JP2005223599A - 干渉キャンセラ及び回り込みキャンセラ並びにこれらのキャンセラを用いる中継装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＦＤＭ方式を用いた地上デジタル放送において放送波中継によるＳＦＮを実現する際の、親局波受信におけるマルチパス、親局波の信号帯域内に混入する同一チャンネル干渉、及び送受アンテナ問での電波の回り込みを除去する干渉キャンセラ、回り込みキャンセラ及びそれを用いて親局波を良好かつ安定に中継する中継装置を提供する。
【解決手段】複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによって受信されて出力されたアレー素子数分のＯＦＤＭ信号に対してそれぞれ適応フィルタによるフィルタ処理を施し、その結果を合成してアレー合成信号を得るとともに、出力信号に適応フィルタによるフィルタ処理を施して作成した帰還信号とアレー合成信号を合成して出力信号を生成することにより受信ＯＦＤＭ信号に含まれる干渉波成分を除去する構成とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送やデジタル伝送における中継装置に関わり、特にＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）において放送波中継を行う中継局にて、複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってダイバーシティ受信されるＯＦＤＭ受信信号に含まれる親局波以外の干渉波成分を除去するための干渉キャンセラ及び送信アンテナから各アレー素子への電波の回り込みを除去するための回り込みキャンセラ並びにこれらのキャンセラを用いる中継装置に関する。

従来の干渉除去技術としては、フエージング環境における受信特性の向上やマルチパス干渉除去のためのダイバーシティ技術、マルチパス干渉及び希望波とは相関のない同一チャンネルの干渉波を除去するアダプティブアレーアンテナ技術、ＳＦＮ放送波中継局における回り込み干渉除去のための回り込み干渉除去技術などが知られている。

ＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信技術については様々な学会等にて多数発表されている（例えば、非特許文献１及び２参照）。

また、ＯＦＤＭ信号のアダプティブアレーアンテナを用いた信号合成装置としては、本発明者らの発明に係る「ＯＦＤＭ信号合成用受信装置」の特許出願などがある（例えば、特許文献１参照）。

さらに、回り込みキャンセラについても、本願の発明者らの発明に係る特許出願（例えば、特許文献２参照）や学会発表論文（例えば、非特許文献３参照）などがあり、回り込みキャンセラにアダプティブアレーアンテナを用いたものも既知である（例えば、特許文献３参照）。

特開２００３−１７４４２７号公報 特開平1１−３５５１６０公報 特開２００３−８７２１７公報 「広帯域信号移動受信用帯域分割型ダイバーシチ合成受信方式の特性」（電子情報通信学会論文誌B−II Vol. J80−B−II No.6 pp.466-474 Jun．1997） 「スペースダイバーシティを用いた地上デジタル放送の放送波中継の検討」（映像情報メディア学会技術報告Vol.25 No.31 pp.7−12 BCS2001−11 Mar．2001） 「地上デジタル放送SFNにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討」（映像情報メディア学会誌Vol.54，No.11，pp.1568−1575，2000）

従来のダイバーシティ受信装置やアダプティブアレーアンテナを用いた信号合成装置、あるいは回り込みキャンセラはいずれも受信信号に含まれる干渉波成分の除去を行うことを目的としたものであるが、いずれもそれぞれ個々の干渉妨害が単独で存在することを前提としており、複数の干渉妨害が同時に存在する場合に、それぞれの干渉妨害の除去装置を単に縦続接続しただけでは互いに影響を及ぼしあうため、収束特性が悪くなるか、あるいは発散してしまうという問題があった。

また、ダイバーシティ受信装置や回り込みキャンセラは、伝送路及び干渉波源をモデル化し、それらの伝送路特性を推定することにより干渉の除去を行っている。このため、モデルに当てはまらない干渉波成分を除去することはできないという問題がある。

さらに、アダプティブアレーアンテナを用いた信号合成装置は、アレーアンテナ入力における希望波と干渉波の到来角度差による位相差を利用することによって干渉波を除去している。そのため、希望波と干渉波の到来角度差が小さい場合には、干渉波の除去効果が小さくなるという問題がある。また、アレー素子数−１に相当する数の到来方向の干渉波しか除去できないという問題もある。回り込み波は多方向から到来するため、アダプティブアレーアンテナでは十分な回り込み波の除去も期待できない。

本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＯＦＤＭ方式を用いた地上デジタル放送において放送波中継によるＳＦＮを実現する際の、親局波受信におけるマルチパス、親局波の信号帯域内に混入する同一チャンネル干渉及び送受アンテナ間での電波の回り込みを除去する干渉キャンセラ及び回り込みキャンセラ並びにこれらのキャンセラを用いて親局波を良好かつ安定に中継する中継装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項1に係る発明は、複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ信号を受信し、アレー素子数分の受信信号を出力するアレー受信手段と、該アレー受信手段が出力するそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれ適応フィルタによってフィルタ処理を施して出力するアレー素子数分のアレー合成用フィルタ手段と、これらの各アレー合成用フィルタ手段が出力する信号を加算合成して出力するアレー合成手段と、該アレー合成手段が出力するアレー合成信号と帰還信号とを合成して出力する帰還信号合成手段と、該帰還信号合成手段が出力する信号を２分配し、一方の分配出力を干渉キャンセラの出力信号として出力する分配手段と、該分配手段の他方の分配出力に適応フィルタによるフィルタ処理を施して前記帰還信号を生成する帰還信号生成用フィルタ手段と、前記アレー素子数分の各アレー合成用フィルタ手段及び前記帰還信号生成用フィルタ手段における各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するフィルタ係数制御手段とを備えていることを特徴とする干渉キャンセラにある。

また、請求項２の発明は、請求項１において、前記フィルタ係数制御手段が、前記アレー受信手段の出力する各受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより周波数軸上の受信キャリアシンボルに変換して出力するアレー素子数分の受信キャリアシンボル生成部と、これらの受信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルから、あらかじめ定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるスキャッタードパイロット（ＳＰ）信号を抽出して受信ＳＰ信号を出力するアレー素子数分の受信ＳＰ抽出部と、当該干渉キャンセラの出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力する送信キャリアシンボル生成部と、該送信キャリアシンボル生成部の出力するキャリアシンボルからＳＰを抽出して、送信ＳＰ信号として出力する送信ＳＰ抽出部と、前記各受信ＳＰ信号及び前記送信ＳＰ信号に対する重み係数を算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部が出力する重み係数を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより前記各アレー合成用フィルタ手段及び帰還信号生成用フィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする。

また、請求項３の発明は、請求項１において、前記フィルタ係数制御手段が、前記アレー受信手段の出力する各受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれＦＦＴすることにより周波数軸上の受信キャリアシンボルに変換して出力するアレー素子数分の受信キャリアシンボル生成部と、当該干渉キャンセラの出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力する送信キャリアシンボル生成部と、前記各受信キャリアシンボル及び前記送信キャリアシンボルに対する重み係数をＯＦＤＭのサブキャリアごとに算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部の出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記各アレー合成用フィルタ手段及び帰還信号生成用フィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする。

また、請求項４の発明は、請求項１において、前記フィルタ係数制御手段が、前記アレー受信手段の出力する各受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれＦＦＴすることにより周波数軸上の受信キャリアシンボルに変換して出力するアレー素子数分の受信キャリアシンボル生成部と、これらの受信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルから、あらかじめ定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰ信号を抽出して受信ＳＰ信号を出力するアレー素子数分の受信ＳＰ抽出部と、これらの受信ＳＰ抽出部の出力する各受信信号の伝送路応答を求めて出力するアレー素子数分の受信信号伝送路応答算出部と、当該干渉キャンセラの出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力する送信キャリアシンボル生成部と、該送信キャリアシンボル生成部の出力するキャリアシンボルからＳＰを抽出して、送信ＳＰ信号として出力する送信ＳＰ抽出部と、該送信ＳＰ抽出部の出力する送信信号の伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答部と、前記各受信信号の伝送路応答と前記送信信号の伝送路応答に対する重み係数を算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部の出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記各アレー合成用フィルタ手段及び帰還信号生成用フィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする。

また、請求項５の発明は、請求項１において、前記フィルタ係数制御手段が、前記アレー受信手段の出力する各受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれＦＦＴすることにより周波数軸上の受信キャリアシンボルに変換して出力するアレー素子数分の受信キャリアシンボル生成部と、これらの各受信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルから受信信号の伝送路応答を求めて出力する受信信号伝送路応答算出部と、当該干渉キャンセラの出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上の送信キャリアシンボルに変換する送信キャリアシンボル生成部と、該送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルから送信信号の伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答算出部と、前記各受信信号の伝送路応答及び前記送信信号の伝送路応答に対する重み係数を算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部の出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記各アレー合成用フィルタ手段及び帰還信号生成用フィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする。

また、請求項６の発明は、請求項２において、前記重み係数算出部が、あらかじめ決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成して出力する基準ＳＰ信号発生段と、該基準ＳＰ信号発生段が出力する基準ＳＰ信号から前記送信ＳＰ抽出段が出力する送信ＳＰ信号を減算し、誤差を求めて出力する誤差算出段と、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信ＳＰ信号及び送信ＳＰ信号に対する重み係数を最小２乗誤差法にて求める演算段とを備えていることを特徴とする。

また、請求項７の発明は、請求項３において、前記重み係数算出部が、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定し、判定値を生成して出力するしきい値判定段と、該しきい値判定段の出力する判定値から前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルを減算し、誤差を求めて出力する誤差算出段と、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信キャリアシンボル及び前記送信キャリアシンボルに対する重み係数を最小２乗誤差法にて求める演算段とを備えていることを特徴とする。

また、請求項８の発明は、請求項４または５において、前記重み係数算出部が、無歪みの基準伝送路応答を生成して出力する基準伝送路応答発生段と、該基準伝送路応答発生段の出力する基準伝送路応答から前記送信信号伝送路応答算出部の出力する送信信号の伝送路応答を減算し、誤差を求めて出力する誤差算出段と、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信信号の伝送路応答及び前記送信信号の伝送路応答に対する重み係数を最小２乗誤差法にて求める演算段とを備えていることを特徴とする。

また、請求項９の発明は、請求項１〜５のいずれかにおいて、前記受信キャリアシンボル生成部が、前記アレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された時間領域ＯＦＤＭ信号からガードインターバルを除去して有効シンボル期間に相当する信号を抽出するガードインターバル除去段と、有効シンボル期間長の時間領域ＯＦＤＭ信号をシンボル毎にＦＦＴすることにより周波数領域信号のキャリアシンボルヘと変換するＦＦＴ段とを備え、前記送信キャリアシンボル生成部が、当該干渉キャンセラの出力信号である時間領域ＯＦＤＭ信号からガードインターバルを除去して有効シンボル期間に相当する信号を抽出するガードインターバル除去段と、有効シンボル期間長の時間領域ＯＦＤＭ信号をシンボル毎にＦＦＴすることにより周波数領域信号のキャリアシンボルヘと変換するＦＦＴ段とを備えていることを特徴とする。

また、請求項１０の発明は、請求項４において、前記受信信号伝送路応答算出部及び送信信号伝送路応答算出部が、あらかじめ決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成して出力する基準ＳＰ信号発生段と、前記各受信ＳＰ抽出段あるいは送信ＳＰ抽出段の出力する受信ＳＰ信号あるいは送信ＳＰ信号を前記基準ＳＰ信号発生段の出力する基準ＳＰ信号で除算して、各受信信号あるいは送信信号の伝送路応答を求める除算段と、該除算段にて求めた前記それぞれの伝送路応答に内挿補間処理を施す内挿補間段とを備えていることを特徴とする。

また、請求項１１の発明は、請求項５において、前記受信信号伝送路応答算出部及び送信信号伝送路応答算出部が、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定し、判定値を生成して出力するしきい値判定段と、前記各受信キャリアシンボル生成部あるいは送信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルあるいは送信キャリアシンボルを前記しきい値判定段の出力する判定値で除算して、受信信号あるいは送信信号の伝送路応答を求める除算段とを備えていることを特徴とする。

また、請求項１２の発明は、請求項１〜５のいずれかにおいて、前記フィルタ係数算出部が、前記重み係数算出部からの重み係数を逆フーリエ変換するＩＦＦＴ段と、時間領域信号に存在するイメージング成分を切り出さないようにするための係数切り出し段とを備えていることを特徴とする。

また、請求項１３の発明は、請求項１〜１２のいずれかにおいて、前記帰還信号合成手段の出力するアレー合成信号と帰還信号との合成信号に帯域フィルタ処理を施す帯域フィルタを設けたことを特徴とする。

また、請求項１４の発明は、単一のアンテナによってＯＦＤＭ信号を受信し、送信アンテナから受信アンテナへの回り込み干渉を除去する回り込みキャンセラであって、受信ＯＦＤＭ信号と帰還信号を合成して出力する合成手段と、該合成手段の出力する出力信号に適応フィルタによるフィルタ処理を施して、前記帰還信号を生成するフィルタ手段と、該フィルタ手段のフィルタ係数を適応制御するフィルタ係数制御手段とを備えていることを特徴とする回り込みキャンセラにある。

また、請求項１５の発明は、請求項１４において、前記フィルタ係数制御手段が、前記合成手段の出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力するキャリアシンボル生成部と、該キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルからあらかじめ定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰを抽出して送信ＳＰ信号を出力する送信ＳＰ抽出部と、あらかじめ決められた振幅及び位相の基準ＳＰ信号から前記送信ＳＰ抽出部が出力する送信ＳＰ信号を減算して求めた誤差が最小となる前記送信ＳＰ信号に対する重み係数を算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部が出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記帰還信号生成用のフィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする。

また、請求項１６の発明は、請求項１４において、前記フィルタ係数制御手段が、前記合成手段の出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力するキャリアシンボル生成部と、該キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定した判定値から前記キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルを減算して求めた誤差が最小となる前記送信キャリアシンボルに対する重み係数を算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部が出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記帰還信号生成用のフィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする前記帰還信号を生成するフィルタ手段における適応フィルタのフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御手段が、前記合成手段の出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力するキャリアシンボル生成部と、該キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定した判定値から前記キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルを減算して求めた誤差が最小となる前記送信キャリアシンボルに対する重み係数を算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部が出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記帰還信号生成用のフィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする。

また、請求項１７の発明は、請求項１４において、前記フィルタ係数制御手段が、前記合成手段の出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力するキャリアシンボル生成部と、該キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルからあらかじめ定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰを抽出して送信ＳＰ信号を出力するＳＰ抽出部と、前記送信ＳＰ信号をあらかじめ決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号で除算して求めた伝送路応答に内挿補間処理を施して送信信号の全てのサブキャリアについての伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答算出部と、無歪みの基準伝送路応答から前記送信信号伝送路応答算出部の出力する送信信号の伝送路応答を減算して求めた誤差が最小となる前記送信信号伝送路応答に対する重み係数を最小２乗誤差法にて求める重み係数算出部と、該重み係数算出部の出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記帰還信号生成用のフィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えることを特徴とする。

また、請求項１８の発明は、請求項１４において、前記フィルタ係数制御手段が、前記合成手段の出力信号をＦＦＴにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力するキャリアシンボル生成部と、該キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定した判定値で前記送信キャリアシンボルを除算して、送信信号の伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答算出部と、無歪みの基準伝送路応答から前記送信信号伝送路応答算出手段の出力する送信信号の伝送路応答を減算して求めた誤差が最小となる前記送信信号伝送路応答算出部の出力する伝送路応答に対する重み係数を最小２乗誤差法にて求める重み係数算出部と、該重み係数算出部の出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより帰還信号生成用のフィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えることを特徴とする。

また、請求項１９の発明は、請求項１４〜１８のいずれかにおいて、前記合成手段の出力する出力信号に帯域フィルタ処理を施す帯域フィルタを設けたことを特徴とする。

また、請求項２０の発明は、請求項１〜１９のいずれかに記載の干渉キャンセラあるいは回り込みキャンセラを備えたことを特徴とする中継装置にある。

上述した本発明によれば、複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによって受信し、出力されたアレー素子数分のＯＦＤＭ信号にそれぞれ適応フィルタによるフィルタ処理を施し、合成したアレー合戌信号と、出力信号に適応フィルタによるフィルタ処理を施した帰還信号とを合成して出力信号を生成することにより、放送波中継によるＳＦＮを実現する際に、親局波受信におけるマルチバス干渉や送受アンテナ間での電波の回り込み干渉を除去することのできる回り込みキャンセラ及び同一周波数帯域内に受信される干渉を除去することのできる干渉キャンセラ並びにこれらのキャンセラを用いることにより親局波を安定かつ良好に中継する中継装置を実現することができる。

以下、本発明をより詳細に説明するために、添付の図面に従ってこれを説明する。なお、全図面を通して同様な部分を示すものには同じ参照番号を付して示してある。

図１は本発明による干渉キャンセラの第1実施形態の構成を示すブロック図である。この干渉キャンセラは、それぞれの信号処理系（以下、ブランチと云う）＃０〜＃（Ｌ−１）におけるアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ信号を受信してアレー素子数分の受信信号を出力するアレー受信手段１と、このアレー受信手段１が出力するそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号に対してフィルタ処理を施して出力するアレー素子数分のアレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1と、これらの各アレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1が出力する信号を加算合成して出力するアレー合成手段３と、このアレー合成手段３が出力するアレー合成信号と後述する帰還信号とを合成して出力する帰還信号合成手段４と、この帰還信号合成手段４が出力する信号を２分配し、一方の分配出力を当該干渉キャンセラの出力信号として出力する分配手段５と、この分配手段の他方の分配出力に適応フィルタによるフィルタ処理を施して前記帰還信号を生成する帰還信号生成用フィルタ手段６と、前記アレー素子数分の各アレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1及び前記帰還信号生成用フィルタ手段６のフィルタ係数を適応制御するフィルタ係数制御手段７とによって構成される。

以下、本発明の動作原理につき説明するが、アレー受信段１における各アンテナによって受信した各ＯＦＤＭ信号に対する周波数変換やＡ／Ｄ、Ｄ／Ａ、直交変復調、送受信部といった基本的な部分の構成は省略するとともに、同期再生は十分な精度で実現されているものとし、また、これらは公知の技術であるため説明は省略する。

先ず、各構成手段の説明に入る前に、用語、記号、定義、その他について説明する。

地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting−Terrestrial）方式やＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting−Terrestrial）方式においては、図１６に示すように、特定のシンボルの特定のサブキャリアが基準信号としてスキャッタードパイロット（Scattered Pilot、 以下、ＳＰという）に割り当てられている。図１６において、ＳＰを黒丸で、データシンボルなどその他のキャリアシンボルを白抜きの丸で示している。ＳＰは、その振幅と位相があらかじめ決められた値であるため、受信側でも同じ信号を生成することができる。

また以下の説明では、アレー受信手段１を構成するアレーアンテナのアレー素子数をＬ、任意のアレー素子のブランチに付した番号をｌ（これはアルファベットの小文字のエルを表す）（０≦ｌ＜Ｌ）で表し、またＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアの総数をＫ、任意のサブキャリアに付した番号であるサブキャリア番号をｋ（０≦ｋ＜Ｋ）で表す。各ブランチ及び帰還ループに対応するそれぞれのフィルタ手段として用いる適応フィルタをＨ_ｌとし、そのフィルタ係数をＨ_l(n)とする。ただし帰還ループはｌ＝Ｌに対応する。

〔アダプティブアレーと帰還ループの合成〕
アレー受信手段１のアレーアンテナを構成するＬ本のアンテナよって受信した各信号ｘ_l(n)は、対応するアレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1の適応フィルタＨ_lによってフィルタ処理が施された後、アレー合成手段３にてアレー合成される。このアレー合成された信号はさらに、帰還信号合成手段４にて、帰還ループを形成する帰還信号生成用フィルタ手段６の適応フィルタＨ_Lの出力信号と合成されて、分配手段５を経て当該干渉キャンセラの出力信号ｙ(n)として外部に出力される。ただし、帰還信号生成用フィルタ手段６の適応フィルタＨ_Lにはｙ(n)が入力される。

上記出力信号ｙ(n)は次式（１）にて表される。

ここでＮ_f，Ｎ_bはそれぞれアレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1及び帰還信号生成用フィルタ手段６の各適応フィルタのフィルタ長を示す。また本干渉キャンセラを用いた中継装置においては、外部に出力された信号は周波数変換及び増幅処理した後に送信されるので、以下では本干渉キャンセラの出力信号ｙ(n)を送信信号とも称し、これをｘ_L(n)とする。

〔フィルタ係数の制御〕
図５にフィルタ係数制御の第１の方法を示す。これは図1の各アレー合成用フィルタ手段２₀〜２_L-1及び帰還信号生成用フィルタ手段６に用いる各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するためのフィルタ係数制御手段７において用いられるものである

この図５に示す例の場合には、先ずアレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された各ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)及び送信ＯＦＤＭ信号ｙ(n)をそれぞれ受信キャリアシンボル生成部７０₀〜７０_L−１及び送信キャリアシンボル生成部７０_Ｌにて高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）という）することにより、周波数領域信号であるキャリアシンボルｘ_ｋ,ｌ及びｙ（＝ｘ_ｋ,Ｌ）を生成する。次いで、これらのキャリアシンボル生成部にて得られたキャリアシンボルの中からあらかじめ決められたシンボル番号及びサブキャリア番号のキャリアシンボルによって伝送されるＳＰ（ｕ_ｋ，ｌ，０≦ｌ≦Ｌ）を受信ＳＰ抽出部７１₀〜７１_L−１及び送信ＳＰ抽出部７１_Ｌにて抽出する。ここで抽出されたサブキャリア番号ｋについてのＬ＋１個のＳＰ信号を以下のようにベクトル表記する。ただし上付きのＴは転置を示す。
ｕ_k＝［ｕ_k,0ｕ_k,１…ｕ_k,Ｌ］^T （２）

このｕ_kをもとに、重み係数算出部７２ａにて重み係数ｗ_kを算出する。ここで
ｗ_k＝［ｗ_k,0ｗ_k,１…ｗ_k,Ｌ］^T （３）

である。この重み係数をＳＰが伝送される全てのサブキャリアについて算出する。算出された全てのサブキャリアにおける重み係数ベクトルの第ｌ成分から、各フィルタ係数算出部７３₀〜７３_Lにて各適応フィルタＨ_lのフィルタ係数h_l(n)を算出する。

図６に図1のフィルタ係数制御手段７によるフィルタ係数制御の第２の方法を示す。

この図６の場合にも、先ずアレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された各ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)及び送信ＯＦＤＭ信号ｙ(n)をキャリアシンボル生成部７０₀〜７０_LにてそれぞれＦＦＴすることにより周波数領域信号であるキャリアシンボルｘ_k,ｌ及びｙ（＝ｘ_ｋ,Ｌ）を生成する。ここで生成されたサブキャリア番号ｋについてのＬ＋１個のキャリアシンボルを以下のようにベクトル表記する。
ｘ_k＝［ｘ_k,0ｘ_k,１…ｘ_k,Ｌ］^T (４)

このｘ_kをもとに、重み係数算出部７２ｂにて重み係数ｗ_kを全てのサブキャリアについて算出する。算出された全てのサブキャリアにおける重み係数ベクトルの第ｌ成分から、各フィルタ係数算出部７３_o〜７３_Lにて各適応フィルタＨ_lのフィルタ係数Ｈ_l(n)を算出する。

図７に図1のフィルタ係数制御手段７によるフィルタ係数制御の第３の方法を示す。

この図7の場合にも、先ずアレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された各ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)及び送信ＯＦＤＭ信号ｙ(n)をキャリアシンボル生成部７０₀〜７０_LにてそれぞれＦＦＴすることにより周波数領域信号であるキャリアシンボルｘ_k,ｌ及びｙ（＝ｘ_ｋ,ｌ）を生成する。次いで、得られたキャリアシンボルの中からあらかじめ決められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰ(ｕ_k,ｌ，０≦l≦L)をＳＰ抽出部７１₀〜７１_Lにて抽出する。次ぎに、この受信ＳＰ信号及び送信ＳＰ信号から受信信号伝送路応答算出部７４₀〜７４_L−１及び送信信号伝送路応答算出部７４_Ｌにてそれぞれの伝送路応答ｆ_ｋ，ｌを求める。ここで算出されたサブキャリア番号ｋについてのＬ＋１個の伝送路応答を以下のようにベクトル表記する。
ｆ_k＝［ｆ_ｋ，０ｆ_ｋ，１…ｆ_ｋ，Ｌ］^T (５)

このｆ_kをもとに、重み係数算出部７２ｃにて重み係数ｗ_kを全てのサブキャリアについて算出する。算出された全てのサブキャリアにおける重み係数ベクトルの第ｌ成分から、各フィルタ係数算出部７３₀〜７３_LにてＨ_lのフィルタ係数ｈ_l(n)を算出する。

図８に図1のフィルタ係数制御手段７によるフィルタ係数制御の第４の方法を示す。

この図８の場合にも、先ずアレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された各ＯＦＤＭ信号ｘ_l(n)及び送信ｙ(n)をキャリアシンボル生成部７０₀〜７０_LにてそれぞれＦＦＴすることにより周波数領域信号であるキャリアシンボルｘ_k,ｌ及びｙ（＝ｘ_k,Ｌ）を生成する。この受信及び送信キャリアシンボルから伝送路応答算出部７４₀〜７４_Lにてそれぞれの周波数応答ｇ_k,ｌを求める。ここで算出された、サブキャリア番号ｋについてのＬ＋１個の伝送路応答を以下のようにベクトル表記する。
ｇ_k＝［ｇ_ｋ，０ｇ_ｋ，１…ｇ_ｋ、Ｌ］^T (６)

このｇ_kをもとに、図７の場合と同様な重み係数算出部７２ｃにて重み係数ｗ_kを全てのサブキャリアについて算出する。算出された全てのサブキャリアにおける重み係数ベクトルの第ｌ成分から、各フィルタ係数算出部７３_o〜７３_LにてＨ_lのフィルタ係数ｈ_l(n)を算出する。

〔重み係数算出〕
次いで、図５〜図８に示したフィルタ係数制御手段７における重み係数算出部７２ａ〜７２ｃによる重み係数の算出法につき説明する。

図９は重み係数算出の第1の方法を示す。これは図５に示したフィルタ係数制御手段７における重み係数算出部７２ａにおいて用いられるものである。

この図９の例では、送信ＳＰ信号を基準ＳＰ信号発生段７２０によって発生されるあらかじめ決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号から減算器による誤差算出段７２１により減算して誤差を求め、この誤差が最小となる各受信ＳＰ信号及び送信ＳＰ信号に対する重み係数を最小２乗誤差法（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）による演算段７２２にて算出して出力する。

次ぎに、この場合の各受信ＳＰ信号及び送信ＳＰ信号に対する重み係数の算出法につき説明するが、以下ではサブキャリア番号ｋは省略し、重み係数ベクトルのうち受信キャリアシンボルに対する重み

ここで、上付きの＊は複素共役を表す。

評価関数Ｊを以下に定める。

式(１２)及び(１３)よりそれぞれ次式を得る。

式(１５)より次式が得られる。

式（１６）を式（１４）に代入し、次式が得られる。

アレーの合成指向特性及び２乗誤差に関与しない。よって最適な重み係数は帰還ループを持たない通常のアダプティブアレーの最小２乗誤差規範における最適重み係数と一致する。

式(１８）を式（１６）に代入し、帰還ループの最適重み係数は次式となる。
ｗ_Ｌopt＝１−ρ （１９）

ここでλは忘却係数を示す。ｉ＝ｎの項を取り出し、次式を得る。

逆行列の補助定理を用い、次式が得られる。

一方、干渉波が理想的に除去されている状態においては、送信ＳＰ信号ｕ_Lは既知の基準ＳＰ信号と一致する。そこでこれらの差
ｅ＝ｄ−ｕ_L (２７)
を最小化することによっても干渉波を除去することができる。周波数領域における合成信号は、

となり、また最適化の規範が最小２乗誤差であるため、ｗの最適解は次式で表される。
ｗ_opt＝Ｒ_ｕｕ ^-1ｒ_ｕｄ (２９)

式（２９）の重み付け係数ｗは既存の適応アルゴリズムによって決定することができる。例えばＬＭＳ（Lest Mean Square）アルゴリズムを用いる場合、時刻ｉの重み付け係数ｗ(i)を用いて、ｗ（ｉ＋１）を次式のように更新していくことにより、ｅを最小化することができる。
ｗ（ｉ＋１）＝ｗ（ｉ）＋ｕｅ^＊ (３０)

ここでμはステップサイズ、上付きの＊は複素共役を示す。また、ＲＬＳ（Recursive Least-Squares）アルゴリズムを用いる場合、次式のように重み付け係数を更新する。

ここでｋはゲインベクトル、Ｐ(i)は相関逆行列、λは忘却係数である。ＬＭＳアルゴリズムやＲＬＳアルゴリズムは公知の手法であるため説明を省略する。

図１０は重み係数算出の第２の方法を示し、これは図６に示したフィルタ係数制御手段７における重み係数算出部７２ｂにおいて用いられるものである。

この図１０の例では、送信キャリアシンボルをしきい値判定段７２３によりしきい値判定し、この判定値から送信キャリアシンボルを減算器による誤差算出段７２１により減算して誤差を求め、この誤差が最小となる各受信ＳＰ信号及び送信ＳＰ信号に対する重み係数を最小２乗誤差法による演算段７２２にて算出して出力する。

干渉が十分除去されている状況においては、しきい値判定段７２３から出力される判定値は親局における送信キャリアシンボルと一致する。そこで、キャリアシンボルの判定値が正しいものとしてＳＰ信号の場合と同様、基準信号として用いることができる。この図１０の場合の各受信キャリアシンボル及び送信キャリアシンボルに対する重み係数の算出法は、送信キャリアシンボルをしきい値判定した結果の判定値を出力し、これを基準信号として用いている以外は図９における方法と同様であるため説明を省略する。

図１１は重み係数算出の第３の方法を示し、これは図７及び図８に示したフィルタ係数制御手段７における重み係数算出部７２ｃにおいて用いられるものである。

この図１１の例では、基準伝送路応答発生段７２４により生成されて出力される無歪みの基準伝送路応答から送信信号の伝送路応答を減算器による誤差算出段７２１により減算して誤差を求め、この誤差が最小となる各受信信号に対する重み係数を最小２乗誤差法による演算段７２２にて算出して出力する。

次ぎに、この場合の重み係数の算出法につき説明するが、

また、以下の説明においては入力される伝送路応答ベクトルをｆで記すがｇであっても同様である。

重み付け係数算出の前記第１の方法においては、出力における変調成分を含んだ誤差を最小にするようにしたが、出力から変調成分を取り除いて伝送路応答に変換した結果を用いることによっても最適な重み係数を求めることができる。これは最小２乗誤差法による演算段７２２の入力を図１０の例におけるキャリアシンボルではなく、伝送路応答とし、参照信号として基準伝送路応答発生段７２４により生成されて出力される無歪み応答（１＋０ｊ）を用いることにより最小２乗誤差法による演算段７２２にて最適な重み係数を求めるのであって、その他は第１の方法と同様である。

ここで参照信号とは基準伝送路応答１＋０ｊを示す。

評価関数を以下に定める。

式（３８）、（３９）よりそれぞれ次式を得る。

式（41）より次式が得られる。

式（４２）を式（４０）に代入し、次式が得られる。

アレーの合成指向特性及び2乗誤差に関与しない。よって最適な重み係数は帰還ループを持たない通常のアダプティブアレーのＭＭＳＥ規範における最適な重み係数と−致する。

式(４４)を式（４２）に代入し、帰還ループの最適な重み係数は次式となる。
ｗ_L＝１−ρ′ （４５）

ここでλは忘却係数を示す。ｉ＝ｎの項を取り出し、次式を得る。

逆行列の補助定理を用い、次式が得られる。

一方、干渉波が理想的に除去されている状態においては送信ＯＦＤＭ信号の伝送路応答は無歪み、すなわち振幅が１で位相が０である。よって送信ＯＦＤＭ信号の伝送路応答と無歪みの伝送路応答との差
ｅ＝１−ｆ_L (５３)

を最小化することによっても干渉波を除去することができる。合成される伝送路応答は、

となり、また最適化の規範が最小２乗誤差であるため、ｗの最適解は次式で表される。
ｗ_opt＝Ｒ_ff ^-1ｒ_fd (５５)

式(５５)の重み付け係数ｗは既存の適応アルゴリズムによって重み付け係数ｗを決定することができる。例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いる場合には、次式のように重み付け係数を更新していくことにより、ｅを最小化することができる。
ｗ（ｉ＋１）＝ｗ(ｉ)＋ｆｅ^* (５６)

また、ＲＬＳアルゴリズムを用いる場合には、次式のように重み付け係数を更新する。

〔キャリアシンボルの生成〕
図１２はキャリアシンボル生成の方法を示す。これは図５〜図８に示したフィルタ係数制御手段７における受信及び送信キャリアシンボル生成部７０において用いられるものである。

この図１２の例では、アレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された時間領域ＯＦＤＭ信号または当該キャンセラの出力信号である時間領域ＯＦＤＭ信号からガードインターバル（ＧＩ）除去段７００にてガードインターバルを除去し、有効シンボル期間に相当する信号を抽出する。次いで、有効シンボル期間長の時間領域ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ段７０１にてシンボル毎にフーリエ変換することにより周波数領域信号であるキャリアシンボルヘと変換する。

〔伝送路応答の算出〕
図１３はＳＰ信号から伝送路応答を求める第１の方法を示し、これは図７に示したフィルタ係数制御手段７における伝送路応答算出段７４にて用いられるものである。

ＳＰ抽出部７１₀〜７１_L-1（図７参照）からの受信ＳＰ信号は伝送路の伝送路応答により歪みを受けており、またＳＰ抽出部７１_Lからの送信ＳＰ信号についても干渉が理想的に除去できていなければ同様に歪みを受けている。そこで、図１３の例では、先ず基準ＳＰ信号発生段７４０にてあらかじめ決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成し、この基準ＳＰ信号発生段７４０から出力される基準ＳＰ信号で受信ＳＰ信号及び送信ＳＰ信号を除算段７４１により除算する。この除算処理により伝送路応答を求めることができるが、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のＯＦＤＭ信号では、図１６に示す通りＳＰが伝送されるサブキャリアは１／３で残りのサブキャリアについての伝送路応答を直接求めることができないため、内挿補間段７４２にてシンボル方向及びサブキャリア方向の内挿補問処理を行うことで、全サブキャリアについての伝送路応答を求めて出力する。

図１４はＳＰ信号から伝送路応答を求める第２の方法を示し、これは図８に示したフィルタ係数制御手段７における伝送路応答算出段７４にて用いられるものである。

図14の例では、先ず送信キャリアシンボルをしきい値判定段７４３にてしきい値判定を行うことで送信キャリアシンボルの真値を推定する。得られた送信キャリアシンボルの真値を用いて受信あるいは送信キャリアシンボルを除算段７４４にて除算することにより伝送路応答を求める。

なお、この方法においては全てのサブキャリアについての伝送路応答を直接求めることができる。

〔重み係数からのフィルタ係数の算出〕
図１５は重み係数から適応フィルタのフィルタ係数を算出する方法を示し、これは図５〜図８の各フィルタ係数制御段７におけるフィルタ係数算出部７３にて用いられるものである。ここでは重み係数算出部７２からの重み係数ｗ_k,lを逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ；Inverse Fast Fourier Transform）段７３０にてＩＦＦＴすることにより、適応フィルタＨ_lのフィルタ係数ｈ_l(n)を出力するが、図５に示した第１のフィルタ係数制御においてはＳＰが伝送されないサブキャリアにおける重み係数を算出しないことに起因して、時間領域信号にイメージング成分が存在するため、これを切り出さないようにするための係数切り出し段７３１を設けるのが好適である。

図２は本発明による干渉キャンセラの第２実施形態の構成を示すブロック図である。本実施形態においては、アレー合成信号及び帰還信号との合成信号にＢＰＦ（Band Pass Filter）８による処理を施して送信ＯＦＤＭ信号を出力する。このＢＰＦ８は、ＯＦＤＭ信号帯域内ではフラットの特性をもち、帯域外の成分を除去するフィルタであり、これによりＯＦＤＭ信号帯域外の雑音成分によるループ発振を防ぐことができる。詳細は特開２００２−７７０９号を参照されたい。

〔回り込みキャンセラ〕
図３は本発明による回り込みキャンセラの第１実施形態の構成を示すブロック図である。本実施形態は前記干渉キャンセラのアレーアンテナ受信手段を省略したもので前記干渉キャンセラの１形態であり、単一のアンテナによってＯＦＤＭ信号を受信し、送信アンテナから受信アンテナヘの回り込み干渉を除去する回り込みキャンセラの機能を実現することができる。この場合には、回り込み伝搬路の特性を推定し、適応フィルタ手段１１によってこれを疑似的に実現することで回り込み波のレプリカを生成し、これを合成手段１０にて受信信号と合成することにより、回り込みを除去する。適応フィルタ手段１１のフィルタ係数はフィルタ係数制御手段手段１２により制御するが、このフィルタ係数制御手段１２によるフィルタ係数の制御方法は、前記干渉波キャンセラにおけるフィルタ係数制御手段７と同様であるため説明を省略する。

と表される。ここで、ｗは適応フィルタ手段１１の周波数特性、ｕは送信信号を示す。干渉波が回り込み波のみのとき、送信信号ｕと理想基準信号ｄとの差
ｅ＝ｄ−ｕ (６１)
は、回り込み伝搬路の推定誤差となり、既存の適応アルゴリズムを用いることによりＥ［｜ｅ｜²］を最小とするｗを決定することができる。また誤差として、送信信号の伝送路応答ｆを用い、
ｅ＝１−ｆ (６２)
とすることもできる。各サブキャリアについての適応フィルタの周波数特性ｗを算出する手段は、ベクトルの次元が１となる以外は、前記干渉キャンセラにおける手段と同様であるため説明を省略する。

図４は本発明回り込みキャンセラの第２の実施形態における構成を示すブロック図である。本実施形態においては、出力信号にＢＰＦ手段１３による処理を施して出力している。このＢＰＦ手段１３はＯＦＤＭ信号帯域内ではフラットの特性をもち、帯域外の成分を除去するフィルタであり、これによりＯＦＤＭ信号帯域外の雑音成分によるループ発振を防いでいる。詳細は特開２００２−７７０９６号を参照されたい。

以上、上述した本発明による干渉キャンセラ及び回り込みキャンセラは、ＯＦＤＭ方式を用いた地上デジタル放送における中継装置に適用することにより、親局波を良好且つ安定に中継することができる。

本発明による干渉キャンセラの第１の構成を示すブロック図である。 本発明による干渉キャンセラの第２の構成を示すブロック図である。 本発明による回り込みキャンセラの第１の構成を示すブロック図である。 本発明による回り込みキャンセラの第２の構成を示すブロック図である。 フィルタ係数制御手段の第１の構成を示すブロック図である。 フィルタ係数制御手段の第２の構成を示すブロック図である。 フィルタ係数制御手段の第３の構成を示すブロック図である。 フィルタ係数制御手段の第４の構成を示すブロック図である。 重み係数算出部の第１の構成を示すブロック図である。 重み係数算出部の第２の構成を示すブロック図である。 重み係数算出部の第３の構成を示すブロック図である。 キャリアシンボル生成部の構成を示すブロック図である。 伝送路応答算出部の第１の構成を示すブロック図である。 伝送路応答算出部の第２の構成を示すブロック図である。 フィルタ係数算出部の構成を示すブロック図である。 スキャッタードパイロットの配置を示す説明図である。

符号の説明

１ アレー受信手段
２ アレー合成用フィルタ手段
３ アレー合成手段
４ 帰還信号合成手段
５ 分配手段
６ 帰還信号生成用フィルタ手段
７ フィルタ係数制御手段
８ 帯域フィルタ（ＢＰＦ）
１０ 合成手段
１１ 適応フィルタ手段
１２ フィルタ係数制御手段
１３ 帯域フィルタ（ＢＰＦ）
７０ キャリアシンボル生成部
７１ ＳＰ抽出部
７２ 重み係数算出部
７３ フィルタ係数算出部
７４ 伝送路応答算出部
７００ ＧＩ（ガードインターバル）除去段
７０１ ＦＦＴ段
７２０ 基準ＳＰ信号発生段
７２１ 誤差算出段
７２２ 最小２乗誤差法による重み係数演算段
７２３ しきい値判定段
７２４ 基準伝送路応答発生段
７３０ ＩＦＦＴ段
７３１ 係数切り出し段
７４０ 基準ＳＰ信号発生段
７４１ 除算段
７４２ 内挿補間段
７４３ しきい値判定段
７４４ 除算段

Claims (20)

1. 複数のアレー素子で構成されるアレーアンテナによってＯＦＤＭ信号を受信し、アレー素子数分の受信信号を出力するアレー受信手段と、該アレー受信手段が出力するそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれ適応フィルタによってフィルタ処理を施して出力するアレー素子数分のアレー合成用フィルタ手段と、これらの各アレー合成用フィルタ手段が出力する信号を加算合成して出力するアレー合成手段と、該アレー合成手段が出力するアレー合成信号と帰還信号とを合成して出力する帰還信号合成手段と、該帰還信号合成手段が出力する信号を２分配し、一方の分配出力を干渉キャンセラの出力信号として出力する分配手段と、該分配手段の他方の分配出力に適応フィルタによるフィルタ処理を施して前記帰還信号を生成する帰還信号生成用フィルタ手段と、前記アレー素子数分の各アレー合成用フィルタ手段及び前記帰還信号生成用フィルタ手段における各適応フィルタのフィルタ係数を適応制御するフィルタ係数制御手段とを備えていることを特徴とする干渉キャンセラ。
2. 前記フィルタ係数制御手段が、前記アレー受信手段の出力する各受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することにより周波数軸上の受信キャリアシンボルに変換して出力するアレー素子数分の受信キャリアシンボル生成部と、これらの受信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルから、あらかじめ定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるスキャッタードパイロット（ＳＰ）信号を抽出して受信ＳＰ信号を出力するアレー素子数分の受信ＳＰ抽出部と、当該干渉キャンセラの出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力する送信キャリアシンボル生成部と、該送信キャリアシンボル生成部の出力するキャリアシンボルからＳＰを抽出して、送信ＳＰ信号として出力する送信ＳＰ抽出部と、前記各受信ＳＰ信号及び前記送信ＳＰ信号に対する重み係数を算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部が出力する重み係数を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより前記各アレー合成用フィルタ手段及び帰還信号生成用フィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする請求項１に記載の干渉キャンセラ。
3. 前記フィルタ係数制御手段が、前記アレー受信手段の出力する各受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれＦＦＴすることにより周波数軸上の受信キャリアシンボルに変換して出力するアレー素子数分の受信キャリアシンボル生成部と、当該干渉キャンセラの出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力する送信キャリアシンボル生成部と、前記各受信キャリアシンボル及び前記送信キャリアシンボルに対する重み係数をＯＦＤＭのサブキャリアごとに算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部の出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記各アレー合成用フィルタ手段及び帰還信号生成用フィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする請求項１に記載の干渉キャンセラ。
4. 前記フィルタ係数制御手段が、前記アレー受信手段の出力する各受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれＦＦＴすることにより周波数軸上の受信キャリアシンボルに変換して出力するアレー素子数分の受信キャリアシンボル生成部と、これらの受信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルから、あらかじめ定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰ信号を抽出して受信ＳＰ信号を出力するアレー素子数分の受信ＳＰ抽出部と、これらの受信ＳＰ抽出部の出力する各受信信号の伝送路応答を求めて出力するアレー素子数分の受信信号伝送路応答算出部と、当該干渉キャンセラの出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力する送信キャリアシンボル生成部と、該送信キャリアシンボル生成部の出力するキャリアシンボルからＳＰを抽出して、送信ＳＰ信号として出力する送信ＳＰ抽出部と、該送信ＳＰ抽出部の出力する送信信号の伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答算出部と、前記各受信信号の伝送路応答と前記送信信号の伝送路応答に対する重み係数を算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部の出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記各アレー合成用フィルタ手段及び帰還信号生成用フィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする請求項１に記載の干渉キャンセラ。
5. 前記フィルタ係数制御手段が、前記アレー受信手段の出力する各受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれＦＦＴすることにより周波数軸上の受信キャリアシンボルに変換して出力するアレー素子数分の受信キャリアシンボル生成部と、これらの各受信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルから受信信号の伝送路応答を求めて出力する受信信号伝送路応答算出部と、当該干渉キャンセラの出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上の送信キャリアシンボルに変換する送信キャリアシンボル生成部と、該送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルから送信信号の伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答算出部と、前記各受信信号の伝送路応答及び前記送信信号の伝送路応答に対する重み係数を算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部の出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記各アレー合成用フィルタ手段及び帰還信号生成用フィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする請求項１に記載の干渉キャンセラ。
6. 前記重み係数算出部が、あらかじめ決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成して出力する基準ＳＰ信号発生段と、該基準ＳＰ信号発生段が出力する基準ＳＰ信号から前記送信ＳＰ抽出段が出力する送信ＳＰ信号を減算し、誤差を求めて出力する誤差算出段と、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信ＳＰ信号及び送信ＳＰ信号に対する重み係数を最小２乗誤差法にて求める演算段とを備えていることを特徴とする請求項２に記載の干渉キャンセラ。
7. 前記重み係数算出部が、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定し、判定値を生成して出力するしきい値判定段と、該しきい値判定段の出力する判定値から前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルを減算し、誤差を求めて出力する誤差検出段と、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信キャリアシンボル及び前記送信キャリアシンボルに対する重み係数を最小２乗誤差法にて求める演算段とを備えていることを特徴とする請求項３に記載の干渉キャンセラ。
8. 前記重み係数算出部が、無歪みの基準伝送路応答を生成して出力する基準伝送路応答発生段と、該基準伝送路応答発生段の出力する基準伝送路応答から前記送信信号伝送路応答算出部の出力する送信信号の伝送路応答を減算し、誤差を求めて出力する誤差算出段と、該誤差算出段の出力する誤差が最小となる前記各受信信号の伝送路応答及び前記送信信号の伝送路応答に対する重み係数を最小２乗誤差法にて求める演算段とを備えていることを特徴とする請求項４または５に記載の干渉キャンセラ。
9. 前記受信キャリアシンボル生成部が、前記アレーアンテナを構成する各アンテナ素子によって受信された時間領域ＯＦＤＭ信号からガードインターバルを除去して有効シンボル期間に相当する信号を抽出するガードインターバル除去段と、有効シンボル期間長の時間領域ＯＦＤＭ信号をシンボル毎にＦＦＴすることにより周波数領域信号のキャリアシンボルヘと変換するＦＦＴ段とを備え、前記送信キャリアシンボル生成部が、当該干渉キャンセラの出力信号である時間領域ＯＦＤＭ信号からガードインターバルを除去して有効シンボル期間に相当する信号を抽出するガードインターバル除去段と、有効シンボル期間長の時間領域ＯＦＤＭ信号をシンボル毎にＦＦＴすることにより周波数領域信号のキャリアシンボルヘと変換するＦＦＴ段とを備えていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の干渉キャンセラ。
10. 前記受信信号伝送路応答算出部及び送信信号伝送路応答算出部が、あらかじめ決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号を生成して出力する基準ＳＰ信号発生段と、前記各受信ＳＰ抽出段あるいは送信ＳＰ抽出段の出力する受信ＳＰ信号あるいは送信ＳＰ信号を前記基準ＳＰ信号発生段の出力する基準ＳＰ信号で除算して、各受信信号あるいは送信信号の伝送路応答を求める除算段と、該除算段にて求めた前記それぞれの伝送路応答に内挿補間処理を施す内挿補間段とを備えていることを特徴とする請求項４に記載の干渉キャンセラ。
11. 前記受信信号伝送路応答算出部及び送信信号伝送路応答算出部が、前記送信キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定し、判定値を生成して出力するしきい値判定段と、前記各受信キャリアシンボル生成部あるいは送信キャリアシンボル生成部の出力する受信キャリアシンボルあるいは送信キャリアシンボルを前記しきい値判定段の出力する判定値で除算して、受信信号あるいは送信信号の伝送路応答を求める除算段とを備えていることを特徴とする請求項５に記載の干渉キャンセラ。
12. 前記フィルタ係数算出部が、前記重み係数算出部からの重み係数を逆フーリエ変換するＩＦＦＴ段と、時間領域信号に存在するイメージング成分を切り出さないようにするための係数切り出し段とを備えていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の干渉キャンセラ。
13. 前記帰還信号合成手段の出力するアレー合成信号と帰還信号との合成信号に帯域フィルタ処理を施す帯域フィルタを設けたことを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の干渉キャンセラ。
14. 単一のアンテナによってＯＦＤＭ信号を受信し、送信アンテナから受信アンテナへの回り込み干渉を除去する回り込みキャンセラであって、受信ＯＦＤＭ信号と帰還信号を合成して出力する合成手段と、該合成手段の出力する出力信号に適応フィルタによるフィルタ処理を施して、前記帰還信号を生成するフィルタ手段と、該フィルタ手段のフィルタ係数を適応制御するフィルタ係数制御手段とを備えていることを特徴とする回り込みキャンセラ。
15. 前記フィルタ係数制御手段が、前記合成手段の出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力するキャリアシンボル生成部と、該キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルからあらかじめ定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰを抽出して送信ＳＰ信号を出力する送信ＳＰ抽出部と、あらかじめ決められた振幅及び位相の基準ＳＰ信号から前記送信ＳＰ抽出部が出力する送信ＳＰ信号を減算して求めた誤差が最小となる前記送信ＳＰ信号に対する重み係数を算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部が出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記帰還信号生成用のフィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする請求項１４に記載の回り込みキャンセラ。
16. 前記フィルタ係数制御手段が、前記合成手段の出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力するキャリアシンボル生成部と、該キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定した判定値から前記キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルを減算して求めた誤差が最小となる前記送信キャリアシンボルに対する重み係数を算出して出力する重み係数算出部と、該重み係数算出部が出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記帰還信号生成用のフィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えていることを特徴とする請求項１４に記載の回り込みキャンセラ。
17. 前記フィルタ係数制御手段が、前記合成手段の出力信号をＦＦＴすることにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力するキャリアシンボル生成部と、該キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルからあらかじめ定められたシンボル番号及びサブキャリア番号のサブキャリアによって伝送されるＳＰを抽出して送信ＳＰ信号を出力するＳＰ抽出部と、前記送信ＳＰ信号をあらかじめ決められた振幅及び位相を有する基準ＳＰ信号で除算して求めた伝送路応答に内挿補間処理を施して送信信号の全てのサブキャリアについての伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答算出部と、無歪みの基準伝送路応答から前記送信信号伝送路応答算出部の出力する送信信号の伝送路応答を減算して求めた誤差が最小となる前記送信信号伝送路応答に対する重み係数を最小２乗誤差法にて求める重み係数算出部と、該重み係数算出部の出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより前記帰還信号生成用のフィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えることを特徴とする請求項１４に記載の回り込みキャンセラ。
18. 前記フィルタ係数制御手段が、前記合成手段の出力信号をＦＦＴにより周波数軸上のキャリアシンボルに変換して出力するキャリアシンボル生成部と、該キャリアシンボル生成部の出力する送信キャリアシンボルをしきい値判定した判定値で前記送信キャリアシンボルを除算して、送信信号の伝送路応答を求めて出力する送信信号伝送路応答算出部と、無歪みの基準伝送路応答から前記送信信号伝送路応答算出手段の出力する送信信号の伝送路応答を減算して求めた誤差が最小となる前記送信信号伝送路応答算出部の出力する伝送路応答に対する重み係数を最小２乗誤差法にて求める重み係数算出部と、該重み係数算出部の出力する重み係数をＩＦＦＴすることにより帰還信号生成用のフィルタ手段のフィルタ係数を生成して出力するフィルタ係数算出部とを備えることを特徴とする請求項１４に記載の回り込みキャンセラ。
19. 前記合成手段の出力する出力信号に帯域フィルタ処理を施す帯域フィルタを設けたことを特徴とする請求項１４〜１８のいずれかに記載の回り込みキャンセラ。
20. 請求項１〜１９のいずれか1項に記載の干渉キャンセラ及び/又は回り込みキャンセラを備えたことを特徴とする中継装置。

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