DE112006001042T5

DE112006001042T5 - Zeitkontinuierlicher Equalizer

Info

Publication number: DE112006001042T5
Application number: DE112006001042T
Authority: DE
Inventors: Aaron Hillsboro Martin; Parvan Corvallis Hanuolu; Randy Beaverton Mooney
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2005-04-28
Filing date: 2006-04-25
Publication date: 2008-04-03
Also published as: US20060245485A1; KR20080005233A; TW200709588A; CN101167248B; GB2441241A; CN101167248A; WO2006116523A1; GB0719677D0

Abstract

Zeitkontinuierlicher Equalizer, der folgendes umfaßt:
eine erste Transkonduktanzschaltung, um eine Verstärkung eines verstärkten Signals in einer Verbindung festzusetzen; und
eine zweite Transkonduktanzschaltung, um eine Nullfrequenz in einer Übertragungsfunktion des Equalizers festzusetzen, wobei die Nullfrequenz einen Frequenzbereich des Signals, das in der Verbindung verstärkt wird, steuert, basierend auf der Verstärkung, die von der ersten Transkonduktanzschaltung festgesetzt ist.

Description

GEBIET
Diese Erfindung betrifft im allgemeinen in einer oder mehreren ihrer Ausführungen Signalverarbeitungsschaltungen zur Unterdrückung von Interferenz und/oder anderen Arten von Rauschen.
ERFINDUNGSHINTERGRUND
Begrenzte Bandbreite ist eine wesentliche Einschränkung bei digitalen Hochgeschwindigkeitssystemen, weil sie Signalverluste hervorruft, die die Leistung verschlechtern. Die Verluste werden hauptsächlich durch Hauteffekte, oder frequenzabhängige Dämpfung, hervorgerufen, die entlang der Signalleitung auftreten. Diese Dämpfung erzeugt eine Verzerrung in Form von Intersymbolinterferenz (ISI), die die Spannungs- und Zeitsteuerungsgrenzwerte des übertragenen Signals negativ beeinflussen. Diese Effekte werden an den Kupferzwischenverbindungen der Leitung deutlicher, wo Reflektionen, dielektrische Verluste und andere schädliche Einflüsse eingeführt werden.
Verschiedene Techniken wurden entwickelt, um diese Verluste zu kompensieren, einschließlich Vorverzerrung an dem Sender und zeitdiskrete Entzerrung an dem Empfänger. Die Vorverzerrung kompensiert den Verlust, indem sie das Signal vor der Übertragung vorverarbeitet, beispielsweise indem sie übersteuerte Signale erzeugt, um höhere Frequenzen zu verstärken. Zeitdiskrete Entzerrung umfaßt das Abtasten und anschließende Verarbeiten des Signals an dem Empfänger. Beide Ansätze haben sich als unzureichend erwiesen, so ist z. B. die Vorverzerrung durch begrenzte Senderleistung eingeschränkt, und zeitdiskrete Entzerrung erfordert es, daß die Signale bei exakten hohen Geschwindigkeiten übertragen werden und benötigt zusätzliche Hardware (z. B. Taktungs- und Abtastschaltungen) an dem Empfänger, die die Komplexität und den Stromverbrauch erhöht.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Diagramm, das eine aktive, abstimmbare zeitkontinuierliche Entzerrungsschaltung nach einer Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 ist ein Diagramm, das eine Art von linearem Verstärker zeigt, der in der Entzerrungsschaltung von 1 umfaßt sein kann.
3 ist ein Graph, der eine Frequenzantwort zeigt, die von dem linearen Verstärker der 2 unter einem beispielhaften Satz von Bedingungen erzeugt wurde.
4(a) und (b) sind Graphen, die Augendiagramme zeigen, die in Dienstkanälen mit und ohne eine Empfänger-Entzerrungsschaltung mit einer Frequenzantwort, wie sie in 3 gezeigt wird, erzeugt werden.
5 ist ein Diagramm, das eine aktive, abstimmbare zeitkontinuierliche Entzerrungsschaltung nach einer anderen Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt.
6 ist ein Graph, der eine Frequenzantwort auf die Entzerrungsschaltung von 5 zeigt, die unter einem beispielhaften Satz von Bedingungen erzeugt wurden.
7A ist ein Diagramm, das Funktionsblöcke zeigt, die in einem Verfahren zur Durchführung von Entzerrung in einer Signalleitung nach einer Ausführung der vorliegenden Erfindung umfaßt sind, und 7B und 7C zeigen Funktionsblöcke, die zu den Blöcken B110 bzw. B120 in der 7A gehören können.
8 ist ein Diagramm, das eine Art zeigt, in der sich Verstärkungs-Jitter in einem quellensynchronen Taktungssystem über eine Chip-Chip-Verbindung bilden kann.
9(a) und 9(b) sind Graphen, die Leistungsergebnisse zeigen, die jede der Entzerrungsschaltungen der 2 und 5 erzeugen können, wenn sie unter einem beispielhaften Satz von Bedingungen auf ein quellensynchrones Taktungssystem angewandt werden.
10(a) und 10(b) sind Graphen, die zusätzliche Leistungsergebnisse zeigen, die die Datenrate mit der Jitter-Verstärkung vergleichen.
11 ist ein Diagramm eines Systems, das jede der Entzerrungsschaltungs-Ausführungen der vorliegenden Erfindung umfassen kann oder mit ihr gekoppelt sein kann.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGEN
Die 1 zeigt eine aktive, abstimmbare zeitkontinuierliche Entzerrungsschaltung 1 nach einer Ausführung der vorliegenden Erfindung. Die Entzerrungsschaltung kann mit einem empfangenden Ende einer Verbindung 2 gekoppelt sein, die Übertragungsleitungs-Charakteristika zeigt. Die Verbindung kann beispielsweise eine verlustbehaftete Zwischenverbindung zwischen zwei Chips sein, wie etwa ein Serverkanal, ein Bus oder eine Kupferleitung auf einer Leiterplatte, ebenso wie anderen Arten von Signalschnittstellen einschließlich, aber nicht beschränkt auf, Koaxialkabel und verdrillte Doppelleitungen, um einige wenige zu nennen.
Die Entzerrungsschaltung arbeitet als ein linearer Verstärker mit differentiellen Eingängen und Ausgängen. Anschlüsse 3 und 4 sind invertierende und nicht-invertierende Eingangsanschlüsse, die differentielle Signale V_in und V_ip von einem übertragenden Ende 7 der Signalleitung empfangen. Anschlüsse 5 und 6 sind invertierende und nicht-invertierende Anschlüsse, die differentielle Signale V_on und V_op von dem Verstärker an beispielsweise einen Signalleitungsempfänger 8 ausgeben. (Die Indizes „n" und „p" stehen für negativ und positiv, oder gleichbedeutend, für invertierend bzw. nicht-invertierend.) Als eine zeitkontinuierliche Schaltung tastet der Equalizer das übertragende Signal möglicherweise nicht ab, bevor es den Empfänger erreicht. Statt dessen kann das Signal direkt von der Verbindung zu dem Equalizer übertragen werden, wodurch die Verwendung von Taktungs-/Abtastschaltungen vermieden wird, die üblicherweise die Leistung und andere Komplexität in anderen Architekturen erhöhen.
Bezieht man sich auf die 2, so wird der lineare Verstärker aus zwei Transkonduktanzschaltungen 10 und 20 gebildet, die zwischen einer Spannungsversorgungsleitung (V_DD) 30 und einer Referenzleitung 40, z. B. der Erdung, gekoppelt sind. Die erste Schaltung 10 umfaßt ein differentielles Paar von Transistoren 21 und 22 und einen Kondensator 23, der zwischen ihre Drains gekoppelt ist. Der Kondensator kann einen Wert aufweisen, der 0,5 C_D beträgt, wobei C_D die Kapazität zwischen den Drains der Transistoren darstellt. Der Wert von 0,5 wird verwendet, um die Gleichungen, die unten erörtert werden, zu vereinfachen, damit die Gleichungen keine Zahlen aufweisen sondern nur Variablen.
Der Wert von 0,5 kann entfallen oder durch einen anderen Wert in anderen Ausführungen ersetzt werden.
Die zweite Schaltung 20 umfaßt ein differentielles Paar von Transistoren 31 und 32 mit gemeinsamer Source oder gemeinsamem Drain. Die Gates der Transistoren 22 und 32 werden durch das differentielle Signal V_in gesteuert, das von dem invertierenden Eingangsanschluß der Signalleitung empfangen wird, und die Gates der Transistoren 21 und 31 werden von dem differentiellen Signal V_ip gesteuert, das von dem nicht-invertierenden Anschluß der Signalleitung empfangen wird.
Die Transkonduktanzschaltungen werden mit der Versorgungsleitung über die Widerstände 50 und 60 verbunden. In Übereinstimmung mit dieser Ausführung sind die Sources der Transistoren 21 und 31 mit der Versorgungsleitung über den Widerstand 50 gekoppelt, und die Sources der Transistoren 22 und 32 sind mit der Versorgungsleitung über den Widerstand 60 gekoppelt. Die Widerstände 50 und 60 können den gleichen Widerstandswert R_L aufweisen, da diese Gleichbelastung sich als vorteilhaft für manche Hochgeschwindigkeitsanwendungen herausstellt. In alternativen Ausführungen können die Widerstände 50 und 60 unterschiedliche Werte aufweisen. Die Ausgangsanschlüsse des linearen Verstärkers können mit den Knoten 70 und 80 gekoppelt sein, z. B. ist V_on von dem Knoten 70 abgezweigt, und V_op ist von dem Knoten 80 abgezweigt.
Beide Transkonduktanzschaltungen umfassen optional Schaltungen, um die Arbeitsspannungen der Transistoren unter Vorspannung zu setzen. Diese Schaltungen können aus Transistoren 41-44 mit Gates ausgebildet werden, die mit einer Vorspannung V_bn gekoppelt sind, die von einer Steuerschaltung (nicht gezeigt) erzeugt wird. Die Vorspannung kann so gesetzt werden, daß sie die Anforderungen einer Signalleitungs-Anwendung erfüllt. Der lineare Verstärker kann auch ein Paar von Kondensatoren 81 und 82 (C_L) aufweisen, die zwischen den differentiellen Ausgangsanschlüssen V_on und V_op und der Referenzleitung angeordnet sind. Diese Kondensatoren sind Ladekondensatoren einer nachfolgenden Stufe, die bezüglich ihrer Kapazitätswerte angepaßt werden können. Bei vielen Anwendungen sollte C_L minimiert werden, um die Bandbreite des Equalizers auf ein Maximum zu erweitern.
Im Betrieb bestimmt die Transkonduktanzschaltung 20 die DC-Verstärkung des Verstärkerausgangs, und das Transkonduktanzelement M1 bestimmt den Frequenzbereich der Signale, die durch die Verstärkung verstärkt werden. Die DC-Verstärkung kann wie folgt bestimmt werden: DC-Verstärkung = gm2·R (1)wobei g_m2 die Transkonduktanz eines Paares von differentiellen Transistoren 31 und 43 darstellt und R_L den Gesamtlastwiderstand darstellt. Aus der Gleichung (1) wird klar, daß die Verstärkung des Verstärkers entweder dadurch angepaßt werden kann, daß der Wert des Gesamtlastwiderstandes R_L gewählt wird oder daß die Transkonduktanz g_m2 der Schaltung 20 skaliert wird. Durch das Modifizieren eines oder beider der Parameter kann ein breiter Abstimmbereich für die Entzerrungsverstärkung erreicht werden. Die Verstärkung kann beispielsweise basierend auf dem Kanal, dem Verfahren und/oder den Schranken für das Signal-Rausch-Verhältnis einer bestimmten Anwendung festgesetzt werden.
Der Frequenzbereich der Signale, die durch die Verstärkung verstärkt werden, wird bestimmt, indem eine Null in die Übertragungsfunktion der Entzerrungsschaltung eingesetzt wird. Bei der Transkonduktanzschaltung 10 bewirkt das Erzeugen dieser Null (bzw. der Spitzenbildungseffekt), daß die Verstärkung des Equalizers sich bei einer bestimmten Frequenz erhöht, die beispielsweise mit der Frequenz der übertragenen Signale oder irgendeiner anderen Frequenz, die mit der Verbindung verknüpft ist, übereinstimmen kann. Die Nullfrequenz ω_z ist durch die folgende Gleichung gegeben: ωz = ff + 1 ωp (2)
Während nur eine Null in der Übertragungsfunktion dieser Ausführung erzeugt wird, können andere Ausführungen beispielsweise zusätzliche Nullen einführen, um die Anforderungen einer bestimmten Anwendung zu erfüllen.
Aus der Gleichung (2) wird klar, daß die Nullfrequenz eine Funktion von ω_p und f ist, wobei ω_p die Frequenz darstellt, bei der ein Pol in der Frequenzantwort auftritt, und f ein Verhältnis der Transkonduktanzen der Schaltungen 10 und 20 darstellt. Der gleiche Kondensator C_D, der die Null in der Übertragungsfunktion festsetzt, setzt auch den Pol fest. Diese Parameter können wie folgt definiert werden:
wobei g_m1 die Transkonduktanz der Schaltung 10 ist, g_m2 die Transkonduktanz der Schaltung 20 ist, und C_D der Wert des Kondensators ist, der in der Schaltung 10 zwischen die Drains der Transistoren 21 und 22 gekoppelt ist.
Die Gleichungen (2)-(4) stellen somit klar, daß die Null, die in der Übertragungsfunktion der Entzerrungsschaltung erzeugt wird, auf dem Wert des Kondensators C_D basiert, und daß das Einstellen des Wertes dieses Kondensators die Frequenzantwort des linearen Verstärkers, und daher dessen ausgeführte Entzerrung, über einem vorbestimmten Arbeitsbereich abstimmt. Dieser Bereich kann durch einen oder mehrere Parameter des Verstärkers bestimmt werden. Die Bandbreite der Chip-Chip-Verbindung, die der Verstärker zu entzerren versucht, ist ein solcher Parameter, es können aber auch andere Parameter verwendet werden.
Darüber hinaus folgt die Abhängigkeit der Übertragungsfunktion von diesem Verhältnis aus einer Addition der Signale der Schaltungen 10 und 20 in die Knoten 70 und 80 des Normallast-Widerstandes R_L. Der Wert des Widerstandes R_L wird zusammengenommen mit der Leitungskapazität C_L für jede der Schaltungen bestimmt daher ω_{p_amp}:
Aus Gleichung (5) wird klar, daß das Anpassen eines oder beider von R_L und C_L eine proportionale Änderung von ω_{p_amp} bewirken wird, um dadurch die Entzerrungsschaltung einzustellen.
Die Transkonduktanzschaltungen 10 und 20 bilden daher eine Zweiwegstruktur, die mit einem Normallast-Widerstand gekoppelt ist. Diese Struktur entzerrt frequenzabhängige Dämpfung, oder Verlust, in der Signalleitung, wodurch sie eine flachere allgemeine Frequenzantwort erzeugt, verglichen mit anderen Verfahren. Als Ergebnis wird die Signalverzerrung, die von Zwischen-Symbol-Interferenz bei den Chip-Chip-Verbindungen erzeugt wird, in der begrenzten Bandbreite der Signalverbindung wesentlich verringert. Des weiteren leidet die Zwei-Wege-Struktur nicht unter Beschränkungen durch begrenzte Senderleistung und benötigt keine Taktgeber, zwei Nachteile, die die Leistung anderer Transkonduktanzschaltungen einschränken.
Die 3 zeigt die Frequenzantwort, die von dem linearen Verstärker von 2 unter einem beispielhaften Satz von Bedingungen erzeugt wird, bei denen z. B. R_L = 160 Ω, C_L = 0,1 pF, C_D = 0,2 pF, die Transkonduktanz g_m1 = 25 mA/V, die Transkonduktanz g_m2 = 6 mA/V, V_DD = 1,8 V und Leistung = 10 mW. Unter diesen Bedingungen wurde eine Nullfrequenz (ω_z) bei 1 GHz erzeugt, eine erste Polfrequenz (ω_p1) bei 6 GHz erzeugt und eine Frequenz (ω_amp) von 8 GHz erzeugt. Der Graph zeigt bei der Kurve A weiter, daß der Verstärker mehr als 10 dB an Entzerrung (d. h. ISI-Unterdrückung) bereitstellen kann, was sich für Zwecke der Entzerrung eines Kanals, der in einer Server-Anwendung verwendet wird, z. B. einer 20-Zoll-Signalleitung aus FR4-Isolation, die eine Chip-Chip-Verbindung zwischen zwei Anschlüssen bildet, als besonders nützlich erweisen kann. Diese Kurve weist weniger Bandbreite als Kurve A auf, weil sie für Transistoren parasitische Kapazität aufweist. Der Pfeil X zeigt an, daß die Kurve B eine kleinere Spitze aufweist, verglichen mit der Frequenzantwort von Kurve A, die dadurch eine kleinere Bandbreite erzeugt.
Die 4(a) zeigt ein Augendiagramm, das von einem Serverkanal erzeugt wurde, der Signale bei einer Datenrate von 8 Gbps überträgt und bei dem 5-Abgriff-Vorverzerrung bei dem Sender implementiert ist, und 4(b) zeigt das Augendiagramm, das von einem Serverkanal erzeugt wurde, der mit der gleichen Datenrate Signale überträgt und bei dem 1-Abgriff-Vorverzerrung und Empfänger-Entzerrung von dem linearen Verstärker von 3 durchgeführt wird. Ein Vergleich dieser Graphen zeigt, daß die 4(b) ein breiteres, höheres und besser definiertes Auge aufweist, verglichen mit der 4(a), was aus der ISI-Unterdrückung resultiert, die von dem linearen Verstärker bereitgestellt wird. Die 4(b) weist auch weniger Streuung in der Zeitdimension (x-Achse) auf, was eine verbesserte Zeitsteuerungsunsicherheit und eine verbesserte Leistung anzeigt.
Die 5 zeigt eine aktive, abstimmbare zeitkontinuierliche Entzerrungsschaltung 100 nach einer anderen Ausführung der vorliegenden Erfindung. Diese Schaltung ist dieselbe, wie der lineare Verstärker von 2, außer daß Spulen 110 und 120 zwischen den Lastwiderständen R_L und der Versorgungsleitung gekoppelt sind. Die Spulen führen dazu, daß der Verstärker eine Induktions-/Nebenschluß-Spitzenbildungsfunktion ausführt, was eine noch höhere Spitzenbildung der Frequenzantwort hinzufügt, verglichen mit der Schaltung von 2. Dies erhöht wiederum die Bandbreite des Kanals, wenn die Schaltung in Serie mit dem Kanal gesetzt wird, und die erhöhte Bandbreite erzeugt eine verbesserte Leistung der Chip-Chip-Daten- und -Taktkanäle.
Die 6 stellt einen Graphen dar, der eine Frequenzantwort der Entzerrungsschaltung von 5 zeigt, die unter einem beispielhaften Satz von Bedingungen erzeugt wird, bei denen z. B. R_L = 160 Ω, C_L = 0,1 pF, L = 2 nH, C_D = 0,2 pF, die Transkonduktanz g_m1 = 25 mA/V, die Transkonduktanz g_m2 = 6 mA/V, V_DD = 1,8 V und die Leistung = 10 mW. Unter diesen Bedingungen wurde eine Nullfrequenz (ω_z) bei etwa 1 GHz erzeugt, eine erste Polfrequenz (ω_p1) bei 6 GHz erzeugt und eine Frequenz (ω_amp) von 8 GHz erzeugt. Der Graph zeigt bei der Kurve C weiter, daß der Verstärker mehr als 10 dB an Entzerrung (d. h. ISI-Unterdrückung) bereitstellen kann, was sich für Zwecke der Entzerrung eines Kanals, der in einer Server-Anwendung verwendet wird, z. B. einer 20-Zoll-Signalleitung aus FR4-Isolation, die eine Chip-Chip-Verbindung zwischen zwei Anschlüssen bildet, als besonders nützlich erweisen kann. Dieser Verstärker kann, verglichen mit der Schaltung aus 2, möglicherweise auch parasitäre Effekte besser unterdrücken, zumindest bei manchen Anwendungen.
Die 7A zeigt funktionale Blöcke, die in einem Verfahren zur Durchführung von Entzerrung in einer Signalleitung nach einer Ausführung der vorliegenden Erfindung umfaßt sind. Anfangs wird ein Verbindungssignal mit unterschiedlichen Eingängen eines Equalizers verbunden, der mit einem empfangenden Ende oder jeder anderen Position entlang der Verbindung gekoppelt ist (B100). Der Equalizer kann jeder der beiden Schaltungen sein, die in den 2 und 5 gezeigt sind, um ISI oder andere Arten von Rauschen zu unterdrücken, einschließlich Jitter-Verstärkung, wie sie detaillierter unten beschrieben ist. Die Verbindung kann eine Chip-Chip-Zwischenverbindung oder jede der anderen Arten von bisher beschriebenen Verbindungen sein.
Sobald das Signal empfangen wird, wählt der Equalizer einen Frequenzbereich, der das Verbindungssignal (z. B. das Datensignal oder das Taktkanalsignal) einschließt, durch Festsetzen einer Nullfrequenz einer Übertragungsfunktion des Equalizers (B110). Dies kann basierend auf vorangegangenen Gleichungen ausgeführt werden, z. B. durch das Setzen einer Kapazität von C_D und von Transkonduktanzwerten der ersten und der zweiten Transkonduktanzschaltung, die den Equalizer bilden (siehe B140 und B150 in der 7B).
Sobald der Frequenzbereich, der das Verbindungssignal umfaßt, gewählt wurde, wird das Signal verstärkt (B120), beispielsweise indem der Lastwiderstand festgesetzt wird, der mit der ersten und der zweiten Transkonduktanzschaltung gekoppelt ist (B160 in der 7C). Diese Verstärkung kann auch auf die Transkonduktanzwerte von einem oder beiden der Transkonduktanzschaltungen des Equalizers basiert werden (B170 in 7C). Basierend auf dieser Frequenzwahl und -verstärkung, tritt ein Signal aus dem Equalizer aus, das Zwischen-Symbol-Interferenz oder Jitter-Verstärkung oder irgendeinen anderen Parameter von Interesse unterdrückt (B130). Der betroffene Parameter hängt von der gewählten Nullfrequenz ab, z. B. bestimmt die gewählte Nullfrequenz, welche Frequenzen in der Verbindung verstärkt werden. Demnach kann die Nullfrequenz so gewählt werden, daß sie ein Daten- oder Taktkanalsignal verstärkt, während sie gleichzeitig Jitter-Verstärkung und ISI-Rauschen unterdrückt.
Neben der Verringerung von Zwischen-Symbol-Interferenz kann die Entzerrungsschaltung implementiert werden, um Jitter-Verstärkung in quellensynchronen Taktungssystemen zu vermeiden. Bei diesen Systemen, die sich in E/A-Bussen von vielen Computerplattformen finden, überträgt ein getrennter Kanal ein Taktsignal über die Verbindung. Der Empfänger verwendet dann dieses Signal, um die übertragenen Daten automatisch zu synchronisieren.
Wenn Datenraten und frequenzabhängige Dämpfung (Kanalverlust) ansteigen, kann das Taktsignal erhebliche Dämpfung erfahren. Um diesen Effekt auszugleichen, kann der Takt bei dem Empfänger mittels Begrenzungsverstärkern verstärkt werden. Diese Verstärker verstärken jedoch Jitter zusammen mit dem Taktsignal, wodurch die Verbindungsleistung verschlechtert wird. Diese Situation wird in 8 dargestellt, die zeigt, daß Jitter (J₁) auf der Sender-Seite der Verbindung durch einen Begrenzungsverstärker in einem Taktgeber-Puffer (CB) am empfangenden Ende der Verbindung verstärkt wird (J₂).
Weil Jitter-Verstärkung vor allem durch begrenzte Kanalbandbreite erzeugt wird, kann ein zeitkontinuierlicher Equalizer nach einer der Ausführungen der vorliegenden Erfindung implementiert werden, um den Hochfrequenzverlust in dem Taktgeberkanal zu verbessern, um dabei das Taktsignal zu verstärken, während gleichzeitig die Jitter-Verstärkung verringert wird.
Dies kann durch das Einstellen eines der linearen Verstärker in den 2 und 5 erreicht werden, damit die Verstärkungs-Spitzenbildung in einem hohen Frequenzbereich stattfindet, der das Taktsignal umfaßt.
Genauer ebnet der Equalizer die gesamte Frequenzantwort des Kanals ein, so daß Taktjitter, der in den Kanal eintritt, nicht verstärkt wird, nachdem er durch den Equalizer läuft. Der Jitter-Verstärkungseffekt ist ein Ergebnis der begrenzten Bandbreite der Zwischenverbindung. Durch das Erweitern der Bandbreite der Zwischenverbindung mittels des Equalizers wird die Verstärkung des Jitter verringert, wenn nicht völlig entfernt. (Jitter, der durch einen Tiefpaßfilter läuft wird an dem Ausgang verstärkt, wenn die Taktfrequenz über der Bandbreite des Filters liegt. Das gleiche geschieht, wenn ein Takt durch einen verlustbehafteten Kanal läuft. Dieser Equalizer macht den Kanal weniger verrauscht, oder erweitert mit anderen Worten die Bandbreite.)
Der lineare Verstärker kann abgestimmt werden, um diese selektive Verstärkungsfunktion auszuführen, indem die Null in seiner Übertragungsfunktion festgesetzt wird, so daß die Nullfrequenz ω_z mit der Taktsignalfrequenz übereinstimmt. Dies kann wiederum erreicht werden, indem der Kondensator C_D auf einen geeigneten Wert festgesetzt wird, wodurch eine Verstärkungs-Spitzenbildung bei Frequenzen erzeugt wird, die die Taktsignalfrequenz in dem Taktkanal umfassen. Ein in dieser Art abgestimmter Equalizer kann an jedem Ort entlang der Verbindung angeordnet werden, wo der Kanal anfangt, den Takt zu dampfen, nicht nur am empfangenden Ende.
Die 9(a) und 9(b) zeigen ein Beispiel der Leistung, die erhalten werden kann, wenn der lineare Equalizer in einen zwanzig Zoll langen Kanal angeordnet wird, der ein Taktsignal mit 10 Gbps mit 5K Zyklen überträgt. Wie in der 9(a) gezeigt ist, ist die Amplitude des entzerrten Taktsignals (X) größer als die des rohen Taktsignals (Y). Zugleich wurde der Übertragungs-Taktjitter in diesem Kanal auf 2 ps RMS-Weiß und 12 ps Spitze-zu-Spitze gesenkt.
Die 10(a) und 10(b) zeigen ein Beispiel der Leistung, die erhalten werden kann, wenn der Equalizer in einen Datenkanal angeordnet wird. Wenn er in dieser Art implementiert ist, kann der Kondensator C_D angepaßt werden, um eine Null in der Übertragungsfunktion zu erzeugen, die der Datensignalfrequenz entspricht, während er gleichzeitig Jitter-Verstärkung unterdrückt. In der 10(a) verringert der Equalizer das Jitter-Daten-Verhältnis, wenn es in RMS-Jitter (ps) zur Datenrate in Gbps gemessen wird. In der 10(b) verringert der Equalizer dieses Verhältnis, wenn es in Spitze-zu-Spitze-Jitter (ps) zur Datenrate in Gbps gemessen wird. Bei beiden Graphen war der Taktjitter der Übertragung gleich 2 ps RMS-Weiß und 12 Spitze-zu-Spitze.
Die 11 zeigt ein System, das einen Prozessor 200, eine Stromversorgung 210 und einen Speicher 220, der beispielsweise durch einen Arbeitsspeicher gebildet sein kann, umfaßt. Der Prozessor umfaßt eine arithmetische Logikeinheit 202 und einen internen Cache 204. Das System kann auch eine graphische Schnittstelle 230, einen Chipsatz 240, einen Cache 250, eine Netzwerkschnittstelle 260 und eine drahtlose Kommunikationseinheit 270 umfassen, die in der Netzwerkschnittstelle eingeschlossen sein kann. Alternativ, oder zusätzlich, kann die Kommunikationseinheit 280 mit dem Prozessor gekoppelt sein, und eine direkte Verbindung kann auch zwischen dem Speicher 220 und dem Prozessor existieren.
In diesem System kann ein Empfänger, der mit einem zeitkontinuierlichen Equalizer in Übereinstimmung mit irgendeiner der vorangegangenen Ausführungen gekoppelt ist, in jedem der Blöcke außer der Stromversorgung umfaßt sein, um Zwischen-Symbol-Interferenz und/oder Jitter-Verstärkung der über eine Signalleitung, wie etwa eine Chip-Chip-Verbindung, einen Serverkanal, einen Taktkanal oder jede andere Signalübertragungsleitung oder -schnittstelle, empfangenen Signale zu unterdrücken. Während der Equalizer so gezeigt ist, daß er auf dem Chip liegt, kann der Equalizer alternativ abseits des Chips vor dem Empfänger angeordnet sein.
Der Prozessor kann ein Mikroprozessor oder jede andere Art von Prozessor sein und kann auf einem Chip-Die mit allen übrigen Merkmalen oder jeder Kombination aus ihnen umfaßt sein, oder ein oder mehrere Merkmale können elektrisch mit dem Mikroprozessor-Die über bekannte Verbindungen und Schnittstellen gekoppelt sein. Zudem dienen die gezeigten Verbindungen nur der Erläuterung, da andere Verbindungen zwischen oder unter den dargestellten Elementen auftreten können, beispielsweise in Abhängigkeit von der Chip-Plattform, den Funktionalitäten oder den Anforderungen der Anwendung.
Jede Bezugnahme in dieser Patentschrift auf eine „Ausführung" bedeutet, daß ein bestimmtes Merkmal, eine bestimmte Struktur oder Charakteristik, das oder die in Zusammenhang mit der Ausführung beschrieben wurde, in zumindest einer Ausführung der Erfindung umfaßt ist. Die Erscheinungen solcher Sätze an verschiedenen Orten der Patentschrift beziehen sich nicht notwendigerweise alle auf die gleiche Ausführung. Weiter wird, wenn ein bestimmtes Merkmal, eine bestimmte Struktur oder Charakteristik in Zusammenhang mit einer Ausführung beschrieben wurde, damit angezeigt, daß es in dem Wirkungskreis eines Fachmannes liegt, ein solches Merkmal, eine solche Struktur oder Charakteristik in Zusammenhang mit anderen der Ausführungen anzuwenden.
Darüber hinaus können für ein leichteres Verständnis bestimmte Funktionsblöcke als separate Blöcke dargestellt sein; diese separat dargestellten Blöcke sollten jedoch nicht notwendigerweise so aufgefaßt werden, daß sie sich in der Reihenfolge befinden, in der sie hier erläutert oder anderweitig präsentiert sind. Es ist beispielsweise möglich, daß manche Blöcke in einer alternativen Reihenfolge, gleichzeitig etc. ausgeführt werden.
Obwohl die vorliegende Erfindung hier mit Bezug auf eine Anzahl von erläuternden Ausführungen beschrieben wurde, versteht es sich, daß viele andere Modifikationen und Ausführungen von einem Fachmann erdacht werden können, die in den Geist und den Schutzumfang der Prinzipien dieser Erfindung fallen. Insbesondere sind sinnvolle Varianten und Modifikationen der Komponenten und/oder den Anordnungen der Kombinationsanordnung des Gegenstandes innerhalb des Schutzumfangs der vorangegangenen Offenbarung, der Zeichnungen und der angefügten Ansprüche möglich, ohne von dem Geist der Erfindung abzuweichen. Zusätzlich zu Varianten und Modifikation der Komponenten und/oder Anordnungen werden für den Fachmann alternative Anwendungen ebenfalls offensichtlich sein.
ZUSAMMENFASSUNG
Ein zeitkontinuierlicher Equalizer umfaßt eine erste Transkonduktanzschaltung, um ein Verstärkung eines verstärkten Signals in einer Verbindung festzusetzen, und eine zweite Transkonduktanzschaltung, um eine Nullfrequenz in einer Übertragungsfunktion des Equalizers festzusetzen. Die Nullfrequenz steuert einen Frequenzbereich des Signals, das in der Verbindung verstärkt wird, basierend auf der Verstärkung, die von der ersten Transkonduktanzschaltung festgesetzt wird.

Claims

Zeitkontinuierlicher Equalizer, der folgendes umfaßt: eine erste Transkonduktanzschaltung, um eine Verstärkung eines verstärkten Signals in einer Verbindung festzusetzen; und eine zweite Transkonduktanzschaltung, um eine Nullfrequenz in einer Übertragungsfunktion des Equalizers festzusetzen, wobei die Nullfrequenz einen Frequenzbereich des Signals, das in der Verbindung verstärkt wird, steuert, basierend auf der Verstärkung, die von der ersten Transkonduktanzschaltung festgesetzt ist.
Equalizer nach Anspruch 1, bei dem die Verstärkung und der Frequenzbereich frequenzabhängige Dämpfung in der Verbindung entzerren, um Zwischen-Symbol-Interferenz zu verringern.
Equalizer nach Anspruch 1, der weiter folgendes umfaßt: eine Widerstandsschaltung, die mit der ersten und der zweiten Transkonduktanzschaltung gekoppelt ist, wobei ein Widerstand der Widerstandsschaltung die Verstärkung der verstärkten Signale steuert.
Equalizer nach Anspruch 3, bei dem die Widerstandsschaltung einen gemeinsamen Lastwiderstand umfaßt, der zwischen das erste und das zweite Transkonduktanzelement und ein Versorgungspotential gekoppelt ist.
Equalizer nach Anspruch 1, bei dem das erste Transkonduktanzelement ein Paar von differentiellen Transistoren mit einer Transkonduktanz, die die Verstärkung des verstärkten Signals steuert, umfaßt.
Equalizer nach Anspruch 5, bei dem das besagte Paar von Transistoren eine gemeinsame Source aufweist.
Equalizer nach Anspruch 1, bei dem die Nullfrequenz der Übertragungsfunktion des Equalizers auf einer Polfrequenz der Übertragungsfunktion basiert.
Equalizer nach Anspruch 1, bei dem die Nullfrequenz der Übertragungsfunktion des Equalizers auf einem Transkonduktanzwert der zweiten Transkonduktanzschaltung basiert.
Equalizer nach Anspruch 1, bei dem die Nullfrequenz der Übertragungsfunktion des Equalizers auf einem Verhältnis der Transkonduktanzwerte der ersten und der zweiten Transkonduktanzschaltung basiert.
Equalizer nach Anspruch 1, bei dem das zweite Transkonduktanzelement folgendes umfaßt: ein Paar von differentiellen Transistoren; und einen Kondensator, der zwischen die differentiellen Transistoren gekoppelt ist, wobei die Nullfrequenz der Übertragungsfunktion des Equalizers auf dem Kapazitätswert des Kondensators basiert.
Equalizer nach Anspruch 1, bei dem die erste Transkonduktanzschaltung einen ersten und einen zweiten Transistor mit einem gemeinsamen Anschluß umfaßt und die zweite Transkonduktanzschaltung einen dritten und einen vierten Transistor umfaßt, die durch einen Kondensator gekoppelt sind, und bei dem Gates des ersten und des dritten Transistors ein erstes Signal empfangen und Gates des zweiten und des vierten Transistors ein zweites Signal empfangen, wobei das erste und das zweite Signal ein differentielles Signal bilden, das durch die Verbindung übertragen wird.
Equalizer nach Anspruch 11, der weiter folgendes umfaßt: einen Lastwiderstand, der zwischen den ersten, den zweiten, den dritten und den vierten Transistor und ein Versorgungspotential gekoppelt ist, wobei der Lastwiderstand die Verstärkung, die von der ersten Transkonduktanzschaltung festgesetzt wird, bestimmt, und der Kondensator den Frequenzbereich, der von der zweiten Transkonduktanzschaltung festgesetzt wird, bestimmt.
Equalizer nach Anspruch 12, der weiter folgendes umfaßt: einen ersten Knoten, der zwischen den Lastwiderstand und den ersten und den dritten Transistor gekoppelt ist; und einen zweiten Knoten, der zwischen den Lastwiderstand und den zweiten und den vierten Transistor gekoppelt ist, wobei der erste und der zweite Knoten die verstärkten Signale als ein differentielles Ausgangssignal des Equalizers ausgeben.
Equalizer nach Anspruch 13, bei dem die Verstärkung und der Frequenzbereich frequenzabhängige Dämpfung in der Verbindung entzerren, um Zwischen-Symbol-Interferenz in dem differentiellen Ausgangssignal zu verringern.
Equalizer nach Anspruch 1, bei dem die Verbindung eine Chip-Chip-Zwischenverbindung ist.
Zeitkontinuierlicher Equalizer, der folgendes umfaßt: eine erste Transkonduktanzschaltung, um eine Verstärkung des Equalizers festzusetzen; und eine zweite Transkonduktanzschaltung, um ein Nullfrequenz in einer Übertragungsfunktion des Equalizers festzusetzen, wobei die Nullfrequenz gestimmt ist, um ein Taktkanalsignal in einem quellensynchronen Taktungssystem, basierend auf der Verstärkung, die von der ersten Transkonduktanzschaltung festgesetzt ist, selektiv zu verstärken, während gleichzeitig die Jitter-Verstärkung in dem Kanal unterdrückt wird.
Equalizer nach Anspruch 16, bei dem die erste Transkonduktanzschaltung einen ersten und einen zweiten Transistor mit einem gemeinsamen Anschluß umfaßt und die zweite Transkonduktanzschaltung einen dritten und einen vierten Transistor, die über einen Kondensator gekoppelt sind, umfaßt, und bei dem Gates des ersten und des dritten Transistors ein erstes Signal empfangen und Gates des zweiten und des vierten Transistors ein zweites Signal empfangen, wobei das erste und das zweite Signal dem Taktkanalsignal in differentieller Form entsprechen.
Equalizer nach Anspruch 17, der weiter folgendes umfaßt: einen Lastwiderstand, der zwischen den ersten, den zweiten, den dritten und den vierten Transistor und ein Versorgungspotential gekoppelt ist, wobei der Lastwiderstand die Verstärkung, die von der ersten Transkonduktanzschaltung festgesetzt wird, bestimmt, und der Kondensator die zweite Transkonduktanzschaltung abstimmt, um eine Frequenz des Taktkanalsignals zur Verstärkung zu wählen, basierend auf der Verstärkung der ersten Transkonduktanzschaltung.
Equalizer nach Anspruch 18, welcher weiter folgendes umfaßt: einen ersten Knoten, der zwischen den Lastwiderstand und den ersten und den dritten Transistor gekoppelt ist; und einen zweiten Knoten, der zwischen den Lastwiderstand und den zweiten und den vierten Transistor gekoppelt ist, wobei der erste und der zweite Knoten das differentielle Taktkanalsignal, das von der Verstärkung verstärkt wird, ausgeben.
Verfahren zum Entzerren von Signalen in einer Übertragungsleitung, welches folgendes umfaßt: Festsetzen einer Verstärkung einer ersten Transkonduktanzschaltung, um ein Signal in der Leitung zu verstärken; und Festsetzen zumindest eines Parameters in einer zweiten Transkonduktanzschaltung, um eine Nullfrequenz in einer Entzerrungs-Übertragungsfunktion zu steuern, wobei die Nullfrequenz durch den genannten mindestens einen Parameter gesteuert wird, um eine Frequenz des Signals in der Leitung zur Verstärkung auszuwählen, basierend auf der Verstärkung, die in der ersten Transkonduktanzschaltung festgesetzt ist.
Verfahren nach Anspruch 20, bei dem die Verstärkung und Frequenz festgesetzt sind, um die frequenzabhängige Dämpfung in der Leitung zu entzerren, um Zwischen-Symbol-Interferenz zu verringern.
Verfahren nach Anspruch 20, bei dem die erste Transkonduktanzschaltung einen ersten und einen zweiten Transistor mit einem gemeinsamen Anschluß umfaßt und die zweite Transkonduktanzschaltung einen dritten und einen vierten Transistor umfaßt, die durch einen Kondensator gekoppelt sind, und bei dem Gates des ersten und des dritten Transistors ein erstes Signal empfangen und Gates des zweiten und des vierten Transistors ein zweites Signal empfangen, wobei das erste und das zweite Signal das verstärkte Signal in differentieller Form bilden.
Verfahren nach Anspruch 22, das weiter folgendes umfaßt: Festsetzen eines Lastwiderstandes, der zwischen den ersten, den zweiten, den dritten und den vierten Transistor und eines Versorgungspotentials gekoppelt ist, wobei der Lastwiderstand die Verstärkung, die von der ersten Transkonduktanzschaltung festgesetzt wird, bestimmt, und der Kondensator die zweite Transkonduktanzschaltung auf die Frequenz des Signals in der Leitung abstimmt.
Verfahren nach Anspruch 20, bei dem das Signal in der Leitung ein Taktkanalsignal in einem quellensynchronen Taktungssystem ist und bei dem der genannte mindestens eine Parameter die Nullfrequenz festsetzt, um das Taktkanalsignal selektiv zu verstärken, basierend auf der Verstärkung, die durch die erste Transkonduktanzschaltung festgesetzt ist, während gleichzeitig die Jitter-Verstärkung in dem Kanal unterdrückt wird.
Verfahren nach Anspruch 20, bei dem der genannte mindestens eine Parameter ein Wert eines Kondensators ist, der ein Paar von differentiellen Transistoren in der ersten Transkonduktanzschaltung koppelt.
System, das folgendes umfaßt: eine erste Schaltung; und einen zeitkontinuierlichen Equalizer, der mit der ersten Schaltung gekoppelt ist und folgendes umfaßt: (a) eine erste Transkonduktanzschaltung, um eine Verstärkung eines Signals, das von einer Verbindung empfangen wird, festzusetzen, (b) eine zweite Transkonduktanzschaltung, um eine Nullfrequenz in einer Übertragungsfunktion des Equalizers festzusetzen, wobei die Nullfrequenz einen Frequenzbereich der Signale, die in der Verbindung verstärkt werden, steuert, basierend auf der Verstärkung, die von der ersten Transkonduktanzschaltung festgesetzt ist.
System nach Anspruch 26, bei dem die erste Schaltung aus einer Gruppe, die einem Prozessor, einer Stromversorgung, einem Speicher, einem Chipsatz, einer graphischen Schnittstelle, einer Netzwerkschnittstelle, einer drahtlosen Kommunikationseinheit und einem Cache besteht, ausgewählt ist.
System nach Anspruch 26, bei dem die Verstärkung und der Frequenzbereich frequenzabhängige Dämpfung in der Verbindung entzerren, um Zwischen-Symbol-Interferenz zu verringern.
System nach Anspruch 26, bei dem das Signal ein Taktkanalsignal in einem quellensynchronen Taktungssystem ist und bei dem das Taktkanalsignal selektiv verstärkt wird, basierend auf der Verstärkung und dem Frequenzbereich, während Jitter-Verstärkung in der Leitung gleichzeitig unterdrückt wird.
System nach Anspruch 26, bei dem die Nullfrequenz der Übertragungsfunktion des Equalizers, basierend auf dem Wert eines Kondensators, der ein Paar von differentiellen Transistoren in der ersten Transkonduktanzschaltung koppelt, festgesetzt ist.