DE3526748A1 - Verstaerkerschaltungen mit zwei in kette geschalteten abschnitten - Google Patents

Verstaerkerschaltungen mit zwei in kette geschalteten abschnitten

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Alfons Prof Dr Ing Dr Gottwald
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Description

Die Erfindung bezieht sich auf Verstärkerschaltungen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Es ist bekannt, daß eine geringe Nichtlinearität des Übertragungsverhaltens von Verstärkern dadurch realisiert werden kann, daß bei ein- oder mehrstufigen Verstärkern der Arbeitspunkt (Ruhepunkt) jedes einzelnen Verstärkerelements in den Bereich hoher Ruheströme gelegt wird. Gemäß Bild 1 der beigefügten Zeichnung verläuft die Übertragungskennlinie eines Transistors in der Umgebung des Arbeitspunktes A 1 mit relativ großem Ruhestrom steiler und weniger nichtlinear als um den Arbeitspunkt A 2 mit kleinem Ruhestrom, so daß ausgangsseitig relativ zum unverzerrten Nutzsignal bei A 1 geringere Verzerrungsprodukte entstehen als bei A 2. Jedoch bedingen die hohen Ruheströme auch hohe Ruheverlustleistungen mit einer Reihe von Nachteilen: Diese Leistungen sind aufzubringen und dem Verstärker zuzuführen; die entstehende Verlustwärme ist mit entsprechend voluminösen und gewichtigen Kühlkörpern abzuführen.
Als Maßnahme zur Reduzierung der Nichtlinearität des Übertragungsverhaltens ist des weiteren die Gegenkopplung bekannt (H. Gölz; F.R. Hübner: "Leitungsverstärker für 3600 Sprechkreise hoher Übertragungsqualität", Frequenz, Bd. 34, H. 6, 1980.) Eine geeignete Gegenkopplung reduziert zwar die Nichtlinearität, setzt aber zugleich die erwünschte lineare Verstärkung herab. Unter diesem Aspekt ist Gegenkopplung als alleinige wesentliche Maßnahme zur Linearisierung unbefriedigend.
Außerdem sind zwei Maßnahmen der Aufhebung von Nichtlinearität bekannt:
Eine erste besteht darin, daß durch Summieren zweier nichtlinearer Übertragungsfunktionen die gesamte Übertragungsfunktion gänzlich oder zumindest teilweise linearisiert wird. Technische Anwendungen dieser Maßnahme finden sich beispielsweise bei Gegentaktschaltungen oder Schaltungen mit Vorwärtskopplung: Signalanteile (Signalspannungen oder -ströme), die auf im wesentlichen parallel verlaufenden Übertragungswegen erzeugt werden, werden ausgangsseitig schaltungstechnisch addiert (also Spannungen durch Serienschaltung, Ströme durch Parallelschaltung). Die technische Anwendung dieses Prinzips kann man als additive Kompensation bezeichnen.
Die zweite besteht darin, daß die Nichtlinearität einer Übertragungsfunktion durch Bilden ihrer inversen Funktion und zusammensetzen der beiden Funktionen in einer Kettenschaltung aufgehoben wird, so daß die Gesamtfunktion linear ist (siehe H. Tischner: "Verzerrungen in nichtlinear arbeitenden Systemen", Elektrische Nachrichtentechnik, Bd.12, 1935, R. Targon: DRP 3 82 177, 1921, C.L. Kober: "Klirrfaktor und Klirrfaktorkompensation", Elektrische Nachrichtentechnik, Bd.13, 1936). Technische Anwendungen dieser Maßnahmen finden sich in Kettenschaltungen von Teil-Übertragungssystemen mit geeigneten nichtlinearen Übertragungskennlinien. Die technische Anwendung dieser Maßnahme kann man daher als Kettenkompensation bezeichnen.
Eine bekannte Anwendung der letztgenannten Kettenkompensation findet sich bei der Momentanwert-Kompandierung, wie sie beispielsweise in PCM-Systemen zur Verbesserung des Quantisierungsgeräuschabstandes genutzt wird, in der Form, daß der nichtlineare Kennlinienverlauf des Kompressors auf der Sendeseite durch den inversen Kennlinienverlauf des Expanders auf der Empfangsseite kompensiert wird. Die Momentanwert-Kompandierung gehört nicht zum gattungsbildenden Stand der Technik, denn bei ihr geht es nicht um die Verstärkung von Signalen als solche in einem kompakten Verstärker, sondern um die Signalübertragung unter ganz besonderen Bedingungen.
In bekannten Übertragungssystemen der Trägerfrequenztechnik wird hinsichtlich der quadratischen Verzerrungen eine partielle Inversität ausgenutzt: Die quadratischen Verzerrungen eines Verstärkerfeldes, bestehend aus einem dämpfenden Leitungsabschnitt und einem nachfolgenden Verstärker, insgesamt mit dem Betrag ≦Χεθβαθ v ≦Χεθβαθ = 1 der Spannungsübertragung, werden im folgenden Verstärkerfeld kompensiert, falls das jeweils vorhergehende Verstärkerfeld das Signal invertiert, also seine Spannungsverstärkung v = -1 ist. Hier handelt es sich um einen Spezialfall insofern, als der Spannungsübertragungsfaktor jeweils beider Abschnitte des Übertragungssystems betraglich 1 ist.
Auch der nahezu lineare Verlauf der Strom-Übertragungskennlinie einer Stromspiegelschaltung wird mittels der Inversität zweier Übertragungskennlinien erzielt: Eingangsseitig wird gemäß einer Dioden-Kennlinie der Eingangsstrom in eine Spannung übersetzt, zum Ausgang hin wird diese Spannung gemäß der hierzu invers wirkenden Übertragungskennlinie eines Transistors in den Ausgangsstrom der Schaltung übersetzt. Auch mit der Stromspiegelschaltung kann infolge des Mangels an Verstärkung in der ersten Stufe nur eine begrenzte Gesamtverstärkung erreicht werden.
Etliche Vorschläge für Kettenkompensationen postulieren besondere Hilfssysteme, die eine vorhandene Nichtlinearität aufheben sollen: Sie sollen i. a. nicht nur quadratische Verzerrungen kompensieren, sondern auch solche höheren Grades. Herkömmlich werden solche Hilfssysteme durch Netzwerke mit Dioden und Widerständen realisiert. Für die Entzerrung vornehmlich von Senderendstufen, die naturgemäß in weiten Bereichen ihrer Übertragungskennlinien ausgesteuert werden, sind in den Offenlegungsschriften Nr. 24 24 491, Nr. 25 51 638 und Nr. 23 06 294 Hilfessysteme mit verschiedenen Vorwärtskopplungen, insbesondere z. B. mit mehreren im wesentlichen parallel verlaufenden Signalübertragungswegen vorgeschlagen worden.
In zwei bekannten Beiträgen aus den Jahren 1936 (H. Wessels: "Über die Linearisierung von Fernsprechverstärkern nach dem Kompensationsverfahren", Elektrische Nachrichtentechnik, Bd.13, 1936) und 1939 (H. Holzwarth: "Untersuchungen zur Linearisierung von Kaskadenverstärkern", Elektrische Nachrichtentechnik, Bd.16, 1939), also aus der Zeit der Röhrenverstärker, werden für einen Einzelfall, nämlich für die Kettenschaltung zweier Kathodenbasis- Verstärkerstufen, Lösungen für eine Kettenkompensation angegeben. Diese Lösungen erfordern eine besondere Konstruktion der Röhren und somit ihrer Kennlinien hinsichtlich Eigenschaften, die der angestrebten Kettenkompensation angepaßt sind.
Durch die DE-OS Nr. 29 51 161 ist eine zweistufige Verstärkerschaltung gemäß der der Erfindung zugrunde liegenden Gattung bekannt geworden, bei der auf eine Kollektorschaltung mit einem pnp-Transistor eine Emitterschaltung mit einem npn-Transistor folgt, wobei letztere mit einer Gegenkopplung durch einen äußeren seriellen Emitterwiderstand ausgestattet ist. Bei dieser Schaltung kann zwar der Spannungs-Verstärkungsfaktor der zweiten Stufe betraglich ≦λτ 1 oder » 1 sein, jedoch ist der Spannungs- Verstärkungsfaktor der ersten Stufe ≃ 1, und hinsichtlich der quadratischen Verzerrungen sind die Klirrabstände beider Stufen betraglich gleich groß. Nachteilig ist bei dieser bekannten Verstärkerschatung, daß zwei komplementäre Transistoren benötigt werden und daß infolge des Mangels an Verstärkung in der ersten Stufe prinzipiell nur eine begrenzte Gesamtverstärkung erreicht werden kann.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 zu schaffen, die als Tiefpaßverstärker bei tiefen Frequenzen und als Bandpaßverstärker bei mittleren Frequenzen des Übertragungsfrequenzbereichs ohne oder mit nur vernachlässigbar geringen quadratischen Verzerrungen des Signals in verschiedenen Ausführungsformen mit mannigfaltig wählbaren linearen Übertragungseingenschaften einschließlich Eingangs- und Ausgangsimpedanz der Gesamtschaltung sowie mit weitestgehend variablem, den jeweiligen Bedürfnissen angepaßten, Schaltungsaufbau realisierbar ist, wobei der erzielbare Betrag des Gesamtverstärkungsfaktors groß ist, der schaltungstechnische Aufwand zur Realisierung der beiden Schaltungsabschnitte klein ist und die erforderlichen Ruheströme (Kollektor- bzw. Drain- bzw. Anodenströme) klein sind, so daß die Verlustleistungen gering sind, und damit die Kühlkörper sowie der Aufwand bei der Leistungsversorgung klein gehalten werden können. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 genannte Maßnahme gelöst.
Als Verstärkungsfaktor einer Verstärkerschaltung oder eines Abschnitts, jeweils vom Eingang E zum Ausgang A, kommt meist die Spannungsverstärkung u A /u E in Betracht. Wenn die Eingangsimpedanz Z E und die Ausgangsimpedanz Z A betraglich große oder kleine Werte annehmen sind als Verstärkungsfaktoren zu betrachten:
Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ist unter Befolgung der im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 gegebenen Dimensionierungsvorschrift hinsichtlich der Konstruktion und somit der quantitativen Eigenschaften der Verstärkerelemente des Schaltungsaufbaus und der linearen Übertragungseigenschaften einschließlich des Verstärkungsfaktors der einzelnen Schaltungsabschnitte sowie der erzielbaren Gesamtverstärkung weitgehend variabel. Die erfindungsgemäße Maßnahme ermöglicht den verschiedensten Bedürfnissen entsprechende, hinsichtlich der Verzerrungskompensation richtige schaltungstechnische Anordnungen der Verstärkerelemente mit angepaßten Übertragungseigenschaften der Verstärkerelemente durch gezielte Formung (Modifizierung) ihrer Übertragungskennlinie durch schaltungstechnische Maßnahmen, insbesondere auch durch Gegenkopplung. Die Erfindung ist spezifisch auf die Kettenkompensation quadratischer Verzerrungen gerichtet und schafft einerseits Regeln einer Systematik für das Auffinden geeigneter, in der Kettenschaltung kombinierbarer Grundformen von Übertragungskennlinien (qualitative Entwicklung); und andererseits Regeln für die Anwendung und Bemessung schaltungstechnischer Maßnahmen zur Modifikation einer oder beider Übertragungskennlinien, Maßnahmen, die die Kompensation quantitativ herbeizuführen haben, (quantitative Entwicklung).
Grundlage der erfindungsgemäßen Maßnahme sind einerseits die nichtlinearen Übertragungskennlinien der zwei in Kette zu schaltenden Verstärkerabschnitte (I) und (II), wie sie bei Tiefpaßverstärkern für tiefe Frequenzen, bei Bandpaßverstärkern für mittlere Frequenzen des Übertragungsfrequenzbereichs gelten, wobei in diesen Kennlinien die jeweiligen Lastwiderstände der Verstärkerabschnitte berücksichtigt werden, und andererseits die Modifizierbarkeit der bedingungsgemäß auszuwählenden Kennlinien durch schaltungstechnische Maßnahmen. Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung an Ausführungsbeispielen noch näher erläutert. In der Zeichnung zeigt:
Bild 1: Übertragungskennlinie eines bipolaren Transistors mit zwei eingezeichneten Arbeitspunkten A 1 und A 2.
Bild 2: Blockschaltbild einer Kettenschaltung von zwei Verstärkerschaltungen.
Bild 3: Elementare Kennlinienformen von Verstärkerabschnitten mit nichtlinearen Kennlinien bis zum Grad 2.
Bild 4: Kombinationsschema von nichtlinearen Kennlinien für die Kompensation quadratischer Verzerrungen.
Bild 5: Technisches Zählpfeilsystem an einem Dreipol.
Bild 6: Übertragungskennlinie.
Bild 7: Qualitative Zuordnung der Transistorgrundschaltungen zu den vier Kennlinienformen entsprechend Bild 3.
Bild 8: Zweistufige Verstärkerschaltung mit Feldeffekttransistoren.
Bild 9: Wechselstromschaltbild der Verstärkerschaltung nach Bild 8.
Bild 10: Blockschaltbild eines Verstärkerabschnittes mit linearer Gegenkopplung.
Bild 11: Logarithmischer Klirrabstand bezüglich Verzerrungen zweiten Grades in Abhängigkeit des Gegenkopplungswiderstandes R 5 der zweiten Stufe.
Bild 12: Verstärkerschaltung mit zwei, Gleichstrommäßig in Serie geschalteten, Feldeffekttransistoren.
Bild 13: Verstärkerschaltung nach Bild 12 mit Stromquelle.
Bild 14: Invertierende Baugruppe.
Bild 15: Für die Kompensation quadratischer Verzerrungen geeignete Kettenschaltungen von Transistorgrundschaltungen mit bipolaren Transistoren gemäß den Ansprüchen 2-5.
Bild 16: Für die Kompensation quadratischer Verzerrungen geeignete Kettenschaltungen von Transistorgrundschaltungen mit bipolaren Transistoren gemäß dem Anspruch 6.
Bild 17: Für die Kompensation quadratischer Verzerrungen geeignete Kettenschaltungen von Transistorgrundschaltungen mit bipolaren Transistoren gemäß den Ansprüchen 7-10.
Bild 18: Für die Kompensation quadratischer Verzerrungen geeignete Kettenschaltungen von Transistorgrundschaltungen mit bipolaren Transistoren gemäß dem Anspruch 11.
In Bild 2 kann jede der Signalgrößen x, y, z eine Signalspannung u oder ein Signalstrom i sein. Die Übertragungskennlinien der beiden Abschnitte (I) und (II) seien durch TAYLOR-Reihen beschrieben:
(Koeffizienten-Indices:
- Der Index in Klammern bezeichnet jeweils den Verstärkerabschnitt.
- Der tiefgestellte Index bezeichnet jeweils den Grad des Signalanteils.)
Für die Kennlinie der Kettenschaltung lautet die TAYLOR-Reihe zunächst:
Wenn man mit Hilfe der Gl. (1) y aus der Gl. (2) eliminiert, erhält man:
Der Verstärkungsfaktor der Gesamtschaltung, also der Koeffizient k 1 des linearen Signalanteils, ist
Beruhend hierauf geht die Erfindung von folgenden Überlegungen aus:
Der Koeffizient k 2 des quadratischen Anteils,
ist von den Koeffizienten höhergradiger Anteile der beiden Teil-Übertragungen unabhängig. Die im folgenden aufgestellten Regeln gelten daher sowohl für quadratische Teil-Übertragungskennlinien wie für höhergradige Kennlinien mit quadratischem Anteil.
Damit die Kettenschaltung der beiden Abschnitte keine quadratischen Verzerrungen verursacht, ist nun die Bedingung
zu erfüllen. Sie führt nach Gl. (6) zur Dimensionierungsvorschrift: Links steht der normierte Klirrabstand D 2(II) bezüglich quadratischer Verzerrungen des 2. Verstärkerabschnitts. Rechts steht neben einem Faktor -1 (einer als elementar erkannten Bedingung für Kettenkompensation), der normierte Klirrabstand D 2(I) bezüglich quadratischer Verzerrungen des 1. Verstärkerabschnitts, multipliziert mit dem Verstärkungsfaktor k 1(I) des 1. Verstärkerabschnitts. Die Dimensionierungsvorschrift nach Gl. (8) wird bei der Erfindung als elementare Bedingung für die Kettenkompensation quadratischer Verzerrungen herangezogen.
Die systematische Permutation der Vorzeichen der Zahlenwerte für die Koeffizienten c 1, c 2 einer quadratischen Funktion
führt zu den vier elementaren Kennlinienformen gemäß Bild 3, charakterisiert durch die Kombinationen Dem Koeffizienten c 1 entsprechen die Koeffizienten k 1(I), k 1(II) der beiden Verstärkerabschnitte; dem Koeffizienten c 2 entsprechen k 2(I), k 2(II).
Aus der Kompensationsbedingung nach Gl. (8) über geeignete Vorzeichen- Kombinationen wird die QUALITATIVE GRUNDREGEL für den Schaltungsaufbau gewonnen:
Die Kennlinien der beiden Verstärkerabschnitte sind aus dem Vorrat ihrer vier Grundformen gemäß Bild 3 so zu wählen, daß die Kompensationsbedingung nach Gl. (8) grundsätzlich erfüllbar ist.
Durch systematische permutierende Anwendung dieser Regel auf alle möglichen Kombinationen der vier Kennliniengrundformen ist das neuartige Kombinationsschema gemäß Bild 4 gewonnen worden. Die Großbuchstaben im Bild 4 beziehen sich auf die gleich bezeichneten und angeordneten Kennlinien des Bildes 3.
Das Kombinationsschema ist eine graphische Darstellung der im Hauptanspruch formulierten acht Bedingungen a) bis h) für die qualitative Dimensionierung der beiden Verstärkerabschnitte.
In den einfachsten Ausführungsformen ist die erwünschte Kennlinienform eines Verstärkerabschnitts durch jeweils eine der drei Grundschaltungen eines dreipoligen Verstärkerelements realisierbar. Die drei Grundschaltungen werden gebildet, indem einer der drei Pole des Verstärkerelements dem Eingang, ein anderer Pol dem Ausgang und der dritte Pol sowohl dem Eingang als auch dem Ausgang wechselstrommäßig zugeordnet werden. So entstehen
- bei bipolaren Transistoren die Emitter- oder die Basis- oder die Kollektor-Schaltung;
- bei Feldeffekt-Transistoren die Source- oder die Gate- oder die Drain-Schaltung;
- bei Röhren-Trioden die Kathoden-(Basis-) oder die Gitter-(Basis-) oder die Anoden-(Basis-) Schaltung.
Bei Verstärkerelementen mit mehr als drei Polen, beispielsweise bei Röhrenpentoden, werden die weiteren Pole wechselstrommäßig mit demjenigen Pol verbunden, der dem Eingang und dem Ausgang gemeinsam ist, oder sie übernehmen Hilfsfunktionen. Damit die Grundschaltungen der Verstärkerelemente den vier Kennlinien- Grundformen gemäß Bild 3 zutreffend zugeordnet werden, werden ihre Eigenschaften aufgrund eines für alle Schaltungen verbindlichen geeigneten Zählpfeilsystems beschrieben. Es wurde gefunden, daß das technische Zählpfeilsystem gemäß Bild 5 vorzüglich geeignet ist.
Sein Vorzug: Die Zahlenwerte aller möglichen linearen Kleinsignal- Übertragungsfaktoren c 1 vom Eingang zum Ausgang, das sind: erscheinen bei einer gegebenen Schaltung, bzw. einem gegebenen Schaltungsabschnitt, mit gleichem Vorzeichen; bei allen vier Faktoren bedeutet
- positives Vorzeichen: Nichtinvertierung,
- negatives Vorzeichen: Invertierung.
Dann genügt es, die Grundschaltungen hinsichtlich der Aussteuerung um einen Arbeitspunkt (Ruhepunkt) A durch nur eine Kennlinie zu charakterisieren; gewählt wird die Abhängigkeit der Änderung i A des jeweiligen Ausgangsstroms von der Änderung u E der jeweiligen Eingangsspannung, siehe Bild 6.
Durch konsequente Anwendung des vereinbarten Zählpfeilsystems sind die qualitativen Zuordnungen gemäß Bild 7 gefunden worden. In diesem Bild sind bei der Darstellung der Grundschaltungen alle weiteren betrieblich erforderlichen oder nützlichen Schaltungsbestandteile (Widerstände, Kapazitäten, Gleichspannungsquellen, Übertrager u. a.) weggelassen.
Werden die Schaltungen nach Bild 7 gemäß Bild 4 kombiniert, so entstehen Kettenschaltungen, die qualitativ geeignet sind quadratische Verzerrungen zu kompensieren. Diese Kettenschaltungen sind in Bild 15-18 dargestellt; sie entsprechen den Schaltungen nach den Unteransprüchen 2-11.
Aus der betraglichen Auswertung der Kompensationsbedingung nach Gl. (8) wurde die QUANTITATIVE GRUNDREGEL für den Schaltungsaufbau gefunden.
Das Verhältnis des normierten Klirrabstandes D 2(II) = k 1(II)/k 2(II) des zweiten Verstärkerabschnitts zum normierten Klirrabstand D 2(I) = k 1(I)/k 2(I) des ersten Verstärkerabschnitts ist betraglich gleich dem linearen Übertragungsfaktor k 1(I) des ersten Verstärkerabschnitts zu machen:
Die Anwendung dieser Regel kann anschaulich beschrieben werden, falls beide Verstärkerabschnitte - wie in den später folgenden Beispielen - durch ihre Spannungsverstärkungen (1. Abschnitt: u y /u x ; 2. Abschnitt: u z /u y ) charakterisiert werden:
- Wenn die Spannungsverstärkung u y /u x des ersten Verstärkerabschnitts betraglich gleich eins ist,
≦Χεθβαθ k 1 (I) ≦Χεθβαθ = 1,
werden beide Verstärkerabschnitt in gleichen Bereichen ihrer Eingangssignalspannungen betrieben. Daraus ist die Erkenntnis gewonnen worden, siehe Gl. (8), daß die Klirrabstände der beiden Verstärkerabschnitte betraglich gleich zu machen sind.
- Wenn die Spannungsverstärkung des ersten Verstärkerabschnitts betraglich größer als 1 ist,
≦Χεθβαθ k 1 (I) ≦Χεθβαθ ≦λτ 1
wird der zweite Verstärkerabschnitt in einem größeren Eingangsspannungsbereich betrieben als der erste. Daraus ist die Erkenntnis gewonnen worden, daß der Klirrabstand der zweiten Stufe betraglich größer zu machen ist als derjenige der ersten Stufe.
Für die Modifizierung der Übertragungskennlinien, eventuell erforderlich, damit die Kompensation quantitativ herbeigeführt wird, wurden folgende vorzugsweise Maßnahmen aufgefunden:
- Die geeignete Bemessung von Arbeitspunkten der in den Verstärkerabschnitten eingesetzten Verstärkerelemente und/oder
- die Auswahl und geeignete Bemessung einer oder mehrerer Gegenkopplungen in einem Verstärkerabschnitt oder in beiden Verstärkerabschnitten oder äquivalente Maßnahmen.
Im folgenden werden, anhand der Schaltung nach Bild 8, drei Beispiele zur quantitativen Dimensionierung gegeben.
Gegeben sei die Kettenschaltung von zwei Verstärkerabschnitten, ausgestattet mit je einem FET gleichen Typs, gemäß Bild 8, die qualitativ geeignet ist (siehe Bild 4 und Bild 7), quadratische Verzerrungen zu kompensieren. Durch adäquateDimensionierung der Schaltung, d. h. richtige Wahl der Ruheströme, der Arbeitswiderstände und gegebenenfalls der Gegenkopplungen, soll die Regel für die Kompensation quadratischer Verzerrungen (Gl. (8)) auch quantitativ erfüllt werden.
Bild 9 zeigt das Wechselstromschaltbild der Verstärkerschaltung.
Die Spannungsübertragungsfunktionen u y /u x und u z /u y der beiden Verstärkerabschnitte können allgemein angegeben werden zu: Mit den verwendeten Feldeffekttransistoren gilt für die Übertragungskoeffizienten k 1(I), k 2(I), k 1(II) und k 2(II) ohne Gegenkopplung (R 5 = 0): In der zweiten Stufe wird fakultativ ein Gegenkopplungswiderstand R 5 verwendet.
Für einen Verstärkerabschnitt mit linearer Gegenkopplung entsprechend Bild 10 gilt: Demzufolge erhält man für die zweite Stufe mit Gegenkopplung: Im folgenden werden drei typische Dimensionierungsbeispiele vorgestellt und miteinander verglichen:
⚫ Beispiel 1:
Beide Transistoren werden im gleichen Arbeitspunkt betrieben:
I ⚫ (T1) = I ⚫ (T2) = 5 mA;
die zweite Stufe ist nicht gegengekoppelt: R 5 = 0; in diesem Fall ist nach den Gleichungen (11) bis (14) D2(1) gleich D 2(2) und wir erhalten aus der Kompensationsbedingung Gl. (8):
k 1(I) = -1.
Die für die Kompensation quadratischer Verzerrungen notwendige Verstärkung der ersten Stufe ist also gleich -1; d. h., die erste Stufe invertiert das Eingangssignal nur, es findet keine betragliche Verstärkung des Eingangssignals statt.
Für gewöhnlich wird von der ersten Stufe eines Verstärkers eine Spannungsverstärkung gefordert, deren Betrag ≦Χεθβαθ k 1(I) ≦Χεθβαθ wesentlich größer als eins ist: ≦Χεθβαθ k 1(I) ≦Χεθβαθ » 1!
Wie die Kompensationsbedingung Gl. (8) zeigt, muß dann der normierte Klirrabstand der zweiten Stufe D 2(II) vergrößert werden. Eine Vergrößerung von D 2(II) kann erreicht werden durch:
- Erhöhen des Ruhestroms I ⚫ (T2) des Feldeffekttransistors der zweiten Stufe (Beispiel 2),
- Verwenden einer Gegenkopplung in der zweiten Stufe (hier mittels des Widerstandes R 5),
- oder durch beides (Beispiel 3).
⚫ Beispiel 2:
Es wird eine lineare Verstärkung k 1(I) der ersten Stufe von k 1(I) = -10 gefordert. Es soll ferner gelten:
I⚫ (T1) = 5 mA, R 5 = 0.
Die Kompensationsbedingung Gl. (8) kann erfüllt werden durch die richtige Wahl des Ruhestromes I⚫(T2) des zweiten Transistors. Aus Gl. (8) und den Gleichungen (11) bis (14) erhält man für diesen Dimensionierungsfall:
I⚫(T2) = 500 mA.
Dieser hohe Wert des Ruhestromes I⚫(T2) kann mit dem gewählten FET nicht realisiert werden, ohne den Transistor zu zerstören. Zudem würde der Verstärker bei Betrieb in dieser Dimensionierung einen enorm hohen Ruheleistungsverbrauch aufweisen und kaum ohne Kühlkörper auskommen. Dies würde bedeuten: Erhöhten Aufwand in den Stromversorgungseinrichtungen für den Verstärker und erhöhtes Volumen des Verstärkers.
Die Dimensionierungsbeispiele 1 und 2 sind aufgrund ihrer genannten Nachteile (geringe Verstärkung, hoher Ruheleistungsverbrauch) wenig geeignet, eine Kompensation quadratischer Verzerrungen in der Beispielschaltung nach Bild 8 herbeizuführen.
Im dritten Beispiel wird die Kompensation quadratischer Verzerrungen bei niedrigen Ruheströmen und ausreichender Verstärkung der ersten Stufe herbeigeführt durch den Einsatz einer Gegenkopplung mit dem Widerstand R 5 in der zweiten Stufe.
⚫ Beispiel 3:
Es wird eine lineare Verstärkung k 1(I) der ersten Stufe von k 1(I) = -10 gefordert.
Es soll gelten I⚫(T1) = 5 mA.
Die Kompensation kann herbeigeführt werden durch die geeignete Wahl des Ruhestromes I⚫(T2) der zweiten Stufe und des Gegenkopplungswiderstandes R 5 der zweiten Stufe.
Der Ruhestrom I⚫(T2) wird in diesem Beispiel zu
I⚫(T2) = 15 mA
gewählt.
Aus Gl. (8) und den Gleichungen (11) bis (18) erhält man dann für R 5:
R 5 = 137 Ω.
Die Verstärkung der zweiten Stufe sinkt für diesen Dimensionierungsfall auf 42% ihrer ursprünglichen Verstärkung (I ⚫(T2) = 5 mA, R 5 = 0); der Ruhestromverbrauch des Gesamtverstärkers steigt von 10 mA (Beispiel 1) auf 20 mA (Beispiel 3), ist aber erheblich niedriger als der Ruhestromverbrauch des Verstärkers bei Dimensionierung nach Beispiel 2 (505 mA). Es zeigt sich also, daß die Möglichkeit, den ersten Abschnitt mit einer vom Wert 1 wesentlich verschiedenen Verstärkung zu betreiben, sehr vorteilhaft sein kann. Durch den Einsatz einer richtig bemessenen Gegenkopplung gelingt es, die Kompensation bei gleichzeitig geringen Ruheströmen der Verstärkerelemente herbeizuführen.
Bild 11 zeigt für diesen Dimensionierungsfall: den logarithmischen Klirrabstand bezüglich Verzerrungen zweiten Grades der Kettenschaltung in Abhängigkeit des Gegenkopplungswiederstandes R 5 der zweiten Stufe. In Bild 11 eingetragen sind die Meßwerte für den nach dem Dimensionierungsbeispiel 3 aufgebauten Verstärker.
Am Bild 11 ist zu erkennen:
- eine Reduzierung der Gegenkopplung der zweiten Stufe (R 5≦ωτ137Ω) reduziert den Klirrabstand der Kettenschaltung (die Verzerrungen der zweiten Stufe sind dominierend);
- Eine Erhöhung der Gegenkopplung der zweiten Stufe (R 5≦λτ137Ω) reduziert den Klirrabstand der Kettenschaltung ebenso (die Verzerrungen der ersten Stufe dominieren).
Im Unterschied zu bisher üblichen Verstärkern wird Gegenkopplung also nicht eingesetzt, um den bestmöglichen Klirrabstand der gegengekoppelten Stufe zu erhalten. Vielmehr wird der Klirrabstand der gegengekoppelten Stufe so dimensioniert, daß in der Gesamtschaltung die Kompensation der Verzerrungen zustande kommt. Gegenkopplung kann sowohl im ersten, wie auch im zweiten, wie auch in beiden Verstärkerabschnitten gleichzeitig eingesetzt werden. Zusätzlich kann Gegenkopplung über beide Verstärkerabschnitte eingesetzt werden.
Eine besondere Verstärkerschaltung, deren Wechselstromverhalten im wesentlichen dem der Verstärkerschaltung nach Bil 8 entspricht, zeigt Bild 12. Die beiden Transistoren sind für Gleichströme in Serie, für Wechselströme in Kette geschaltet. Für die Schaltung nach Bild 12 gelten die gleichen Dimensionierungsregeln wie für die Schaltung nach Bild 8, insbesondere kann auf die gleiche Weise die Kompensation quadratischer Verzerrungen herbeigeführt werden.
Wesentlicher Vorteil der Schaltung nach Bild 12 gegenüber der Schaltung nach Bild 8 ist:
Durch die Gleichstromserienschaltung sinkt der Gesamtstromverbrauch der Schaltung. Insbesondere bei Leitungsverstärkern ist dies von Vorteil. Leitungsverstärker sind räumlich oft sehr weit von ihrer Stromversorgungseinheit getrennt; um die Verluste bei der Ruheleistungsübertragung von der Stromversorgungseinheit zum Verstärker gering zu halten, werden die Stromversorgungseinheiten oft als Gleichstromquellen ausgelegt. Je geringer der Strom ist, den diese Stromversorgungseinheit erzeugen müssen, umso geringer ist der Aufwand der hier getrieben werden muß.
In der Schaltung nach Bild 12 fließen durch beide Transistoren zunächst gleich große Ruheströme (Gleichströme). Durch eine Erweiterung der Schaltung mit einer Gleichstromquelle I Q1 oder I Q2, entsprechend Bild 13 parallel zu einem der beiden Transistoren eingesetzt, lassen sich in den beiden Transistoren unterschiedliche Ruheströme einstellen.
Weitere Ausführungsmöglichkeiten der Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 zeigen die Bilder 15 bis 18 der Zeichnung. Die Schaltungen der jeweils linken Spalte in diesen Bildern können dem eingangsseitigen Abschnitt I des Verstärkers zugeordnet werden. Jeder Pfeil der von einer Schaltung der linken Spalte ausgeht weist auf eine Schaltung der mittleren Spalte, die jeweils zur Erfüllung der Kompensationsbedingung im eingangsseitigen Abschnitt II einsetzbar ist. An die Stelle einer jeden in der mittleren Spalte dargestellten Schaltung kann die jeweils rechts daneben stehende Schaltung mit vorgeschaltetem Inverter treten.
Als invertierende Baugruppe, "Inverter" genannt, können verwender werden: Geeignet dimensionierte Übertrager (phasenumkehrend) bei Sinus-Vorgängen; Betrag ≦Χεθβαθ ü ≦Χεθβαθ des Übersetzungsverhältnisses größer, oder gleich, oder kleiner eins), oder geeignet dimensionierte invertierende aktive Baugruppen mit Verstärkerelementen, wobei ihr nichtlineares Verhalten in die Dimensionierung eines Verstärkerabschnitts einzubeziehen ist.

Claims (68)

1. Verstärkerschaltungen, mit Verstärkerelementen in Form von Transistoren und/oder Röhren, sowie mit zwei in Kette geschalteten Abschnitten, deren jeder mindestens ein Verstärkerelement enthält, so daß jeder Abschnitt bei Tiefpaß-Verstärkern im Bereich tiefer Frequenzen bzw. bei Bandpaß-Verstärkern im Bereich mittlerer Frequenzen durch eine nichtlineare Kennlinienfunktion mit einem linearen und einem quadratischen und eventuell weiteren Anteilen höherer Potenzen beschreibbar ist, wobei der eingangsseitige Abschnitt I, mit der Eingangssignalgröße x und der Ausgangssignalgröße y, durch die Kennlinienfunktion y = f(x) = k 1(I) · x + k 2(I) · x2 + k 3(I) · x 3 + . . .und der ausgangsseitige Abschnitt II, mit der Eingangssignalgröße y und der Ausgangssignalgröße z, durch die Kennlinienfunktionz = f(y) = k 1(I) · y + k 2(II) · y 2 + k 3(II) · y 3 + . . .charakterisiert ist, und wobei quadratische Nichtlinearität in beiden Abschnitten I bzw. II dadurch gegeneinander kompensiert werden, daß bei der Charakteristikz = f(x) = k 1(G) · x + k 2(G) · x 2 + k 3(G) · x 3 + . . .der Gesamtschaltung G der Koeffizient k 2(G) gleich Null gemacht wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Koeffizient k 2 (G) dadurch gleich Null gemacht wird, daß für die qualitative Dimensionierung der jeweiligen Schaltungsabschnitte I und II, d. h. die Auswahl und Anordnung der Bauelemente in diesen Abschnitten eine der folgenden acht Bedingungen gestellt und erfüllt wird:a) k 1(I)≦λτ0, k 2(I)≦λτ0 ↔ k 1(II)≦ωτ0, k 2(II) ≦λτ0
b) k 1(I)≦λτ0, k 2(I)≦λτ0 ↔ k 1(II)≦λτ0, k 2(II) ≦ωτ0c) k 1(I)≦ωτ0, k 2(I)≦λτ0 ↔ k 1(II)≦ωτ0, k 2(II) ≦λτ0
d) k 1(I)≦ωτ0, k 2(I)≦λτ0 ↔ k 1(II)≦λτ0, k 2(II) ≦ωτ0e) k 1(I)≦ωτ0, k 2(I)≦ωτ0 ↔ k 1(II)≦λτ0, k 2(II) ≦λτ0
f) k 1(I)≦ωτ0, k 2(I)≦ωτ0 ↔ k 1(II)≦ωτ0, k 2(II) ≦ωτ0g) k 1(I)≦λτ0, k 2(I)≦ωτ0 ↔ k 1(II)≦ωτ0, k 2(II) ≦ωτ0
h) k 1(I)≦λτ0, k 2(I)≦ωτ0 ↔ k 1(II)≦λτ0, k 2(II) ≦λτ0und daß für die quantitative Dimensionierung der jeweiligen Schaltungsabschnitte I und II, d. h. die Bemessung der Bauelemente dieser Abschnitte die Bedingung≦Χεθβαθ k 1(I)2 · k 2(II) ≦Χεθβαθ = ≦Χεθβαθ k 2(I) · k 1(II) ≦Χεθβαθ
gestellt und erfüllt wird.
2. Verstärkerschaltung, nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
eingangsseitige Abschnitt I
entweder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung enthält, und daß der
ausgangsseitige Abschnitt II
entweder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. in der Gatezuleitung beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor ins Gateschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. in der Gatezuleitung beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain beim Feldeffekttransistor, enthält.
3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
eingangsseitige Abschnitt I
entweder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung enthält, und daß der
ausgangsseitige Abschnitt II
entweder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung mit einem vorgeschalteten Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung mit einem vorgeschalteten Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Gatezuleitung beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder je einer Impedanz in der Emitterzuleitung und zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung oder je einer Impedanz in der Sourcezuleitung und zwischen Gate und Drain beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz zu der Emitterzuleitung oder je einer Impedanz in der Emitterzuleitung und zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung oder je einer Impedanz in der Emitterzuleitung und zwischen Gate und Drain beim Feldeffekttransistor, enthält.
4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
eingangsseitige Abschnitt I
entweder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz zwischen Gate und Drain enthält, und daß der
ausgangsseitige Abschnitt II
entweder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung mir vorgeschaltetem Inverter, enthält.
5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
eingangsseitige Abschnitt I
entweder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und einer Impedanz zwischen Gate und Drain enthält, und daß der
ausgangsseitige Abschnitt II
entweder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung mit einem vorgeschalteten Inverter,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und einem vorgeschalteten Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und einem vorgeschalteten Inverter enthält.
6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
eingangsseitige Abschnitt I
entweder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung, oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung, enthält, und daß der
ausgangsseitige Abschnitt II
entweder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/ oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor, oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung jeweils mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor, bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/ oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterschaltung, oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in Emitterzuleitung, oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung, enthält.
7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
eingangsseitige Abschnitt I
entweder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung enthält, und daß der
ausgangsseitige Abschnitt II
entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. in der Gatezuleitung beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. in der Gatezuleitung beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/ oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain beim Feldeffekttransistor, enthält.
8. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß der
eingangsseitige Abschnitt I
entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung enthält, und daß der
ausgangsseitige Abschnitt II
entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung mit einem vorgeschalteten Inverter oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung mit einem vorgeschalteten Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Gatezuleitung beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder je einer Impedanz in der Emitterzuleitung und zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. einer Impedanz in der Sourcezuleitung oder je einer Impedanz in der Sourcezuleitung und zwichen Gate und Drain beim Feldeffekttransistor,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz zu der Emitterzuleitung oder je einer Impedanz in der Emitterzuleitung und zwischen Basis und Kollektor beim bipolaren Transistor bzw. mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung oder je einer Impedanz in der Emitterzuleitung und zwischen Gate und Drain beim Feldeffekttransistor, enthält.
9. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
eingangsseitige Abschnitt I
entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz zwischen Gate und Drain enthält, und daß der
ausgangsseitige Abschnitt II
entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung
oder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, enthält.
10. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
eingangsseitige Abschnitt I
entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und einer Impedanz zwischen Gate und Drain enthält, und daß der
ausgangsseitige Abschnitt II
entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung mit einem vorgeschalteten Inverter,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und einem vorgeschalteten Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und einem vorgeschalteten Inverter, enthält.
11. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß der
eingangsseitige Abschnitt I
entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung, oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung, enthält, und daß der
ausgangsseitige Abschnitt II
entweder einen bipolaren pnp-Transistor in Kollektorschaltung oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Kollektorschaltung mit vorgeschaltetem Inverter oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Drainschaltung mit vorgeschaltetem Inverter,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Emitterschaltung gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/ oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor, oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Gate und Drain,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Emitterschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/oder einer Impedanz in der Emitterzuleitung und/oder einer Impedanz zwischen Basis und Kollektor, oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Sourceschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung und/oder zwischen Gate und Drain,
oder einen bipolaren npn-Transistor in Basisschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung, oder einen n-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung,
oder einen bipolaren pnp-Transistor in Basisschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Emitterzuleitung, oder einen p-Kanal Feldeffekttransistor in Gateschaltung mit vorgeschaltetem Inverter, gegebenenfalls mit einer Impedanz in der Sourcezuleitung, enthält.
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