JP6806497B2 - 偏波共用コンバータ、受信機及び衛星受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数種の偏波を利用して伝送されるデジタル信号を受信する偏波共用コンバータ、受信機及び衛星受信装置に関する。

衛星放送システム及び衛星通信システムにおいて、周波数資源の有効利用のために右旋及び左旋の円偏波や水平及び垂直の直線偏波などが使用される。これにより同一周波数帯において２チャンネル分の信号を送ることが可能となる。

例えば、衛星放送システムでは、図６に示すように、衛星送信装置１から右旋及び左旋の円偏波を共用してデジタル信号を実衛星の衛星中継器２に向けて送信し、衛星中継器２は、このデジタル信号を中継して衛星受信装置３に伝送する。

ここで、衛星中継器２を介した衛星伝送路において、奇数チャンネルの右旋円偏波及び偶数チャンネルの左旋円偏波は、図８（Ａ）に示す通り、各チャンネルの中心周波数がチャンネル間隔（３８．３６ＭＨｚ）の半分（１９．１８ＭＨｚ）になるように右左旋交互に配置されている。衛星中継器２や衛星受信装置３で右旋円偏波及び左旋円偏波を受信の際、偏波により識別されるため（交差偏波識別）、異偏波は振幅レベルがある程度抑圧された状態で主偏波を受信することができる。尚、衛星中継器２から伝送される右旋円偏波及び左旋円偏波の各変調波信号（放送波信号）を衛星受信装置３で受信するために、受信アンテナとして右旋・左旋円偏波共用のパラボラアンテナを用いれば、１台で両偏波の放送サービスを受信できることが知られている（例えば、非特許文献１参照）。

衛星受信装置３は、例えば非特許文献１に開示されるような偏波共用受信アンテナ（図示せず）を介して受波した右旋及び左旋円偏波の各変調波信号に対し、図７に示す通り、周波数変換を行う偏波共用コンバータ３１、及び復調・復号を行う受信機３２で構成される。

偏波共用コンバータ３１は、主たる構成要素として、右旋周波数変換部３１１及び左旋周波数変換部３１２により構成される。

右旋周波数変換部３１１では、衛星中継器２からのダウンリンクされた右旋円偏波の変調波信号が入力されると、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１１１により、１２ＧＨｚ帯の右旋円偏波の変調波信号に対し余分なノイズ成分が除去され、ミキサー３１１３により、局部発振器３１１４からの局部発振周波数信号を基に右旋円偏波のＢＳ‐ＩＦ帯へと周波数変換される。そして、ミキサー３１１３を経て得られる右旋円偏波のＢＳ‐ＩＦ帯の中間周波数信号（本願明細書中、「右旋ＩＦ信号」と称する）に対し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１１２により、余分なノイズ成分が除去される。より具体的な例として、右旋周波数変換部３１１では、１２ＧＨｚ帯（１１．７〜１２．７５ＧＨｚ）の右旋円偏波の変調波信号が、ＢＳ‐ＩＦ帯（１０３２．２３〜２０７０．２５ＭＨｚ）の右旋ＩＦ信号に周波数変換される。

左旋周波数変換部３１２では、衛星中継器２からのダウンリンクされた左旋円偏波の変調波信号が入力されると、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１２１により、１２ＧＨｚ帯の左旋円偏波の変調波信号に対し余分なノイズ成分が除去され、ミキサー３１２３により、局部発振器３１２４からの局部発振周波数信号を基に左旋円偏波のＢＳ‐ＩＦ帯へと周波数変換される。そして、ミキサー３１２３を経て得られる左旋円偏波のＢＳ‐ＩＦ帯の中間周波数信号（本願明細書中、「左旋ＩＦ信号」と称する）に対し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１２２により、余分なノイズ成分が除去される。より具体的な例として、左旋周波数変換部３１２では、１２ＧＨｚ帯（１１．７〜１２．７５ＧＨｚ）の左旋円偏波の変調波信号が、ＢＳ‐ＩＦ帯（２２２４．４１〜３２２３．２５ＭＨｚ）の左旋ＩＦ信号に周波数変換される。

右旋周波数変換部３１１及び左旋周波数変換部３１２により、周波数変換及びフィルタ処理して得られるＢＳ‐ＩＦ帯の各チャンネルの右旋ＩＦ信号及び左旋ＩＦ信号は、図８（Ｂ）に示す通り、異偏波による重なりはない状態となり、偏波共用コンバータ３１は、ＢＳ‐ＩＦ帯の右旋ＩＦ信号及び左旋ＩＦ信号のそれぞれに対しほぼ同一利得の振幅増幅（図示略）を行い合成して、１本の同軸ケーブル４で受信機３２へと伝送する。

受信機３２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３２３１により、ＢＳ‐ＩＦ帯に配置された右旋ＩＦ信号及び左旋ＩＦ信号に対し利用者によって所望されるチャンネルについて周波数選択され、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換部３２３２により、サンプリングクロック（ＣＬＫ）に基づきデジタル化（量子化）されて、Ｉ軸（搬送波に対し同相成分）とＱ軸（搬送波に対し直交する位相成分）の直交座標上のシンボルで表されるＩＱデジタル信号に変換される。その後、受信機３２は、復調部３２３３により、ＩＱデジタル信号について衛星送信装置１による変調処理に対応する復調処理が施される。

一般に、復調部３２３３には、図示を省略するが複素乗算器、自動利得調整器、及び波形等化器等が設けられる他、シンボル再生部３２３３１やキャリア再生部３２３３２が設けられる。シンボル再生部３２３３１は、当該量子化されたＩＱデジタル信号についてシンボル同期を捕捉するためにシンボルを再生し、当該サンプリングクロック（ＣＬＫ）に対し位相誤差を検出して補正するよう制御する。キャリア再生部３２３３２は、同期シンボルの信号点位置の受信位相回転量からＩＱデジタル信号について複素乗算器の処理を経て波形等化する際に利用するキャリア再生用の数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerically Controlled Oscillators）の周波数誤差を検出して補正するよう制御する。

その後、受信機３２では、復号部３２３６により、復調されたＩＱデジタル信号について衛星送信装置１による誤り訂正符号化処理に対応する復号処理が施され、出力信号として外部の受像機（図示せず）へ出力される。

ところで、図７に示す受信機３２の構成では、右旋円偏波と左旋円偏波の変調波信号の各々が、同一のシンボルレート、同一の変調方式、及び同一の誤り訂正符号化処理（符号化率も同じ）である場合を想定して、同一のシンボルレートに基づく単一のＡ／Ｄ変換部３２３２、同一の変調方式に基づく単一の復調部３２３３、及び同一の誤り訂正符号化処理に基づく単一の復号部３２３６とした例を説明したものである。

しかしながら、右旋円偏波と左旋円偏波の変調波信号の各々が、異なるシンボルレート、異なる変調方式、及び異なる誤り訂正符号化処理（符号化率が異なる場合も含む）の場合では、受信機３２には、右旋円偏波用と左旋円偏波用とでそれぞれ個別の信号処理系統（Ａ／Ｄ変換部、復調部及び復号部を個別に含む信号処理系統）とする必要がある。

例えば、衛星送信装置１は、図４に示す奇数チャンネルの右旋円偏波と偶数チャンネルの左旋円偏波との間で、異なる変調方式とし、尚且つ異なる符号化率の誤り訂正符号化処理として、デジタル信号の符号化・変調を施して伝送し、奇数チャンネルの右旋円偏波のほうが偶数チャンネルの左旋円偏波よりも低い所要Ｃ／Ｎ（Carrier to Noise）となるよう構成することができる。そして、チャンネル毎に個別の変調方式及び符号化率を随意、設定可能である。

このとき、所望されるチャンネルの希望波に対して、交差偏波が干渉波となることがあり、この希望波と交差偏波のレベル差は交差偏波識別度（ＸＰＤ：Cross Polarization Discrimination）と称され、現在の一般家庭における衛星放送受信用のアンテナの交差偏波識別度は晴天時においては２０ｄＢ程度である。

現行のＢＳ（Broadcasting Satellite）デジタル放送及び広帯域ＣＳ（Communications Satellite）デジタル放送にて用いられている、放送方式ＩＳＤＢ-Ｓ（Integrated Services Digital Broadcasting for Satellite）では、変調方式ＴＣ８ＰＳＫ（Trellis Coded 8 Phase-Shift Keying）、符号化率２／３が採用されており、その所要Ｃ／Ｎは１０．７ｄＢである。

一方、ＨＤＴＶ（High-definition television）を超える高画質サービスである超高精細度テレビジョンサービスのための伝送方式として、標準規格ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ４４の高度広帯域衛星デジタル放送（例えば、非特許文献２参照）の伝送路符号化方式をベースとした、変調方式１６ＡＰＳＫ（Amplitude and Phase-Shift Keying）の利用が検討されている。超高精細度テレビジョンサービスである８Ｋスーパーハイビジョンは１００Ｍｂｐｓ程度の伝送速度が想定されており、その伝送速度に該当する１６ＡＰＳＫの所要Ｃ／Ｎは１２ｄＢ以上であり、一般家庭用受信アンテナの受信Ｃ／Ｎは１８ｄＢ程度である。

長坂他、"衛星放送用右・左旋円偏波共用受信アンテナの試作"、映像学技報、Vol.39、No.28、BCT2015-60、pp.37-40、2015 "高度広帯域衛星デジタル放送の伝送方式 標準規格 ARIB STD-B44 2.1版"、［online］、平成28年3月25日改定、ARIB、［平成28年5月20日検索］、インターネット〈URL：http://www.arib.or.jp/english/html/overview/doc/2-STD-B44v2_1.pdf〉

前述したように、衛星放送システムでは、衛星送信装置１から右旋及び左旋の円偏波を利用してデジタル信号を実衛星の衛星中継器２に向けて送信し、衛星中継器２は、このデジタル信号を中継して衛星受信装置３に伝送する。この衛星受信装置３へ入力される信号は、希望波Ｃ［ｄＢ］に干渉成分Ｉ及び雑音成分Ｎが付加され、Ｃ／（Ｎ＋Ｉ）［ｄＢ］となる。Ｃ／（Ｎ＋Ｉ）とＣ／Ｎ［ｄＢ］及びＣ／Ｉ［ｄＢ］の関係は、次式で表される。

上記の式で表されるように、交差偏波識別度（ＸＰＤ）が小さいとＣ／Ｉが小さくなることから、交差偏波存在時のＣ／（Ｎ＋Ｉ）は小さくなり、所要Ｃ／Ｎに対する受信Ｃ／Ｎの余裕（希望波の受信マージン）が小さくなってしまう。

即ち、交差偏波識別度（ＸＰＤ）が小さいと受信Ｃ／Ｎマージンも小さく、逆に交差偏波識別度（ＸＰＤ）が大きいと、受信Ｃ／Ｎマージンも大きくなる。また同一干渉量である場合、与える影響としては、伝送信号が持つパラメータ（変調方式や符号化率）の所要Ｃ／Ｎの値に依存する。

例えば、現行のＢＳデジタル放送の変調波信号（ＴＣ８ＰＳＫ、符号化率２／３）における所要Ｃ／Ｎは１０．７ｄＢとなり、交差偏波識別度が２０ｄＢ以上あるときの影響はほとんどない。一方、標準規格ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ４４で規格化された変調波信号の１つ（３２ＰＳＫ、符号化率４／５）における所要Ｃ／Ｎは、１７．４ｄＢ（非特許文献２参照）となり、計算によると交差偏波干渉による劣化が約１．８ｄＢとなる。

特に、右旋円偏波と左旋円偏波の変調波信号の各々が、異なるシンボルレート、異なる変調方式、及び異なる符号化率の誤り訂正符号化処理である場合に、シンボルレートが高いほど、変調多値数（変調次数）が大きいほど、符号化率の値が大きくなるほど、高い所要Ｃ／Ｎが要求される傾向にある。このため、これらの要素で決定づけられる所要Ｃ／Ｎよりも高くなるような交差偏波識別度となる交差偏波（干渉波）は、希望波から除去又は抑圧されることが望ましい。

従って、希望波に交差偏波干渉が生じた場合、その干渉波成分を除去し、所要Ｃ／Ｎ劣化を抑圧する技法が望まれ、特に所要Ｃ／Ｎが高い希望波に対して干渉波成分を除去する技法が望まれる。

本発明の目的は、上述の問題に鑑みて、複数種の偏波を利用して伝送されるデジタル信号を受信する際の交差偏波の干渉成分を除去可能とする衛星受信装置を提供することにある。

本発明の偏波共用コンバータは、複数種の偏波を利用して伝送されるデジタル信号の無線周波数帯の変調波信号を中間周波数帯の信号に変換する偏波共用コンバータであって、衛星伝送路を経て受信した所定の無線周波数帯の第１偏波の変調波信号を、第１の局部発振器の局部発振周波数信号を基に中間周波数帯の第１帯域の中間周波数信号に変換する第１周波数変換手段と、前記衛星伝送路を経て受信した前記所定の無線周波数帯の第２偏波の変調波信号を、第２の局部発振器の局部発振周波数信号を基に中間周波数帯の第２帯域の中間周波数信号に変換する第２周波数変換手段と、前記第１の局部発振器と前記第２の局部発振器のそれぞれの局部発振周波数信号を用いて第３の局部発振周波数信号を生成し、前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうちいずれか一方の変調波信号を、前記第３の局部発振周波数信号を基に周波数変換して相対中間周波数信号を生成する相対周波数変換手段と、前記第１帯域の中間周波数信号、前記第２帯域の中間周波数信号、及び前記相対中間周波数信号を所定のケーブルを介して受信機に向けて出力する出力手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の偏波共用コンバータにおいて、前記デジタル信号は、複数種の偏波を利用した放送波で伝送されることを特徴とする。

また、本発明の偏波共用コンバータにおいて、前記所定のケーブルは同軸ケーブルからなり、前記出力手段は、前記第１帯域の中間周波数信号、前記第２帯域の中間周波数信号、及び前記相対中間周波数信号を合成し前記同軸ケーブルを介して前記受信機に向けて出力することを特徴とする。

また、本発明の偏波共用コンバータにおいて、前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうち所要Ｃ／Ｎが高くなる方の変調波信号を異偏波による干渉波の除去対象とするよう構成されていることを特徴とする。

また、本発明の偏波共用コンバータにおいて、前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうち前記受信機からの選択信号によって選択される方の変調波信号を異偏波による干渉波の除去対象とするよう構成されていることを特徴とする。

更に、本発明の受信機は、本発明の偏波共用コンバータから出力される前記第１帯域の中間周波数信号、前記第２帯域の中間周波数信号、及び前記相対中間周波数信号を受信して、前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうちいずれか一方又は双方の変調波信号における干渉波を除去可能とする受信機であって、前記第１偏波に基づく前記第１帯域の中間周波数信号、及び前記第２偏波に基づく前記第２帯域の中間周波数信号のうちいずれか一方の帯域内の中間周波数信号におけるチャンネルを希望波として信号処理しＩＱデジタル信号を生成するとともに、キャリア再生により、希望波周波数誤差を導出する希望波信号処理手段と、前記希望波のチャンネルに対し下側周波数で隣接する異偏波のチャンネルによる干渉波を除去対象として該異偏波のチャンネルの中間周波数信号を信号処理し、ＩＱデジタル信号として第１の干渉波レプリカ信号を生成する第１干渉波レプリカ信号生成手段と、前記希望波のチャンネルに対し上側周波数で隣接する異偏波のチャンネルによる干渉波を除去対象として該異偏波のチャンネルの中間周波数信号を信号処理し、ＩＱデジタル信号として第２の干渉波レプリカ信号を生成する第２干渉波レプリカ信号生成手段と、前記希望波のチャンネルに対応する周波数帯の前記相対中間周波数信号を基にＩＱデジタル信号として生成後、キャリア再生により、前記第１の局部発振器の局部発振周波数信号と前記第２の局部発振器の局部発振周波数信号の相対周波数誤差を推定するための推定用周波数誤差を導出する相対周波数誤差推定手段と、前記希望波周波数誤差及び前記推定用周波数誤差から推定される前記相対周波数誤差の変化に応じて、前記第１干渉波レプリカ信号及び前記第２干渉波レプリカ信号の生成を制御する制御手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の受信機において、前記第１干渉波レプリカ信号生成手段は、前記希望波のチャンネルに対し下側周波数で隣接する異偏波のチャンネルの中間周波数信号のＩＱデジタル信号に対しチャンネル間隔の半値に相当するマイナス周波数を基準に前記希望波周波数誤差から前記推定用周波数誤差を減算した値を加味して複素乗算し、振幅及び位相遅延の調整を施して前記第１干渉波レプリカ信号を生成し、前記第２干渉波レプリカ信号生成手段は、前記希望波のチャンネルに対し上側周波数で隣接する異偏波のチャンネルの中間周波数信号のＩＱデジタル信号に対しチャンネル間隔の半値に相当するプラス周波数を基準に前記希望波周波数誤差から前記推定用周波数誤差を減算した値を加味して複素乗算し、振幅及び位相遅延の調整を施して前記第１干渉波レプリカ信号を生成することを特徴とする。

また、本発明の受信機において、前記希望波信号処理手段は、前記希望波のＩＱデジタル信号から前記第１干渉波レプリカ信号を減算する第１の減算手段と、前記希望波のＩＱデジタル信号から前記第２干渉波レプリカ信号を減算する第２の減算手段と、前記第１干渉波レプリカ信号及び前記第２干渉波レプリカ信号の各々を減算した当該希望波のＩＱデジタル信号に対し送信側の符号化・変調方式に対応する復調処理及び復号処理を施す復調・復号手段と、前記復調処理後の復調信号の状態から、前記振幅及び位相遅延の調整を行うための評価値を生成する評価手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の受信機において、前記制御手段は、前記評価値に応じて、前記希望波の復調信号の状態が対応する変調方式の正規化した基準信号点に最も近づくように前記振幅及び位相遅延の調整を制御することを特徴とする。

更に、本発明の衛星受信装置は、本発明の偏波共用コンバータと、本発明の受信機と、を備えることを特徴とする。

また、本発明による別態様の受信機は、複数種の偏波を利用して伝送されるデジタル信号の無線周波数帯の変調波信号を中間周波数帯の信号に変換するため、衛星伝送路を経て受信した所定の無線周波数帯の第１偏波の変調波信号を、第１の局部発振器の局部発振周波数信号を基に中間周波数帯の第１帯域の中間周波数信号に変換する第１周波数変換手段と、前記衛星伝送路を経て受信した前記所定の無線周波数帯の第２偏波の変調波信号を、第２の局部発振器の局部発振周波数信号を基に中間周波数帯の第２帯域の中間周波数信号に変換する第２周波数変換手段と、前記第１の局部発振器と前記第２の局部発振器のそれぞれの局部発振周波数信号を用いて第３の局部発振周波数信号を生成し、無変調波の相対中間周波数信号として出力する相対周波数変換手段と、前記第１帯域の中間周波数信号、前記第２帯域の中間周波数信号、及び前記無変調波の相対中間周波数信号を所定のケーブルを介して受信機に向けて出力する出力手段と、を備える偏波共用コンバータから出力される前記第１帯域の中間周波数信号、前記第２帯域の中間周波数信号、及び前記無変調波の相対中間周波数信号を受信して、前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうちいずれか一方又は双方の変調波信号における干渉波を除去可能とする受信機であって、前記無変調波の相対中間周波数信号を基に、受信が所望される前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうちいずれか一方の変調波信号に対し周波数変換を施して変調波の相対中間周波数信号を再生する手段と、前記第１偏波に基づく前記第１帯域の中間周波数信号、及び前記第２偏波に基づく前記第２帯域の中間周波数信号のうちいずれか一方の帯域内の中間周波数信号におけるチャンネルを希望波として信号処理しＩＱデジタル信号を生成するとともに、キャリア再生により、希望波周波数誤差を導出する希望波信号処理手段と、前記希望波のチャンネルに対し下側周波数で隣接する異偏波のチャンネルによる干渉波を除去対象として該異偏波のチャンネルの中間周波数信号を信号処理し、ＩＱデジタル信号として第１の干渉波レプリカ信号を生成する第１干渉波レプリカ信号生成手段と、前記希望波のチャンネルに対し上側周波数で隣接する異偏波のチャンネルによる干渉波を除去対象として該異偏波のチャンネルの中間周波数信号を信号処理し、ＩＱデジタル信号として第２の干渉波レプリカ信号を生成する第２干渉波レプリカ信号生成手段と、前記希望波のチャンネルに対応する周波数帯の前記変調波の相対中間周波数信号を基にＩＱデジタル信号として生成後、キャリア再生により、前記第１の局部発振器の局部発振周波数信号と前記第２の局部発振器の局部発振周波数信号の相対周波数誤差を推定するための推定用周波数誤差を導出する相対周波数誤差推定手段と、前記希望波周波数誤差及び前記推定用周波数誤差から推定される前記相対周波数誤差の変化に応じて、前記第１干渉波レプリカ信号及び前記第２干渉波レプリカ信号の生成を制御する制御手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明による別態様の衛星受信装置は、本発明による別態様の偏波共用コンバータ及び受信機を備えることを特徴とする。

本発明によれば、希望波に交差偏波干渉が生じた場合、高精度に周波数同期のとれた形で、この希望波に対する所要Ｃ／Ｎ劣化を抑圧することが可能となる。

特に、所要Ｃ／Ｎが高い希望波に、異偏波による交差偏波干渉が生じた場合、本発明による衛星受信装置を採用することにより、交差偏波による干渉の影響を効果的に抑圧してその受信性能を向上させることが可能となる。

本発明による第１実施形態の干渉除去型偏波共用コンバータの概略構成を示すブロック図である。 本発明による第１実施形態の干渉除去型受信機の概略構成を示すブロック図である。 （Ａ）は干渉除去型偏波共用コンバータに入力される右旋円偏波の変調波信号のスペクトラムの偏波干渉の様子を示す図であり、（Ｂ）は干渉除去型偏波共用コンバータに入力される左旋円偏波の変調波信号のスペクトラムの偏波干渉の様子を示す図である。 本発明による第２実施形態の干渉除去型偏波共用コンバータの概略構成を示すブロック図である。 本発明による第２実施形態の干渉除去型受信機の概略構成を示すブロック図である。 衛星放送システムの概略構成を示す図である。 従来からの一般化した衛星受信装置の概略構成を示すブロック図である。 （Ａ）は複数種の偏波を利用してデジタル信号を伝送する際の１２ＧＨｚ帯の左旋及び右旋円偏波の変調波信号による放送チャンネルを例示した図であり、（Ｂ）は各放送チャンネルの変調波信号に対応する中間周波数信号（ＩＦ信号）を例示した図である。

以下、図面を参照して、本発明による各実施形態の衛星受信装置３を説明する。本発明による各実施形態の衛星受信装置３は、複数種の偏波を利用して伝送されるデジタル信号を受信する際の交差偏波の干渉成分を除去するように構成される。

〔第１実施形態〕
（衛星受信装置）
本発明による第１実施形態の衛星受信装置３は、例えば非特許文献１に開示されるような偏波共用受信アンテナ（図示せず）を介して受波した右旋及び左旋円偏波の各変調波信号に対し、交差偏波の干渉成分を除去可能とするよう周波数変換を行う干渉除去型偏波共用コンバータ３１と、交差偏波の干渉成分を除去可能とするよう復調・復号を行う干渉除去型受信機３２とを備えるよう構成される。

図１は、本発明による第１実施形態の干渉除去型偏波共用コンバータ３１の概略構成を示すブロック図である。図２は、本発明による第１実施形態の干渉除去型受信機３２の概略構成を示すブロック図である。尚、図７に示す従来からの構成と同様な構成要素には同一の参照番号を付している。

本実施形態の衛星受信装置３は、図６に示す衛星放送システムに適用可能であり、従来技法に基づく衛星送信装置１から送信された右旋及び左旋円偏波の変調波信号を、衛星中継器２を介して受信する装置である。

ここで、従来技法に基づく偏波共用コンバータ３１は、図７を参照して説明したように右旋及び左旋の各円偏波をそれぞれ周波数の異なるＢＳ‐ＩＦ帯に変換後、１本の同軸ケーブル４で伝送可能とすることを目的とし、それぞれ独立した局部発振器３１１４，３１２４を持つようそれぞれの右旋周波数変換部３１１及び左旋周波数変換部３１２で構成されていた。

一方、本発明による第１実施形態の干渉除去型偏波共用コンバータ３１は、その詳細については図１を参照して後述するが、図７に示す従来技法の偏波共用コンバータと比較して、相対周波数変換部３１３が更に設けられている点で相違しており、その他の構成は同様である。相対周波数変換部３１３は、右旋周波数変換部３１１の局部発振器３１１４と、左旋周波数変換部３１２の局部発振器３１２４の各出力信号（局部発振周波数信号）を用いて、それぞれの局部発振器３１１４，３１２４が持つ周波数誤差を含むよう混合させた相対局部発振周波数信号を生成し、１２ＧＨｚ帯の左旋円偏波の変調波信号に対し当該生成した相対局部発振周波数信号を用いて周波数変換を施した相対ＩＦ信号を生成して伝送する。

また、本発明による第１実施形態の干渉除去型受信機３２は、その詳細については図２を参照して後述するが、図７に示す従来技法の受信機と比較して、希望波の左旋ＩＦ信号に重畳される干渉波成分を除去することを目的に、希望波信号処理部３２３、第１干渉波レプリカ信号生成部３２１、第２干渉波レプリカ信号生成部３２２、相対周波数誤差推定部３２４、及び制御部３２５を備えるよう構成される点で相違している。

（干渉除去型偏波共用コンバータ）
まず、図１を参照して、本発明による第１実施形態の干渉除去型偏波共用コンバータ３１について詳細に説明する。

本実施形態の干渉除去型偏波共用コンバータ３１は、希望波を左旋円偏波の変調波信号とし、偏波共用受信アンテナ（図示せず）を介して受波した右旋及び左旋円偏波の変調波信号を入力して周波数変換を施すとともに、希望波に対する交差偏波（右旋）の干渉成分を干渉除去型受信機３２側で除去可能とするよう所定の相対ＩＦ信号を生成する装置である。

より具体的に、図１に示す干渉除去型偏波共用コンバータ３１は、同軸ケーブル４による干渉除去型受信機３２への伝送を可能とするため偏波共用受信アンテナ（図示せず）を介して受波した１２ＧＨｚ帯の右旋及び左旋円偏波の変調波信号を偏波別のＢＳ‐ＩＦ帯に周波数変換を行う装置であって、右旋周波数変換部３１１、左旋周波数変換部３１２、及び相対周波数変換部３１３を備える。

右旋周波数変換部３１１は、図７に示す従来技法と同様に、衛星中継器２からのダウンリンクされた右旋円偏波の変調波信号を入力し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１１１により、１２ＧＨｚ帯（１１．７〜１２．７５ＧＨｚ）の右旋円偏波の変調波信号に対し余分なノイズ成分を除去し、ミキサー３１１３により、局部発振器３１１４からの局部発振周波数信号を基に右旋円偏波のＢＳ‐ＩＦ帯（１０３２．２３〜２０７０．２５ＭＨｚ）へと周波数変換し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１１２により、希望波以外の余分なノイズ成分を除去した右旋円偏波のＢＳ‐ＩＦ帯の中間周波数信号（希望波右旋ＩＦ信号）を生成する。

左旋周波数変換部３１２は、図７に示す従来技法と同様に、衛星中継器２からのダウンリンクされた左旋円偏波の変調波信号を入力し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１２１により、１２ＧＨｚ帯（１１．７〜１２．７５ＧＨｚ）の左旋円偏波の変調波信号に対し余分なノイズ成分を除去し、ミキサー３１２３により、局部発振器３１２４からの局部発振周波数信号を基に左旋円偏波のＢＳ‐ＩＦ帯（２２２４．４１〜３２２３．２５ＭＨｚ）へと周波数変換し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１１２により、希望波以外の余分なノイズ成分を除去した左旋円偏波のＢＳ‐ＩＦ帯の中間周波数信号（希望波左旋ＩＦ信号）を生成する。

相対周波数変換部３１３は、まず、ミキサー３１３４により、局部発振器３１１４の局部発振周波数信号に対し局部発振器３１２４の局部発振周波数信号を基に周波数差分（周波数シフト）による周波数変換を施し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１３１により、その周波数変換後の帯域に対し余分なノイズ成分を除去した第１周波数差分信号を生成する。続いて、相対周波数変換部３１３は、まず、ミキサー３１３５により、局部発振器３１２４の局部発振周波数信号に対し第１周波数差分信号を基に周波数差分（周波数シフト）による周波数変換を施し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１３２により、その周波数変換後の帯域に対し余分なノイズ成分を除去した第２周波数差分信号を生成する。この第２周波数差分信号は、局部発振器３１１４，３１２４が持つ周波数誤差を含むよう混合させた相対局部発振周波数信号となる。そして、相対周波数変換部３１３は、ミキサー３１３６により、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１２１を経て得られる１２ＧＨｚ帯の左旋円偏波の変調波信号に対し当該生成した相対局部発振周波数信号を基に周波数差分（周波数シフト）による周波数変換を施し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１３３により、その周波数変換後の帯域に対し余分なノイズ成分を除去した相対ＩＦ信号を生成する。

右旋周波数変換部３１１によって生成される希望波右旋ＩＦ信号、左旋周波数変換部３１２によって生成される希望波左旋ＩＦ信号、及び、相対周波数変換部３１３によって生成される相対ＩＦ信号は、異偏波による重なりはない状態となり、干渉除去型偏波共用コンバータ３１は、希望波右旋ＩＦ信号、希望波左旋ＩＦ信号、及び、相対ＩＦ信号のそれぞれに対しほぼ同一利得の振幅増幅（図示略）を行い合成して、１本の同軸ケーブル４で、図２に示す干渉除去型受信機３２へと伝送する。

ここで、干渉除去型偏波共用コンバータ３１における入出力信号について、より詳細に説明する。

干渉除去型偏波共用コンバータ３１に入力される１２ＧＨｚ帯の変調波信号は、図８（Ａ）のように配置される。例えば非特許文献１に開示されるような偏波共用受信アンテナ（図示せず）に干渉除去型偏波共用コンバータ３１を設置（又は分配器を経て接続）することで、当該偏波共用受信アンテナにより受波した１２ＧＨｚ帯の変調波信号（本例では、放送波信号）について、干渉除去型偏波共用コンバータ３１により右旋円偏波と左旋円偏波の変調波信号に分離して信号処理することができる。

右旋円偏波の変調波信号は、図３（Ａ）に示すようになり、主偏波である右旋円偏波は希望波として、異偏波である左旋円偏波は干渉波として出力され、干渉波は希望波と比較して、交差偏波識別度の分だけ低いレベルとなる。

ここで、右旋円偏波の変調波信号の希望波において、（２ｎ−１）ｃｈ及び（２ｎ＋１）ｃｈの理想的な中心周波数をそれぞれｆ_{（２ｎ−１）Ｒ}及びｆ_{（２ｎ＋１）Ｒ}とする。例えば、ＢＳ−１５ｃｈ及びＢＳ−１７ｃｈの場合、理想的な中心周波数はｆ_{（２ｎ−１）Ｒ}＝１１．９９６ＧＨｚ及びｆ_{（２ｎ＋１）Ｒ}＝１２．０３４３６ＧＨｚとなる。

実際の衛星放送システムでは、図６に示す通り、衛星送信装置１からのアップリンク周波数（１７ＧＨｚ帯）への変換や衛星中継器２での周波数変換（１７ＧＨｚ帯から１２ＧＨｚ帯）等の周波数変換が発生するため、チャンネルごとに固有の周波数誤差が存在する。

このため、右旋円偏波の変調波信号の希望波である（２ｎ−１）ｃｈ及び（２ｎ＋１）ｃｈにおいて、衛星受信装置３の入力前までに受けた周波数誤差をそれぞれΔｆ_{（２ｎ−１）Ｒ}及びΔｆ_{（２ｎ＋１）Ｒ}とすると、実際の中心周波数は図３（Ａ）に示す通り、それぞれ
ｆ_{（２ｎ−１）Ｒ}＋Δｆ_{（２ｎ−１）Ｒ}
ｆ_{（２ｎ＋１）Ｒ}＋Δｆ_{（２ｎ＋１）Ｒ}
となる。

図１に示す右旋周波数変換部３１１は、この右旋円偏波の変調波信号を、局部発振器３１１４及びミキサー３１１３を用いて、ＢＳ‐ＩＦ帯に周波数変換を行う。このとき不要波成分となる局部発振器３１１４からの無変調波信号等はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１１２により抑圧される。局部発振器３１１４の局部発振周波数をｆ_１、その誤差周波数をΔｆ_１とすると、右旋周波数変換部３１１によりＢＳ‐ＩＦ帯に変換した後の周波数は、（２ｎ−１）ｃｈ及び（２ｎ＋１）ｃｈのそれぞれについて、
（ｆ_{（２ｎ−１）Ｒ}＋Δｆ_{（２ｎ−１）Ｒ}）−（ｆ_１＋Δｆ_１）
（ｆ_{（２ｎ＋１）Ｒ}＋Δｆ_{（２ｎ＋１）Ｒ}）−（ｆ_１＋Δｆ_１）
となる。

同様に、左旋円偏波の変調波信号は、図３（Ｂ）に示すようになり、主偏波である左旋円偏波は希望波として、異偏波である右旋円偏波は干渉波として出力され、干渉波は希望波と比較して、交差偏波識別度の分だけ低いレベルとなる。

左旋円偏波の変調波信号の希望波において、（２ｎ）ｃｈの理想的な中心周波数をｆ_{（２ｎ）Ｌ}とする。

右旋円偏波の場合と同様に、実際の衛星放送システムでは、図６に示す通り、衛星送信装置１からのアップリンク周波数（１７ＧＨｚ帯）への変換や衛星中継器２での周波数変換（１７ＧＨｚ帯から１２ＧＨｚ帯）等の周波数変換が発生するため、チャンネルごとに固有の周波数誤差が存在する。このため、左旋円偏波の変調波信号の希望波である（２ｎ）ｃｈにおいて、衛星受信装置３の入力前までに受けた周波数誤差をΔｆ_{（２ｎ）Ｌ}とすると、実際の中心周波数は図３（Ｂ）に示す通り、
ｆ_{（２ｎ）Ｌ}＋Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}
となる。

図１に示す左旋周波数変換部３１２は、この左旋円偏波の変調波信号を、局部発振器３１２４及びミキサー３１２３を用いて、ＢＳ‐ＩＦ帯に周波数変換を行う。このとき不要波成分となる局部発振器３１２４からの無変調波信号等はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１２２により抑圧される。局部発振器３１２４の局部発振周波数をｆ_２、その誤差周波数をΔｆ_２とすると、左旋周波数変換部３１２によりＢＳ‐ＩＦ帯に変換した後の周波数は、（２ｎ）ｃｈについて、
（ｆ_{（２ｎ）Ｌ}＋Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}）−（ｆ_２＋Δｆ_２）
となる。

次に、右旋円偏波側、左旋円偏波側の干渉波における中心周波数について説明する。衛星受信装置３の入力前までにおいて、右旋円偏波側の干渉波（２ｎ）ｃｈ及び左旋円偏波側の干渉波（２ｎ−１）ｃｈ，（２ｎ＋１）ｃｈの各中心周波数は、異偏波側と同様となる。即ち、図３（Ａ），（Ｂ）に示す通り、それぞれ
ｆ_{（２ｎ）Ｌ}＋Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}
ｆ_{（２ｎ−１）Ｒ}＋Δｆ_{（２ｎ−１）Ｒ}
ｆ_{（２ｎ＋１）Ｒ}＋Δｆ_{（２ｎ＋１）Ｒ}
となる。

一方、右旋円偏波側の干渉波（２ｎ）ｃｈは右旋周波数変換部３１１を通過して周波数変換が施され、左旋側の干渉波（２ｎ−１）ｃｈ，（２ｎ＋１）ｃｈは左旋周波数変換部３１２を通過して周波数変換が施されるため、ＢＳ‐ＩＦ帯に変換後の周波数は、それぞれ
（ｆ_{（２ｎ）Ｌ}＋Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}）−（ｆ_１＋Δｆ_１）
（ｆ_{（２ｎ−１）Ｒ}＋Δｆ_{（２ｎ−１）Ｒ}）−（ｆ_２＋Δｆ_２）
（ｆ_{（２ｎ＋１）Ｒ}＋Δｆ_{（２ｎ＋１）Ｒ}）−（ｆ_２＋Δｆ_２）
となる。

図１に示す例では、左旋円偏波側の干渉波の除去を目的とした例を示しており、右旋円偏波側の希望波から左旋円偏波側の干渉波を減算するためには、その相対周波数となる−（ｆ_２＋Δｆ_２）＋（ｆ_１＋Δｆ_１）を把握する必要がある。ｆ_１，ｆ_２は固定値なので−Δｆ_２＋Δｆ_１が相対周波数として分かればよい。

そこで、本実施形態の干渉除去型偏波共用コンバータ３１には、この相対周波数を把握することを目的に、図１に示すように、相対周波数変換部３１３を備えている。相対周波数変換部３１３では、新たな局部発振器は設けず、局部発振器３１１４及び局部発振器３１２４の出力信号の差分から異なる周波数の相対局部発振周波数信号を生成し、１２ＧＨｚ帯の左旋円偏波の変調波信号に対し当該生成した相対局部発振周波数信号を用いて周波数変換を施し、相対ＩＦ信号を生成して干渉除去型受信機３２に向けて伝送する。

局部発振器３１１４及び局部発振器３１２４から出力される各局部発振周波数信号（ｆ_１＋Δｆ_１），（ｆ_２＋Δｆ_２）は、それぞれ相対周波数変換部３１３におけるミキサー３１３４に入力され、周波数差分（周波数シフト）による周波数変換が施され、その後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１３１により、その周波数変換後の帯域に対し余分なノイズ成分を除去した第１周波数差分信号が生成される。このＢＰＦ３１３１通過後の第１周波数差分信号の周波数は、
（ｆ_１＋Δｆ_１）−（ｆ_２＋Δｆ_２）
となる。

続いて、ＢＰＦ３１３１通過後の第１周波数差分信号と、局部発振器３１２４の局部発振周波数信号は、ミキサー３１３５に入力され、周波数差分（周波数シフト）による周波数変換が施され、その後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１３２により、その周波数変換後の帯域に対し余分なノイズ成分を除去した第２周波数差分信号が生成される。このＢＰＦ３１３２通過後の第２周波数差分信号の周波数は、
｛ｆ_２−（ｆ_１−ｆ_２）｝＋｛Δｆ_２−（Δｆ_１−Δｆ_２）｝
となる。

ここで、
ｆ_３＝ｆ_２−（ｆ_１−ｆ_２）
Δｆ_３＝Δｆ_２−（Δｆ_１−Δｆ_２）
としたとき、ＢＰＦ３１３２通過後の第２周波数差分信号の周波数は、
ｆ_３＋Δｆ_３
となる。

この第２周波数差分信号は、局部発振器３１１４，３１２４が持つ周波数誤差を含むよう混合させた相対局部発振周波数信号となる。そして、この相対局部発振周波数信号ｆ_３＋Δｆ_３と、ＢＰＦ３１２１通過後の左旋円偏波の変調波信号がミキサー３１３６に入力され、１２ＧＨｚ帯の左旋円偏波の変調波信号に対し当該生成した相対局部発振周波数信号を基に周波数差分（周波数シフト）による周波数変換が施される。その後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１３３により、その周波数変換後の帯域に対し余分なノイズ成分を除去した相対ＩＦ信号が生成される。ＢＰＦ３１３３通過後の相対ＩＦ信号の中心周波数は、
（ｆ_{（２ｎ）Ｌ}＋Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}）−（ｆ_３＋Δｆ_３）
となる。

従って、図１に示す左旋周波数変換部３１２、及び相対周波数変換部３１３の出力において、それぞれの希望波左旋ＩＦ信号と相対ＩＦ信号の中心周波数は、それぞれ
（ｆ_{（２ｎ）Ｌ}＋Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}）−（ｆ_２＋Δｆ_２）
（ｆ_{（２ｎ）Ｌ}＋Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}）−（ｆ_３＋Δｆ_３）
となり、それぞれの誤差周波数は、
Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}−Δｆ_２
Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}−Δｆ_３
となる。

これらの希望波右旋ＩＦ信号、希望波左旋ＩＦ信号、及び相対ＩＦ信号を、干渉除去型偏波共用コンバータ３１から干渉除去型受信機３２へ伝送し、以下に説明するように、干渉除去型受信機３２の処理により、希望波左旋ＩＦ信号に重畳している干渉波右旋ＩＦ信号を除去する。

（干渉除去型受信機）
次に、図２を参照して、本発明による第１実施形態の干渉除去型受信機３２について詳細に説明する。干渉除去型受信機３２は、第１干渉波レプリカ信号生成部３２１、第２干渉波レプリカ信号生成部３２２、希望波信号処理部３２３、相対周波数誤差推定部３２４、及び制御部３２５を備える。

第１干渉波レプリカ信号生成部３２１は、希望波左旋ＩＦ信号に重畳している干渉波右旋ＩＦ信号の低域側レプリカ信号を生成する機能部であり、チャンネル（２ｎ−１）を選択するためのＢＰＦ３２１１、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換部３２１２、複素乗算部３２１４、第１ＮＣＯ（数値制御発振器）３２１５、及び振幅遅延調整部３２１６を備える。

ＢＰＦ３２１１は、干渉除去型偏波共用コンバータ３１から同軸ケーブル４を経て伝送される合成信号を入力し、利用者によって選択される所望の（２ｎ）ｃｈに対しその直近下位のチャンネル（２ｎ−１）を自動選択して濾波することにより、希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ−１）ｃｈを抽出してＡ／Ｄ変換部３２１２に出力する。これにより、第１干渉波レプリカ信号生成部３２１は、実質的に希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ−１）ｃｈを入力して処理する信号処理系統となる。ここで、利用者によって選択される所望の（２ｎ）ｃｈ及びその直近下位のチャンネル（２ｎ−１）の設定は、制御部３２５によって制御される。

Ａ／Ｄ変換部３２１２は、アナログ信号である希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ−１）ｃｈをサンプリングクロック（ＣＬＫ）に基づきデジタル化（量子化）し、ＩＱデジタル信号を生成して複素乗算部３２１４に出力する。ここで、サンプリングクロック（ＣＬＫ）は、希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ−１）ｃｈのシンボルレートに基づく周波数に対応しており、制御部３２５によって制御される。

複素乗算部３２１４は、ＩＱデジタル信号に対し、第１ＮＣＯ３２１５により生成される相対周波数誤差信号を乗算し、希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈに対して周波数同期がとれた希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ−１）ｃｈを振幅遅延調整部３２１６に出力する。

第１ＮＣＯ３２１５は、希望波信号処理部３２３から得られる希望波周波数誤差Ｃ_２と、相対周波数誤差推定部３２４から得られる周波数誤差Ｃ_３と、規定値−１９．１８ＭＨｚの周波数信号を入力し、チャンネル間隔の半値に相当するマイナス周波数（−１９．１８ＭＨｚ）を基準に相対周波数誤差（−Δｆ_２＋Δｆ_１）を加味した相対周波数誤差信号を生成して複素乗算部３２１４に供給する。

振幅遅延調整部３２１６は、希望波左旋ＩＦ信号に重畳している干渉波（干渉波右旋ＩＦ信号（２ｎ−１）ｃｈ）相当の振幅及び位相レベルとなるよう、複素乗算後の希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ−１）ｃｈに対し振幅及び位相遅延の調整を行うことにより第１干渉波レプリカ信号を生成し、希望波信号処理部３２３７における第１減算部３２３４へ出力する。この振幅遅延調整部３２１６による振幅遅延調整は、希望波信号処理部３２３におけるＥＶＭ（Error Vector Modulation）３２３７の評価結果（ＥＶＭ値）を基に、このＥＶＭ値が最小となるように制御部３２５によって制御される。

第２干渉波レプリカ信号生成部３２２は、希望波左旋ＩＦ信号に重畳している干渉波右旋ＩＦ信号の高域側レプリカ信号を生成する機能部であり、チャンネル（２ｎ＋１）を選択するためのＢＰＦ３２２１、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換部３２２２、複素乗算部３２２４、第２ＮＣＯ（数値制御発振器）３２２５、及び振幅遅延調整部３２２６を備える。

ＢＰＦ３２２１は、干渉除去型偏波共用コンバータ３１から同軸ケーブル４を経て伝送される合成信号を入力し、利用者によって選択される所望の（２ｎ）ｃｈに対しその直近上位のチャンネル（２ｎ＋１）を自動選択して濾波することにより、希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ＋１）ｃｈを抽出してＡ／Ｄ変換部３２２２に出力する。これにより、第２干渉波レプリカ信号生成部３２２は、実質的に希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ＋１）ｃｈを入力して処理する信号処理系統となる。ここで、利用者によって選択される所望の（２ｎ）ｃｈ及びその直近上位のチャンネル（２ｎ＋１）の設定は、制御部３２５によって制御される。

Ａ／Ｄ変換部３２２２は、アナログ信号である希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ＋１）ｃｈをサンプリングクロック（ＣＬＫ）に基づきデジタル化（量子化）し、ＩＱデジタル信号を生成して複素乗算部３２２４に出力する。ここで、サンプリングクロック（ＣＬＫ）は、希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ＋１）ｃｈのシンボルレートに基づく周波数に対応しており、制御部３２５によって制御される。

複素乗算部３２２４は、ＩＱデジタル信号に対し、第２ＮＣＯ３２２５により生成される相対周波数誤差信号を乗算し、希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈに対して周波数同期がとれた希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ＋１）ｃｈを振幅遅延調整部３２２６に出力する。

第２ＮＣＯ３２２５は、希望波信号処理部３２３から得られる希望波周波数誤差Ｃ_２と、相対周波数誤差推定部３２４から得られる周波数誤差Ｃ_３と、規定値＋１９．１８ＭＨｚの周波数信号を入力し、チャンネル間隔の半値に相当するプラス周波数（＋１９．１８ＭＨｚ）を基準に相対周波数誤差（−Δｆ_２＋Δｆ_１）を加味した相対周波数誤差信号を生成して複素乗算部３２２４に供給する。

振幅遅延調整部３２２６は、希望波左旋ＩＦ信号に重畳している干渉波（干渉波右旋ＩＦ信号（２ｎ＋１）ｃｈ）相当の振幅及び位相レベルとなるよう、複素乗算後の希望波右旋ＩＦ信号（２ｎ＋１）ｃｈに対し振幅及び位相遅延の調整を行うことにより第２干渉波レプリカ信号を生成し、希望波信号処理部３２３７における第２減算部３２３５へ出力する。この振幅遅延調整部３２２６による振幅遅延調整は、希望波信号処理部３２３におけるＥＶＭ３２３７の評価結果（ＥＶＭ値）を基に、このＥＶＭ値が最小となるように制御部３２５によって制御される。

希望波信号処理部３２３は、重畳する干渉波を除去しながら希望波左旋ＩＦ信号を復調・復号するための機能部であり、チャンネル（２ｎ）を選択するためのＢＰＦ３２３１、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換部３２３２、復調部３２３３，第１減算部３２３４、第２減算部３２３５、復号部３２３６、及びＥＶＭ３２３７を備える。

ＢＰＦ３２３１は、干渉除去型偏波共用コンバータ３１から同軸ケーブル４を経て伝送される合成信号を入力し、利用者によって選択される所望の（２ｎ）ｃｈを選択して濾波することにより、希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈを抽出してＡ／Ｄ変換部３２３２に出力する。これにより、希望波信号処理部３２３は、実質的に干渉波右旋ＩＦ信号が重畳した希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈを入力して処理する信号処理系統となる。

Ａ／Ｄ変換部３２３２は、アナログ信号である希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈをサンプリングクロック（ＣＬＫ）に基づきデジタル化（量子化）し、ＩＱデジタル信号を生成して第１減算部３２３４に出力する。ここで、サンプリングクロック（ＣＬＫ）は、希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈのシンボルレートに基づく周波数に対応しており、制御部３２５によって制御される。

第１減算部３２３４は、Ａ／Ｄ変換部３２３２から出力されるＩＱデジタル信号を入力するとともに、振幅遅延調整部３２１６から出力される第１干渉波レプリカ信号を入力し、該ＩＱデジタル信号から当該第１干渉波レプリカ信号を減算し、第２減算部３２３５に出力する。これにより希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈの直近下位のチャンネル（２ｎ−１）の希望波右旋ＩＦ信号を基に生成された下側周波数の干渉波成分（干渉波右旋ＩＦ信号（２ｎ−１）ｃｈ）が、希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈのＩＱデジタル信号から除去される。

第２減算部３２３５は、第１減算部３２３４から出力されるＩＱデジタル信号を入力するとともに、振幅遅延調整部３２２６から出力される第２干渉波レプリカ信号を入力し、該ＩＱデジタル信号から当該第２干渉波レプリカ信号を減算し、復調部３２３３に出力する。これにより希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈの直近上位のチャンネル（２ｎ＋１）の希望波右旋ＩＦ信号を基に生成された上側周波数の干渉波成分（干渉波右旋ＩＦ信号（２ｎ＋１）ｃｈ）が、希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈのＩＱデジタル信号から除去される。

尚、第１減算部３２３４及び第２減算部３２３５の配置順序は逆にしてもよいことは勿論である。

復調部３２３３は、第１減算部３２３４及び第２減算部３２３５を経て得られるＩＱデジタル信号について衛星送信装置１による変調処理に対応する復調処理を施し、復号部３２３６に出力する。

復調部３２３３には、図示を省略するが複素乗算器、自動利得調整器、及び波形等化器等が設けられる他、シンボル再生部３２３３１やキャリア再生部３２３３２が設けられる。シンボル再生部３２３３１は、当該量子化されたＩＱデジタル信号についてシンボル同期を捕捉するためにシンボルを再生し、当該サンプリングクロック（ＣＬＫ）に対し位相誤差を検出して補正するよう制御する。キャリア再生部３２３３２は、同期シンボルの信号点位置の受信位相回転量からＩＱデジタル信号について複素乗算器の処理を経て波形等化する際に利用するキャリア再生用の図示しない数値制御発振器（ＮＣＯ）の希望波周波数誤差Ｃ_２を検出して補正するよう制御するとともに、当該希望波周波数誤差Ｃ_２を第１ＮＣＯ３２１５及び第２ＮＣＯ３２２５に出力する。

尚、希望波周波数誤差Ｃ_２は、
Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}−Δｆ_２＝Ｃ_２
と表すことができる。

復号部３２３６は、復調部３２３３によって復調されたＩＱデジタル信号について衛星送信装置１による誤り訂正符号化処理に対応する復号処理を施し、出力信号として外部の受像機（図示せず）へ出力する。

尚、復調部３２３３の出力は、ＥＶＭ３２３７により評価され、その評価結果となるＥＶＭ値が最小となるように、制御部３２５は、振幅遅延調整３２１６，３２２６の振幅値及びその遅延量を調整する。

相対周波数誤差推定部３２４は、干渉除去型偏波共用コンバータ３１における局部発振器３１１４，３１２４の相対周波数誤差（−Δｆ_２＋Δｆ_１）の推定に利用する周波数誤差Ｃ_３を導出するための機能部であり、チャンネル（２ｎ）を選択するためのＢＰＦ３２４１、Ａ／Ｄ変換３２４２、及び復調部３２４３を備える。

ＢＰＦ３２４１は、干渉除去型偏波共用コンバータ３１から同軸ケーブル４を経て伝送される合成信号を入力し、利用者によって選択される当該所望の（２ｎ）ｃｈに対応する相対ＩＦ信号の周波数帯を選択して濾波することにより、相対ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈを抽出してＡ／Ｄ変換部３２４２に出力する。これにより、相対周波数誤差推定部３２３は、実質的に相対ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈを入力して処理する信号処理系統となる。

Ａ／Ｄ変換部３２４２は、アナログ信号である相対ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈをサンプリングクロック（ＣＬＫ）に基づきデジタル化（量子化）し、ＩＱデジタル信号を生成して復調部３２４３に出力する。ここで、サンプリングクロック（ＣＬＫ）は、相対ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈのシンボルレートに基づく周波数に対応しており、制御部３２５によって制御される。

復調部３２４３は、Ａ／Ｄ変換部３２４２を経て得られるＩＱデジタル信号について衛星送信装置１による変調処理に対応する復調処理を施し、周波数誤差Ｃ_３を導出して第１ＮＣＯ３２１５及び第２ＮＣＯ３２２５に出力する。

復調部３２４３には、図示を省略するが複素乗算器、自動利得調整器、及び波形等化器等が設けられる他、シンボル再生部３２４３１やキャリア再生部３２４３２が設けられる。シンボル再生部３２４３１は、当該量子化されたＩＱデジタル信号についてシンボル同期を捕捉するためにシンボルを再生し、当該サンプリングクロック（ＣＬＫ）に対し位相誤差を検出して補正するよう制御する。キャリア再生部３２４３２は、同期シンボルの信号点位置の受信位相回転量からＩＱデジタル信号について複素乗算器の処理を経て波形等化する際に利用するキャリア再生用の図示しない数値制御発振器（ＮＣＯ）の周波数誤差Ｃ_３を検出して補正するよう制御するとともに、当該周波数誤差Ｃ_３を第１ＮＣＯ３２１５及び第２ＮＣＯ３２２５に出力する。

尚、周波数誤差Ｃ_３は、
Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}−Δｆ_３＝Ｃ_３
と表すことができる。

ここで、干渉除去型偏波共用コンバータ３１における局部発振器３１１４，３１２４間の相対周波数誤差（−Δｆ_２＋Δｆ_１）を加味した相対周波数誤差信号について説明する。

Δｆ_３＝Δｆ_２−（Δｆ_１−Δｆ_２）であることから、
Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}−２Δｆ_２＋Δｆ_１＝Ｃ_３
と計算できる。

そして、Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}−Δｆ_２＝Ｃ_２から、希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈに対して周波数同期がとれた信号となるように、相対周波数誤差である、
−Δｆ_２＋Δｆ_１＝Ｃ_３−Ｃ_２
を導出することができる。

従って、Ｃ_３−Ｃ_２を第１ＮＣＯ３２１５及び第２ＮＣＯ３２２５に入力することにより、希望波左旋ＩＦ信号（２ｎ）ｃｈに重畳した干渉波右旋ＩＦ信号（２ｎ−１）ｃｈ及び干渉波右旋ＩＦ信号（２ｎ＋１）ｃｈを、周波数同期のとれた形で減算することができる。

制御部３２５は、第１干渉波レプリカ信号生成部３２１、第２干渉波レプリカ信号生成部３２２、希望波信号処理部３２３、及び相対周波数誤差推定部３２４に対し、衛星受信装置３として同期のとれた形で制御を行う。また、制御部３２５は、復調部３２３３，３２４３からそれぞれ得られた周波数誤差Ｃ_３，Ｃ_２の値の変化に応じて、第１ＮＣＯ３２１５及び第２ＮＣＯ３２２５へ入力するよう連動制御する。また、制御部３２５は、ＥＶＭ３２３７のＥＶＭ値が最小となるように（処理対象の希望波における対応する変調方式の正規化した基準信号点に最も近づくように）、振幅遅延調整３２１６，３２２６を制御する。

以上のように構成された干渉除去型偏波共用コンバータ３１、及び干渉除去型受信機３２を備える本実施形態の衛星受信装置３によれば、相対周波数変換部３１３と相対周波数誤差推定部３２４により高精度に周波数同期のとれた形で希望波に対する干渉波の抑圧が可能となる。

また、例えば８ＰＳＫの右旋円偏波の変調波信号に対し１６ＡＰＳＫの左旋円偏波を共用して伝送されるデジタル信号において、１６ＡＰＳＫの左旋円偏波の変調波信号は８ＰＳＫの右旋円偏波の変調波信号よりも所要Ｃ／Ｎが高くなる際に、このような所要Ｃ／Ｎが高い希望波に異偏波による交差偏波干渉が生じた場合でも、精度よくその干渉波成分を除去することが可能となる。このため、希望波に対する所要Ｃ／Ｎ劣化を抑圧することが可能となる。従って、衛星受信装置３を採用することにより、交差偏波による干渉の影響を効果的に抑圧してその受信性能を向上させることが可能となる。

上述した第１実施形態の例では、左旋円偏波の変調波信号を希望波とし、右旋円偏波の変調波信号による干渉波を対象として除去する例を説明したが、逆の関係としてもよい。即ち、第１実施形態の衛星受信装置３について、右旋円偏波の変調波信号を希望波とし、左旋円偏波の変調波信号による干渉波を対象として除去する用途に適用することもできる。

また、左旋及び右旋円偏波の両偏波の変調波信号を希望波とし、両偏波の変調波信号を同時受信して同時出力するよう衛星受信装置３を構成するには、第１実施形態の衛星受信装置３における干渉除去型偏波共用コンバータ３１の構成要素、及び干渉除去型受信機３２の構成要素をそれぞれ並設させた干渉除去型偏波共用コンバータ３１、及び干渉除去型受信機３２を構成することもできる。

また、例えば、以下に説明するように、左旋及び右旋円偏波のいずれか一方の変調波信号を希望波とするよう選択可能な構成とすることもできる。以下、第２実施形態の衛星受信装置３として、図４及び図５を参照して説明する。

〔第２実施形態〕
（衛星受信装置）
本発明による第２実施形態の衛星受信装置３は、例えば非特許文献１に開示されるような偏波共用受信アンテナ（図示せず）を介して受波した右旋及び左旋円偏波の各変調波信号に対し、いずれか一方の変調波信号を希望波とするよう選択可能とし交差偏波の干渉成分を除去可能とするよう周波数変換を行う干渉除去型偏波共用コンバータ３１と、交差偏波の干渉成分を除去可能とするよう復調・復号を行う干渉除去型受信機３２とを備えるよう構成される。

図４は、本発明による第２実施形態の干渉除去型偏波共用コンバータ３１の概略構成を示すブロック図である。図５は、本発明による第２実施形態の干渉除去型受信機３２の概略構成を示すブロック図である。尚、図１及び図２に示す第１実施形態の構成と同様な構成要素には同一の参照番号を付している。

（干渉除去型偏波共用コンバータ）
まず、図４を参照して、本発明による第２実施形態の干渉除去型偏波共用コンバータ３１について詳細に説明する。

第２実施形態の干渉除去型偏波共用コンバータ３１は、第１実施形態と同様に、右旋周波数変換部３１１、左旋周波数変換部３１２、相対周波数変換部３１３を備える。また、第２実施形態における右旋周波数変換部３１１及び左旋周波数変換部３１２の構成は、第１実施形態とほぼ同様であり、第２実施形態における相対周波数変換部３１３が、スイッチ３１３７，３１３８，３１３９が更に設けられている点、並びに、これらのスイッチ３１３７，３１３８，３１３９が干渉除去型受信機３２からの選択信号に基づいて切替制御される点で相違しているが、他の構成要素は同様である。このため、これらの相違点に関する事項について主に説明する。

スイッチ３１３７は、右旋周波数変換部３１１におけるＢＰＦ３１１１の出力と左旋周波数変換部３１２におけるＢＰＦ３１２１の出力のうちいずれか一方を希望波として相対周波数変換部３１３におけるミキサー３１３６へ入力するよう、干渉除去型受信機３２からの選択信号に基づいて切替制御される。

スイッチ３１３８は、右旋周波数変換部３１１における局部発振器３１１４の出力と左旋周波数変換部３１２における局部発振器３１２４の出力のうちいずれか一方を相対周波数変換部３１３におけるミキサー３１３４へ入力するよう、干渉除去型受信機３２からの選択信号に基づいて切替制御される。

スイッチ３１３９は、右旋周波数変換部３１１における局部発振器３１１４の出力と左旋周波数変換部３１２における局部発振器３１２４の出力のうちいずれか一方を相対周波数変換部３１３におけるミキサー３１３５へ入力するよう、干渉除去型受信機３２からの選択信号に基づいて切替制御される。

選択信号が、スイッチ３１３７によりＢＰＦ３１２１の出力を希望波としてミキサー３１３６へ入力するよう選択するときは、スイッチ３１３８により局部発振器３１１４の出力をミキサー３１３４へ入力させるよう制御するとともに、スイッチ３１３９により局部発振器３１２４の出力をミキサー３１３５へ入力させるよう制御する。この場合、第１実施形態と同様の動作となる。即ち、相対ＩＦ信号は、（ｆ_{（２ｎ）Ｌ}＋Δｆ_{（２ｎ）Ｌ}）−（ｆ_３＋Δｆ_３）となり、このとき、ｆ_３＋Δｆ_３＝｛ｆ_２−（ｆ_１−ｆ_２）｝−｛Δｆ_２−（Δｆ_１−Δｆ_２）｝で表される。

一方、選択信号が、スイッチ３１３７によりＢＰＦ３１１１の出力を希望波としてミキサー３１３６へ入力するよう選択するときは、スイッチ３１３８により局部発振器３１２１４の出力をミキサー３１３４へ入力させるよう制御するとともに、スイッチ３１３９により局部発振器３１１４の出力をミキサー３１３５へ入力させるよう制御する。この場合、第１実施形態とは希望波と干渉波の関係が逆の関係となる動作となる。即ち、相対ＩＦ信号は、（ｆ_{（２ｎ―１）Ｌ}＋Δｆ_{（２ｎ―１）Ｌ}）−（ｆ_３＋Δｆ_３）、或いは（ｆ_{（２ｎ＋１）Ｌ}＋Δｆ_{（２ｎ＋１）Ｌ}）−（ｆ_３＋Δｆ_３）となり、このとき、ｆ_３＋Δｆ_３＝｛ｆ_１−（ｆ_２−ｆ_１）｝−｛Δｆ_１−（Δｆ_２−Δｆ_１）｝で表される。

（干渉除去型受信機）
次に、図５を参照して、本発明による第２実施形態の干渉除去型受信機３２について詳細に説明する。第２実施形態の干渉除去型受信機３２は、第１実施形態と同様に、第１干渉波レプリカ信号生成部３２１、第２干渉波レプリカ信号生成部３２２、希望波信号処理部３２３、相対周波数誤差推定部３２４、及び制御部３２５を備える。

第２実施形態では、制御部３２５が、利用者によって選択される所望のチャンネルを希望波として選択した際に、当該選択に対応する偏波を希望波とするよう干渉除去型偏波共用コンバータ３１に対し選択信号を出力するよう構成される点で相違する。この選択信号は、同軸ケーブル４にて干渉除去型偏波共用コンバータ３１から伝送される合成信号に対し影響を与えない周波数帯の信号である。

第１実施形態と同様に、利用者によって左旋及び右旋円偏波のいずれかの変調信号における所望のチャンネルが選択されるときは、制御部３２５は、希望波信号処理部３２３に対しその選択に対応する偏波のＩＦ信号を希望波第１偏波ＩＦ信号として入力して処理するよう制御し、その干渉波成分を除去するよう第１干渉波レプリカ信号生成部３２１、第２干渉波レプリカ信号生成部３２２、及び相対周波数誤差推定部３２４を制御する。

これにより、左旋及び右旋円偏波のいずれか一方の変調波信号を希望波とするよう選択可能な構成とすることができる。このように構成した第２実施形態によれば、所要Ｃ／Ｎが高い希望波であるか否かに関わらず、利用者が選択したチャンネルに応じて、高精度に周波数同期のとれた形で希望波に対する干渉波成分を除去することが可能となる。このため、結果的に、希望波に対する所要Ｃ／Ｎ劣化を抑圧することが可能となる。

尚、上述の各実施形態において、相対周波数変換部３１３により相対ＩＦ信号を生成し同軸ケーブル４を介して干渉除去型受信機３２へ伝送する際に、この同軸ケーブル４の前段に同軸ブースター（図示せず）が設置される。即ち、図１（又は図４）に示す干渉除去型偏波共用コンバータ３１において、右旋及び左旋円偏波の変調波信号（希望波）と相対ＩＦ信号は、それぞれ同軸ブースターによる所定の電力増幅を経て、同軸ケーブル４にて多重伝送される。

このとき、上述した各実施形態の例では、相対周波数変換部３１３により生成される相対ＩＦ信号は、その希望波に応じた変調波として形成され、当該同軸ブースターにより電力増幅し多重伝送する構成となる。

（変形例）
この変形例として、相対周波数変換部３１３により出力される相対ＩＦ信号を、局部発振器３１１４，３１２４からの局部発振周波数信号のみを基に生成した無変調波（ＣＷ）とし、当該同軸ブースターを介して多重伝送する構成とすることもできる。即ち、図１（又は図４）に示す相対周波数変換部３１３において、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１３１の出力を無変調波の相対ＩＦ信号（“ｆ_３＋Δｆ_３−ｆ_２−Δｆ_１” の無変調波信号）として当該同軸ブースターを経て同軸ケーブル４にて多重伝送する。このように相対ＩＦ信号を無変調波として構成することで、当該同軸ブースターにおける相対ＩＦ信号に起因する干渉の影響も軽減できる。

この場合、図２（又は図５）に示す干渉除去型受信機３２側では、当該無変調波の相対ＩＦ信号を基に、希望波に応じた変調波の相対ＩＦ信号を再生するようにする。より具体的には、干渉除去型受信機３２において、図２（又は図５）に示す干渉除去型受信機３２における相対周波数誤差推定部３２４におけるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３２４１の前段に、当該無変調波の相対ＩＦ信号を基に、受信が所望される同軸ケーブル４から得られる右旋円偏波と左旋円偏波の変調波信号のうちいずれか一方の変調波信号（例えば、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３２３１の出力）を取り出して周波数変換を行い、変調波の相対ＩＦ信号（“ｆ_{（２ｎ）Ｌ}＋Δｆ_{（２ｎ）Ｌ} −（ｆ_３＋Δｆ_３）” の信号）を再生する周波数変換手段が設けられる。

この周波集変換手段は、再生した当該変調波の相対ＩＦ信号をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３２４１へ入力するように構成する。

そして、この変調波の相対ＩＦ信号がバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３２４１に入力された後は、第１又は第２実施形態と同様に処理する。

このように構成した場合も、希望波に交差偏波干渉が生じた場合、高精度に周波数同期のとれた形で、この希望波に対する所要Ｃ／Ｎ劣化を抑圧することが可能となる。

特に、所要Ｃ／Ｎが高い希望波に、異偏波による交差偏波干渉が生じた場合、本発明による衛星受信装置を採用することにより、交差偏波による干渉の影響を効果的に抑圧してその受信性能を向上させることが可能となる。

以上、特定の実施形態や変形例について説明したが、本発明は、上述の各実施形態の例や変形例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。例えば、右旋及び左旋の円偏波を例に説明したが、水平偏波・垂直偏波を利用する態様にも適用することができる。また、右斜め４５°の偏波及び左斜め４５°の偏波を利用する態様にも適用可能である。

また、上述の実施形態の説明では、２種類の偏波について、２つの干渉波成分のレプリカ信号を生成する例を説明したが、１以上の干渉波成分のレプリカ信号を生成するよう構成することができる。

また、上述の実施形態の説明では、ＥＶＭ（Error Vector Modulation）に基づく評価結果を基に、干渉波レプリカ信号の生成に係る振幅及び位相遅延の調整を行う例を説明したが、変調誤差比（ＭＥＲ：Modulation Error Ratio）に基づく評価結果を基に、干渉波レプリカ信号の生成に係る振幅及び位相遅延の調整を行う構成とすることもできる。

本発明によれば、例えば所要Ｃ／Ｎが高い希望波の受信時など、希望波に交差偏波干渉が生じた場合、この希望波に対する所要Ｃ／Ｎ劣化を抑圧することが可能となるので、複数偏波を利用した変調波信号の受信に関する交差偏波の干渉成分を除去する用途に有用である。

１ 衛星送信装置
２ 衛星中継器
３ 衛星受信装置
３１ 干渉除去型偏波共用コンバータ，偏波共用コンバータ
３１１ 右旋周波数変換部
３１１１，３１１２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３１１３ ミキサー
３１１４ 局部発振器
３１２ 左旋周波数変換部
３１２１，３１２２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３１２３ ミキサー
３１２４ 局部発振器
３１３ 相対周波数変換部
３１３１，３１３２，３１３３ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３１３４，３１３５，３１３６ ミキサー
３２ 干渉除去型受信機，受信機
３２１ 第１干渉波レプリカ信号生成部
３２１１ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３２１２ アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換部
３２１４ 複素乗算部
３２１５ 第１ＮＣＯ
３２１６ 振幅遅延調整部
３２２ 第２干渉波レプリカ信号生成部
３２２１ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３２２２ アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換部
３２２４ 複素乗算部
３２２５ 第２ＮＣＯ
３２２６ 振幅遅延調整部
３２３ 希望波信号処理部
３２３１ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３２３２ アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換部
３２３３ 復調部
３２３３１ シンボル再生部
３２３３２ キャリア再生部
３２３４ 第１減算部
３２３５ 第２減算部
３２３６ 復号部
３２３７ ＥＶＭ
３２４ 相対周波数誤差推定部
３２４１ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
３２４２ アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換部
３２４３ 復調部
３２４３１ シンボル再生部
３２４３２ キャリア再生部
３２５ 制御部

Claims (12)

1. 複数種の偏波を利用して伝送されるデジタル信号の無線周波数帯の変調波信号を中間周波数帯の信号に変換する偏波共用コンバータであって、
   衛星伝送路を経て受信した所定の無線周波数帯の第１偏波の変調波信号を、第１の局部発振器の局部発振周波数信号を基に中間周波数帯の第１帯域の中間周波数信号に変換する第１周波数変換手段と、
   前記衛星伝送路を経て受信した前記所定の無線周波数帯の第２偏波の変調波信号を、第２の局部発振器の局部発振周波数信号を基に中間周波数帯の第２帯域の中間周波数信号に変換する第２周波数変換手段と、
   前記第１の局部発振器と前記第２の局部発振器のそれぞれの局部発振周波数信号を用いて第３の局部発振周波数信号を生成し、前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうちいずれか一方の変調波信号を、前記第３の局部発振周波数信号を基に周波数変換して相対中間周波数信号を生成する相対周波数変換手段と、
   前記第１帯域の中間周波数信号、前記第２帯域の中間周波数信号、及び前記相対中間周波数信号を所定のケーブルを介して受信機に向けて出力する出力手段と、
   を備えることを特徴とする偏波共用コンバータ。
2. 前記デジタル信号は、複数種の偏波を利用した放送波で伝送されることを特徴とする、請求項１に記載の偏波共用コンバータ。
3. 前記所定のケーブルは同軸ケーブルからなり、
   前記出力手段は、前記第１帯域の中間周波数信号、前記第２帯域の中間周波数信号、及び前記相対中間周波数信号を合成し前記同軸ケーブルを介して前記受信機に向けて出力することを特徴とする、請求項１又は２に記載の偏波共用コンバータ。
4. 前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうち所要Ｃ／Ｎが高くなる方の変調波信号を異偏波による干渉波の除去対象とするよう構成されていることを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の偏波共用コンバータ。
5. 前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうち前記受信機からの選択信号によって選択される方の変調波信号を異偏波による干渉波の除去対象とするよう構成されていることを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の偏波共用コンバータ。
6. 請求項１から５のいずれか一項に記載の偏波共用コンバータから出力される前記第１帯域の中間周波数信号、前記第２帯域の中間周波数信号、及び前記相対中間周波数信号を受信して、前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうちいずれか一方又は双方の変調波信号における干渉波を除去可能とする受信機であって、
   前記第１偏波に基づく前記第１帯域の中間周波数信号、及び前記第２偏波に基づく前記第２帯域の中間周波数信号のうちいずれか一方の帯域内の中間周波数信号におけるチャンネルを希望波として信号処理しＩＱデジタル信号を生成するとともに、キャリア再生により、希望波周波数誤差を導出する希望波信号処理手段と、
   前記希望波のチャンネルに対し下側周波数で隣接する異偏波のチャンネルによる干渉波を除去対象として該異偏波のチャンネルの中間周波数信号を信号処理し、ＩＱデジタル信号として第１の干渉波レプリカ信号を生成する第１干渉波レプリカ信号生成手段と、
   前記希望波のチャンネルに対し上側周波数で隣接する異偏波のチャンネルによる干渉波を除去対象として該異偏波のチャンネルの中間周波数信号を信号処理し、ＩＱデジタル信号として第２の干渉波レプリカ信号を生成する第２干渉波レプリカ信号生成手段と、
   前記希望波のチャンネルに対応する周波数帯の前記相対中間周波数信号を基にＩＱデジタル信号として生成後、キャリア再生により、前記第１の局部発振器の局部発振周波数信号と前記第２の局部発振器の局部発振周波数信号の相対周波数誤差を推定するための推定用周波数誤差を導出する相対周波数誤差推定手段と、
   前記希望波周波数誤差及び前記推定用周波数誤差から推定される前記相対周波数誤差の変化に応じて、前記第１干渉波レプリカ信号及び前記第２干渉波レプリカ信号の生成を制御する制御手段と、
   を備えることを特徴とする受信機。
7. 前記第１干渉波レプリカ信号生成手段は、前記希望波のチャンネルに対し下側周波数で隣接する異偏波のチャンネルの中間周波数信号のＩＱデジタル信号に対しチャンネル間隔の半値に相当するマイナス周波数を基準に前記希望波周波数誤差から前記推定用周波数誤差を減算した値を加味して複素乗算し、振幅及び位相遅延の調整を施して前記第１干渉波レプリカ信号を生成し、
   前記第２干渉波レプリカ信号生成手段は、前記希望波のチャンネルに対し上側周波数で隣接する異偏波のチャンネルの中間周波数信号のＩＱデジタル信号に対しチャンネル間隔の半値に相当するプラス周波数を基準に前記希望波周波数誤差から前記推定用周波数誤差を減算した値を加味して複素乗算し、振幅及び位相遅延の調整を施して前記第１干渉波レプリカ信号を生成することを特徴とする、請求項６に記載の受信機。
8. 前記希望波信号処理手段は、
   前記希望波のＩＱデジタル信号から前記第１干渉波レプリカ信号を減算する第１の減算手段と、
   前記希望波のＩＱデジタル信号から前記第２干渉波レプリカ信号を減算する第２の減算手段と、
   前記第１干渉波レプリカ信号及び前記第２干渉波レプリカ信号の各々を減算した当該希望波のＩＱデジタル信号に対し送信側の符号化・変調方式に対応する復調処理及び復号処理を施す復調・復号手段と、
   前記復調処理後の復調信号の状態から、前記振幅及び位相遅延の調整を行うための評価値を生成する評価手段と、
   を備えることを特徴とする、請求項７に記載の受信機。
9. 前記制御手段は、前記評価値に応じて、前記希望波の復調信号の状態が対応する変調方式の正規化した基準信号点に最も近づくように前記振幅及び位相遅延の調整を制御することを特徴とする、請求項８に記載の受信機。
10. 請求項１から５のいずれか一項に記載の偏波共用コンバータと、
    請求項６から９のいずれか一項に記載の受信機と、
    を備えることを特徴とする衛星受信装置。
11. 複数種の偏波を利用して伝送されるデジタル信号の無線周波数帯の変調波信号を中間周波数帯の信号に変換するため、衛星伝送路を経て受信した所定の無線周波数帯の第１偏波の変調波信号を、第１の局部発振器の局部発振周波数信号を基に中間周波数帯の第１帯域の中間周波数信号に変換する第１周波数変換手段と、前記衛星伝送路を経て受信した前記所定の無線周波数帯の第２偏波の変調波信号を、第２の局部発振器の局部発振周波数信号を基に中間周波数帯の第２帯域の中間周波数信号に変換する第２周波数変換手段と、前記第１の局部発振器と前記第２の局部発振器のそれぞれの局部発振周波数信号を用いて第３の局部発振周波数信号を生成し、無変調波の相対中間周波数信号として出力する相対周波数変換手段と、前記第１帯域の中間周波数信号、前記第２帯域の中間周波数信号、及び前記無変調波の相対中間周波数信号を所定のケーブルを介して受信機に向けて出力する出力手段と、を備える偏波共用コンバータから出力される前記第１帯域の中間周波数信号、前記第２帯域の中間周波数信号、及び前記無変調波の相対中間周波数信号を受信して、前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうちいずれか一方又は双方の変調波信号における干渉波を除去可能とする受信機であって、
    前記無変調波の相対中間周波数信号を基に、受信が所望される前記第１偏波と前記第２偏波の変調波信号のうちいずれか一方の変調波信号に対し周波数変換を施して変調波の相対中間周波数信号を再生する手段と、
    前記第１偏波に基づく前記第１帯域の中間周波数信号、及び前記第２偏波に基づく前記第２帯域の中間周波数信号のうちいずれか一方の帯域内の中間周波数信号におけるチャンネルを希望波として信号処理しＩＱデジタル信号を生成するとともに、キャリア再生により、希望波周波数誤差を導出する希望波信号処理手段と、
    前記希望波のチャンネルに対し下側周波数で隣接する異偏波のチャンネルによる干渉波を除去対象として該異偏波のチャンネルの中間周波数信号を信号処理し、ＩＱデジタル信号として第１の干渉波レプリカ信号を生成する第１干渉波レプリカ信号生成手段と、
    前記希望波のチャンネルに対し上側周波数で隣接する異偏波のチャンネルによる干渉波を除去対象として該異偏波のチャンネルの中間周波数信号を信号処理し、ＩＱデジタル信号として第２の干渉波レプリカ信号を生成する第２干渉波レプリカ信号生成手段と、
    前記希望波のチャンネルに対応する周波数帯の前記変調波の相対中間周波数信号を基にＩＱデジタル信号として生成後、キャリア再生により、前記第１の局部発振器の局部発振周波数信号と前記第２の局部発振器の局部発振周波数信号の相対周波数誤差を推定するための推定用周波数誤差を導出する相対周波数誤差推定手段と、
    前記希望波周波数誤差及び前記推定用周波数誤差から推定される前記相対周波数誤差の変化に応じて、前記第１干渉波レプリカ信号及び前記第２干渉波レプリカ信号の生成を制御する制御手段と、
    を備えることを特徴とする受信機。
12. 請求項１１に記載の偏波共用コンバータ及び受信機を備えることを特徴とする衛星受信装置。