DE3852096T2

DE3852096T2 - Verminderung von ungewünschten harmonischen Komponenten.

Info

Publication number: DE3852096T2
Application number: DE19883852096
Authority: DE
Inventors: Leonard Richard Kahn
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1988-03-03
Filing date: 1988-03-03
Publication date: 1995-03-16
Anticipated expiration: 2008-03-04
Also published as: DE3852096D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Radiosender mit Amplituden- und Frequenzmodulation, Fernsehsender, Radarsender und dgl. sowie Einrichtungen zur Verringerung des Energiewertes von ungewünschten Frequenzharmonischen auf der Ausgangsseite der betreffenden Sender. Die vorliegende Erfindung ist insbesondere für Leistungsübertragungssysteme geeignet, bei welchen die Größe und die Kosten konventioneller Einrichtungen zur Verringerung der Größe der ungewünschten Harmonischen relativ groß sein kann.
Radio, Radar, Fernsehen und andere drahtlose Kommunikations- und Navigationssysteme müssen die von ihnen verwendete Bandbreite beschränken, um Interferenzen mit anderen Benutzern des Radiospektrums zu vermeiden. Derartige Interferenzen werden beispielsweise dadurch hervorgerufen, indem Harmonische zur Abstrahlung gelangen. Dabei handelt es sich um Bänder von Hochfrequenzsignalen, welche in genauen Vielfachen der abgestrahlten Sendefrequenz auftreten. Wenn beispielsweise einer Mittelwellensendestation eine Trägerfrequenz von 660 kHz zugeteilt ist, tritt die zweite Harmonische bei 1320 kHz und die dritte Harmonische bei 1980 kHz etc., auf. Falls derartige Harmonische eine ausreichende Größe aufweisen, führt dies zu Interferenzen mit Radiostationen, welche im Bereich oder in der Nähe der Frequenz dieser Harmonischen betrieben werden.
Staatliche Organe machen demzufolge den Radiostationen zur Auflage, daß die bei derartigen Harmonischen abgestrahlte Leistung sehr stark begrenzt wird. Die US-Federal Communications Commission erfordert beispielsweise, daß alle Harmonischen den Wert von 43 + 10 log P db erreichen, jedoch nicht mehr als 80 db unterhalb von P liegen, wobei P die unmodulierte Trägerleistung der jeweiligen Radiostation in Watt ist.
Um einen relativ hohen Wirkungsgrad zu erreichen, verwenden leistungsstarke Hochfrequenzverstärker Röhren oder Transistoren, welche eine derartige Vorspannung erhalten, daß sie weniger als während des gesamten Hochfrequenzzyklus stromleitend sind. Dieser nichtlineare Betrieb erzeugt jedoch erhebliche Mengen von Oberwellen, welche vor Erreichung der Sendeantenne sehr stark bedämpft werden müssen. Die vorliegende Erfindung ergibt eine Anordnung sowie ein Verfahren, mit welchem eine Bedämpfung von Hochfrequenzoberwellen erreicht werden kann.
Das bisher bekannte Verfahren zur Bedämpfung der Oberwellen besteht in dem Einsatz eines Bandpaßfilters, welches mit entsprechenden Schwingkreisen versehen ist, die auf die gewünschte Frequenz abgestimmt sind. Dabei handelt es sich in der Regel, jedoch nicht immer um die Grundfrequenz der jeweiligen Anordnung. (In manchen Fällen wird der Endverstärker als Frequenzvervielfacher verwendet, in welchem Fall der betreffende Schwingkreis auf die gewünschte Harmonische abgestimmt ist; auf diese Weise wird erreicht, daß der Schwingkreis die Grundfrequenz und die verbleibenden ungewünschten Oberwellen bedämpft.) Eine derartige Anordnung ist dabei durchaus wirksam. Die Größe der Bedämpfung pro Schwingkreisabschnitt ist jedoch aus unterschiedlichen Gründen begrenzt:
1.) Je höher der Gütefaktor Q des Schwingkreises ist, desto höher sind die darin fließenden Ströme, wodurch die Abmessungen und Kosten der Spule und des Kondensators des betreffenden Schwingkreises erhöht werden.
2.) Je höher der Gütefaktor Q ist, desto größer ist auch die Bedämpfung der oberen Seitenbänder des modulierten Signals und
3.) je größer der Gütefaktor Q ist, desto geringer ist Wirkungsgrad. Bei einem mit einem einzigen Kreis versehenen Filter ist der Wirkungsgrad des Schwingkreises für das Hindurchleiten des Hochfrequenzsignals nämlich wie folgt:
Wirkungsgrad = 1 - Q mit Last/Q ohne Last
wobei "Q ohne Last" die Güte des Schwingkreises ohne angeschlossene Last ist, während "Q mit Last" die Güte des Schwingkreises bei angeschlossener Last ist. Typische Werte von "Q ohne Last" liegen dabei im Bereich zwischen 200 und 800 und von "Q mit Last" im Bereich zwischen 3 und 15. Falls der Wert für "Q mit Last" 13 beträgt, erreicht ein typischer C-Verstärker eine Absenkung der zweiten Harmonischen von nur etwa 30 db. Bei einem Wert von "Q ohne Last" von 260, wird hingegen in etwa 5% der Gesamtleistung vergeudet.
Zur Verringerung des Pegelwertes der geraden Harmonischen sind Gegentaktverstärker sehr nützlich. Derartige Verstärker haben jedoch die Tendenz daß sie unstabil sind, während gleichzeitig die ungeraden Harmonischen dadurch nicht verringert werden.
Andere Schaltanordnungen wie Pi-Netzwerke sind im Vergleich zu einfachen Schwingkreisen wirksamer. Die sich ergebenden Unterschiede sind jedoch nicht groß genug, um das vorhandene Problem zu lösen.
Während sich auf dem Markt eine Anzahl von Produkten befinden, mit welchen entweder manuell und/oder automatisch Oberwellen auf Null zurückgeführt werden können, - was beispielsweise mit Hilfe von Verzerrungsmetern erreicht werden kann, - so ist bisher kein Hochfrequenzoberwellendämpfungselement bekannt, welches das Verfahren oder die Anordnung gemäß der Erfindung verwendet. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, daß das im Rahmen der Erfindung vorhandene Problem seit den frühesten Tagen der Radiotechnik bekannt ist. Da die Anordnung gemäß der Erfindung ungefähr 30% der Herstellungskosten eines leistungsstarken Radio- oder Fernsehsenders einsparen kann, und da auf diese Weise gleichzeitig die Gesamtgröße des Senders erheblich reduzierbar ist, und da schließlich noch die Menge der verbrauchten Leistung erheblich reduziert werden kann, löst die vorliegende Erfindung einen seit langem bestehenden Bedarf und besitzt darüber hinaus eine erhebliche Nützlichkeit.
Ein wesentlicher Vorteil und ein Merkmal der Erfindung besteht darin, daß die Bedämpfung der Oberwellen mit größerer Wirksamkeit als mit dem bisher bekannten Verfahren erreicht werden kann. Im Rahmen der Erfindung kann fernerhin eine Bedämpfung von ungewünschten Seitenbandkomponenten erreicht werden, ohne daß dadurch eine wesentliche Bedämpfung der gewünschten Seitenbandkomponenten eintritt.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die erforderlichen mechanischen und elektrischen Bauteile wesentlich kleiner als die bei dem bekannten Verfahren eingesetzten Komponenten sind. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Kosten der erforderlichen Gerätschaft im Vergleich zu den bisher bekannten Verfahren wesentlich reduziert sind.
Die Erfindung ist insbesondere geeignet zur Bedämpfung von Oberwellen bei amplituden- oder frequenzmodulierten Radiosendern, Fernsehsendern und Radarsendern, d. h. praktisch bei allen leistungsstarken Sendern.
Im Rahmen der Erfindung wird diese Aufgabe einer Verringerung der Amplitude der ungewünschten Hochfrequenzharmonischen dadurch gelöst, indem wenigstens ein zweiter Signalpfad mit einem Leistungsverstärker für die ungewünschten Hochfrequenzharmonischen vorgesehen ist. Innerhalb dieses zweiten Signalpfades werden diese Harmonischen sowohl amplitudenmäßig wie auch phasenmäßig derart eingestellt, daß sie die ungewünschten Harmonischen aufheben, wenn dieselben mit dem entlang des normalen Signalpfades geführten Hauptsignal kombiniert werden. Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung umfaßt der zweite Signalpfad ebenfalls Einrichtungen, mit welchen das gewünschte Hochfrequenzsignal bedämpft wird, wobei es sich im allgemeinen um die Grundfrequenz handelt.
Die Kreise, welche das Ausgangssignal des Leistungsendverstärkers mit der dazugehörigen Antenne verbinden, sind bisher immer als passive Elemente ausgebildet gewesen. Bei derartigen Anwendungen wären aktive Kreise teuer und nicht effizient gewesen. Die auf der Welt vorhandenen Radioingenieure haben demzufolge permanent nur passive Kreise verwendet, um die Leistungsverstärker mit den Antennen zu verbinden. Im Rahmen der Erfindung sind jedoch ein oder mehrere Nebenpfade vorgesehen. Da entlang dieser Nebenpfade nur ungewünschte Frequenzkomponenten geleitet werden, welche im allgemeinen im Vergleich zu der Hauptsignalkomponente 30 oder 40 db niedriger liegen, können diese Nebenpfade mit aktiven Schaltkreisen geringer Größe bestückt werden, um auf diese Weise eine weitere Verringerung der Pegelwerte der ungewünschten Frequenzkomponenten zu erreichen. Die Durchführbarkeit des erfindungsgemäßen Verfahrens ist demzufolge davon abhängig, daß das von dem Leistungsverstärker erzeugte Signal so behandelt wird, daß die Leistung der ungewünschten Frequenzkomponenten auf einen geringen Prozentsatz des gewünschten Ausgangssignals reduziert wird. Falls eine derartige Maßnahme nicht durchgeführt würde, hätte der Leistungspegel der ungewünschten Komponenten einen zu großen Wert, um mit Hilfe aktiver Schaltkreise behandelt zu werden, während gleichzeitig ein derartiges Verfahren den Gesamtwirkungsgrad des Senders sehr stark verringern würde. Darüber hinaus wären die an dem System erforderlichen Einstellungen sehr viel schwieriger durchzuführen.
Die vorliegende Erfindung ist demzufolge nur praktisch durchführbar, wenn die Bedämpfung des Hauptkopplungskreises, welcher zwischen dem Hauptendverstärker und der Antenne liegt, für die ungewünschten Hochfrequenzoberwellenkomponenten wenigstens 6 Decibel (db) größer als für das gewünschte Hochfrequenzsignal ist.
Ausführungsformen der Erfindung umfassen manuell einstellbare Phasen- und Amplitudenkorrekturkreise innerhalb des zweiten Signalpfades sowie Ausführungsformen, bei welchen eine automatische Phasen- und Amplitudeneinstellung vorgenommen wird.
Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich anhand der folgenden Beschreibung und Erörterung von bestimmten Ausführungsformen der Erfindung. Es zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung, bei welcher manuell zu betätigende Einstellelemente für die Schaltkreise zur Minimisierung der Amplitudenwerte von ungewünschten von Harmonischen Schwingungen vorgesehen sind und
Fig. 2 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform der Erfindung, bei welcher eine automatische Minimisierung der Amplitudenwerte von ungewünschten Oberwellen vorgenommen wird.
Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, bei welcher das Ausgangssignal einer Verstärkerröhre 102 die gewünschte Grundfrequenzkomponente sowie die ungewünschten Hochfrequenzoberwellen enthält. Die Elektrodenspannung, welche zur Modulation ein Audiosignal enthalten kann, wird über eine Hochfrequenzdrosselspule 104 der Verstärkerröhre 102 zugeführt. Das Hochfrequenzsignal wird über einen Kopplungskondensator 106 einem aus einem Kondensator 108, einer Spule 110 und einem Kondensator 112 bestehenden Pi- Netzwerk zugeleitet. Dieses Pi-Netzwerk, welches im Hauptpfad zwischen der Endverstärkerröhre und der Antenne angeordnet ist, dient einer Anzahl von Zwecken, unter anderem der Verringerung der zum Betrieb der Verstärkerröhre erforderlichen Leitungsimpedanz im Vergleich zu der an der Ausgangsklemme 114 angeschlossenen Last, während gleichzeitig der am Ausgang der Verstärkerröhre 102 auftretende Pegelwert der Oberwellen verringert wird. Während das Pi-Netzwerk die Größe der Oberwellen verringert, so daß die zweite Oberwelle auf etwa 40 db unterhalb der Grundschwingung gelangt, so besteht im allgemeinen trotzdem die Notwendigkeit, daß wenigstens die ersten paar Oberwellen noch weiter bedämpft werden.
Die Ausgangsseite des Kopplungskondensators 106 ist zusätzlich mit einem Hochpaßfilter 116 verbunden. In dem Fall, in welchem das gewünschte Ausgangssignal die Grundkomponente und nicht eine Oberwelle ist, ist dieses Hochpaßfilter 116 so ausgelegt, daß die Grundfrequenz im wesentlichen zurückgehalten wird, während die ungewünschten Oberwellen hindurchgelassen werden. Jene Oberwellen, welche oberhalb eines zulässigen Pegelwertes entlang des mit dem Pi-Netzwerk versehenen Hauptpfades liegen, werden dann durch entsprechende Bandpaßfilter 118, 118', 118'' etc. geleitet. Die voneinander getrennten Oberwellen, werden dann mit Hilfe von Phasenschiebern 120, 120' etc. derart phasenverschoben, daß diese Oberwellen bei Erreichung der Ausgangsklemme 114 im wesentlichen 180º gegenüber den entsprechenden Oberwellen entlang des ersten durch das Pi- Netzwerk geführten Pfades phasenverschoben sind.
Die Ausgangssignale der Phasenschieber werden durch einstellbare Leistungsverstärker 122, 122' etc. geleitet, welche derart eingestellt sind, daß die durch entsprechende Oberwellenkoppler 124, 124' etc. sich ergebenden Leistungswerte im wesentlichen gleich den Leistungswerten der verschiedenen Oberwellen sind, so wie sie durch den mit dem Pi-Netzwerk gebildeten Pfad auftreten. Dies bewirkt, daß die Oberwellen sehr stark bedämpft werden, so daß entsprechende aktive Elemente in speziellen anderen Pfaden für ungewünschte Oberwellenkomponenten einsetzbar sind. Die einstellbaren Leistungsverstärker 122, 122' besitzen dabei unterschiedliche Leistungswerte. Bei einem Megawatt-Sender müssen beispielsweise die Verstärker über die unteren Oberwellen, d. h. die zweite oder dritte Oberwelle für Leistungswerte von 100 bis 300 Watt ausgelegt sein, während die Verstärker für die vierte oder fünfte Oberwelle nur noch ein paar Watt benötigen. Dabei erscheinen lineare Verstärker vorteilhaft, insbesondere falls die Oberwellen entlang des Hauptpfades amplitudenmoduliert sind.
Um die Phase und Amplitude der Harmonischen Komponenten innerhalb des zweiten Pfades manuell einstellen zu können, erscheint es zweckmäßig, einen Oberwellenmonitor 128 vorzusehen. Dieser Oberwellenmonitor 128 umfaßt dabei Bandpaßfilter/Verstärker 130, 130' etc., Detektoren 132, 132' etc. sowie Anzeigeelemente 134, 134' etc. Der Oberwellenmonitor 128 ist über eine Abtastschleife 126 an der Ausgangsleitung angeschlossen.
Obwohl die beschriebene Schaltanordnung gemäß der Erfindung für den Betrieb mit der Grundfrequenz ausgelegt ist, so erscheint es doch für den Fachmann einleuchtend, daß durch eine veränderte Abstimmung der Filter 116 und 118 der Anordnung von Fig. 1 bzw. der Filter 216 und 218 der Anordnung von Fig. 2 sowie durch eine entsprechende Veränderung des Pi-Netzwerks für den Durchlaß der gewünschten Oberwelle die Schaltanordnung ebenfalls als Frequenzvervielfacher betrieben werden kann.
Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, welche mit Einrichtungen versehen ist, mit denen eine automatische Phasen- und Amplitudeneinstellung innerhalb des zweiten Pfades der ungewünschten Oberwellen durchführbar ist, so daß der Pegelwert der zweiten Oberwelle innerhalb des ausgesandten Endsignals optimal minimisiert werden kann. Falls die anderen Oberwellen mit ausreichender Amplitude ebenfalls eine zusätzliche Unterdrückung erfordern, so können dieselben in derselben Weise wie bei der zweiten Harmonischen behandelt werden.
Die Verstärkerröhre 202, welche bei einer bestimmten Ausführungsform eine Leistungsverstärkerröhre sein kann, die als C-Verstärker betrieben wird, erhält ihre Elektronenspannung durch die Hochfrequenzdrosselspule 204. Der Kopplungskondensator 206 blockiert die Gleichspannung gegenüber dem Pi-Netzwerk, welches aus den Kondensatoren 208, 212 und der Spule 210 besteht. Dieses Pi-Netzwerk läßt dabei die Grundkomponente mit geringer Dämpfung durch, während Hochfrequenzoberwellen sehr stark bedämpft werden. Mit Hilfe dieses innerhalb des Hauptpfades angeordneten Pi-Netzwerkes wird fernerhin die an der Ausgangsklemme 214 anliegende Lastimpedanz, welche im allgemeinen 50 Ohm beträgt, auf einen höheren Wert transformiert, welcher für den Betrieb der Verstärkerröhre 202 geeigneter erscheint.
Der ebenfalls an der Anode der Verstärkerröhre 202 über den Kopplungskondensator 206 angeschlossene Hochpaßfilter 216 bedämpft die Grundkomponente und führt das auf diese Weise gebildete Signal an Bändpaßfilter 218, 218', 218'' etc., durch welche die ungewünschten Oberwellen hindurchgelassen werden, die - abgesehen von der Bedämpfung durch das Pi- Netzwerk - eine zusätzliche Bedämpfung erfordern.
In dem folgenden soll die Funktionsweise der Einrichtung untersucht werden, welche der Bedämpfung der zweiten Harmonischen Komponente dient. Das Ausgangssignal des Hochpaßfilter 216 umfaßt diese zweite harmonische Komponente, welche durch das entsprechende Bandpaßfilter 218 geleitet wird. Das Ausgangssignal dieses Bandpaßfilters 218 wird dann einem Phasenschieber 220 zugeleitet, dessen Ausgangssignal wiederum einem einstellbaren Vorverstärker 222 zugeleitet wird. Das Ausgangssignal dieses Vorverstärkers 222 wird dann wiederum einem Leistungsverstärker 224 zugeleitet. Letzterer ist ein Linearverstärker, welcher die zweite harmonische Komponente am Ausgang eines Oberwellenkopplers 226 bis auf einen Pegelwert verstärken muß, welcher dem Pegelwert der zweiten Harmonischen entlang des ersten Pfades entspricht. Das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 224 muß demzufolge groß genug sein, um den innerhalb des Oberwellenkopplers 226 auftretenden Verlust zu kompensieren. Dieser Oberwellenkoppler 226 sollte dabei auf die zweite Harmonische derart abgestimmt sein, daß die dabei auftretenden Verluste minimisiert werden, während gleichzeitig dieser Oberwellenkoppler 226 gegenüber der Grundfrequenz eine ausreichend hohe Ausgangsimpedanz besitzt, um auf diese Weise die vorhandenen Ausgangskomponenten nicht zu belasten. Dem Fachmann sind dabei eine Anzahl von unterschiedlichen Auslegungen für derartige Oberwellenkoppler 226 bekannt. Ein derartiger Oberwellenkoppler 226 kann beispielsweise ein T-Netzwerk aufweisen, dessen Arme jeweils aus Serienschwingkreisen aufgebaut sind, während der Verbindungspunkt der beiden Arme mit einem Parallelschwingkreis verbunden ist, wobei alle diese Schwingkreise auf die zweite Oberwelle abgestimmt sind.
Ahnlich wie bei der Schaltanordnung von Fig. 1 bewirken der einstellbare Phasenschieber 220 und der einstellbare Vorverstärker 222 gegenüber dem beispielsweise mit dem Pi- Netzwerk versehenen Hauptpfad eine Phasenverschiebung der zweiten harmonischen Komponente um 180º, während die Amplituden beider Signale gleich gemacht werden. Solange diese Bedingungen gut eingehalten werden, wird die zweite harmonische Komponente in sehr starkem Maße gedämpft.
Die automatische Einstellung wird wie folgt durchgeführt: Ein beispielsweise von der Ausgangsklemme 214 abgeleiteter Probenwert des Ausgangssignals wird durch einen resistiven Spannungsteiler 228 und 230 geteilt. Ein von dem Spannungsteiler gespeister Bandpaßfilter 232 trennt die zweite Harmonische ab, welche mit Hilfe eines Detektors 234 gemessen wird. Auf diese Weise wird eine Gleichspannung erzeugt, welche proportional zu der zweiten harmonischen Komponente des Ausgangssignals ist. Diese Gleichspannung wird innerhalb des Gleichstromverstärkers 236 verstärkt, und anschließend einem Dual- ROM-Kreis 238 zugeleitet. Zur Korrektur von sehr niedrigen Spannungswerten kann es dabei wünschenswert sein, zwischen dem Bandpaßfilter 232 und dem Detektor 234 einen zusätzlichen Verstärker vorzusehen.
Der Dual-ROM-Kreis 238, welcher beispielsweise aus zwei ROM-Elementen aufgebaut ist, legt anhand des Pegelwertes der festgestellten zweiten Harmonischen fest, ,wieviel Kippspannung benötigt wird, um einen Null-Abgleich der zweiten Harmonischen für Phasen- und Amplitudenkorrektion der zweiten Oberwelle zu erreichen. Die erforderliche Phasenkorrekturinformation kann dabei in einem dieser ROM- Elemente gespeichert werden, während die Information bezüglich der erforderlichen Amplitudenempfindlichkeit in dem zweiten ROM-Element gespeichert ist. Diese Information erlaubt innerhalb eines kürzesten Zeitraumes einen Null-Abgleich . . Sobald die Schaltanordnung den erforderlichen Wert erreicht, führt dieselbe die Abtastung innerhalb sehr geringer Schwankungsbereiche kontinuierlich durch.
Wenn demzufolge die Schaltanordnung zuerst aktiviert wird, wird eine Abtastung über einen relativ großen Bereich durchgeführt, so wie dies durch den relativ großen Pegel der zweiten Harmonischen an der Verbindungsstelle der beiden Widerstände 228 und 230 bedingt ist. Der Null-Abgleich wird dabei wie folgt erreicht: Im Hinblick auf die erforderliche Phaseneinstellung wird mit Hilfe eines Ausgangsgenerators 240 ein niederfrequentes Rechtecksignal von beispielsweise 1 Hz erzeugt. Die vordere Kante dieses Rechtecksignals gelangt dann zu einer ersten Toreinheit 242, wodurch ein Dämpfungsglied 250 mit dem Phasenschieber 220 verbunden wird. Das Rechtecksignal des Ausgangsgenerators 240 wird dabei mit Hilfe eines Integrators 248 integriert, wodurch ein linear ansteigendes Signal während der Zeitdauer erzeugt wird, während welcher mit Hilfe der Toreinheit 242 das Dämpfungsglied 250 mit dem Phasenschieber 220 verbunden ist. Sobald mit Hilfe des Phasenschiebers 220 die festgestellte zweite Oberwelle einen Null-Durchgang ergibt, d. h. sobald der Pegel nach einem Null-Durchgang wieder ansteigt, schaltet ein Null-Detektor 260 die erste Toreinheit 242 ab, worauf diese Null-Wertspannung innerhalb eines Kondensators 256 zur Einspeicherung gelangt.
In ähnlicher Weise wirken der einstellbare Vorverstärker 222, eine zweite Toreinheit 244, ein Dämpfungsglied 254, ein Integrator 252 und ein Phaseninverter 246 während der anderen Perioden der Rechteckwelle, daß die zweite Toreinheit 244 den einstellbaren Vorverstärker 222 mit dem Dämpfungsglied 254 verbindet. Auf diese Weise wird eine Amplitudenveränderung der zweiten Harmonischen entlang des zweiten Pfades bis zu einem durch den Null-Detektor 260 festgestellten Null-Durchgang erreicht. Dieser Ablauf erfolgt während der negativen Periode des vom Ausgang des Generators 240 abgegebenen Rechtecksignals. Sobald ein amplitudenmäßiger Null-Wert erreicht ist, wird mit Hilfe der Schaltanordnung der richtige Spannungswert innerhalb eines Kondensators 258 gesichert.
Mit zunehmender Verringerung der zweiten Harmonischen werden auch die Ausgangssignale der Dämpfungsglieder 250 und 254 verringert, so daß dadurch die Genauigkeit des Abgleichs verbessert wird. Auf diese Weise kann eine weitere Reduzierung der zweiten Harmonischen erreicht werden.
Es sei verstanden, daß die oben beschriebenen Schaltanordnungen nur Beispiele von vielen möglichen Ausführungsformen sind, welche Anwendungen der vorliegenden Erfindung darstellen. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung sind verschiedene andere Ausführungsformen durchführbar, ohne dabei aus dem Rahmen der Erfindung abzuweichen.

Claims

1. Anordnung zur Verminderung der Leistung von ungewünschten harmonischen Schwingungskomponenten innerhalb eines Hochfrequenzleistungssignals, welche von einen Sender zur Abstrahlung gelangt, gekennzeichnet durch

- einen ersten Signalpfad zum Verbinden des Ausgangs eines Leistungsverstärkers (102,202) mit einer Ausgangsklemme (114, 214), wobei dieser erste Signalpfad das eigentliche Signal hindurchläßt, während das oder die ungewünschten Frequenzkomponenten um wenigstens 6 db bedämpft werden sowie

- einem zweiten Signalpfad zum selektiven Hindurchleiten des oder der ungewünschten Frequenzkomponenten des Leistungsverstärkers (102,202) an die Ausgangsklemme (114,214), wobei dieser zweite Signalpfad Phasensteuereinheiten (120,220) sowie Verstärkereinheiten (122,222) aufweist, mit welchen die der Ausgangsklemme zugeführte ungewünschte Signalkomponente sowohl phasen- wie auch amplitudenmäßig in Bezug auf die Phase und Amplitude der über den ersten Signalpfad zugeführten Signals derart verändert wird, daß auf diese Weise die Leistung der ungewünschten Signalkomponente an der Ausgangsklemme reduzierbar ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasensteuereinheit (120,220) derart ausgelegt ist, daß die der Ausgangsklemme (114,214) zugeführte ungewünschte Signalkomponente phasenmäßig im wesentlichen 180º gegenüber der entlang der ersten des ersten Signalpfades geführten Signalkomponente versetzt ist, während die Verstärkereinheit (122,222) derart betrieben wird, daß die der Ausgangsklemme zugeführte ungewünschte Signalkomponente amplitudenmäßig im wesentlichen gleich der entlang des ersten Signalpfades geleiteten Signalkomponente ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Mehrzahl von zweiten Signalpfaden mit entsprechenden Filtereinheiten (118) vorgesehen ist, mit welchen unterschiedliche ungewünschte harmonische Komponenten zur Auswahl gelangen.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das zu übertragende Signal die Grundkomponente ist, während das oder die ungewünschten Signalkomponenten Harmonische der Grundkomponente sind.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das zu übertragende Signal eine harmonische Komponente ist, während die ungewünschten Komponenten die Grundkomponente und andere Harmonische der Grundkomponente sind.

6. Anordnung nach einem der Ansprüchen 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die in den einzelnen zweiten Signalpfaden angeordneten Phasensteuereinheiten (120,220) und Verstärkereinheiten (122,222) einstellbar sind, um auf diese Weise eine Minimisierung der Leistung der verschiedenen ungewünschten Frequenzkomponenten innerhalb des zu über tragenden Signals zu erreichen.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß Einheiten (228,238,256) zur automatischen Einstellung der Phasenschiebereinheiten (220) vorgesehen sind, welche derart arbeiten, daß die über den zweiten Signalpfad geleitete ungewünschte Signalkomponente die Ausgangsklemme im wesentlichen um 180º phasenverschoben gegenüber der entlang des ersten Signalpfades geführten Signalkomponente erreicht.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß Einheiten (228,238,256), zur automatischen Einstellung der Verstärkereinheiten (220) vorgesehen sind, welche derart arbeiten, daß die entlang des zweiten Signalpfades geleitete ungewünschte Signalkomponente die Ausgangsklemme im wesentlichen mit der gleichen Amplitude wie die entsprechende entlang des ersten Signalpfades geleitete Signalkomponente erreichen.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasen- und Verstärkereinstelleinheiten (228,238,256,258) wie folgt aufgebaut sind:

- Abtasteinheiten (228,230) zur Probenwertentnahme des Ausgangssignals an der Ausgangsklemme (214);

- eine Filtereinheit (232), welche innerhalb der Probenwertentnahme eine ungewünschte Signalkomponente auswählt;

- einem Detektor (234), welcher das Ausgangssignal der Filtereinheit feststellt;

- einem Null-Detektor (260), welcher mit dem Ausgang des Detektors verbunden ist;

- zwei Toreinheiten (242,244), welche ausgangsseitig an der Phasensteuereinheit (220) und der einstellbaren Verstärkereinheit (222) angeschlossen sind;

- Einheiten (238,248,250), welche der Pegelwert der der Phasensteuereinheit (220) zugeführten Steuerspannung derart verändern, um die Phase entsprechend einer Inversfunktion des Pegelwertes der festgestellten ungewünschten Komponente einzustellen, wobei die erste Toreinheit (242) die betreffende Steuerspannung absperrt, sobald der Null-Detektor (260) einen Null-Wert anzeigt,

- eine erste Speichereinheit (256), welche die abgesperrte Steuerspannung speichert;

- Einheiten (238,252,254), welche den Pegelwert einer der einstellbaren Verstärkereinheit (222) zugeführten zweiten Steuerspannung derart verändert, daß die Amplitude als eine Inversfunktion des Pegels der festgestellten ungewünschten Komponente eingestellt wird, wobei die zweite Toreinheit (244) die zweite Steuerspannung absperrt, sobald der Null-Detektor (260) einen Null-Wert anzeigt, und

- eine zweite Speichereinheit (258), welche die abgeschaltete zweite Steuerspannung speichert.

10. Verfahren zur Verringerung der Leistung von ungewünschten harmonischen Komponenten bei einem Hochfrequenzleistungssignal, welches über einen Sender zur Aussendung gelangt, gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte

- Zuführen des Ausgangssignals eines Leistungsverstärkers entlang eines ersten Signalpfades an eine Ausgangsklemme, wobei dieser erste Signalpfad das betreffende Signal hindurchleitet, während das oder die ungewünschten Signalkomponenten um wenigstens 6 db bedämpft werden;

- selektives Hindurchleiten der ungewünschten Signalkomponente entlang eines zweiten Signalpfades von dem Leistungsverstärker an die Ausgangsklemme und

- Steuern der Phase und der Amplitude der entlang des zweiten Signalpfades geleiteten ungewünschten Signalkomponente derart, daß diese ungewünschte Signalkomponente die Ausgangsklemme mit einer Phase und Amplitude in Bezug auf die Phase und Amplitude der die Ausgangsklemme über den ersten Signalpfad zugeleiteten Komponente erreicht, um auf diese Weise die Leistung der ungewünschten Signalkomponente an der Ausgangsklemme zu verringern.