KR20130017467A - 무선 송/수신장치에서의 아날로그 필터 및 이를 이용한 차단 주파수 설정방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 차단 주파수를 보정하는 무선 송/수신장치에서의 아날로그 필터 및 상기 아날로그 필터의 차단 주파수를 설정하는 방법에 관한 것이다.
이를 위해 설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프의 기울기와 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프의 기울기가 일정한 간격으로 유지되는 주파수 대역에 속하는 임의의 주파수에서 상기 이상적인 전달함수 그래프에 따른 이득 값과 상기 측정된 전달함수 그래프에 따른 이득 값 간의 오차에 상응하는 편차 값을 획득한다. 그리고 상기 획득한 편차 값을 기반으로 상기 실제 환경에서 전달함수 그래프를 측정하기 위해 사용한 차단 주파수를 보정한다.

Description

무선 송/수신장치에서의 아날로그 필터 및 이를 이용한 차단 주파수 설정방법 {ANALOG FILTER IN A MOBILE TRANSITION DEVICE AND THEREOF METHOD FOR SETING CUT-OFF FREQUENCY}

본 발명은 무선 송/수신장치에서의 아날로그 필터 및 이를 이용한 차단 주파수 설정방법에 관한 것으로, 특히 차단 주파수를 보정하는 무선 송/수신장치에서의 아날로그 필터 및 이를 이용한 차단 주파수 설정방법에 관한 것이다.

통상적으로 무선 통신을 지원하는 이동 통신 시스템에서 수신장치는 기저 대역의 수신 신호로부터 잡음 등의 불필요한 신호를 제거하고, 원하는 채널의 신호를 얻기 위해 아날로그 필터를 사용한다. 상기 아날로그 필터는 원하는 채널의 신호를 얻기 위해 정확한 차단 주파수의 설정을 요구한다. 즉 아날로그 필터에서 정확한 차단 주파수의 설정은 무선 통신 시스템의 성능에 매우 중요한 영향을 미친다.

도 1은 아날로그 필터의 일 예로써 저역 통과 필터 (LPF: Low Pass Filter)의 특성을 보이고 있다. 즉 도 1에서는 LPF의 차단 주파수를 설명하기 위해 주파수에 따른 이득 값을 나타내는 데시벨 (dB) 값과 주파수의 관계를 보이고 있다.

일반적으로 전파, 소리, 빛 등과 같이 자연계에 존재하는 대부분의 신호의 크기는 지수적으로 증가한다. 이러한 특성을 가지는 신호를 용이하게 처리하기 위해 아날로그 회로에서는 이득 값 및 차단 주파수 값을 로그 스케일로 표현한다.

예컨대 이득 값을 로그 스케일로 표현하는 경우, 이득 값에 로그를 취한 후 20을 곱하여 dB를 단위로 사용한다. 또한 로그 스케일로 전력을 표현할 경우에는 전력 값에 로그를 취한 후 10을 곱하여 dB를 단위로 사용한다.

일반적인 필터 (filter)는 주파수가 증가함에 따라 입력 대비 출력 이득 값이 변화한다. 따라서 필터의 경우 전체 주파수 대역에 대해 통과 대역 (pass band)과 차단 대역(stop band)을 가진다. 이때 상기 통과 대역과 차단 대역을 구분하는 기준인 경계 주파수를 차단 주파수 (cut-off frequency, 이하 “f_c”라 칭함)라 한다.

일 예로 LPF의 경우, 통과 대역 중 직류 또는 저주파에서의 이득 값에 비해 3dB 낮은 이득 값을 가지는 주파수를 f_c로 정의한다. 도 1에서는 직류에서의 이득 값이 Adc (dB)이고, 차단 주파수 f_c에서의 이득 값이 Adc-3 (dB)임을 나타내고 있다. 즉 차단 주파수 f_c에서의 이득 값이 직류에서의 이득 값에 비해 3 dB 낮음을 알 수 있다.

도 2는 도 1의 특성 함수를 갖는 아날로그 필터의 일 예를 보이고 있다.

도 2를 참조하면, 증폭기(150)는 가변 저항(160, 170)의 저항 값을 변경하여 이득 값 및 차단 주파수 f_c를 변화시킬 수 있다. 이때 직류에서 상기 증폭기(150)의 이득 값은

로 정의할 수 있으며, 차단 주파수 f_c는

로 정의할 수 있다. 여기서 R_a는 입력 가변 저항(160)이 가지는 저항 값이고, R_b는 피드백 가변 저항(170)이 가지는 저항 값이며, C는 피드백 커패시터(180)의 용량 값이다.

하지만 아날로그 회로를 구성하는 저항 값과 용량 값은 온도 및 공정상의 조건에 따라 변화하므로, 정확한 값을 예측하기가 어렵다. 따라서 아날로그 필터에서 차단 주파수 f_c를 설정하였다고 하더라도, 상기 설정한 차단 주파수 f_c가 목표 값과 상이할 수 있다. 따라서 도 2의 구조를 가지는 아날로그 필터에서는 가변 저항(170)을 수동으로 조정하여 차단 주파수 f_c를 설정한다.

통상적으로 아날로그 필터에서는 저항 값이 선형적으로 변하는 가변 저항을 사용한다. 이 때 아날로그 필터의 차단 주파수 f_c는 상기 가변 저항이 가지는 저항 값에 반비례한다. 따라서 정확한 차단 주파수 f_c를 설정하기 위해서는 저항 값 및 용량 값이 설계한 값과 일치하여야 한다. 하지만 저항 값 및 용량 값은 공정 과정 및 온도 등의 원인으로 설계한 값에 비해 최대 30%까지 편차가 발생할 수 있다.

이러한 편차를 몇 개의 샘플을 추출하여 수동적으로 보상한 후 전체적으로 적용하게 되면, 공정 상의 정규 분포에 따른 편차를 정확하게 보상할 수 없다. 뿐만 아니라 실시간으로 변화할 수 있는 온도에 따른 보상도 이루어지지 않는다.

한편 이동 통신 시스템을 구성하는 수신장치의 디지털 모뎀에서는 아날로그 필터로부터 출력되어 양자화된 신호의 보상이 이루어진다. 뿐만 아니라 상기 아날로그 필터로부터 출력되는 신호의 그룹 위상 지연 (group phase delay)은 상기 양자화가 이루어진 이후인 디지털 단에서 위상 보상 필터 (PCF: Phase Compensation Filter)에 의해 보상된다.

하지만 상기 디지털 모뎀에 의해 보상이 이루어지는 범위가 한정되어 있을 뿐 아니라 차단 주파수를 정확하게 맞춰 주지 않을 시에 신호 주파수에 인접한 잡음 주파수(blocker)를 충분히 걸러내지 못한다. 이는 이동 통신 시스템을 구성하는 수신장치에서의 신호 대 잡음 비 (SNR: Signal to Noise Ratio)를 현저히 떨어뜨림으로써, 통화 품질의 저하나 소모 전력을 증가시킨다.

뿐만 아니라 상기 아날로그 필터에 사용된 차단 주파수에서 편차가 발생하면, 그룹 위상 지연을 보상하는 디지털 위상 보정 필터가 오히려 위상 지연을 악화시켜 수신 성능을 저하시키는 원인이 될 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시 예는 아날로그 신호를 여파 (濾波, filtering)하는 아날로그 필터에서 이득 및 차단 주파수를 변화시킬 수 있는 가변 이득 증폭기와 가변 주파수 필터에서 차단 주파수를 목표 값으로 정확하게 보정할 수 있는 아날로그 필터 및 이를 위한 차단 주파수 설정방법을 제공한다.

또한 본 발명의 바람직한 실시 예는 환경 조건과 상관없이 수신 필터의 차단 주파수를 자동적으로 실시간 보정할 수 있는 아날로그 필터 및 이를 위한 차단 주파수 설정방법을 제공한다.

또한 본 발명의 바람직한 실시 예는 송신장치의 출력 주파수를 이용하여 수신 필터의 차단 주파수 초기 값이 설계 값과 어느 정도의 편차가 있는지 실시간으로 측정하고, 상기 측정한 편차 값을 보정할 수 있는 제어 코드에 의해 차단 주파수를 보정하는 아날로그 필터 및 이를 위한 차단 주파수 설정방법을 제공한다.

본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신을 위한 수신장치를 구성하는 아날로그 필터의 차단 주파수를 설정하는 방법은, 설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프의 기울기와 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프의 기울기가 일정한 간격으로 유지되는 주파수 대역에 속하는 임의의 주파수에서 상기 이상적인 전달함수 그래프에 따른 이득 값과 상기 측정된 전달함수 그래프에 따른 이득 값 간의 오차에 상응하는 편차 값을 획득하는 과정과, 상기 획득한 편차 값을 기반으로 상기 실제 환경에서 전달함수 그래프를 측정하기 위해 사용한 차단 주파수를 보정하는 과정을 포함한다.

또한 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신을 위한 아날로그 필터의 차단 주파수를 설정하는 수신장치는, 설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프의 기울기와 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프의 기울기가 일정한 간격으로 유지되는 주파수 대역에 속하는 임의의 주파수에서 상기 이상적인 전달함수 그래프에 따른 이득 값과 상기 측정된 전달함수 그래프에 따른 이득 값 간의 오차에 상응하는 편차 값을 획득하는 디지털 처리부와, 상기 획득한 편차 값을 기반으로 상기 실제 환경에서 전달함수 그래프를 측정하기 위해 상기 아날로그 필터에서 사용한 차단 주파수를 보정하는 차단 주파수 설정부를 포함한다.

본 발명에 따르면, 공정 및 온도에 의한 편차로 발생하는 가변주파수 필터의 차단 주파수 오차를 보정해주는 피드백 회로 및 알고리즘을 제공한다. 이에 따라 본 발명은 전달함수의 편차 값을 측정하여 직관적이고 간단한 알고리즘으로 가변주파수 필터의 제어 코드를 제공하는 효과가 있다.

또한, 본 발명은 차단 주파수 오차를 획기적으로 줄여 통신 수신감도를 높이고 소비전력을 낮추는 효과가 있다. 이에 따라 본 발명은 기존의 공장 초기 값을 설정하는 과정이 생략되고, 초기 값을 저장하는 메모리를 제거하여 제작 단가를 낮추며, 편차를 실시간으로 감지해 줄일 수 있어 제품의 수율을 높이는 효과가 있다.

도 1은 아날로그 필터의 일 예로써 저역 통과 필터 (LPF: Low Pass Filter)의 특성을 보이고 있는 도면;
도 2는 도 1의 특성 함수를 갖는 아날로그 필터의 일 예를 보이고 있는 도면;
도 3은 본 발명의 실시 예에 따라 차단 주파수에 대한 보정이 가능한 수신장치의 구성을 보이고 있는 도면;
도 4는 본 발명의 실시 예의 적용을 위한 아날로그 필터를 구성하는 가변 저장의 일 예를 보이고 있는 도면;
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 아날로그 필터의 신호 크기에 대한 전달함수를 도시한 그래프를 보이고 있는 도면;
도 6은 무선 통신 시스템의 수신장치에서의 전달함수 그래프의 일 예를 보이고 있는 도면;
도 7은 4세대 이동 통신 표준으로 사용되는 LTE 단말 수신기의 기저 대역을 여파하는 LPF의 전달함수 그래프를 일 예를 보이고 있는 도면;
도 8은 보정 알고리즘을 적용하여 주파수 품질을 체크할 경우에 얻을 수 있는 전달함수 그래프를 보이고 있는 도면;
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 수신장치에서 아날로그 필터의 차단 주파수를 설정하기 위한 제어 흐름을 보이고 있는 도면;
도 10은 본 발명의 실시 예에서 제안하는 보정 알고리즘을 적용하지 않을 시LTE 시스템에서의 실험에 의한 그룹 위상 함수를 보이고 있는 도면;
도 11은 본 발명의 실시 예에서 제안하는 보정 알고리즘을 적용할 시 LTE 시스템에서의 실험에 의한 그룹 위상 함수를 보이고 있는 도면.

하기의 설명에서는 본 발명의 실시 예에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흐트러뜨리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

후술될 본 발명의 실시 예에서는 이상적인 환경을 기반으로 아날로그 필터에 대해 설계된 차단 주파수를 기반으로 실제 환경에서 아날로그 필터에 적용할 차단 주파수를 설정하는 방안을 마련하고자 한다.

이를 위해 설계에 기초한 아날로그 필터의 출력 신호에 상응한 전달 특성 (이하 “설계 전달 특성”이라 칭함)과 실제 환경에서 아날로그 필터의 출력 신호에 상응한 전달 특성 (이하 “측정 전달 특성”이라 칭함) 간의 편차를 기반으로 실제 환경에서 적용할 아날로그 필터의 차단 주파수를 설정한다. 이때 상기 설계 전달 특성과 상기 측정 전달 특성으로는 주파수와 이득 값으로 정의되는 전달함수가 사용될 수 있다. 이 경우 상기 설계 전달 특성은 설계 전달함수로 정의될 수 있으며, 상기 측정 전달 특성은 측정 전달함수로 정의될 수 있다.

일 예로 상기 설계 전달함수와 상기 측정 전달함수 간의 편차는 상기 설계 전달함수에 의한 그래프 (이하 “설계 전달함수 그래프”라 칭함)와 상기 측정 단말 함수에 의한 그래프 (이하 “측정 전달함수 그래프”라 칭함)가 기울기를 가지는 주파수 대역 내에 존재하는 특정 주파수에 대해 얻어지는 이득 값들 간의 차이 값 (이하 “편차 값”이라 칭함)에 상응한다. 여기서 이득 값에 대한 예로는 전달 전력이 될 수 있다. 따라서 하기의 설명에서는 ‘이득 값’과 ‘전달 전력’이라는 용어를 혼용하여 사용하더라도 그 의미하는 바가 동일함에 유념하여야 할 것이다.

그리고 수신장치는 상술한 바에 의해 획득한 편차 값을 기반으로 상기 실제 환경에서 전달함수 그래프를 측정하기 위해 사용한 차단 주파수 (이하 “측정 차단 주파수”라 칭함)를 설정한다. 예컨대 상기 측정 차단 주파수는 설계에 따른 아날로그 필터의 차단 주파수 (이하 “설계 차단 주파수”라 칭함)를 획득한 편차 값을 이용하여 보정함으로써, 획득할 수 있다.

이하 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하지만 본 발명이 실시 예가 참조된 도면에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 또한 도면에서 사용된 참조 부호는 각 부재에 대해 동일하게 사용함을 원칙으로 한다.

뿐만 아니라 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 설명하기 위해 첨부된 도면은 본 발명의 특징을 두드러지게 나타내기 위하여 간략하거나 다소 과장되게 그려질 수 있다. 예컨대 첨부된 도면에서 각 부재의 치수는 실제 적용 시의 치수와 정확하게 일치하지는 않을 수 있다. 하지만 도면의 기재로부터 각 구성 요소의 길이, 둘레, 두께 등 치수를 용이하게 변형하여 실제 제품에 적용할 수 있음은 자명함에 따라, 이러한 변형은 본 발명의 권리 범위에 속하는 것으로 인정되어야 할 것이다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따라 차단 주파수에 대한 보정이 가능한 수신장치의 구성을 보이고 있다. 도 3에서 보이고 있는 수신장치의 구성은 차단 주파수를 설정하기 위해 훈련 신호가 수신장치에 의해 생성되어 수신장치의 입력으로 인가되는 구조를 가정하고 있다. 하지만 본 발명의 실시 예에 따른 방안은 도 3에서 보이고 있는 구성으로 한정되는 것은 아니다. 다른 예로써 외부 장치에 의해 훈련 신호를 수신장치의 입력으로 인가하거나 실제 무선 환경에서 수신되는 훈련 신호를 수신장치의 입력으로 인가하는 환경에 대해서도 본 발명의 실시 예를 동일하게 적용할 수 있음은 물론이다. 하지만 정확한 차단 주파수에 의해 신호를 변조하여 입력하기 위해 수신장치가 훈련 신호를 생성하여 수신장치로 입력하는 구조가 바람직하다.

도 3을 참조하면, 수신장치는 저 잡음 증폭기 (LNA: Low Noise Amplifier)(310), 혼합기 (Mixer)(312), 발진기 (314), 신호 변환부 (316), 디지털 처리부 (Digital Processing)(318), 차단 주파수 설정부 (320)를 포함하다.

상기 저 잡음 증폭기 (310)는 입력되는 신호를 설정된 증폭률에 따라 저 잡음 증폭하여 출력한다. 상기 저 잡음 증폭기 (310)에 의해 증폭된 신호는 상기 혼합기 (312)의 입력으로 인가된다.

상기 혼합기 (312)는 상기 저 잡음 증폭기 (310)에 의해 인가되는 무선 주파수 대역의 신호와 상기 발진기 (314)에 의해 생성된 커리어 주파수를 혼합하여 중간 주파수 대역의 신호를 출력한다. 상기 혼합기 (312)에 의해 출력되는 중간 주파수 대역의 신호는 상기 신호 변환부 (316)의 입력으로 인가된다.

상기 신호 변환부 (316)는 설정된 차단 주파수에 의해 상기 혼합기 (312)로부터 입력된 중간 주파수 대역의 신호를 여파하여 원하는 주파수 대역의 신호를 얻는다. 이때 원하는 주파수 대역의 신호를 얻기 위해서는 온도, 공정상의 조간 등을 고려하여 정확한 차단 주파수를 설정하는 것이 중요하다. 상기 신호 변환부 (316)에서 중간 주파수 대역의 신호를 여파하기 위해 사용할 차단 주파수를 설정하거나 보정하는 구체적인 방안에 대해 후술할 것이다.

단지 상기 신호 변환부 (316)는 상기 차단 주파수 설정부 (320)의 제어에 의해 자체적으로 설정 또는 보정된 차단 주파수 또는 상기 차단 주파수 설정부 (320)에 의해 설정 또는 보정된 차단 주파수를 이용하여 중간 주파수 대역의 신호에 대한 여파를 수행한다.

그리고 상기 신호 변환부 (316)는 상기 여파에 의해 획득한 기저 대역의 신호를 소정의 증폭률에 의해 증폭하고, 상기 증폭된 아날로그 형태의 기저 대역 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력한다. 상기 신호 변환부 (316)에 의해 출력되는 디지털 신호는 상기 디지털 처리부 (318)로 인가된다.

상기 디지털 처리부 (318)는 상기 신호 변환부 (316)로부터 인가되는 디지털 신호를 처리하여 출력한다. 상기 디지털 처리부 (318)는 상기 신호 변환부 (316)를 위한 차단 주파수의 설정 또는 보정을 위해 차단 주파수 편차를 계산한다. 즉 차단 주파수를 설정 또는 보정하기 위해 사용할 편차 값을 산출한다. 상기 편차 값은 설계 전달함수에 따른 설계 전달함수 그래프와 측정 전달함수에 따른 측정 전달함수 그래프 간의 편차에 의해 산출할 수 있다.

예컨대 상기 디지털 처리부 (318)는 편차 값을 측정하기 위해 전달 주파수에서의 전달 전력 P_pass와 차단 주파수에서의 전달 전력 P_fc을 획득한다.

상기 전달 주파수에서의 전달 전력 P_pass은 차단 주파수보다 훨씬 낮은 주파수에 해당하는 전달 주파수 f_test1 (예: 차단 주파수의 1/10)를 가지는 단일 톤의 훈련 신호를 수신장치의 입력으로 인가하여 아날로그 필터를 통해 출력되는 신호를 기반으로 획득할 수 있다. 이때 상기 수신장치의 입력으로 인가되는 훈련 신호는 송신장치 또는 송신장치 외의 별도 장치에 의해 생성되거나 무선 채널을 통해 수신될 수 있다.

상기 차단 주파수에서의 전달 전력 P_fc은 상기 전달 주파수에 비해 상대적으로 높은 주파수 f_{test 2} (예: 설계된 차단 주파수)를 가지는 단일 톤의 훈련 신호를 수신장치의 입력으로 인가하여 아날로그 필터를 통해 출력되는 신호를 기반으로 획득할 수 있다. 이때 상기 수신장치의 입력으로 인가되는 훈련 신호는 송신장치 또는 송신장치 외의 별도 장치에 의해 생성되거나 무선 채널을 통해 수신될 수 있다.

상술한 바에 의해 전달 주파수에서의 전달 전력 P_pass와 차단 주파수에서의 전달 전력 P_fc을 획득하기 위해 고려된 차단 주파수는 실제 회로의 설계 시에 원하는 전달함수를 얻기 위해 고려한 차단 주파수를 의미한다. 즉 상기 차단 주파수는 설계 전달함수 그래프에서의 차단 주파수이다.

상기 디지털 처리부 (318)는 상기한 바에 의해 전달 주파수에서의 전달 전력 P_pass와 차단 주파수에서의 전달 전력 P_fc을 획득하면, 이상적인 전달함수의 차단 주파수에서의 전달 전력인 ‘P_pass - 3dB’와의 차이를 통해 편차 값을 획득할 수 있다. 즉 상기 편차 값 (ΔP_fc)은 P_pass - 3dB - P_fc에 의해 얻을 수 있다. 상기 편차 값을 계산하는 수식에서는 임계 오차 값을 3dB로 간주하였다.

하지만 상술한 예에서와 같이 전달 전력 P_fc을 획득하기 위한 훈련 신호 f_test2 를 차단 주파수로 설정할 경우에 획득한 전달 전력 P_fc에 오차가 발생할 수 있다.

도 6은 전달 전력 P_fc을 획득하기 위한 훈련 신호 f_test2 를 차단 주파수로 설정할 시에 획득한 전달 전력 P_fc에 오차가 발생하는 원인을 보이고 있다.

이에 대해 보다 구체적으로 설명하면, 실제 공정 및 온도 등에 의해 개별 소자에 발생하는 오차들로 인해 아날로그 필터에 설정된 차단 주파수의 품질 인자 (Quality factor)가 변한다.

예컨대 도 6에서 보이고 있는 바와 같이 차단 주파수 (대략 4.6MHz) 부근에서 초과량 (overshooting) 또는 드롭 (droop)이 발생한다. 이 경우에 차단 주파수 (대략 4.6MHz)에서의 신호 크기는 정확성을 잃게 된다. 이에 반해 차단 주파수 (대략 4.6MHz) 보다 높은 주파수 대역에서는 설계 전달함수 그래프 및 측정 전달함수 그래프의 기울기가 고르게 분포하는 것을 볼 수 있다. 즉 설계 전달함수 그래프의 기울기와 측정 전달함수 그래프의 기울기가 일정한 간격을 유지하는 주파수 구간이 존재함을 확인할 수 있다.

이를 5차의 아날로그 필터에 적용하면, 차단 주파수보다 높은 주파수에 대한 전달함수의 기울기는 -100dB/dec가 된다. 이는 주파수가 10배가 되면, 전달함수 이득은 100dB 이하로 떨어짐을 의미한다. 따라서 이 경우 차단 주파수의 편차 값은 Δfc = 10^-ΔPfc/100dB가 된다.

한편 5차 아날로그 필터에서 차단 주파수의 N 주파수를 f_test2로 사용할 경우, -3dB 대신 -100×log₁₀(N)-3의 값을 사용한다. 예를 들어 도 6에서 품질 인자로 인한 왜곡이 가장 큰 경우, 즉 가장 크게 튀는 경우의 차단 주파수가 4.6MHz 일 때, 1.3배인 6MHz 신호를 인가하면 -14.7dB만큼의 신호 감소를 기대할 수 있다. 그리고 통과 대역에서의 이득이 -10dB 이므로, 6MHz에서 -24.7dB 신호를 기대할 수 있다.

도 6에서도 실제 구현된 아날로그 필터에서의 전달함수를 나타내고 있으며, 이러한 전달함수에서도 주파수가 6MHz인 경우에 왜곡 없이 -24.7dB의 신호 크기를 보여 준다.

한편, 편차가 발생한 실제 회로의 차단 주파수가 설계된 이상적인 차단 주파수보다 높을 경우는 항상 전달 전력 편차가 고정 값 (예: 3dB)으로만 발생한다. 이 경우 2 내지 3 차례 알고리즘을 반복 적용하여 이상적인 값에 근사화시킬 수 있다. 그러나 위에서처럼 f_test2가 차단 주파수보다 1.2배 이상 높은 경우에는 고정 값 편차가 발생하는 일이 드물다.

도 7은 4세대 이동 통신 표준으로 사용되는 LTE 단말 수신기의 기저 대역을 여파하는 LPF의 전달함수 그래프를 일 예를 보이고 있다.

도 7에서 파란색 실선은 이상적인 전달함수, 즉 설계 전달함수며, 빨간색 실선은 공정 또는 온도 오차에 의해 편차가 발생한 전달함수, 즉 측정 전달함수다. 여기서 차단 주파수 값은 LPF BW인데, 이상적인 경우에는 5.666MHz이고, 편차가 발생한 측정치는 6.194MHz로서 9.3%의 편차가 있다.

이 때는 보정 알고리즘이 적용되지 않은 상태로서 주파수 품질이 체크되어 있지 않고, 초기 제어 코드 값이 132 이다.

도 8은 보정 알고리즘을 적용하여 주파수 품질을 체크할 경우에 얻을 수 있는 전달함수 그래프를 보이고 있다.

앞에서 설명한 편차 값을 기반으로 후술할 계산식에 의해 143이라는 제어 코드 값이 자동으로 계산되며, 기존 제어 코드 값이 상기 자동으로 계산된 143이라는 값으로 변경된다. 따라서 새로운 전달함수의 차단 주파수는 5.759MHz로 설정되며, 편차 값은 1.6%로 획기적으로 감소한다.

앞에서 설명된 바에 따라 상기 디지털 처리부 (318)에 의해 획득된 편차 값은 상기 차단 주파수 설정부 (320)로 인가된다.

상기 차단 주파수 설정부 (320)는 상기 디지털 처리부 (318)에 의해 인가되는 편차 값을 사용하여 상기 신호 변환부 (316)에서 중간 주파수 대역의 신호에 대한 여파를 위해 구비된 아날로그 필터의 차단 주파수를 설정 또는 보정한다.

도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 아날로그 필터의 신호 크기에 대한 전달함수를 도시한 그래프를 보이고 있다.

도 5에서 굵은 실선은 설계된 이상적인 전달함수, 즉 설계 전달함수에 따른 설계 전달함수 그래프를 나타내며, 점선은 공정에 의해 제작되면서 편차가 발생된 실제 전달함수, 즉 측정 전달함수에 따른 측정 전달함수 그래프를 나타낸다.

도 5에서 보이고 있는 바와 같이 이상적인 경우에 해당하는 설계 전달함수 그래프의 차단 주파수에서는 -3dB의 값을 가진다. 이에 반하여 실제 전달함수에 상응한 측정 전달함수 그래프의 차단 주파수에서는 ΔP_fc 만큼의 오차가 발생한다.

따라서 차단 주파수를 설정하거나 보정하기 위해서는 ΔP_fc 만큼의 오차를 보상하는 방안이 마련되어야 할 것이다.

예컨대 차단 주파수는 제어 코드에 반비례하는 값을 가진다. 따라서 초기 제어 코드를 LPF_code로 정의하면, 차단 주파수 fc는 ‘1000/(2π*100*LPF_code*X)’의 값을 가진다. 여기서, X는 전달함수의 특성에 따른 상수 값이다.

하지만 앞에서도 살펴본 바와 같이 아날로그 필터의 실제 회로에서의 전달 전력이 설계에 따른 전달 전력에 비하여 ΔP_fc 만큼의 오차, 즉 편차 값을 가진다. 따라서 실제 아날로그 필터의 경우에 설계에 의한 차단 주파수와 상이한 차단 주파수를 형성한다. 따라서 앞에서 정의한 편차 값을 측정하여 제어 코드 값을 보정하면, 설계된 차단 주파수에 근접한 전달함수를 얻을 수 있다. 상기 편차 값을 측정하는 예들에 대해서는 앞에서 이미 설명하였음에 따라 더 이상의 설명은 생략한다.

도 4는 본 발명의 실시 예의 적용을 위한 아날로그 필터를 구성하는 가변 저장의 일 예를 보이고 있다.

도 4를 참조하면, 가변 저항은 내부에 복수의 저항 부분들 (segments)을 포함하고, 저항 부분들의 연결 상태를 제어하는 스위치들을 포함한다. 일반적으로 집적회로 내에서는 이진식 가변 저항 어레이를 디지털적으로 제어하는데, 양산 시 샘플 회로를 수동적으로 조정하여 기억장치에 공장 초기화 값을 기록해서 활용한다.

상기 스위치들은 N 비트의 제어 신호의 각 비트(b₀, b₁, … b_N-1) 또는 각 비트의 조합 (b₀b₁, b₀b₂, b₁b₂, …, b₀b₂…b_N-2b_N-1 등)에 응답하여 닫히거나 열림으로써 각 저항 부분들의 연결 상태를 제어한다. 다시 말해 각각의 저항 부분들의 저항 값은 소정의 규칙에 따라 결정된다. 그리고 각각의 저항 부분들의 저항 값은 대응하는 스위치를 제어하는 각 비트 (b₀, b₁, … b_N-1)에 따라 결정된다.

상기한 점을 고려할 때, 도 4에 예시된 가변 저항(100)의 경우, N 비트의 제어 신호 b₀ 내지 b_N-1의 조합으로 생성되는 정수 k에 비례하여 전체 가변 저항(100)의 저항 값이 결정된다.

상기 k는 하기 <수학식 1>에 의해 정의될 수 있다.

상기 <수학식 1>에 따라 가변 주파수 필터는 N 비트의 제어 신호의 조합으로 얻어지는 정수 k에 대해 그 저항 값이 비례하는 가변 저항을 사용한다.

이러한 가변 저항은 저항 값을 조정하여 차단 주파수를 변화시키는 모든 아날로그 필터에 적용이 가능할 것이다. 이때 아날로그 필터의 차수는 1차부터 고차까지 응용 대상에 따라 설정할 수 있으며, 일반적으로 이동 통신 시스템에서의 수신장치에 사용하는 필터는 5차의 차수를 갖는다.

도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 수신장치에서 아날로그 필터의 차단 주파수를 설정하기 위한 제어 흐름을 보이고 있다.

도 9를 참조하면, 수신장치는 910단계에서 설계에 따른 이상적인 이득 값 (전달 전력)과 실제 측정에 따른 이득 값 (전달 전력) 사이의 오차에 상응하는 편차 값을 계산한다.

이를 위해 상기 수신장치는 차단 주파수보다 높은 주파수 대역에 속하는 임의의 주파수에서 설계 전달함수 그래프에 따른 이득 값 (전달 전력)과 측정 전달함수 그래프에 따른 이득 값 (전달 전력) 간의 오차를 편차 값을 획득한다. 여기서 상기 설계 전달함수 그래프는 설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프를 의미하며, 상기 측정 전달함수 그래프는 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프를 의미한다.

예컨대 차단 주파수보다 많이 낮은 주파수 f_test1 를 가지는 훈련 신호를 수신장치의 입력으로 인가하여 제1이득 값에 상응하는 전달 전력 P_pass를 측정한다. 일 예로 상기 주파수 f_test1 로 상기 차단 주파수의 1/10에 해당하는 주파수를 사용할 수 있다.

상기 획득한 제1이득 값 (P_pass)은 설계 전달함수 그래프와 측정 전달함수 그래프 모두에서 미리 설정된 주파수 대역에서는 주파수의 변화에도 일정하게 유지된다. 따라서 상기 제1이득 값에 상응한 전달 전력 (P_pass)은 측정 전달함수 그래프를 획득하기 위해 사용된 차단 주파수보다 낮은 주파수를 가지는 단일 톤의 신호를 수신장치의 입력으로 인가하여 아날로그 필터로부터 출력되는 신호를 기반으로 획득한 전달 전력이라 할 수 있다.

그리고 설계에 따른 차단 주파수 f_{test 2} 를 가지는 훈련 신호를 수신장치의 입력으로 인가하여 제2이득 값에 상응하는 전달 전력 P_fc를 측정한다. 여기서는 상기 전달 전력 P_fc를 측정하기 위한 주파수로 설계에 따른 차단 주파수 f_{test 2} 를 사용하는 예를 가정하였다.

하지만 상기 전달 전력 P_fc를 측정하기 위한 주파수로 상기 설계에 따른 차단 주파수 f_{test 2} 를 보다 높은 어떠한 주파수의 사용도 가능하다. 단지 상기 전달 전력 P_fc를 측정하기 위한 주파수는 설계 전달함수 그래프를 기반으로 이득 값, 즉 전달 전력이 존재하는 주파수 대역 내에서 선택되어야 한다.

상기 제2이득 값 (P_fc)은 설계 전달함수 그래프와 측정 전달함수 그래프 모두에서 주파수의 변화에 따라 이득 값이 변화되는 주파수 대역에 속하는 임의의 주파수에서 획득한다. 따라서 상기 제2이득 값에 상응하는 전달 전력 (P_fc)은 설계 전달함수 그래프를 획득하기 위해 사용된 차단 주파수를 가지는 단일 톤의 신호를 수신장치의 입력으로 인가하여 아날로그 필터로부터 출력되는 신호를 기반으로 획득한 전달 전력이라 할 수 있다.

다른 예로써 아날로그 필터에서 발생할 수 있는 초과량 (overshooting) 또는 드롭 (droop)으로 인한 오류를 고려하여 편차 값을 획득할 수도 있다. 이는 아날로그 필터는 설계 전달함수 그래프의 기울기와 측정 전달함수 그래프의 기울기가 일정한 간격으로 유지되는 주파수 대역을 가짐을 활용하는 것이다.

예컨대 설계 전달함수 그래프의 기울기와 측정 전달함수 그래프의 기울기가 일정한 간격으로 유지되는 주파수 대역에 속하는 임의의 주파수에서 상기 이상적인 전달함수 그래프에 따른 이득 값과 상기 측정된 전달함수 그래프에 따른 이득 값 간의 오차에 의해 편차 값을 획득할 수 있다.

상기 수신장치는 편차 값을 획득하면, 912단계로 진행하여 상기 획득한 편차 값을 이용하여 아날로그 필터의 차단 주파수를 설정 또는 보정한다. 상기 차단 주파수의 설정 또는 보정은 아날로그 필터가 설계 시의 전달함수 그래프와 최대한 유사한 전달함수 그래프에 의해 동작하도록 차단 주파수를 조정하는 것이다.

예컨대 차단 주파수 (fc)는 1000/(2π*100*LPF_code*X)에 의해 결정된다. 따라서 차단 주파수를 변경하기 위해서는 제어 코드 값을 정의하는 LPF_code*X를 변경하여야 한다. 여기서 LPF_code는 아날로그 필터에 대해 초기에 설정된 제어 코드 값, 즉 초기 제어 코드 값으로써, 통상적으로 변경할 수 없는 값이다. 따라서 차단 주파수 (fc)는 전달함수의 특성에 따른 상수 값인 X를 변경하여 조정할 수 있다.

결론적으로 상기 수신장치는 앞에서 획득한 편차 값을 기반으로 전달함수 그래프의 특성에 따른 상수 값 X를 유추함으로써, 최종적으로 아날로그 필터의 차단 주파수가 조정될 수 있도록 한다. 즉 상수 값 X에 의해 차단 주파수를 설정하거나 보정하는 제어 코드 값을 보정한다.

상술한 바와 같이 상기 수신장치는 획득한 편차 값을 이용하여 상수 값 X를 설정함으로써, 제어 코드 값 (LPF-code * X)를 결정한다. 그리고 상기 결정한 제어 코드 값 (LPF-code * X)를 적용하여 아날로그 필터에서 사용할 차단 주파수를 획득한다.

상기 수신장치는 편차 값에 의해 차단 주파수를 획득하면, 914단계에서 상기 획득한 차단 주파수를 아날로그 필터에 적용한다. 따라서 상기 아날로그 필터가 설정된 차단 주파수를 가지고 중간 주파수 신호에 대한 여파를 수행한다.

도 10은 본 발명의 실시 예에서 제안하는 보정 알고리즘을 적용하지 않을 시LTE 시스템에서의 실험에 의한 그룹 위상 함수를 보이고 있다.

도 10에서 위쪽의 그래프는 아날로그-디지털 변환이 이루어진 후에 위상 보정 필터를 적용한 경우에 해당하며, 아래 쪽의 그래프는 아날로그-디지털 변환이 이루어진 후에 위상 보정 필터를 적용하지 않을 경우에 해당한다.

도 10에 존재하는 두 개의 그래프들에 있어 파란 실선은 설계에 의한 이상적인 편차 값을 표현한 것이고, 빨간 실선은 실제로 발생한 편차 값을 표현한 것이다. 상기 두 개의 그래프에 의하면, 위상 보정 필터를 적용하지 않았을 때의 그룹 위상 지연 (group phase delay)의 리플 값은 1.86 샘플 (=121 ns)의 범위에 있다. 하지만 위상 보정 필터를 적용할 때의 그룹 위상 지연 (group phase delay)의 리플 값은 이상적으로 0.34 샘플 (=22 ns)로 떨어진다. 하지만 빨간 실선에서와 같이 차단 주파수가 설계된 값에 일치하지 않으면, 해당 리플 값은 1.73 샘플 (= 112ns)로써, 위상 보정 필터로 인한 개선 효과가 별로 없음을 확인할 수 있다.

도 11은 본 발명의 실시 예에서 제안하는 보정 알고리즘을 적용할 시 LTE 시스템에서의 실험에 의한 그룹 위상 함수를 보이고 있다. 도 11에서 위쪽의 그래프는 아날로그-디지털 변환이 이루어진 후에 위상 보정 필터를 적용한 경우에 해당하며, 아래 쪽의 그래프는 아날로그-디지털 변환이 이루어진 후에 위상 보정 필터를 적용하지 않을 경우에 해당한다.

도 11에서 확인할 수 있는 바와 같이 본 발명의 실시 예에서 제안하는 보정 알고리즘을 적용할 시에 리플 값이 0.76 샘플 (= 49ns)로 줄어든다. 따라서 10MHz 를 사용하는 LTE 시스템에서 요구하는 그룹 지연 오차는 200ns 이내이고, 20MHz 를 사용하는 LTE 시스템에서 요구하는 그룹 지연 오차는 141ns 이내이므로, 본 발명의 실시 예에서 제안하는 보정 알고리즘은 안정적으로 통신 프로토콜 요건을 만족한다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허 청구의 범위뿐만 아니라 이 특허 청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (12)

1. 무선 통신을 위한 수신장치를 구성하는 아날로그 필터의 차단 주파수를 설정하는 방법에 있어서,
   설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프의 기울기와 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프의 기울기가 일정한 간격으로 유지되는 주파수 대역에 속하는 임의의 주파수에서 상기 이상적인 전달함수 그래프에 따른 이득 값과 상기 측정된 전달함수 그래프에 따른 이득 값 간의 오차에 상응하는 편차 값을 획득하는 과정과,
   상기 획득한 편차 값을 기반으로 상기 실제 환경에서 전달함수 그래프를 측정하기 위해 사용한 차단 주파수를 보정하는 과정을 포함하는 아날로그 필터의 차단 주파수 설정방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 차단 주파수를 보정하는 과정은,
   상기 획득한 편차 값을 기반으로 상기 측정된 전달함수 그래프의 특성에 따른 상수 값 X를 유추하고, 상기 유추한 상수 값 X에 의해 제어 코드 값 (LPF_code)을 보정하며, 상기 보정한 제어 코드 값 (LPF_code * X)를 사용하여 보정할 차단 주파수를 획득하는 과정임을 특징으로 하는 아날로그 필터의 차단 주파수 설정방법.
3. 제2항에 있어서,
   상기 보정할 차단 주파수는 1000/(2π*100*LPF_code*X)에 의해 획득하며, 여기서 제어 코드 값 (LPF_code)은 초기 제어 코드 값임을 특징으로 하는 아날로그 필터의 차단 주파수 설정방법.
4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 편차 값을 획득하는 과정은,
   상기 설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프와 상기 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프 모두에서 주파수의 변화에도 일정하게 유지되는 제1이득 값 (P_pass)을 획득하는 단계와,
   상기 설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프와 상기 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프 모두에서 주파수의 변화에 따라 이득 값이 변화되는 주파수 대역에 속하는 임의의 주파수에서의 제2이득 값 (P_fc)을 획득하는 단계와,
   상기 획득한 제1이득 값 (P_pass)에서 상기 획득한 제2이득 값 (P_fc) 및 임계 오차 값을 차감하여 상기 편차 값을 획득하는 단계를 포함하는 아날로그 필터의 차단 주파수 설정방법.
5. 제4항에 있어서,
   상기 제1이득 값 (P_pass)은 상기 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프를 획득하기 위해 사용된 차단 주파수보다 낮은 주파수를 가지는 단일 톤의 신호를 상기 수신장치의 입력으로 인가하여 상기 아날로그 필터로부터 출력되는 신호를 기반으로 획득한 전달 전력이며,
   상기 제2이득 값 (P_fc)은 상기 설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프를 획득하기 위해 사용된 차단 주파수를 가지는 단일 톤의 신호를 상기 수신장치의 입력으로 인가하여 상기 아날로그 필터로부터 출력되는 신호를 기반으로 획득한 전달 전력임을 특징으로 하는 아날로그 필터의 차단 주파수 설정방법.
6. 제5항에 있어서,
   상기 임계 오차 값은 3dB임을 특징으로 하는 아날로그 필터의 차단 주파수 설정방법.
7. 무선 통신을 위한 아날로그 필터의 차단 주파수를 설정하는 수신장치에 있어서,
   설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프의 기울기와 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프의 기울기가 일정한 간격으로 유지되는 주파수 대역에 속하는 임의의 주파수에서 상기 이상적인 전달함수 그래프에 따른 이득 값과 상기 측정된 전달함수 그래프에 따른 이득 값 간의 오차에 상응하는 편차 값을 획득하는 디지털 처리부와,
   상기 획득한 편차 값을 기반으로 상기 실제 환경에서 전달함수 그래프를 측정하기 위해 상기 아날로그 필터에서 사용한 차단 주파수를 보정하는 차단 주파수 설정부를 포함하는 수신장치.
8. 제7항에 있어서, 상기 차단 주파수 설정부는,
   상기 획득한 편차 값을 기반으로 상기 측정된 전달함수 그래프의 특성에 따른 상수 값 X를 유추하고, 상기 유추한 상수 값 X에 의해 제어 코드 값 (LPF_code)을 보정하며, 상기 보정한 제어 코드 값 (LPF_code * X)를 사용하여 보정할 차단 주파수를 획득함을 특징으로 하는 수신장치.
9. 제8항에 있어서,
   상기 차단 주파수 설정부는 상기 보정할 차단 주파수를 1000/(2π*100*LPF_code*X)에 의해 획득하며, 여기서 제어 코드 값 (LPF_code)은 초기 제어 코드 값임을 특징으로 하는 수신장치.
10. 제7항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 디지털 처리부는,
    상기 설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프와 상기 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프 모두에서 주파수의 변화에도 일정하게 유지되는 제1이득 값 (P_pass)을 획득하고,
    상기 설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프와 상기 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프 모두에서 주파수의 변화에 따라 이득 값이 변화되는 주파수 대역에 속하는 임의의 주파수에서의 제2이득 값 (P_fc)을 획득하며,
    상기 획득한 제1이득 값 (P_pass)에서 상기 획득한 제2이득 값 (P_fc) 및 임계 오차 값을 차감하여 상기 편차 값을 획득함을 특징으로 하는 수신장치.
11. 제10항에 있어서,
    상기 제1이득 값 (P_pass)은 상기 실제 환경에서 측정된 전달함수 그래프를 획득하기 위해 사용된 차단 주파수보다 낮은 주파수를 가지는 단일 톤의 신호를 상기 수신장치의 입력으로 인가하여 상기 아날로그 필터로부터 출력되는 신호를 기반으로 획득한 전달 전력이며,
    상기 제2이득 값 (P_fc)은 상기 설계에 의한 이상적인 전달함수 그래프를 획득하기 위해 사용된 차단 주파수를 가지는 단일 톤의 신호를 상기 수신장치의 입력으로 인가하여 상기 아날로그 필터로부터 출력되는 신호를 기반으로 획득한 전달 전력임을 특징으로 하는 수신장치.
12. 제11항에 있어서,
    상기 임계 오차 값은 3dB임을 특징으로 하는 수신장치.

Images