooperation with the first adaptation subcircuit 15 guarantees full impedance transformation from 50 ⁇ to values of, for example, 900 ⁇ and more. In this way, the advantages of a bandpass solution are preserved and, at the same time, the necessary strong impedance transformation of more than 1 10 is achieved
  • the first (bandpass-like) adaptation subcircuit 15 comprises two inductors L3 and L4, to which capacitors C4 and C5 are connected in parallel, respectively.
  • the second adaptation subcircuit 16 is designed here as a ⁇ -element and comprises two capacitances C6 and C7 connected to earth and a long inductance L5 connecting them.
  • the curve of the attenuation (in dB) over the frequency (in the frequency range 0 to 2 MHz) resulting from this calculation is shown in FIG. 7.
  • An enlarged representation of the attenuation curve for the section of the frequency band of 0.86 to 0.91 of interest MHz is shown in FIG. 8 and makes it clear that the amplitude response of the circuit together with the frequency-dependent input impedance of the antenna in this frequency band has an almost ideal plateau (here around -13.05 dB).
  • the associated and in FIG. 9 are also spectacular presented calculation results for the course of the transformed antenna impedance (upper curve in FIG. 9, which fluctuates only slightly by the desired value of 50 ⁇ ) and the phase (lower curve in FIG. 9, which fluctuates only slightly by 0 °)
  • An adaptation circuit of the type shown in FIGS. 4 and 5 protects not only the transmitter connected to the antenna by the type of its construction and by the good standing wave ratio that can thus be achieved over the bandwidth, 14
  • the transmitter 12 of the transmitter system 10 comprises a power stage 19 (the end pipes (s) for the tube transmitter, the switching stages for the semiconductor-equipped transmitter), which transmit power via an internal matching circuit 20 outputs the output 25 of the transmitter 12.
  • the power stage 19 contains the signal to be amplified from a signal processing device 18, where the useful signal (modulation) originating from the useful signal source 11 is processed in a suitable manner.
  • the signal processing device 18 is controlled (predistorted) by appropriate control software 17 so that all undesired fluctuations are compensated for. In this way, the advantage of the adaptation circuit 13 according to the invention comes into its own
  • the adaptation circuit according to the invention can, however, also be used advantageously in directional antenna systems or directional beam systems where a 15
  • a plurality of antennas can be controlled simultaneously by means of partial powers which are correspondingly coordinated in phase and amplitude in order to achieve directional radiation overall.
  • the directional beam characteristic is necessary on the one hand in order not to influence other antenna systems and radio services, but on the other hand it is also necessary to cover defined areas 11, which span only a defined sector in relation to the transmitter system.
  • Such a directional beam system is shown by way of example in FIG. 11.
  • Several individual transmitters Tx1,. TXn can either be switched individually to a main feed line HL via a matrix 21 (parallel switching device) or they can be used for The increase in power is first switched in parallel and then to the main feed line HL.
  • the RF energy is divided over a plurality of antennas A1,, An via secondary feed lines NL1, NLn so that the power distribution (amplitude) un d the phase distribution gives the desired directional beam diagram. It is irrelevant whether the individual antennas A1,, An are closely adjacent (group radiators or "array”) or spatially separated from each other
  • the power distribution takes place via a passive load distribution circuit 22 consisting of concentrated elements (coils, capacitors) or a parallel connection of admittances, the susceptances of which are proportional to the line ratio. These susceptances can also be realized via line transformers.
  • the phase distribution is generated by phase rotation regulators PG1,, PGn, which in the Auxiliary feed lines NL1,, NLn are arranged, and which consist of concentrated elements (coils, capacitors) or lines.
  • the adaptation circuits AS1,, ASn according to the invention are required, which are dimensioned in such a way that an optimal coupling of the transmitter power not only with the carrier frequency (in the above example 882 kHz), but also in the frequency range z B of the mo Dulieren audio signals (useful signal) is given 16
  • the advantageous properties of the adaptation circuits according to the invention also make it possible to dispense with the passive load distribution circuit 22 shown in FIG. 11 and the phase rotation regulators PG1,, PGn, and instead to set the directional beam conditions by means of active injection via the transmitters TX1,, TXn to be carried out yourself
  • the transmitters TX1,, TXn can then expediently be shifted / shifted towards the antenna base or feed points, with cost savings due to the omission of installation and maintenance and reduced HF losses being expected due to the omission of the power feed lines.
  • a preferred exemplary embodiment for Such a directional beam system with active injection is shown in FIG. 12.
  • the modulated signal from a signal source 24 is here fed to the transmitters TX1,.
  • TXn via a reference oscillator ("master dock") and directly from the transmitters via corresponding auxiliary feed lines NL1,. NLn and then arranged e (inventive) adaptation circuits AS1,, ASn fed into the antennas A1,, An One or more measuring probes (measuring antennas) M1,, Mn in the field or on neighboring buildings receive the signal which is emitted by the antennas A1,, An and report it If necessary, deviations in the signal amplitude (synonymous with changes in the directional beam diagram) are returned to a control circuit 23 which, via corresponding actuators SG1, SGn at the input of the transmitters TX1,, TXn (“low power” side), controls the transmitters in amplitude and Phase (in the sense of a "precorrection”) controls so that the desired directional beam diagram is confirmed or corrected if necessary.
  • the actuators SG1,, SGn can also be dispensed with if the "precorrection" in the transmitters TX1,, TXn itself by the The respective transmitter control takes place.
  • the feedback from the measuring probes M1,, Mn can take place via cable or by radio
  • Tx1 .., Txn transmitter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

Bei einer Rundfunksendeanlage mit wenigstens einem Sender und wenigstens einer Sendeantenne, welche Sendeantenne zur Impedanzanpassung über eine Kapazitäten und Induktivitäten enthaltende Anpassungsschaltung (13) an den Ausgang des Senders angeschlossen ist, wird eine verbesserte Anpassung und ein gleichzeitiger Schutz des Senders dadurch erreicht, dass die Anpassungsschaltung (13) eine erste, als Bandpass ausgebildete Anpassungs-Teilschaltung (15) umfasst, deren Ein- und Ausgang über gekoppelte Induktivitäten (17, 18) miteinander in Wirkverbindung stehen, und dass der ersten Anpassungs-Teilschaltung (15) wenigstens eine zweite Anpassungs-Teilschaltung (16) in Serie geschaltet ist.

Description

BESCHREIBUNG
RUNDFUNKSENDEANLAGE
TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Rundfunktechnik. Sie betrifft eine Rundfunksendeanlage, insbesondere für den Langwellen-, Mittelwellen- oder Kurzwellenbereich, mit wenigstens einem Sender und wenigstens einer Sendeantenne, welche wenigstens eine Sendeantenne zur Impedanzanpassung über eine Kapazitäten und Induktivitäten bzw. Leitungstransformatoren enthaltende Anpassungsschaltung an den Ausgang des wenigstens einen Senders angeschlossen ist. STAND DER TECHNIK
Rundfunksender für den Langwellen- und Mittelwellenbereich haben bei der Betriebsfrequenz (z B 882 kHz bei einem Mittelwellensender) meist eine Aus- gangsimpedanz von 50 Ω (andere gebräuchliche Werte sind 60, 75, 100, 120, 150 Ω), wahrend die Eingangsimpedanz der zugehörigen Sendeantennen bei der Sendefrequenz wesentlich tiefer oder hoher liegt und bis zu mehreren 100 Ω (z B 900 Ω) betragen kann Um die vom Sender abgegebene Leistung möglichst vollständig in die Antenne einkoppeln zu können und ein möglichst kleines VSWR und damit sowohl einen optimalen Abschluss des Senders sowie eine Vermeidung zusätzlicher Verluste auf der Speiseleitung zwischen Sender und Antenne durch zurücklaufende Leistung zu erreichen, werden zwischen den Senderausgang und die Antenne Anpassungsschaltungen eingefugt, welche bei der Betriebsfrequenz eine Impedanztransformation von der Ausgangsimpedanz des Senders auf die Eingangsimpedanz der Antenne vornehmen (in diesem Falle ist es vorteilhaft, die Speiseleitung mit einem der Senderausgangsimpedanz entsprechenden Wellenwiderstand zu wählen) Die Rundfunksendeanlage 10 hat dann den in Fig 1 dargestellten prinzipiellen Aufbau, bei welchem ein Nutzsignal aus einer Nutzsignalquelle 11 in einen Sender 12 eingegeben wird und dort zur Amplitudenmodulation einer Tragerfrequenz verwendet wird Das Sendesignal hoher Leistung am Ausgang der Speiseleitung 26 (Tragerleistung bei AM bzw RMS oder effektive Leistung bei digitalen Modulationsarten - im Bereich von wenigen kW bis zu Megawatt, z B 100 kW) wird dann über eine Anpassungsschaltung 13 auf eine Sendeantenne 14 gegeben und von der Sendeantenne abgestrahlt
Die Anpassungsschaltung 13 umfasst üblicherweise eine Mehrzahl von Induktivi- taten-LHqd Kapazitäten bzw (bei Kurzwelle) Leitungstransformatoren, die in geeigneter Weise zusammengeschaltet sind Eine bekannte beispielhafte Anordnung ist in Fig 2 wiedergegeben Die bekannte Anpassungsschaltung 13 gemass Fig 3
2 ist mittels zweier Schalter S1 und S2 umschaltbar ausgeführt In einer ersten Schaltstellung der Schalter S1 , S2 (in Fig 2 dargestellt) besteht die Anpassungsschaltung aus einem T-Glied mit einer Serienschaltung aus zwei Kapazitäten C1 und C2 und einer zwischen beiden Kapazitäten C1 , C2 parallel angeordneten Induktivität L1 In einer zweiten Schaltstellung (beide Schalter S1 und S2 umgeschaltet) besteht die Anpassungsschaltung aus einem CL-Glied mit einer Seπen- kapazitat C3 und einer gegen Erde geschalteten Induktivität L2 Alle Induktivitäten L1 , L2 und Kapazitäten C1 , ,C3 sind je nach Situation fix bzw veränderbar ausgebildet
Die herkömmliche Anpassungsschaltung 13 gemass Fig 2 ist zwar mit wenigen Elementen und daher sehr einfach aufgebaut, was bei den hohen Leistungen von Vorteil ist Sie hat jedoch zwei wesentliche Nachteile Zum Einen ist die mit einer derartigen Schaltung erreichbare Bandbreite relativ klein, d h , die Anpassung lasst sich nur bei der Mittenfrequenz des Sendesignals optimieren, an den Randern des übertragenen Frequenzbereiches dagegen ist die Anpassung verschlechtert So stellt beispielsweise bei einem AM-Signal das Stehwellenverhalt- nis VSWR mit einem Wert von mehr als 1 ,3 in den Seitenbandern einen vergleichsweise hohen Wert dar Hierdurch ergibt sich eine relativ hohe zusatzliche Belastung des Senders Zum Anderen ist die Sendeantenne vom Senderausgang nicht galvanisch getrennt, was insbesondere bei Blitzeinschlagen in die Antenne oder in ihre Umgebung zu gefährlichen Transienten auf der Speiseleitung in Richtung Sender und in der Folge zu Beschädigungen der Speiseleitung sowie des Senders fuhren kann, wenn nicht besondere Schutzmassnahmen ergriffen werden Diese Belastungen und Gefahren sind bekanntlich für herkömmliche mit Rohren bestuckte Sender ungunstig Sie sind aber besonders nachteilig und unerwünscht, wenn - wie dies z B in der EP-A1-0 649 225 beschrieben ist - der Sender als halbleiterbestuckter Sender mit einer Vielzahl von parallel oder in Serie arbeitenden, geschalteten Halbleiterbrucken ausgebildet ist Schliesslich ist es im Hinblick auf eine digitale Signalubertragung im AM-Bereich, die zunehmend an Bedeutung gewinnt, wünschenswert, dass im Uebertragungspfad vom Sender zur 4
Antenne in der vorgegebenen Bandbreite der Abschluss des Senders durch einen möglichst frequenzunabhängigen, reellen Widerstand erfolgt, um lineare Amplituden- und Phasenverzerrungen zu vermeiden.
DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Rundfunksendeanlage zu schaffen, die sich durch ein im gesamten Uebertragungsband stark verbessertes VSWR auszeichnet, zugleich weitgehend unempfindlich gegen Blitzeinschläge in die Sendeantenne ist, und die speziell hohen Impedanz- und Phasenganganforderungen im Uebertragungsbereich für die digitale Modulation erfüllt.
Die Aufgabe wird bei einer Rundfunksendeanlage der eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass die Anpassungsschaltung eine erste, als Bandpass ausgebildete Anpassungs-Teilschaltung umfasst, deren Ein- und Ausgang über gekoppelte Induktivitäten miteinander in Wirkverbindung stehen, und dass der ersten Anpassungs-Teilschaltung wenigstens eine zweite Anpassungs-Teilschaltung parallel oder in Serie geschaltet ist.
Eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemässen Sendeanlage ist dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Anpassungs-Teilschaltung der ersten Anpassungs-Teilschaltung in Sehe geschaltet ist, dass die zweite Anpassungs-Teilschaltung der ersten Anpassungs-Teilschaltung nachgeschaltet ist, dass die erste Anpassungs-Teilschaltung zwei miteinander verkoppelte Induktivitäten und zu jeder der Induktivitäten eine parallelgeschaltete Kapazität aufweist, und dass die zweite Anpassungs-Teilschaltung ein π-Glied mit zwei Kapazitäten und einer zwischen den Kapazitäten als Längsglied geschalteten Induktivität umfasst. Mit einer derartigen Konfiguration der Anpassungs-TeilschaltungenJassen sich überraschenderweise mit sehr einfachen Mitteln über die gesamte Uebertragungs- bandbreite sehr kleine VSWR-Werte erreichen. Wahrend die erfindungsgemasse Anpassungsschaltung in dem Abschnitt zwischen Senderausgang und Antenne über die gesamte Bandbreite eine nahezu gleichbleibende Impedanz und konstante Phase, d h im Anpassungsfall einen Abschluss des Senders mit seinem optimalen reellen Ausgangswiderstand ermöglicht, ist es denkbar, dass sowohl innerhalb des Senders durch die Anpasskreise zwischen Leistungsstufe (Halbleiterschaltmodulen bzw Endrohren) und Senderausgang sowie nicht neare Effekte im Sender selber der Phasengang wie auch der Frequenzgang des Uebertragungsmasses vom Eingang des Senders bis zum Eingang der Antenne innerhalb der zu übertragenden Bandbreite noch Schwankungen unterworfen ist Um, insbesondere für digitale Modulationsarten hieraus keine Nachteile hinsichtlich der Signalqualltat zu erhalten, ist gemass einer weiteren bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung vorgesehen, dass innerhalb des wenigstens einen Senders zusätzliche Mittel vorhanden sind, welche die im Sender innerhalb der Bandbreite auftretenden unerwünschten Amplituden- und Phasenanderungen kompensieren
Dies kann insbesondere dadurch geschehen, dass der Sender eine durch eine Steuerungssoftware gesteuerte Signalverarbeitungsvorrichtung umfasst, in welcher das aus der Nutzsignalquelle stammende Nutzsignal aufbereitet und nach der Aufbereitung an eine nachfolgende Leistungsstufe weitergeleitet wird, und dass in der Signalverarbeitungsvorrichtung Amplitude und Phase des aufbereiteten Nutzsignals über die Bandbreite so gesteuert bzw verändert werden, dass die im Sender auftretenden Amplituden- und Phasenganganderungen kompensiert werden
Eine andere bevorzugte Ausfuhrungsform der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass eine Mehrzahl von Antennen, welche wahlweise mit einem oder mehreren Sendern verbιndbaL.sιnd, ein Richtstrahlsystem bilden, und dass jeder der Antennen eine eigene Anpassungsschaltung zugeordnet ist, welche eine erste, als Bandpass ausgebildete Anpassungs-Teilschaltung und wenigstens eine 6
zweite in Serie geschaltete Anpassungs-Teilschaltung umfasst. Hierdurch wird ein Richtstrahlsystem verwirklicht, bei welchem über die gesamte Bandbreite eine optimale Einkopplung der jeweiligen Sendeleistung in die einzelne Antenne des Systems erreicht wird.
In einer ersten Weiterbildung dieser Ausführungsform ist die Sendeleistung der einzelnen Sender wahlweise auf eine gemeinsame Hauptspeiseleitung aufschalt- bar; die über die Hauptspeiseleitung übertragene Sendeleistung wird in einer am Ausgang der Hauptspeiseleitung angeordneten Lastverteilerschaltung auf einzelne zu den Antennen führende Nebenspeiseleitungen aufgeteilt; in den Neben- speiseleitungen sind jeweils Phasendrehregier zur Einstellung und ggf. Regelung der Phase an der jeweiligen Antenne vorgesehen; die Anpassungsschaltungen sind jeweils zwischen den Phasendrehregiern und den Antennen angeordnet. Diese Weiterbildung entspricht bekannten Anordnungen, wobei durch die erfin- dungsgemässen Anpassungsschaltungen eine besonders hochwertige Richtcharakteristik erreicht wird, die sich dadurch auszeichnet, dass innerhalb des abgestrahlten Frequenzbandes keinerlei wesentliche Veränderungen des Strahlungs- diagrammes auftreten.
Eine zweite Weiterbildung der Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass jeder Antenne über eine Nebenspeiseleitung ein eigener Sender zugeordnet ist, dass die Anpassungsschaltungen jeweils zwischen den Sendern und den Antennen angeordnet sind, dass jedem der Sender das aus einer gemeinsamen Nutzsignalquelle stammende Nutzsignal über ein Stellglied zugeführt wird, durch welches Stellglied die Amplitude und Phase für den jeweiligen Sender eingestellt wird, dass das von dem Richtstrahlsystem abgestrahlte Signal von einer oder mehreren Messsonden bzw. Messantennen aufgenommen wird, und bei Abweichungen der Messsignale von vorgegebenen Sollwerten eine Steuerschaltung über die Stellglieder die Amplitude und Phase für die einzelnen Sender zur Aufhebung der Abweichungen vorkorrigiert. Durch diese Art der aktiven Regelung im Zusammenhang mit den erfindungsgemässen Anpassungsschaltungen wird ein 7
optimales Richtstrahlsystem verwirklicht, bei dem die Nullstellen auch im Ueber- tragungsband ihre Form beibehalten
Weitere Ausfuhrungsformen ergeben sich aus den abhangigen Ansprüchen
KURZE ERLÄUTERUNG DER FIGUREN
Die Erfindung soll nachfolgend anhand von Ausfuhrungsbeispielen im Zusammenhang mit der Zeichnung naher erläutert werden Es zeigen
Fig 1 den prinzipiellen Aufbau einer Rundfunksendeanlage mit Anpassungsschaltung zwischen dem Sender, der Speiseleitung und der Sendeantenne,
Fig 2 den beispielhaften Aufbau einer (umschaltbaren) Anpassungsschaltung nach dem Stand der Technik,
Fig 3 den Aufbau einer Anpassungsschaltung nach der Erfindung,
Fig 4 ein erstes bevorzugtes Ausfuhrungsbeispiel der Anpassungsschaltung nach Fig 3 mit einem Bandpass und einem nachgeschalteten π-Glied,
Fig 5 ein zweites bevorzugtes Ausfuhrungsbeispiel der Anpassungsschaltung nach Fig 3 mit einem Bandpass und einem nachgeschalteten LC-Ghed,
Fig 6 in einem Smith-Diagramm die berechneten Eigenschaften einer
Schaltung nach Fig 5 mit speziellen Werten für die Kapazitäten und Induktivitäten, wobei die Antenne durch eine Ersatzschaltung 8
aus Induktivitäten, Kapazitäten und einem Ohmschen Widerstand im Bereich der Sendefrequenz in guter Näherung wirklichkeitsgetreu nachgebildet ist,
den zu der Schaltung nach Fig 5 gehörenden berechneten Amplitudengang zwischen 0 und 2 MHz,
einen vergrosserten Ausschnitt des Amplitudenganges aus Fig 7 zwischen 0,86 und 0,91 MHz,
die zu Fig 6 gehörende Darstellung der Eingangsimpedanz der
Schaltung aus Fig 5 (transformierte Antennenimpedanz) nach Betrag (obere Kurve, um 50 Ω) und Phase (untere Kurve, wie erwartet um 0°) innerhalb einer Bandbreite von 0,872 bis 0,892 MHz (882 + 10 kHz),
in einem Blockschaltbild ein bevorzugtes Ausfuhrungsbeispiel für eine Sendeanlage nach der Erfindung mit zusatzlicher interner Amplituden- und Phasenkorrektur im Sender,
ein erstes bevorzugtes Ausfuhrungsbeispiel für ein Richtstrahlsy- stem mit den erfindungsgemassen Anpassungsschaltungen in jeder Nebenspeiseleitung, und
ein zweites bevorzugtes Ausfuhrungsbeispiel für ein Richtstrahlsystem mit den erfindungsgemassen Anpassungsschaltungen in jeder Nebenspeiseleitung und einer aktiven Phasen- und Amplitudenregelung durch Vorkorrektur des Signals für jeden der in den Nebenspeiseleitungen angeordnete» Sender 9
WEGE ZUR AUSFUHRUNG DER ERFINDUNG
In Fig 1 ist der prinzipielle Aufbau einer Rundfunksendeanlage wiedergegeben Die Rundfunksendeanlage 10 umfasst eine Nutzsignalquelle 1 1 , einen Sender 12 in welchem das Nutzsignal aus der Nutzsignalquelle 1 1 mittels geeigneter Modulationsart, im vorliegenden Beispiel z B Amplitudenmodulation, auf eine Tragerschwingung aufmoduliert wird, und eine Sendeantenne 14, über welche das am- phtudenmodulierte Sendesignal abgestrahlt wird Der Ausgang des Senders hat in diesem Falle eine Impedanz von 50 Ω, wahrend die Sendeantenne 14 (bei einem Mittelwellensender) beispielsweise bei λ/2-Turmen bei der Sendefrequenz einen Fusspunktwiderstand von mehreren 100 Ω aufweist Zur impedanzmassigen Anpassung der Sendeantenne 14 an den Ausgang des Senders 12 ist zwischen beiden eine Anpassungsschaltung 13 vorgesehen, die im Stand der Technik für einen Mittelwellensender mit einer Betriebs- bzw Sendefrequenz von 882 kHz beispielsweise den in Fig 2 gezeigten Aufbau hat Es sind jedoch auch andere Bauformen von Antennen bekannt, die bei der Sendefrequenz nicht schon aufgrund ihrer Lange in Resonanz sind In diesen Fallen ist neben der oben genannten Impedanztransformation noch eine Kompensation des reaktiven Anteils notig
Die Anpassungsschaltung 13 aus Fig 2 ist umschaltbar aufgebaut Stehen die beiden Schalter S1 und S2 in der in Fig 2 gezeigten Stellung, ist zur Impedanzanpassung ein T-Glied aus zwei einstellbaren Seπen-Kapazitaten C1 und C2 und einer einstellbaren Parallel-Induktivitat L1 zwischen Sender 12 und Sendeantenne 14 zwischengeschaltet Sind die beiden Schalter S1 , S2 umgeschaltet, besteht die Anpassungsschaltung aus einer Senenkapazitat C3 und einer Parallel- Induktivitat L2 Um die durch diese bekannte Anpassungsschaltung erreichbare Anpassung bewerten zu können, sollte ein Frequenzbereich betrachtet werden, der wenigstens das zu übertragende Frequenzband umfasst Im vorliegenden Beispielsfall sollte also z B ein Frequenzbereich von 882 ± 10 kHz, mit 882 kHz als der Mittenfrequenz oder auch Tragerfrequenz (bei AM-Betπeb), betrachtet 10
werden Innerhalb dieses Frequenzbereiches variiert bereits die Impedanz der Sendeantenne Beispielhaft seien hier die folgenden typischen Werte bei verschiedenen Frequenzen angegeben (anstelle der Darstellung nach Betrag und Phase wird hier die Darstellung nach Real- und Imaginarteil verwendet)
f [kHz] -Antenne t^ 'J
872 (f0-10 kHz) 946,7 + J157
877 (fo- 5 kHz) 960,5 + j75
882 (f0) 958, 1 - j5,5
887 (f0+ 5 kHz) 941.6 - J80.2
892 (f0+10 kHz) 914,4 - J146.2
Figure imgf000012_0001
Wählt man nun für die Kapazitäten C1 , ,C3 und die Induktivitäten L1 , L2 die folgenden (optimierten) Werte
C1 = 981 ,6 pF C2 = 2439,8 pF C3 = 1050,0 pF L1 = 57,96 μH L2 = 51 ,54 μH,
ergibt sich ein Stehwellenverhaltnis VSWR von > 1 ,3 bei (f0+10 kHz) Ein solch hohes Stehwellenverhaltnis stellt eine erhebliche Belastung der Leistungsendstufe des Senders dar und kann zusatzlich zu merklichen Verlusten auf der Speiseleitung Anlass geben Ersteres ist nicht nur bei Rohrensendern sondern besonders auch dann unerwünscht, wenn der Sender als halbleiterbestuckter Sender ausgebildet ist, wie dies bei dem aus H-Brucken aufgebauten Sender der EP-A1 - 0 649 225 der Fall ist Des weiteren wirkt sich ein hohes VSWR ungunstig auf die Uebertragung digitaler Modulationssignale aus, da die zugrundeliegende Fehlan- 11
passung zu unerwünschten Verzerrungen des Amplituden- und Phasengangs - innerhalb der Nutzbandbreite führt.
Die Erfindung stellt, insbesondere auch für einen solchen Halbleiter-Hochleistungssender, eine Anpassungsschaltung zur Verfügung, welche nicht nur das Stehwellenverhaltnis gegenüber dem Stand der Technik massgeblich verbessert, sondern darüber hinaus auch im Hinblick auf den Blitzschutz des Senders und der Speiseleitung deutliche Verbesserungen bringt und sich zusätzlich günstig hinsichtlich einer digitalen AM-Uebertragung auswirkt. Der allgemeine Aufbau der Anpassungsschaltung nach der Erfindung ist in Fig. 3 wiedergegeben. Die Anpassungsschaltung 13 ist hier unterteilt in wenigstens zwei Anpassungs-Teil- schaltungen 15 und 16, von denen die eine Anpassungs-Teilschaltung 15 zwei gekoppelte Induktivitäten 17 und 18 umfasst, über die der Sender 12 mit der Sendeantenne 14 in Wirkverbindung steht. Durch die gekoppelten Induktivitäten 17, 18 wird eine galvanische Trennung zwischen Sender 12 und Sendeantenne 14 erreicht, die statische Ladungen der Antenne abführt und eine direkte Einkopp- lung von Strömen, die durch einen Blitzeinschlag in die Sendeantenne hervorgerufen werden, in den Sender sowie die Speiseleitung erheblich reduziert. Die Bandpasseigenschaften der gekoppelten Induktivitäten können dazu benutzt werden, eine gleichmässige Impedanztransformation über den gewünschten Frequenzbereich zu erreichen.
Die bandpassartige Anpassungs-Teilschaltung 15 reicht für sich genommen nur in Sonderfällen, meistens jedoch nicht aus, um beispielsweise eine Impedanztransformation von dem 50 Ω-Senderausgang auf eine Antennenimpedanz von mehreren 100 Ω (z.B. 900 Ω) zu ermöglichen. Hierzu müsste nämlich die Kopplung (k) zwischen den beiden Induktivitäten 17, 18 sehr hoch gewählt werden (z.B. k=0,56). Dies würde jedoch zu einem Frequenzgang der Anpassungs-Teilschaltung 15 führen, bei dem eine gleichmässige Anpassung über den gesamten Frequenzbereich von z.B. 882 ± 10 kHz nicht mehr gegeben ist. Die Kopplung der Induktivitäten 17 und 18 wird daher vorteilhafterweise soweit reduziert (z.B. 12
k=0,17), dass sich bei einer Transformation von 50 Ω auf 150 Ω ein ausgeglichener Frequenzgang ergibt Gleichzeitig wird der ersten Anpassungs-Teilschaltung 15 eine zweite Anpassungs-Teilschaltung 16 in Serie geschaltet, welche die restliche Transformation bewirkt und so im Zusammenwirken mit der ersten Anpassungs-Teilschaltung 15 die volle Impedanztransformation von 50 Ω auf werte von z B 900 Ω und mehr gewährleistet Auf diese Weise werden die Vorteile einer Bandpasslosung gewahrt und gleichzeitig die notwendige starke Impedanztransformation von mehr als 1 10 erreicht
Gemass einem bevorzugten Ausfuhrungsbeispiel, welches in Fig 4 dargestellt ist umfasst die erste (bandpassartige) Anpassungs-Teilschaltung 15 zwei Induktivitäten L3 und L4, denen jeweils eine Kapazität C4 bzw C5 parallelgeschaltet sind Die zweite Anpassungs-Teilschaltung 16 ist hier als π-Glied ausgebildet und umfasst zwei gegen Erde geschaltete Kapazitäten C6 und C7 und eine diese verbindende Langsinduktivitat L5 Mit einer solchen Anpassungsschaltung lassen sich auf überraschend einfache Weise Stehwellenverhaltnisse über die angegebene Bandbreite erreichen, die deutlich unter dem o g Wert von 1 ,3 liegen
Es versteht sich von selbst, dass - ausgehend von der Schaltung gemass Fig 4 - die beiden parallel liegenden Kapazitäten C5 und C6 zu einer Kapazität zusam- mengefasst werden können Es ergibt sich dann für die erste Anpassungs-Teilschaltung 15 wiederum ein Bandpass (Fig 5) mit zwei Induktivitäten L6 und L7 und zwei dazu parallel geschalteten Kapazitäten C8 und C9, und eine zweite Anpassungs-Teilschaltung 16 in Form eines LC-Gliedes mit einer Serien-Induktivitat L8 und einer gegen Erde geschalteten Kapazität C10
Für den o g Frequenzgang der Antennenimpedanz im Frequenzbereich von 882 ± 10 kHz ist eine Anpassungsschaltung nach Fig 5 gerechnet worden, wobei die erreichten Resultate aus den Figuren 6--9 -ersichtlich sind 13
Die Ergebnisse der Berechnungen sind in Fig 6 in einem Smith-Diagramm eingetragen Der (beispielhaft angenommene, typische) Verlauf der Antennenimpedanz über der Frequenz im Frequenzbereich zwischen 872 kHz und 892 kHz ist im Diagramm als Kurve a eingetragen Kurve b zeigt die dazu korrespondierende Eingangsimpedanz am Eingang der herkömmlichen Anpassungsschaltung 13 nach Fig 2 mit den weiter oben angegebenen Werten für die Elemente C1 bis C3 und L1 , L2 (VSWR > 1 ,3) Kurve c schliesslich zeigt die korrespondierende Eingangsimpedanz, wie sie mit einer Anpassungsschaltung nach Fig 5 (Bandpass + LC-Glied) erreicht wird Man erkennt (gestrichelter Kreis), dass sich in diesem Fall ein VSWR von etwa 1 ,05 ergibt, was im Vergleich zum herkömmlichen VSWR von > 1 ,3 eine ganz erhebliche Verbesserung darstellt und die gestellten hohen Anforderungen in idealer Weise lost Zur Berechnung wurde bei vorgenannter Antenne deren frequenzabhangige Impedanz durch ein Netzwerk aus Induktivitäten, Kapazitäten und einem Ohmschen Widerstand im Frequenzbereich 882 ± 10 kHz wirklichkeitsgetreu angenähert
Der sich aus dieser Berechnung ergebende Verlauf der Dampfung (in dB) über der Frequenz (im Frequenzbereich 0 bis 2 MHz) ist in Fig 7 dargestellt Eine ver- grosserte Darstellung der Dampfungskurve für den interessierenden Ausschnitt des Frequenzbandes von 0,86 bis 0,91 MHz ist in Fig 8 gezeigt und macht deutlich, dass der Amplitudengang der Schaltung zusammen mit der frequenzabhan- gigen Eingangsimpedanz der Antenne in diesem Frequenzband ein nahezu ideales Plateau (hier um -13,05 dB) aufweist Eindrucksvoll sind auch die zugehörigen und in Fig 9 dargestellten Rechenergebnisse für den Verlauf der transformierten Antennenimpedanz (obere Kurve in Fig 9, die nur gering um den gewünschten Wert von 50 Ω schwankt) und der Phase (untere Kurve in Fig 9, die nur gering um 0° schwankt)
Eine-Anpassungsschaltung der in Fig 4 und 5 dargestellten Art schützt durch die Art ihres Aufbaus und durch das damit über die Bandbreite erreichbare gute Stehwellenverhaltnis nicht nur den an die Antenne angeschlossenen Sender, 14
sondern schafft auch optimale Voraussetzungen für digitale Modulationsarten Für die digitalen Modulationsarten wird nämlich über die gesamte Bandbreite (im o g Beispiel 882 ± 10 kHz) eine möglichst gleichbleibende Eingangsimpedanz bei konstanter Phase (möglichst 0 Grad) verlangt Das beschriebene Anpassungsnetzwerk erfüllt diese Bedingungen (für den Abschnitt des Pfades zwischen Senderausgang und Antenne) nahezu ideal Hingegen ist es denkbar, dass sowohl in den Anpasskreisen innerhalb des Senders als auch durch weitere Nicht neaπta- ten der Amplituden- und Phasengang des Uebertragungsmasses vom Eingang des Senders bis zum Eingang der Antenne noch weiteren Schwankungen unterliegt Um diese (insbesondere für die digitale Modulation) zu vermeiden, können sowohl der Amplitudengang als auch der Phasengang über die Nutzbandbreite durch geeignete Steuerungssoftware so gesteuert oder geregelt werden, dass das gesamte Uebertragungsmass optimal frequenzunabhangig wird
Eine dazu geeignete beispielhafte Schaltung des Senders bzw der Sendeanlage ist in Fig 10 wiedergegeben Der Sender 12 der Sendeanlage 10 umfasst eine Leistungsstufe 19 (beim Rohrensender die Endrohre(n), beim halbleiterbestuck- ten Sender die Schaltstufen), welche die Sendeleistung über einen internen Anpasskreis 20 am Ausgang 25 des Senders 12 abgibt Die Leistungsstufe 19 enthalt das zu verstärkende Signal aus einer Signalverarbeitungsvorπchtung 18, wo das aus der Nutzsignalquelle 11 stammende Nutzsignal (Modulation) in geeigneter Weise aufbereitet wird Um die durch den internen Anpasskreis 20 sowie weitere nichtlineare Effekte hervorgerufenen Aenderungen im Uebertragungsmass über die Bandbreite zu kompensieren, wird die Signalverarbeitungsvorπchtung 18 durch eine entsprechende Steuerungsssoftware 17 so gesteuert (vorverzerrt), dass alle unerwünschten Schwankungen ausgeglichen werden Auf diese Weise kommt der Vorteil der erfindungsgemassen Anpassungsschaltung 13 voll zur Geltung
Die ertindungsgemasse Anpassungsschaltung kann aber auch mit Vorteil bei Richtantennensystemen bzw Richtstrahlsystemen eingesetzt werden, wo eine 15
Mehrzahl von Antennen gleichzeitig durch in der Phase und Amplitude entsprechend aufeinander abgestimmte Teilleistungen angesteuert werden, um insgesamt eine gerichtete Abstrahlung zu erreichen Die Richtstrahlcharakteristik ist einerseits erforderlich, um andere Anteπnensysteme und Funkdienste nicht zu beeinflussen, sie ist andererseits aber auch erforderlich, um definierte Gebiete abzudecken, die bezogen auf die Sendeanlage nur einen festgelegten Sektor aufspannen Ein derartiges Richtstrahlsystem ist beispielhaft in Fig 11 wiedergegeben Mehrere einzelne Sender Tx1 , ,TXn können über eine Matrix 21 (Parallel- schalteinπchtung) entweder einzeln auf eine Hauptspeiseleitung HL geschaltet werden, oder sie können zur Leistungserhohung zunächst parallel und dann auf die Hauptspeiseleitung HL geschaltet werden Auf der Antennenseite wird die HF- Energie über Nebenspeiseleitungen NL1 , ,NLn auf eine Mehrzahl von Antennen A1 , ,An so aufgeteilt, dass die Leistungsverteilung (Amplitude) und die Phasen- verteilung das gewünschte Richtstrahldiagramm ergibt Dabei ist es unerheblich, ob die einzelnen Antennen A1 , ,An dicht benachbart (Gruppenstrahler oder "array") oder raumlich voneinander getrennt sind
Die Leistungsverteilung erfolgt über eine passive Lastverteilerschaltung 22 aus konzentrierten Elementen (Spulen, Kondensatoren) oder einer Parallelschaltung von Admittanzen, deren Suszeptanzen dem Leitungsverhaltnis proportional sind Diese Suszeptanzen können auch über Leitungstransformatoren realisiert werden Die Phasenverteilung wird durch Phasendrehregier PG1 , ,PGn erzeugt, die in den Nebenspeiseleitungen NL1 , ,NLn angeordnet sind, und die aus konzentrierten Elementen (Spulen, Kondensatoren) oder aus Leitungen bestehen Dabei wird die Phasendrehung, die aus den Langen der Nebenspeiseleitungen NL1 , ,NLn resultiert, berücksichtigt Um die jeweils erforderliche Senderleistung optimal in die passiven Antennen A1 , ,An einzukoppeln, werden die erfindungsgemassen Anpassungsschaltungen AS1 , ,ASn benotigt, die so dimensioniert sind, dass eine optimale Einkopplung der Senderleistung nicht nitf iaei der Tragerfrequenz (im o g Beispiel 882 kHz), sondern auch im Frequenzbereich z B des modulierenden Audiosignais (Nutzsignals) gegeben ist 16
Die vorteilhaften Eigenschaften der erfindungsgemassen Anpassungsschaltungen ermöglichen es aber auch, auf die in Fig 1 1 gezeigte passive Lastverteilerschal- tung 22 und die Phasendrehregier PG1 , ,PGn zu verzichten, und statt dessen die Einstellung der Richtstrahlbedingungen durch eine aktive Einpragung über die Sender TX1 , ,TXn selbst vorzunehmen Die Sender TX1 , ,TXn können dann sinnvollerweise zu den Antennenfuss- oder Speisepunkten hin verlagert/verschoben werden, wobei durch Wegfall der Leistungs-Speiseleitungen Kosteneinsparungen wegen entfallender Installation und Wartung und wegen verringerter HF-Verluste zu erwarten sind Ein bevorzugtes Ausfuhrungsbeispiel für ein solches Richstrahlsystem mit aktiver Einpragung ist in Fig 12 dargestellt Das modulierte Signal aus einer Signalquelle 24 wird hier über einen Referenzoszillator ("master dock") den Sendern TX1 , ,TXn zugeführt und von den Sendern direkt über entsprechende Nebenspeiseleitungen NL1 , ,NLn und dann angeordnete (erfindungsgemasse) Anpassungsschaltungen AS1 , ,ASn in die Antennen A1 , , An eingespeist Ein oder mehrere Messsonden (Messantennen) M1 , ,Mn im Gelände oder auf benachbarten Gebäuden empfangen das Signal, das von den Antennen A1 , ,An abgestrahlt wird und melden ggf Abweichungen in der Signalamplitude (gleichbedeutend mit Aenderungen des Richtstrahldiagramms) an eine Steuerschaltung 23 zurück, welche über entsprechende Stellglieder SG1 , SGn am Eingang der Sender TX1 , ,TXn ("low power"-Seιte) die Ansteue- rung der Sender in Amplitude und Phase (im Sinne einer "precorrection") so steuert, dass das gewünschte Richtstrahldiagramm bestätigt oder ggf korrigiert wird Es kann aber auch auf die Stellglieder SG1 , ,SGn verzichtet werden, wenn die "precorrection" in den Sendern TX1 , ,TXn selbst durch die jeweilige Sendersteuerung erfolgt Die Ruckmeldung von den Messsonden M1 , ,Mn kann über Kabel oder über Funk erfolgen
Insgesamt ergibt sich mit der icundung eine einfache und wirkungsvolle Anpassung von AM-Rundfunksendem an die Sendeantennen, die sich durch ein stark reduziertes Stehwellenverhaltnis über eine grossere Bandbreite auszeichnet und 17
gleichzeitig eine galvanische Trennung zwischen Sender und Antenne bewirkt und daher insbesondere für halbleiterbestuckte Sender sowie beim digitalen AM- Rundfunk grosse Vorteile bietet
BEZUGSZEICHENLISTE
10 Rundfunksendeanlage
11 Nutzsignalquelle (Tonquelle)
12 Sender
13 Anpassungsschaltung
14 Sendeantenne
15,16 Anpassungs-Teilschaltung
17 Steuerungssoftware
18 Signalverarbeitungsvorπchtung
19 Leistungsstufe
20 Anpasskreis
21 Matrix (Parallelschalteinnchtung)
22 Lastverteilerschaltung
23 Steuerschaltung
24 Nutzsignalquelle
25 Ausgang (Sender 12)
26 Speiseleitung a,b,c Kurve
A1 , ,An Antenne
AS1 , ,ASn Anpassungsschaltung
C1 , ,C10 Kapazität
HL Hauptspeiseleitung
L1 , ,L8 Induktivität
M1 , ,Mn Messsonde (Messantenne)
NL1 , ,NLn Nebenspeiseleitung
PG1 , ,PGn Phasendrehregier
S1 ,S2 Schalter 18
SG1,..,SGn Stellglied
Tx1,..,Txn Sender

Claims

19
PATENTANSPRÜCHE
1 Rundfunksendeanlage (10), insbesondere für den Langwellen-, Mittelwellen- oder Kurzwellenbereich, mit wenigstens einem Sender (12), wenigstens einer Speiseleitung (26) und wenigstens einer Sendeantenne (14), welche wenigstens eine Sendeantenne (14) zur Impedanzanpassung über eine Kapazitäten
(C1 , ,C10) und Induktivitäten (L1 , ,L8) bzw Leitungstransformatoren enthaltende Anpassungsschaltung (13) an den Ausgang (25) des wenigstens einen Senders
(12) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Anpassungsschaltung
(13) eine erste, als Bandpass ausgebildete Anpassungs-Teilschaltung (15) umfasst, deren Ein- und Ausgang über gekoppelte Induktivitäten (L3, L4, L6, L7) miteinander in Wirkverbindung stehen, und dass der ersten Anpassungs-Teilschaltung (15) wenigstens eine zweite Anpassungs-Teilschaltung (16) parallel oder in Serie geschaltet ist
2 Rundfunksendeanlage nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Anpassungs-Teilschaltung (16) der ersten Anpassungs-Teilschaltung
(15) in Serie geschaltet ist, und dass die die zweite Anpassungs-Teilschaltung
(16) der ersten Anpassungs-Teilschaltung (15) nachgeschaltet ist
3 Rundfunksendeanlage nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Anpassungs-Teilschaltung (15) zwei miteinander verkoppelte Induktivitäten (L3, L4 bzw L6, L7) und zu jeder der Induktivitäten (L3, L4 bzw L6, L7) eine parallelgeschaltete Kapazität (C4, C5 bzw C8, C9) aufweist
4 Rundfunksendeanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Anpassungs-Teilschaltung (16) ein π-G ed mit zwei Kapazitäten (C6, C7) und einer zwischen den Kapazitäten (C6, C7) als Langsglied geschalteten Induktivität (L5) umfasst 20
5 Rundfunksendeanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 3 dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Anpassungs-Teilschaltung (16) ein LC-Glied mit einer gegen Erde geschalteten Kapazität (C10) und einer in Serie geschalteten Induktivität (L8) umfasst
6 Rundfunksendeanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 5, welche Sendesignale mit einer vorgegebenen Bandbreite aussendet, dadurch gekennzeichnet, dass, insbesondere bei einer digitalen Uebertragung des Nutzsignals, innerhalb des wenigstens einen Senders (12) zusatzliche Mittel (17, 18) vorhanden sind, welche die im Sender (12) innerhalb der Bandbreite auftretenden unerwünschten Amplituden- und Phasenanderungen kompensieren
7 Rundfunksendeanlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender (12) eine durch eine Steuerungssoftware (17) gesteuerte Signalverarbeitungsvorrichtung (18) umfasst, in welcher das aus der Nutzsignalquelle (11 ) stammende Nutzsignal aufbereitet und nach der Aufbereitung an eine nachfolgende Leistungsstufe (19) weitergeleitet wird, und dass in der Signalverarbei- tungsvornchtung (18) Amplitude und Phase des aufbereiteten Nutzsignals über die Bandbreite so gesteuert bzw verändert werden, dass die im Sender (12) auftretenden Amplituden- und Phasenganganderungen kompensiert werden
8 Rundfunksendeanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine Mehrzahl von Antennen (A1 , ,An), welche wahlweise mit einem oder mehreren Sendern (TX1 , ,TXn) verbindbar sind, ein Richtstrahlsy- stem bilden, und dass jeder der Antennen (A1 , ,An) eine eigene Anpassungsschaltung (AS1 , ,ASn) zugeordnet ist, welche eine erste, als Bandpass ausgebildete Anpassungs-Teilschaltung (15) und wenigstens eine zweite in Serie geschaltete Anpassuogs-Teilschaltung (16) umfasst 21
9 Rundfunksendeanlage nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Sendeleistung der einzelnen Sender (TX1 , ,TXn) wahlweise auf eine gemeinsame Hauptspeiseleitung (HL) aufschaltbar ist, dass die über die Hauptspeiseleitung (HL) übertragene Sendeleistung in einer am Ausgang der Hauptspeiseleitung (HL) angeordneten Lastverteilerschaltung (22) auf einzelne zu den Antennen (A1 , ,An) fuhrende Nebenspeiseleitungen (NL1 , ,NLn) aufgeteilt wird, dass in den Nebenspeiseleitungen (NL1 , ,NLn) jeweils Phasendrehregier (PG1 , ,PGn) zur Einstellung und ggf Regelung der Phase an der jeweiligen Antenne (A1 , ,An) vorgesehen sind, und dass die Anpassungsschaltungen (AS1 , ,ASn) jeweils zwischen den Phasendrehregiern (PG1 , ,PGn) und den Antennen (A1 , ,An) angeordnet sind
10 Rundfunksendeanlage nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Antenne (A1 , ,An) über eine Nebenspeiseleitung (NL1 , ,NLn) ein eigener Sender (TX1 , ,TXn) zugeordnet ist, dass die Anpassungsschaltungen
(AS1 , ,ASn) jeweils zwischen den Sendern (TX1 , ,TXn) und den Antennen (A1 , ,An) angeordnet sind, und dass jedem der Sender (TX1 , ,TXn) das aus einer gemeinsamen Nutzsignalquelle (24) stammende Nutzsignal über ein Stellglied (SG1 , ,SGn) zugeführt wird, durch welches Stellglied (SG1 , ,SGn) die Amplitude und Phase für den jeweiligen Sender eingestellt wird
11 Rundfunksendeanlage nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass das von dem Richtstrahlsystem (TX1 , ,TXn, A1 , ,An) abgestrahlte Signal von einer oder mehreren Messsonden bzw Messantennen (M1 , ,Mn) aufgenommen wird, und bei Abweichungen der Messsignale von vorgegebenen Sollwerten eine Steuerschaltung (23) über die Stellglieder (SG1 , ,SGn) die Amplitude und Phase für die einzelnen Sender (TX1 , ,TXn) zur Aufhebung der Abweichungen vorkorrigiert
PCT/CH1999/000144 1998-04-22 1999-04-08 Rundfunksendeanlage WO1999055014A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE1998118003 DE19818003A1 (de) 1998-04-22 1998-04-22 Rundfunksendeanlage
DE19818003.9 1998-04-22

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO1999055014A1 true WO1999055014A1 (de) 1999-10-28

Family

ID=7865461

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/CH1999/000144 WO1999055014A1 (de) 1998-04-22 1999-04-08 Rundfunksendeanlage

Country Status (2)

Country Link
DE (1) DE19818003A1 (de)
WO (1) WO1999055014A1 (de)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102006040978A1 (de) * 2006-08-31 2008-03-27 Transradio Sendersysteme Berlin Ag Sendeanordnung

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4806944A (en) * 1987-09-14 1989-02-21 General Electric Company Switchable matching network for an element of a steerable antenna array
US5457465A (en) * 1987-09-01 1995-10-10 Ball Corporation Conformal switched beam array antenna
US5471647A (en) * 1993-04-14 1995-11-28 The Leland Stanford Junior University Method for minimizing cross-talk in adaptive transmission antennas
WO1997021284A1 (en) * 1995-12-07 1997-06-12 Ericsson, Inc. Efficient apparatus for simultaneous modulation and digital beamforming for an antenna array
US5732333A (en) * 1996-02-14 1998-03-24 Glenayre Electronics, Inc. Linear transmitter using predistortion

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5457465A (en) * 1987-09-01 1995-10-10 Ball Corporation Conformal switched beam array antenna
US4806944A (en) * 1987-09-14 1989-02-21 General Electric Company Switchable matching network for an element of a steerable antenna array
US5471647A (en) * 1993-04-14 1995-11-28 The Leland Stanford Junior University Method for minimizing cross-talk in adaptive transmission antennas
WO1997021284A1 (en) * 1995-12-07 1997-06-12 Ericsson, Inc. Efficient apparatus for simultaneous modulation and digital beamforming for an antenna array
US5732333A (en) * 1996-02-14 1998-03-24 Glenayre Electronics, Inc. Linear transmitter using predistortion

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
EGUIZABAL A L: "A COLLECTION OF IMPEDANCE-MATCHING-NETWORK DESIGN EQUATIONS AND PROGRAMS", RF DESIGN, vol. 18, no. 11, 1 November 1995 (1995-11-01), pages 88 - 90, 92, XP000548239 *
V D KUZNETSOV: "Broadcast Transmitter-Antenna Matching", TELECOMMUNICATIONS AND RADIO ENGINEERING, vol. 26/27, no. 12, December 1972 (1972-12-01), pages 28 - 31, XP002107911 *

Also Published As

Publication number Publication date
DE19818003A1 (de) 1999-10-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3053265B1 (de) Sequentieller breitbandiger doherty leistungsverstärker mit einstellbarem ausgangsleitungs-back-off
DE60213876T2 (de) Zusammengesetzter leistungsverstärker
DE69221355T2 (de) Scheibenantennensystem für Kraftfahrzeug
DE68927177T2 (de) Einrichtung zur verstärkung mehrerer hochfrequenzsignale
DE2108729C3 (de) Koppelschaltung für Leistungsverstärker
DE4239551A1 (de)
EP2603973A1 (de) Hochfrequenzleistungsverstärker mit doherty-erweiterung
DE2733478A1 (de) Kraftfahrzeug als antenne
DE19955849B4 (de) Phasenschieber
DE102008024482B4 (de) Schaltungsanordnung zur Impedanzanpassung, elektronisches Bauelement und Mobilfunkgerät
WO1999055014A1 (de) Rundfunksendeanlage
DE10015315B4 (de) Antennenverstärker und regelbares Stellglied
EP1801910B1 (de) Koaxialer Wellenwiderstandstransformator
EP0044909B1 (de) Mehrfach-Abzweigeinrichtung für Hochfrequenzsignale
EP0247615B1 (de) Sender für kurze elektromagnetische Wellen
DE3852096T2 (de) Verminderung von ungewünschten harmonischen Komponenten.
DE4024023C1 (de)
WO2008025456A1 (de) Sendeanordnung mit einem netzwerk mit ohmschem widerstand zur antennen anpassung
DE1276146B (de) Abzweigschaltung fuer Gemeinschaftsantennenanlagen
DE859178C (de) Anordnung zur Ankopplung eines Hochfrequenzverbrauchers an eine Energieleitung
DE19931910C2 (de) Fernspeiseweiche
DE924326C (de) Anpassungsschaltung zur Ankopplung eines Verbrauchers an einen fuer Wellenwechsel eingerichteten Hochfrequenz-Roehrensender
DE957954C (de) Anordnung zur frequenzunabhangigen Anpassung der Impedanz von Kurz- und Ultrakurzwellenemnchtungen
DE691809C (de) Absorptionsmodulationsschaltung
DE3628024A1 (de) Antennenanpassschaltung fuer schnellen frequenzwechsel

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): CA CN CZ GB JP RU SK US YU

DFPE Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101)
NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: CA