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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Digital-Analog-Wandleranordnung für eine Basisbandübertragungskette.
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Im
einzelnen betrifft die Erfindung eine elektronische Digital-Analog-Wandlerschaltung
zur phasenverzerrungsfreien Umsetzung eines digitalen Signals in
ein Analogsignal und beinhaltet insbesondere einen Sigma-Delta-Modulator sowie ein
nichtrekursives Filter (Finite Impulse Response Filter, FIR-Filter).
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Ein
bevorzugter Anwendungsbereich für
die Erfindung ist die Mobiltelefonie. Die Beschreibung der Erfindung
erfolgt daher im wesentlichen im Rahmen dieses Anwendungsbereichs.
Gleichwohl beschränkt
sich der Geltungsbereich der Erfindung nicht auf den Bereich der
Mobiltelefonie, sondern erstreckt sich auch auf alle anderen Bereiche,
in denen die Wandlerschaltung und das Wandlerverfahren gemäß der Erfindung
zur Anwendung kommen.
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Meistens
läßt sich
ein tragbares oder kabelloses Telefon von seinem Aufbau her in vier
unterschiedliche Subsysteme unterteilen, nämlich die Benutzerschnittstelle,
die Steuerungseinheit, die Audio-Einheit und die Hochfrequenzeinheit.
Die letzten drei der genannten Einheiten bilden die Funkeinheit des
tragbaren Telefons.
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Das
Blockschaltbild in 1 veranschaulicht
den allgemeinen Aufbau 100 eines tragbaren Telefons. Der
allgemeine Aufbau 100 besteht aus den vier obengenannten
Grundeinheiten. Der Benutzer eines tragbaren Telefons hat Zugriff
auf eine Benutzerschnittstelle 120. Die Benutzerschnittstelle 120 umfaßt zumeist
einen Lautsprecher 121, ein Mikrofon 122, eine
Tastatur 123 und eine Anzeige 124. Zusätzlich kann
die Benutzerschnittstelle 120 weitere Elemente beinhalten,
beispielsweise ein Modem zur Übertragung
von Daten.
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Eine
Funkeinheit 130 beinhaltet die zur Basisbandübertragung
erforderlichen Subsysteme, nämlich
Vorrichtungen zur Sprachkodierung, Vorrichtungen zur Kompression
von Informationen in Form von Datenblocks und Vorrichtungen zur
Dekompression dieser Datenblocks in Form eines kontinuierlichen
Signals. Diese und andere Elemente verteilen sich auf einen Steuerungsblock 140,
einen Audioblock 150 und einen Hochfrequenzblock 160.
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Der
Steuerungsblock 140 beinhaltet einen Mikroprozessor 141,
der als zentrale Verarbeitungseinheit dient. Der Mikroprozessor 141 führt die
zur Abwicklung einer Kommunikation notwendigen Abläufe durch.
Mittels diverser Programme steuert er überdies die verschiedenen Funktionen
des tragbaren Telefons. Zu diesen Programmen gehören unter anderem beispielsweise
Programme zur Verwaltung der Benutzerschnittstelle 120,
Programme für Überwachungszwecke
(insbesondere zur Überwachung des
Akkuladezustands) oder auch Testprogramme, die die Wartung des tragbaren
Telefons erleichtern. Andere Programme verwalten die Verbindung
zwischen dem tragbaren Telefon und der nächstgelegenen Basisstation.
Die zur Benutzerschnittstelle 120 gehörenden Programme verwalten
insbesondere Interaktionen zwischen dem Benutzer und den anderen
Programmen, insbesondere durch Verarbeiten der Informationen, die
vom Benutzer über
die Tastatur 123 und eine Verbindung 101 in den
Mikroprozessor 141 eingegeben werden, und durch Ansteuern der
Anzeige 124 über
eine Verbindung 102.
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Der
Steuerungsblock 140 beinhaltet außerdem Speicher 142,
die in tragbaren Telefonen zum Speichern insbesondere des Betriebssystems,
der Seriennummer und der dem tragbaren Telefon zugeordneten Telefonnummer
oder auch der Rechte für die
Nutzung der verschiedenen Dienste verwendet werden. Diese Speicher 142 können auch
beim Aufbauen einer Telefonverbindung verwendet werden. Der Austausch
von Daten, Speicheradressen und Befehlen zwischen den Speichern 142 und
dem Mikroprozessor 141 wird über den bidirektionalen Bus 103 bewerkstelligt.
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Der
Audioblock 150 besteht im wesentlichen aus einer Signalverarbeitungseinheit 151,
die auf zahlreiche Programme zugreift. Die Signalverarbeitungseinheit 151 erhält über eine
Verbindung 104 Informationen vom Mikrofon 122.
Eine Verbindung 105 gewährleistet
die Signalübertragung
zwischen der Signalverarbeitungseinheit 151 und dem Lautsprecher 121.
Darüber
hinaus erfolgt der Informationsaustausch zwischen der Signalverarbeitungseinheit 151 und
dem Mikroprozessor 141 über
eine bidirektionale Verbindung 106.
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Die
Kommunikation mit der Funkeinheit 130 des tragbaren Telefons
erfolgt über
die spezielle Hochfrequenz-Schnittstelle 160, in welcher
die Analog-Digital-Wandlung
und die Digital-Analog-Wandlung stattfinden. Der Hochfrequenzblock 160 beinhaltet
insbesondere eine Antenne 161, die mit einem Duplexer 162,
einem Sender 163, einem Empfänger 164 und einer
Frequenzerzeugungseinheit 165 verbunden ist. Der Mikroprozessor 141 verwaltet
die Funktion des Senders 163, des Empfängers 164 beziehungsweise
des Frequenzgenerators 165 über Verbindungen 107, 108 und 109.
Die Signalverarbeitungseinheit 151 kann über Verbindungen 110 und 111 Signale
an den Sender 163 übertragen
beziehungsweise Signale vom Empfänger 164 empfangen.
Der Frequenzgenerator 165 ist über Verbindungen 112 und 113 an
den Sender 163 beziehungsweise den Empfänger 164 angeschlossen.
Der Duplexer 162 empfängt über eine
Verbindung 114 Signale vom Sender 163 und übermittelt über eine
Verbindung 115 Signale an den Empfänger 164.
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Im
Sender 163 werden die Trägersignale für die Sprachinformation
und andere für
die Telekommunikation erforderlichen Informationen moduliert, um
anschließend
mittels einer hochfrequenten Funkwelle übertragen zu werden. Die Modulationsvorgänge finden
gewöhnlich
auf einer Zwischenfrequenz statt, die durch Mischen auf die gewünschte Sendefrequenz
gebracht wird. Es sind verschiedene Modulationsverfahren bekannt.
Diese hängen
von der Signalart und von der Art der für die Übertragung verfügbaren Geräte ab. Zur Übertragung
von analogen Informationen kann man sich eines Verfahrens bedienen,
bei der die Sendefrequenz moduliert oder verschoben wird, beispielsweise
des Verfahrens der Frequenzumtastung (die in der englischsprachigen Literatur
als "Frequency Shift
Keying" oder FSK
bezeichnet wird); zur Übertragung
digitaler Informationen kann man ein Phasenumtastungsverfahren (π/4 Phase
Shift Keying oder π/4
PSK in der englischsprachigen Literatur) oder auch ein Modulationsverfahren vom
Typ GMSK (Gaussian Mode Minimum Shift Keying oder GMSK in der englischsprachigen
Literatur) anwenden.
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2 zeigt ein vereinfachtes
Blockschaltbild einer Übertragungskette,
bestehend aus dem Sender 163 und speziell einer Digital-Analog-Wandlerschaltung,
nach dem Stand der Technik. Das von der Signalverarbeitungseinheit 151 ausgegebene
Signal wird in Form von Digitaldaten an eine Schnittstelle 210 des
Senders 163 übermittelt.
Das vom Sender 163 empfangene Signal wird anschließend von
der Schnittstelle 210, einem Modulator 220, der eine
GMSK-Modulation bewirkt, einem im folgenden als DAC bezeichneten
Digital-Analog-Wandler 240, einem Abtast-Halteglied 230 und
einem analogen Filter 250 aufbereitet.
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Nach
dem Stand der Technik ist der DAC 240 aus Gründen der
Leistungsaufnahme und eines einfachen Aufbaus meist als DAC mit
geschalteten Kapazitäten
(in "Switched-Capacitor"-Technik) ausgeführt. So
wird beispielsweise für
jede vom Modulator 220 ausgegebene Gruppe von k Bits direkt
am Ausgang des DAC 240 eine Spannung erzeugt, die proportional
zu dem durch die k Bits kodierten Wert ist. Dieses Verfahren führt zu Linearitätsproblemen
zwischen dem vom DAC 240 ausgegebenen Signal und dem Signal
am Eingang des DAC 240. Diese Linearitätsprobleme werden durch das
in der beschriebenen Übertragungskette
enthaltenen Abtast-Halteglied 230 noch verschärft, weil
es sich beim DAC 240 um einen Digital-Analog-Wandler in
Switched-Capacitor-Technik handelt. Dies bedeutet nämlich, daß während einer
Halbperiode eines zyklischen Clocksignals, das den Transfer der
Daten in der beschriebenen Übertragungskette
steuert, der Wert eines jeden vom DAC 240 umgewandelten
Bits nicht mehr verfügbar
ist. Das Abtast-Halteglied 230 ist daher erforderlich,
um während
einer Halbperiode des Clocksignals den Wert eines jeden verarbeiteten
Bits aufrechtzuerhalten. Allerdings vergrößert das Vorhandensein des
Abtast-Haltegliedes 230 die Probleme mit der Nichtlinearität der Signalübertragung.
Nun wirken sich aber in bestimmten Sendern und insbesondere den
in GSM-Mobiltelefonsystemen verwendeten Sendern die Verzerrungen
der übertragenen Signale
sehr nachteilig auf die Qualität
der Telekommunikation aus.
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Nach
dem Stand der Technik, insbesondere im Patent A-0642221, wird eine
elektronische Schaltung zur Digital-Analog-Wandlung für eine Basisband-Übertragungskette beschrieben.
Diese Schaltung beinhaltet einen Interpolator zur Erhöhung einer Abtastfrequenz
des digitalen Signals, einen Sigma-Delta-Modulator, eine Digital-Analog-Wandlerbaugruppe,
die ein nichtrekursives Filter (Finite Impulse Response Filter,
FIR-Filter) enthält,
und schließlich
ein analoges Tiefpaßfilter.
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Das
in diesem Dokument beschriebene Filter ist indessen ein klassisches
FIR-Filter, also ein Filter mit einer Übertragungsfunktion der Form
h(z)= 1 + a1z–1 +
a2z–2 + a3z–3 +
... Ein solches Filter ist für
eine Anwendung in einem GSM-System nicht geeignet, weil es zur Erzielung
einer ausreichend großen
Flankensteilheit eine Vielzahl von Koeffizienten Ai erfordern
und somit zu einem voluminösen
FIR-Filter mit hoher Leistungsaufnahme führen würde.
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Die
vorliegende Erfindung ermöglicht
es, die Unzulänglichkeiten
der eben beschriebenen Systeme gemäß dem Stand der Technik zu
beheben, und ermöglicht
insbesondere die Realisierung eines steilflankigen Filters, das
noch kompakter ist als die Digital-Analog-Wandler nach dem Stand
der Technik.
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Gegenstand
der Erfindung ist eine elektronische Schaltung zur Digital-Analog-Wandlung für eine Basisband-Übertragungskette
zur phasenverzerrungsfreien Umsetzung eines digitalen Signals in
ein Analogsignal, beinhaltend
- – einen
digitalen Modulator, der ein Signal in Form einer Gruppe von n Bits
liefert,
- – einen
Interpolator zur Erhöhung
der Abtastfrequenz des digitalen Signals,
- – einen
Sigma-Delta-Modulator zur Umsetzung eines Signals von n Bits in
ein 1-Bit-Signal,
- – eine
Digital-Analog-Wandlerbaugruppe, insbesondere zur präzisen Ausfilterung
von Quantisierungsrauschen, das aus einem Digital-Analog-Wandler und
einem nichtrekursiven Filter besteht, sowie
- – ein
analoges Tiefpaßfilter,
wobei
die elektronische Schaltung dadurch gekennzeichnet ist, daß das nichtrekursive
Filter ein Mehrbandfilter ist.
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Die
verschiedenen Aspekte und Vorteile der Erfindung werden in der folgenden
Beschreibung unter Hinweis auf die Abbildungen noch deutlicher werden,
die lediglich der Information dienen, in keiner Weise als Einschränkung der
Allgemeingültigkeit
der Erfindung zu verstehen sind und folgendes beinhalten:
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Die
bereits beschriebene 1 zeigt
ein Blockschaltbild zur Verdeutlichung des allgemeinen Aufbaus eines
tragbaren Telefons.
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Die
bereits beschriebene 2 zeigt
ein Blockschaltbild zur Verdeutlichung einer elektronischen Schaltung
zur Digital-Analog-Wandlung
nach dem Stand der Technik.
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3 zeigt das Blockschaltbild
einer erfindungsgemäßen elektronischen
Schaltung.
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4 zeigt das Blockschaltbild
eines Sigma-Delta-Modulators.
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5 zeigt Frequenzspektren
des übertragenen
Signals an bestimmten Punkten der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltung
bei der Übertragung
eines Signals.
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In 3 ist die Schnittstelle 210 wiederzufinden,
die das von der Signalverarbeitungseinheit 151 abgegebene
Signal empfängt
und bereits in der in 2 dargestellten Übertragungskette
nach dem bisherigen Stand der Technik enthalten war. Ebenfalls wiederzufinden
ist hier der GMSK-Modulator 220. Das vom Modulator 220 abgegebene
Signal wird anschließend
von einem Interpolator 310, einem Sigma-Delta-Modulator 320,
einer Digital-Analog-Wandlerbaugruppe 330 und schließlich einem Analogfilter 340 aufbereitet.
Die Rolle dieser einzelnen Elemente wird im folgenden eingehender
beschrieben:
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Der
Modulator 320 wird als Sigma-Delta-Modulator bezeichnet. 4 zeigt das Blockschaltbild eines
solchen Modulators. Die Bezeichnung "Sigma-Delta" leitet sich aus der Konfiguration des
Modulators ab. Dieser erfüllt
zunächst
die Funktion eines Addierers 410, der gewöhnlich durch
den griechischen Buchstaben "Sigma" symbolisiert wird.
Am Ausgang des Addierers 410 ist ein Integratorelement 420 zu
finden, der die Integration des Signals bewerkstelligt. Das Integratorelement 420 spielt
die Rolle eines Tiefpaßfilters
für das
eingangsseitige Nutzsignal. Auf das Integratorelement 420 folgt
ein Quantisierer 430, dessen Grundprinzip darin besteht, eine
Quantisierung zu bewerkstelligen, die sich aus der Differenz zwischen
zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten des aufbereiteten Digitalsignals
ergibt. Dieser Differenzbildung entstammt der Begriff "Delta" gemäß der gängigen Bezeichnung
für einen
solchen Vorgang. Ein Gegenkopplungszweig 440 spielt die Rolle
eines Hochpaßfilters
für das
Quantisierungsrauschen, das durch den Quantisierer 430 verursacht wird.
Der Sigma-Delta-Modulator ermöglicht
die Unterdrückung
des Quantisierungsrauschens im oberen Frequenzbereich, während das
Nutzsignal im unteren Frequenzbereich enthalten ist.
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In
den Digital-Analog-Wandlungs-Ketten, die einen Sigma-Delta-Modulator
beinhalten, wird die Abtastfrequenz zunächst erhöht. Dieser Vorgang wird hier
durch den Interpolator 310 bewerkstelligt. Der Interpolator
gestattet einen Überabtastungsvorgang.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung wird die Abtastfrequenz der vom GMSK-Modulator k abgegebenen
Daten durch eine lineare Interpolation verdoppelt: Zwischen zwei
aufeinanderfolgenden Datensätzen,
die vom GMSK-Modulator 220 abgegeben werden, wird ein Zusatz-Datensatz eingefügt, der
einem Mittelwert der beiden zeitlich direkt benachbarten Datensätze entspricht. Anschließend wird
die Abtastfrequenz am Eingang des Sigma-Delta-Modulators verdreifacht,
indem jeder Datensatz dreimal wiederholt wird.
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Der
Interpolator 310 gestattet somit die Umsetzung eines mit
einer Frequenz Fs abgetasteten Signals aus n Bits in ein mit einer
Frequenz N × Fs
abgetastetes Signal, wobei N eine natürliche Zahl ist. In einer bevorzugten
Ausführungsform
gilt: N = 6 und n = 8.
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Der
dem Interpolator 310 zugeordnete Sigma-Delta-Modulator 320 gestattet
die Umsetzung eines mit einer Frequenz N × Fs abgetasteten Signals aus
n Bits in ein mit einer Frequenz N × Fs abgetastetes 1-Bit-Signal.
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Das
vom Sigma-Delta-Modulator 320 abgegebene 1-Bit-Signal kann
ein impulslängenmoduliertes
Signal sein (PDM-Signal für "Pulse Duration Modulation" in der englischsprachigen
Literatur). Es gelangt auf den Eingang der Digital-Analog-Wandlerbaugruppe.
Das Signal am Ausgang des Sigma-Delta-Modulators 320 liefert
somit an die Digital-Analog-Wandlerbaugruppe 330 weniger
Informationen, da ja die Zahl der Bits geringer ist, dies jedoch
wegen der vom Interpolator 310 bewerkstelligten Überabtastung
bei einer höheren
Frequenz.
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Das
am Ausgang des Sigma-Delta-Modulators erzeugte Quantisierungsrauschen
ist erheblich, denn das Signal ist ab hier durch ein einziges Bit
kodiert. Zweck der Digital-Analog-Wandlerbaugruppe 330 ist
die Ausfilterung dieses Quantisierungsrauschens. Die Digital-Analog-Wandlerbaugruppe 330 besteht
aus einem 1-Bit-Digital-Analog-Wandler oder 1-Bit-DAC sowie einem
nichtrekursiven Filter.
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Der
Ausgang des 1-Bit-DACs aktiviert das darauf folgende nichtrekursive
Filter. Dieses FIR-Filter beinhaltet Stromquellen. Jedes Bit am
Eingang des 1-Bit-DACs steuert nach der Aufbereitung, in der insbesondere
Schieberegister zur Anwendung gelangen, eine dieser Stromquellen
an. Jede Stromquelle ist einem Koeffizienten des nichtrekursiven
Filters zugeordnet und liefert einen Strom, der proportional zu einem
FIR-Filterkoeffizienten ist.
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Der
Einsatz eines 1-Bit-DRCs in der vorliegenden Erfindung gestattet
die Lösung
der bei der Übertragung
des Signals in der Digital-Analog-Wandlerkette auftretenden Nichtlinearitätsprobleme.
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Um
indessen das erhebliche Quantisierungsrauschen auszufiltern, muß das nichtrekursive Filter
eine Grenzfrequenz in der Nähe
der Basisbandfrequenz aufweisen (typisch 100 Kilohertz bei einer GSM-Anwendung).
Dies bedeutet, daß die Übertragungsfunktion
des FIR-Filters im Bereich um 100 kHz einen sehr steilflankigen
Verlauf haben muß.
Ein solcher Verlauf ist aber nur mit einem komplexen klassischen
FIR-Filter zu realisieren, das folglich eine große Zahl von Filterkoeffizienten
aufweist. Die Zahl der hierfür
einzusetzenden Stromquellen müßte deshalb erhöht werden.
Diese Lösung
würde die
Leistungsaufnahme bei der Signalübertragung
und mithin auch die Aufbaugröße in die
Höhe treiben.
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Erfindungsgemäß handelt
es sich bei dem nichtrekursiven Filter um ein Mehrbandfilter. Ein
Vorteil dieses FIR-Filters ist die Eliminierung aller Frequenzen
in der Nähe
des Signals ohne eine Beeinträchtigung
von dessen Phasentreue, wie im vierten Spektrum in 5 zu sehen ist, in welchem das Quantisierungsrauschen
530 um die dem Signal benachbarten Frequenzen gefiltert ist; ein
weiterer Vorteil ist aber auch, daß ein solches Filter kompakter
als ein klassisches FIR-Filter aufgebaut ist.
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Überdies
ist ein FIR-Mehrbandfilter wegen seiner geringeren Zahl von Koeffizienten
und damit der niedrigen Zahl der vorzusehenden Stromquellen einfacher
zu realisieren. Es hat von seinem Verhalten her eine Übertragungsfunktion,
das in der grafischen Darstellung einen steilflankigen Verlauf im
Bereich einer niedrigen Frequenz aufweist, aber dabei periodisch
die Nutzfrequenzen passieren läßt.
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Die
vom FIR-Mehrbandfilter nicht ausgefilterten Nutzfrequenzen werden
mit einem simplen Tiefpaßfilter
wie etwa dem in 3 dargestellten
Analogfilter 340 ausgefiltert.
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Das
Vorhandensein des FIR-Mehrbandfilters gestattet andererseits den
Verzicht auf ein komplexes Analogfilter in der Signalübertragungskette,
das wiederum leicht Phasenverzerrungen hervorrufen würde.
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5 zeigt Frequenzspektren
des übertragenen
Signals an bestimmten Punkten der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltung.
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Die
fünf in 5 von oben nach unten dargestellten
Frequenzspektren sind diejenigen Frequenzspektren, die man jeweils
am Eingang des Interpolators 210, am Ausgang des Interpolators 210, am
Ausgang des Sigma-Delta-Modulators 320, am Ausgang der
Digital-Analog-Wandlerbaugruppe 330 und
am Ausgang des Analogfilters 340 beobachtet.
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Im
Frequenzspektrum des vom Sigma-Delta-Modulator 320 abgegebenen
Signals ist gut zu erkennen, daß das
Frequenzspektrum 510 des Quantisierungsrauschens im Bereich
der oberen Frequenzen gegenüber
dem Frequenzspektrum 520 des Nutzsignals abgeschwächt ist.
Im Frequenzspektrum des von der Digital-Analog-Wandlerbaugruppe
abgegebenen Signals ist deutlich zu erkennen, daß das erfindungsgemäß verwendete
FIR-Mehrbandfilter Frequenzbänder 530 passieren
läßt, und
daß folglich das
Quantisierungsrauschen nicht vollkommen ausgefiltert wird, während die
dem Nutzsignal unmittelbar benachbarten Frequenzen ausgefiltert
werden.
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Das
folgende Analogfilter 340 kann somit ein Filter sein, das
leicht zu realisieren ist. Die erfindungsgemäße elektronische Schaltung
ist wirtschaftlich im Hinblick auf ihren Platzbedarf.
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Nach
dem Stand der Technik werden die Kompensationsschaltungen wirksam,
sobald das Signal in ein analoges Signal umgewandelt wird. Das Vorhandensein
von Kompensationsschaltungen im Digitalteil macht es nämlich erforderlich,
dem aufzubereitenden Signal Bits hinzuzufügen, und verstärkt infolgedessen
die Linearitätsprobleme
in der Signalübertragung.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung lautet die Übertragungsfunktion
des FIR-Filters: h2(z)
= –1 +
z–14 +
2,74z–21 +
4,85z–28 +
5,76z–35 + 4,85z–42 +
2,74z–49 +
z–57 – z–71
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Das
FIR-Filter weist in diesem Fall nur neun Koeffizienten auf und ist
daher einfacher zu realisieren. Ein solches Filter bietet außerdem den Vorteil hoher
Wirtschaftlichkeit im Hinblick auf den für seine Realisierung erforderlichen
Platzbedarf.