CN101232297A - 无线信息传输的方法 - Google Patents

Abstract

一种无线传输信息的方法，尤其是用于移动通信，其中，输入信号在发射器中进行角调制，并通过传输信道到达接收器，该方法包括以下步骤：在数字信号处理单元中产生具有预定调制特性的频率调制脉冲；使用独立于该角调制的附加调制，在该发射器中将至少一部分信息加载在所述脉冲上，尤其是使用角调制脉冲的幅度，以便于输入信号中包含的信息的加载。

Description

无线信息传输的方法

技术领域

本发明涉及无线信息传输的方法以及实现此方法的发射器和接收器配置。

背景技术

如专业人员从标准参改书中所熟悉的，在无线信息传输方法中，要发送的信息信号在发射器中被调制在一高频载波信号上并通过传输通路被传输到包含用于恢复信息信号的对应解调器的接收器。远程通信中公知的调制方法是角调制(用作频率和相位调制的通称)。

如果要发送的信息信号以数字形式作为位序列出现，如现代的移动射频网络的情况中那样，则取决于要发射的位序列，调制由改变载波信号的频率、相位，或波幅来进行。已公知的有各种不同的数字调制方法，例如其中的振幅移位键控(ASK：Amplitude Shift Keying)，双相移位键控(2-PSK：Phase Shift Keying)，或双频移位键控(2-FSK：Freqneency Shift Keying)，由Macmillan PublishingComrany 1993年出版COUCH L.W著：“数字和模拟通信系统”(第四版)。这里在接收器中仍然按照发送器所采用的调制方法进行解调，以便使此数字信息信号恢复成为连续脉冲形式的位序列。

作为一连续传输过程的一部分的对不同的消息或消息组成部分采用数种不同调制方法是本技术领域公知的，例如，在模拟电视工程中，对辉度信号采用残留边带振幅调制，对音频信号用频率调制，而色度信号则采用IQ调制。这里，载波参数的变化仅用于对信息加以特征而对传输通路的噪声无作用。

用于在发射器侧对所发射的示踪脉冲的扩展和在接收器侧的压缩的方法可由雷达技术(“线性调频技术”)知晓。对比E Philkippow(出版人)“电子技术手册”，第四卷，信息技术系统，第340/341页(柏林1985)。这里，在压缩中应用模拟频率调制或相位调制，但不对信息加以特征。此方法用于降低所耗费的传输功率，从而能在同时保持覆盖范围和准确性的条件下，提供潜在的用于检测信号的竞争能力。

所有通信方法中存在的一基本的实际问题是：接收器侧所恢复的信息信号的质量随传输通路上的干扰(现实中总是存在的)量、因而即随发射器与接收器之间的距离而降低。在具有噪声的传输通路的通信中，为以预定的抗扰度获得所要求的工作距离，需要一定的传输功率，例如对于移动通信需要数瓦的功率大小。

一方面，所需发送功率具有在发送操作期间的能量消耗相当高的缺点，特别是对于电池或蓄电池运行的装置，例如移动电话中，由于所存贮能量的迅速耗尽而造成麻烦。另一方面，由于移动电话的迅猛普及、射频广播和电视节目等设施数量的增加所引起的通信发射器数量的增长增加了电磁射线对人类的影响(所谓的“人体辐照”)。无法排除对人类身体的伤害，特别是对于现今通用的发射器功率的移动电话，由于发射器至用户头部的距离非常近更是如此。

发明内容

本发明的目的是提出一种开头所述类型的方法，和实现它的装置，使得能在维持至少相同的传输质量的同时降低发射功率和/或增加其范围。

此目的的实现是通过以下所述的方法及用于实现此方法的装置。

本发明提供一种无线传输信息的方法，尤其是用于移动通信，其中，输入信号在发射器中进行角调制，并通过传输信道到达接收器，该方法包括以下步骤：

在数字信号处理单元中产生具有预定调制特性的频率调制脉冲；

使用独立于该角调制的附加调制，在该发射器中将至少一部分信息加载在所述脉冲上，尤其是使用角调制脉冲的幅度，以便于输入信号中包含的信息的加载。

在本发明的实施例中，使用具有频率相关的差分延迟时间的波散滤波器，在该接收器中对发射的脉冲进行时间压缩，该频率相关的差分延迟时间也称为群延迟，其方式使得产生脉冲而具有与发射的脉冲相比缩短的延续时间和增大的幅度，其中，依据该输入信号，该接收器中的波散滤波器的群延迟响应对传送脉冲的频率时间特性是互补的，及在该接收器中评估来自该波散滤波器的压缩的到达脉冲的幅度，用于信息的恢复。

本发明包括的基本思想为采用二个独立的调制方法的原理，即，将信息特征加到载波上(信息信号调制)和取得对传输通路上的噪声的扩大抑制，特别是热或“白”噪声(载波信号调制)。

对已在发射器中按公知的远程通信方法用信息调制或要加以调制的脉冲按一专用特性作角调制(这里应理解为相位和频率调制的通称)。该表示一预定频谱的角调制脉冲在接收器中通过引入一频率相关延迟被加以时间压缩。这样在接收器的输出端就得到与所发射信号的波幅相比、并因而与噪声水平相比的波幅增大的信号。具体说，这种脉冲压缩/波幅增强可利用一波散滤波器来进行。以这种方式处理过的载波由解调制来恢复信息信号，从而使信息信号的解调时具有因波幅增加而改善的信/噪比。

此信/噪比的改善取决于角调制中所用的带宽与脉冲宽度的带宽-时间乘积，而且在恶劣的传输条件下尤为显著。

实际的信息可通过脉冲调制技术，或通过进行载波压缩使之能对信息信号的不同状态以不同方法进行评估而被加在载波上，从而使信息被包含在此角调制的变化中。因而，信息的调制对信号延迟时间没有，或仅仅只有次要的影响是很重要的。

在解调后，可用的信号成为高品质的，这在现有的技术状态下只可能以增加发射功率或借助昂贵的改善接收的方法(例如分集接收或冗余发送)来达到。本发明方法的再一个优点在于与其它发送通路相比较，干扰的潜能要低得多，因为在脉冲压缩后在接收器中能采用较低的发射功率来达到预定的信/噪比。此外，对发射功率的较低需求还使得对人体辐照减小。这一方法的缺点，要求较高的带宽和因而降低的通道容量或传输速率(位速率)可为许多应用领域所接收，和能通过选择用于调制信息的匹配脉冲调制方法来部分地消除(见后述)。

一特定的角调制时间特性被用于此可变角调制中，它对应于一“调制特性曲线”，该调制特性曲线(这里称之为调制特性)确定各脉冲宽度期间的频率的时间特性。当一线性下降调制特性被应用时，所发射信号的频率在各脉冲宽度期间线性地由一高于载波频率的值下降到位于载波频率以下的值。类似地，可利用线性升高的特性。接收器侧的滤波器借助一对应的差分、频率相关延迟时间响应(群延迟响应)以这样一种方式匹配到所采用的调制特性，即在发射器侧所生成的不同相位位置的信号组成被叠加到一在时间上近似一致的信号(近似δ脉冲)。

在本发明一优选的实施例中，按照输入信号通过选择或改变调制特性加载输入信号的信息。如果输入信号包含高电平，则例如采用随信号减小(最简单为线性地)的调制特性，这导致在脉冲宽度期间随频率降低的频率调制脉冲(“下行线性调频”)。相反，对低电平的输入信号则采用(线性)升高的调制特性，相应地在脉冲周期内生成随频率上升的脉冲(“上行线性调频”)。

接收器侧的滤波器装置通过一相反或互补特性加以匹配。如果发射器侧的角调制按照下降的调制特性进行，则脉冲的频率在脉冲宽度期间降低，其结果是较高频率的信号成分在较低频率的信号成分之前到达接收器侧。这样接收器侧的波散滤波器的延时响应必须补偿高频信号成分的“超前”，以便使得此频率调制脉冲的频谱信号成分相重叠来在此波散滤波器的输出端形成具有增加波幅的脉冲。

为能用每一个脉冲发送较高的信息含量，有可能对输入信号采用多于二个的调制特性。例如，如果有四个调制特性可用，则相应地可发送四个不同的脉冲，这对应于每一个所发送脉冲二位的信息内容。通过增加不同调制特性的数量，数据传输速率可被有利地增加，在此必须指出技术费用同时也增加并带有大量的不同调制特性的不同脉冲变得更难以区分，这增加对差错的发送敏感性。

在本发明前述的变体中，对数字输入信号高电平以及低电平的进行脉冲调制。这就说针对输入信号的高电平以及低电平生成频率调制脉冲，它们可由脉冲宽度期间的频率变化型式加以区分。在此，加载输入信号中所含信息是根据输入信号通过选择或改变调制特性进行。

另一方面，输入信号的发送仅针对二种被定义的电平中的一个有效地进行，而对另一电平不产生任何脉冲。例如，对输入信号一高电平生成一线性上升的频率调制脉冲，而对低电平则插入该脉冲长度的间歇。本发明的这一变体使得能以低的技术费用利用单一调制特性来实现此方法。具体说，在接收器侧仅要求一个波散滤波器。

按照一已知的最好是采用脉冲位置调制(PPM)的数字调制方法将输入信号中所含信息加载到发射信号，其中，各个频率调制脉冲的位置根据输入信号相对于一基准脉冲而改变。脉冲相位或相位宽宽调制的应用原则上也是适宜的，但潜在地要求较高的技术花费，或不符合所有的PPM的优点。

采用用于抑制载波噪声的“线性调频”调制与用于加载信息的PPM的结合使得其本身特别有利于：在接收器侧利用提高的时间分辨率，这出现在用非常短的上升时间的脉冲的脉冲压缩中；通过利用接收时间上重叠的脉冲的叠加原理来增加传输速率(对于被增大的带宽)。整体上看，这允许对传输速率的原始损失进行充分地补偿。所节省的发送功率的一(小)部分被用于发射PPM所需的基准脉冲，并有可能用于对同一通道中附加编码脉冲。

包含在输入信号中的信息的恢复通过一连接在波散滤波器之后的检测器来实现，这与发射器侧用于加载包含在输入信号中的信息的调制方法相匹配。

如果根据输入信号的波幅在发射器侧选择数种调制特性之一，最好对高电平选择线性下降调制特性和对输入信号低电平选择线性上升调制特性，则对于接收器中的解释存在二个选择余地。

一种选择是在接收器侧仅提供一个波散滤器差分相位延迟、或群延迟响应，其中与发射器侧所用的调制特性之一以这样方式匹配，即按照这种调制特性作频率调制的脉冲信号组成部分重叠地到达此波散滤波器的输出端，导致脉冲压缩和波幅增加。对于其他调制特性之一的脉冲，即不与接收器侧波散滤波器的延迟时间响应最佳地匹配的脉冲，频谱信号成分在时间上分散地到达波散滤波器输出端，并因而由于较低的脉冲压缩而具有较低的波幅。从而，在此实施例中，到达波散滤波器输出端的脉冲的波幅取决于发射器侧所采用调制特性，并因而取决于选择调制特性中所用的输入信号的波幅。为从波散滤波器输出信号中恢复数字输入信号，在波散滤波器之后连接一有可能作为波幅解调器执行的波幅敏感的检测器。

另一选择中，频率调制脉冲被传输到接收器侧并行连接的数个波散滤波器。接收器侧波散滤波器的取决于频率的延迟时间响应与发射器侧所用的调制特性以这样的方式成对匹配，即频率调制脉冲的信号成分被压缩地准确地到达波散滤波器其中之一的输出端，由此使得波幅增大，而同时在其他波散滤波器的输出信号中则由于不同的特性而没有增加。这样即可按照出现波幅增大的特定波散滤波器来辨别输入信号。

有利的是，波散滤波器被作为能以高精度和稳定性制造的表面声波滤波器(“SAW滤波器”)而运行。另外，SAW滤波器具有波幅响应和相位响应能互相独立地定制的优点，这提供了在作为一组成部分的各个接收器和波散滤波器中所需的执行窄带带通滤波器的可能性。

发射器中频率调制信号的产生可有不同的方法，下面将作为举例大致地描述其中的一些。

在本发明一优选的变体中。首先生成一近似的(准-)Dirac脉冲并送到一低通滤波器，该滤波器的滤波特性是具有紧靠临界频率之前的峰值，从而将δ脉冲变换成Sinc脉冲，其形状由公知的Sinc函数Sinc(x)＝Sin(x)/x描述。接着，此低通滤波器的Sinc形状的输出信号被导引到将Sinc形包络加到载波振荡上的调幅器。如果以这种方式生成的信号被送到波散滤波器，则在输出端出现频率调制脉冲。这样，在本发明的这一变体中，首先，发射器侧一波散滤波器将相对尖锐的Sinc脉冲扩展成频率制脉冲，与Sinc脉冲相比较被增宽和具有相应较低的波幅。具有相应的波幅增大的脉冲压缩随后也在接收器侧利用散滤波器进行。由于每一个波散滤波器被用于在发送器侧扩展脉冲和用于在接收器侧压缩，本发明这一变体优选地适用于交替地发送和接收操作的发送接收器操作。为此目的，发射器和接收器可包含有相应一致的各自带有一波散滤波器的组件模块，该模块在发射操作中用于生成频率调制脉冲，而在接收操作中协助对所接收频率调制脉冲的压缩。

在本发明另一变体中，频率调制脉冲的产生利用PLL(PLL：锁相环)和压控振荡器(VCO：压控振荡器)来实现，数字式输入信号各个脉冲首先在一积分器中被变换成锯齿形脉冲，在此，各个脉冲的上升方向取决于输入信号的度幅。这样产生的信号然后被用于触发VCO，从而使在脉冲宽度期间内输出脉冲的频率根据输入信号的电平线性增加或下降。

在本发明又一变体中，在发射器中一数字信号处理单元生成频率调制脉冲，这有利于实现任何所希望的调制特性。

在本发明一变体中，产生相匹配的发射器-接收器对来实现互补发射器-接收器特性，以使得在系统投入运行时无需另外的调谐工作。

在本发明另一变体中，通过改变接收器侧所用的波散滤波器延迟时间响应在运行之前或当中将接收器与发射器相匹配。在此，作为匹配处理的一部分，发射器生成一个最好对应于输入信号的一系列高电平的基准信号，据此来改变发射器侧所进行的频率调制的调制特性或接收器的波散滤波器的取决于频率的延迟时间响应，并直到在接收器侧生成理想的脉冲压缩或波幅的增大。这一变体对于接收器中采用用于滤波和处理的数字信号处理器时特别有利，因为这样的信号处理器能以简便方式改变取决于频率的延迟时间响应和相应的优化，从而此优化过程即能由计算机控制自动地执行。

在本发明的又一优越的实施例中，数据传输一块一块进行，由此，上述的匹配过程对各数据块更新地进行，以便能对传输通路上波散特性的波动作动态补偿。

下面将结合发明的优选实施例，详细说明本发明的进一步有利的开发。

附图说明

图1a、1b为作为本发明优选实施例的、一消息传输系统的发射器和接收器的方框图；

图2a～2e表示发射器的数字输入信号，以及发射器中在信号发射之前的信号处理的几个中间阶段；

图3a～3d表示接收器中被接收的信号，以及在信号被解调之前的信号处理中的几个中间阶段；

图4a、4b为有效地传输高、低电平的消息传输系统的发射器和接收器的方框图；

图5a～5k表示图4a中的发射器的数字输入信号以及此发射器中信号处理的几个中间阶段；

图6a～6e表示接收器侧检测到的信号以及接收器中信号处理的几个中间阶段；

图7、8各自表示带有噪声抑制电路的图4b中所示接收器的改进形式；

图9a、9b图示说明用此发明方法可得到的信/噪比的改善。

具体实施方式

如图1a中所表明的一发射器用于将由信号源1所生成的并以能加以数字化的形式提供的信号S₁通过一带噪声的传输通路发送到图1b中所示的接收器，由此，对于预定的对范围和搞噪声性的要求，可优先地以相对低的传输功率进行传输，这一方面增加使用电池的发射器的电池寿命，另一方面也降低因电磁辐射一也称之为电烟雾的环境影响。另外，与其他通信系统相比较，也由于相对低的传输功率而减小发射器出现差错的潜在性。

在此发射器中，数字输入信号S₁，其时间特性详见图2a中所示，被首先送到一脉冲整形器2，它将输入信号S1的相对宽的矩形脉冲变换成短的针状脉冲，这就意味着模拟(准-)Dirac脉冲。在图2b中的针状脉冲序列S₂的图形表述中可看到，各个针状脉冲的产生每次均由输入信号S₁矩形脉冲的上升沿触发。

这样生成的针状脉冲序列S₂随后被送到低通滤波器，其延迟时间响应是在紧接临界频率之前具有一峰值，从而使各个针状脉冲(如图2c中所示)能被变换成Sinc脉冲，其形状符合公知的Sinc函数Sinc(x)＝Sin(x)/x。

然后此Sinc脉冲序列S₃被送至调幅器4，将此信号调制在由振荡器5所产生的频率f_T的载波振荡上，从而在调幅器4的输出端生成具有Sinc形包络的载频脉冲，如图2d中表明的，(为说明目的这些脉冲在图中被加宽表示)，实际上如按比例表示它们比较窄。

在调幅器4之后连接一波散滤波器6，按照其取决于频率的差分延迟时间特性对调制的载频信号S₄进行滤波。在此波散滤波器6的输出端(如可由图2e中看到的)到达具有恒定波幅的线性频率调制的脉冲，在脉冲宽度期间该频率由载频f_T以上的值f_T+Δf/2下降到此载频下的值f_T-Δf/2。

这样，在这里所示的发射器中，输入信号S₁发送是单极性，亦即，发送脉冲仅针对输入信号S₁的高电平而产生，而低电平则可由发送信号S₅中的间歇加以识别。为此原因，发射器和接收器可做得简单而又合理，各自仅含有一个波散滤波器6、13。

这样生成的脉冲序列S5随后被送到一带通滤波器7，其中心频率等于频率调制脉冲的载频f_T，从而使传输频带以外的信号被滤除。

最后，此带通限制信号由一发射器放大器8提供到天线9并被发射。

图1b中所示接收器使得能接收由上述发射器发射的线性频率调制信号，以及数字输入信号S₃或S₁的解调和恢复。为此，由接收器天线10所接收的信号(例如在分集运行中)被送到一前置放大器11以及随后一带通滤波器12，其中心频率等于带通所限传输信号的载频f_T，从而使来自其他频率范围的噪声信号被滤除出接收器信号。(代替通常的带通滤波器，这里可采用一表面声波滤波器。)这样所准备的信号S₆的时间特性详见图3a中所示，在此为了简化，假定为一无噪声传输通路。

所接收的信号S₆包括一系列线性频率调制的脉冲，由此，在该脉冲期间根据在发送器侧的调制特性该频率下降，从载频f_T以上的值f_T+Δf/2下降到载频以下的值f_T-Δf/2。

随后该信号S₆被送到输入信号S₆的各个脉冲被作时间压缩了的波散滤波器13，这导致波幅的相应增加，从而改善信/噪比。

在此，脉冲压缩利用这一事实，即由于在发射器侧进行的线性频率调制较高频率的信号成分在较低频率信号成分之前到达波散滤波器13的输出端。该散滤波器13通过对相对于较低频率信号做更多的延迟来补偿较高频率信号成分的“超前”。由此，波散滤波器13的取决于频率的差分延迟时间响应以这种方式匹配到发射器侧进行的频率调制特性，即，接收信号的频谱信号组成部分能基本上一致地到达波散滤波器13的输出端。如图3b中所示针对各脉冲，这些频谱成分相重叠以形成带有Sinc形包络的信号S₇，由此各个脉冲的波幅与所接收的线性频率调制信号S₆相比被显著地增大。(这里应指出的是为清楚起见在图中所示的原理信号表述中引入有畸变。现实中频率调制脉冲紧靠在一起和被压缩信号要窄得多)。

然后波散滤波器13的输出信号被加到解调器14，它将信号S7从高频载波振荡中分离出，和(如图3C中可知)生成带有针状脉冲的离散输出信号S₈。

随后，原始数字信号S₉，其时间特性详见图3d中所示，利用脉冲整形器从针状脉冲得到恢复。

图4a和4b表示按照本发明的又一个消息传输系统，它与上述和图1a和1b中表明的较简单的实施例不同，最重要的是在于数字信息的高电平及低电平双方均被有效地发送，这提供更高的抗噪声性能。

图4a中所示发射器包含一脉冲整形器17，它由定时发生器16利用相位相反的定时脉冲触发，如图5a、5b中所示。在其输出端脉冲整形器发出形成(准-)Dirac δ序列的针状脉冲序列g₁，如图5c所示。这样生成的脉冲序列g₁随后被送往低通滤波器18，其滤波特性为在紧接临界频率之前具有一峰值，并将针状脉冲变换成Sinc状脉冲，如图5d中所示。然后此脉冲序列g₂利用一调幅器20被调制在具有由振荡器19所生成的载频f_T的载波振荡上。这样，在调幅器20的输出端到达带有Sinc状包络的等距载频脉冲序列g₃。在这种意义中重要的是到达调幅器20的输出端的脉冲序列g₃独立于数字输入信号g₄，因而不包含任何信息。

然后通过输入信号g₄控制的模拟无关21实现输入信号g₄的信息加载，和按照此输入信号g₄的波幅，将调幅器20所生成的脉冲序列g₃导引到具有取决于频率的线性降低延迟时间的波散滤波器22，或者导引到具有取决于频率的线性增加延迟时间的波散滤波器23。在它们的输出端，波散滤波器22、23被连接到另一个模拟开关24或混频器站，并根据输入信号g₄的波幅选择二波散滤波器22、23之一的输出信号g₇、g₈并让其通过。

这样，在模拟开关24的输出端到达(如图5k中所示)逐个脉冲地作线性频率调制的载波频率脉冲序列g₉，由此，对于输入信号g₄的高电平各个脉冲显示了在脉冲宽度期间线性地增大的频率，而对于输入信号g₄的低电平此频率在脉冲期间线性地减小。

到达模拟开关24的输出端的信号随后被一带通滤波器滤波以抑制传输频带之外的干扰信号。而后将这样得到的信号由发射器放大器26放大和由发射器天线27发射。

图4b表示利用天线28接收图4a中所示发射器发射的信号的相关接收器。该接收器在一前置放大器29中将信号放大和在带通滤波器30中去除频率在传输频带之外的任何干扰信号。

接着，所接收信号通过开关元件31传输到二个波散滤波器32、33。由此使得在接收器侧的此二个波散滤波器32、33的取决于频率的延迟时间响应成对地以这样一种方式配匹到发射器侧二波散滤波器22、23的取决于频率的延迟时间响应，即，所接收信号的频谱信号成分能在二波散滤波器32或33之一的输出端加到一波幅增大的脉冲，同时仅有一个时间扩展的脉冲到达另一波散滤波器33或32的输出端。

如图6a和6b所示，波散滤波器32、33的输出信号g₁₀或g₁₁由具有Sinc形包络的载频脉冲系列组成。

出现在此二波散滤波器32、33的输出端的信号g₁₀或g₁₁随后被送至从载波振荡分离信号S₁₀或S₁₁并生成针状脉冲的解调器34、35，如图6c或6d所示。

虽然解调器34的输出端的每一个针状脉冲对应于输入信号g₄的一高电平，而到达另一解调器35的输出端的针状脉冲则指明输入信号g₄的低电平。

为从信号g₁₂、g₁₃中恢复原始输入信号g₄，信号g₁₂、g₁₃被送至用于触发的定时发生器36，该发生器生成再现原始输入信号g₄的定时速率的定时信号。此定时信号连同二个解调器34、35的输出信号g₁₂、g₁₃一起被加给译码器37，该译码器恢复原始输出信号g₄、g₁₄，如图6e中所示。

图7表示一带有噪声抑制电路38的图4b中所示接收器的改进形式，它可与其他接收器相组合用于这种线性调频信号。由于这一接收器与图4b中所示的极为相似，此二图中功能等同的组成部件均标以相同的引用记号。

如前述的接收器中那样，在发射器侧作线性调频的信号通过天线28接收，并首先被送至一输入放大器15和一带通滤波器30，被调谐到载频并由此可过滤出位于传输频带之外的噪声信号。接着，此信号被送到噪声抑制电路38并被分割成二并行分支，在每一个分支中二波散滤波器39、44或40、43彼此相反并作串行连接。在逻辑LOW电平以及逻辑HIGH电平的有效传输期间，被配置在输入侧的二波散滤波器39或40之一以这种方式被调谐即，时间压缩信号能到达波散滤波器39或40的输出端。在另一波散滤波器39或40的输出端到达一时间扩展为其原始长度二倍的脉冲。二个模拟开关41、42对称地中断二分支中的围绕此被压缩脉冲的中心的信号流，以使此作时间压缩的脉冲被抑制而仅留下另一分支中的作时间扩展的脉冲。在此，模拟开关41、42通过同步电路46进行控制，此电路由定时发生器36触发，从而再生输出信号的定时，进而传输定时。随后的波散滤波器43、44从时间扩展脉冲中生成具有原始宽度和相应地也具有原始波幅的原始脉冲。再将这些脉冲送到减法器45，在其输出端基本上出现原始的脉冲。

对于由噪声传输通路所引起的并被接收器连同有用信号一起接收的噪声情况就不是这样。此噪声首先被波散滤波器39、40移位到不同的方向。但后面连接的波散滤波器43、44将此移位翻转，从而使除被模拟开关41、42切除的非常短的部分外，输入噪声被再现在二分支中。这样，由减法器45作的减算导致对接收器侧所检取的噪声作更广的抑制。

然后如图4b中所示那样对这样准备的信号作进一步的处理。

图8中所示接收器与上述图7中所表明的不同之处基本上在于噪声抑制电路47的设计和控制。由于二电路的广泛相似，图7和图8中功能等同的组件或组件模块均标以同样的引用记号。

在采用图7中所示接收器时，天线28接收线性调频脉冲并首先将其送到放大器29和带通滤波器30，它被调谐到载频从而滤除传输频段之外的噪声信号。

然后信号被传输到噪声抑制电路47，它将信号分割成二个并行分支，各分支均包含二个彼此相反作串行连接的波散滤波器48、52和49、53。在此噪声抑制电路47的输出端，减法器54将二分支连接，由此，所接收信号中的噪声即通过减算被完全地抑制。

相对照，线性调频脉冲信号不被减法器54中的减算所取消，从而信/噪比大大提高。在此，输入侧的波散滤波器48、49以这样一种方式被匹配到发射器侧所产生的线性调频信号，即在波散滤波器48、49之一的输出端能出现具有相应增加的波幅的时间压缩脉冲，而在另一波散滤波器48、49的输出端则出现具有相应减小的波幅的时间扩展脉冲。在压缩脉冲到达之后，二分支中的信号流被乘法器50、51同步抑制(如将详细讨论的)，从而压缩脉冲被抑制而仅保留排除可忽略的短暂切断的时间压缩脉冲。然后后面连接的波散滤波器52、53从时间扩展脉冲生成原始脉冲，从而使具有显著改善的信/噪比的基本上为原始的接收信号到达减法器54的输出端。

乘法器50、51的触发以与传输定时速率固定的同步方式进行，以使得噪声抑制电路47的二分支中的信号能在时间压缩脉冲到达时准确地被抑制。为此，接收器包含有一在输入侧连接到用于同步的定时发生器36的同步电路57。然后，由脉冲整形器56和低通滤波器55生成并被送到乘法器50、51的具有波幅为1、其峰值朝向0的反相Sinc脉冲。乘法器50、51将噪声抑制电路47的二分支中的信号乘以0或1，这相应地或抑制此信号或者此信号基本不变地通过。这样，这里的乘法器50、51即具有与上述的噪声抑制电路38的变体中的开关元件41、42相同的效果。

本发明的范围并不受限于前面列举的优选实施例。即使在基本不同的实现中使用所提供的方法，也是可能得到多种变体的。这里所表明的实施例仅应被看作广泛解决方案的基本类型。

图9a和9b说明通过本发明对不同扩展系数ι＝T_T/δ能达到的信/噪比的改善，其中T_T为利用“线性调频”技术处理的传输脉冲的平均宽度，和δ为在接收器中压缩的脉冲的平均宽度。图9a表示作为接收器输入端的S/N的函数的接收器输出端的信/噪比(S+N)/N，而图9b表示被归一化到ι＝1的(S+N)/N＝f(S/N)的从属关系，亦即作为原始信/噪比的函数的改善程度。在此，参数ι选取从1至160的范围内的值。

这些图形表明用增大脉冲“扩展”/压缩使得可能达到的改善更大，特别是对于小的原始信/噪比更明显。这清楚说明本方法能特别适合于具有很强干扰的环境，和/或用于长的传输范围，和/或用于低发射功率。

Claims (2)

1.一种无线传输信息的方法，尤其是用于移动通信，其中，输入信号在发射器中进行角调制，并通过传输信道到达接收器，该方法包括以下步骤：

在数字信号处理单元中产生具有预定调制特性的频率调制脉冲；

使用独立于该角调制的附加调制，在该发射器中将至少一部分信息加载在所述脉冲上，尤其是使用角调制脉冲的幅度，以便于输入信号中包含的信息的加载。

2.如权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：

使用具有频率相关的差分延迟时间的波散滤波器，在该接收器中对发射的脉冲进行时间压缩，该频率相关的差分延迟时间也称为群延迟，其方式使得产生脉冲而具有与发射的脉冲相比缩短的延续时间和增大的幅度，其中，依据该输入信号，该接收器中的波散滤波器的群延迟响应对传送脉冲的频率时间特性是互补的，及

在该接收器中评估来自该波散滤波器的压缩的到达脉冲的幅度，用于信息的恢复。

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