KR100964396B1 - 채널 추정, 등화 방법 및 시스템 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 채널 추정, 등화 방법 및 시스템에 관한 것이다.
본 발명은 시간 영역의 파일럿 신호를 보호 구간에 삽입하고, 주파수 영역의 경판정 신호를 이용하여 채널의 주파수 응답을 추정한다. 그리고 추정된 채널 값을 통해 무선 채널 왜곡을 등화한다. 따라서, 고속 이동체 속도 환경에서의 성능 향상이 두드러지며, 시간영역 파일럿 신호를 이용한 채널 추정과 연동할 경우, 적은 반복 횟수로도 최대 성능을 발휘할 수 있다.
Figure R1020080052491
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing), 채널 추정, 등화, 파일럿, 시퀀스, CAZAC(Constant Amplitude Zero Autocorrelation Code)

Description

채널 추정, 등화 방법 및 시스템{Channel estimation and equalization method and system}
본 발명은 채널 추정, 등화 방법 및 시스템에 관한 것이다.
본 발명은 정보통신부 및 정보통신연구진흥원의 IT성장동력핵심기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: 2007-S-006-01, 과제명: OFDM 전송방식에서의 동일 채널 RF 중계기술 개발].
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 직교 주파수 분할 다중) 시스템은, 단말이 고속으로 이동할 때에도 사용자에게 다양한 데이터 서비스를 안정적으로 제공할 수 있다. 이와 같은 장점으로 인하여 전 세계적으로 OFDM에 대한 관심이 고조되고 있다. 이에 따라 수년 내에 자동차, HiFi(High Fidelity) 홈 시어터, 휴대용 단말 등 다양한 분야에 OFDM 시스템이 적용될 것으로 예상된다.
국내에서는 정보통신부가 2002년에 Eureka-147 DAB(Digital Audio Broadcasting, 디지털 오디오 방송)를 T-DMB(Terrestrial DMB) 표준으로 확정한 이후, 지상파 디지털 방송을 위한 시스템이 구축되고 다양한 소프트웨어가 개발되었다. 이를 통해, 2005년 12월 본격적으로 OFDM 시스템을 이용한 서비스를 사용자에 게 제공하고 있다.
T-DMB 서비스의 국내 상용화와 해외 진출의 노력이 가속화됨에 따라, T-DMB 시스템이 T-DMB 시스템과는 기술적 측면으로나 서비스적 측면에서 경쟁 관계에 있는 DVB-H(Digital Video Broadcasting-Handheld), 미디어플로(MediaFLO, Media Forward Link Only) 또는 ISDB-T(Integrated Service Digital Broadcasting Terrestrial) 시스템 등보다 비교 우위를 차지할 수 있는 방안이 절대적으로 필요하게 되었다. T-DMB 시스템이 타 방식에 비해 상대적으로 불리한 것으로 지적되고 있는 부분 중 하나가, 낮은 데이터 전송 속도이다. 진화형 T-DMB(이하 AT-DMB(Advanced T-DMB)라 지칭)는 이 점을 보완함으로써, T-DMB 서비스의 품질을 한차원 더 높일 수 있다.
이 외에도 고품질 서비스를 예로하여 설명하면, AT-DMB 송신부는 하나의 SD(Standard Definition)급 비디오 소스를 기본 계층(HP: High Priority) 비디오 신호와 향상 계층(LP: Low Priority) 비디오 신호로 분리하여 부호화한 후, 계층 변조 기술을 이용하여 하나의 T-DMB 채널을 통해 단말에 제공한다. 계층 변조 기술을 적용하면 기본 계층 비디오 신호와 향상 계층 비디오 신호의 오류 보호 성능이 차별적으로 구현된다.
그러므로 기존의 T-DMB 단말의 경우에는 송신부로부터 전송된 AT-DMB 신호 중 기본 계층 비디오 신호만을 복원하여, 기존 품질과 유사한 QVGA(Quarter Video Graphics Array)급 품질의 T-DMB 서비스를 이용한다. 그리고 AT-DMB 단말의 경우에는 송신부로부터 전송된 AT-DMB 신호에 포함된 기본 계층 비디오 신호와 향상 계층 비디오 신호를 모두 복원하여, SD급 비디오 서비스를 이용할 수 있다.
그러나, 이와 같은 AT-DMB 시스템은 계층 변조 방식에 의해 추가적으로 전송되는 데이터 신호의 수신 성능이, 실제 무선 채널 환경에서 크게 열화될 가능성이 있다. 또한, 채널에 의해 신호가, 왜곡에 많은 영향을 받는 문제점이 있다.
따라서, 본 발명은 단말이 고속으로 이동하는 환경에서도, 채널 추정 오류를 감소시켜 데이터 전송 효율을 높일 수 있는 채널 추정, 등화 방법 및 시스템을 제공한다.
상기 본 발명의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 특징인 시스템은,
신호를 보호구간 신호와 유효심볼구간 신호로 분리하여 출력하는 직병렬 변환부; 상기 보호구간 신호를 입력받아, 상기 채널의 임펄스 응답을 추정하여 임펄스 응답 값을 출력하는 제1 채널 추정부; 상기 제1 채널 추정부에서 출력된 임펄스 응답 값을 이용하여 상기 유효심볼구간 신호의 채널 왜곡을 등화하여, 등화된 신호를 출력하는 채널 등화부; 및 상기 유효심볼구간 신호와 상기 채널 등화부에서 출력된 등화된 신호를 입력받아, 상기 유효심볼구간 신호에 대한 주파수 응답을 추정하여 주파수 응답 값을 출력하는 제2 채널 추정부를 포함한다.
상기 본 발명의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 특징인 방법은,
신호를 변환하여 보호구간 신호와 유효심볼구간 신호로 분리하는 단계; 상기 보호구간 신호를 통해 상기 채널에 대한 초기 임펄스 응답 값을 추정한 후, 임펄스 응답 값을 출력하는 단계; 상기 유효심볼구간 신호를 통해, 상기 채널에 대한 주파수 응답을 추정하여, 주파수 응답 값을 출력하는 단계; 및 상기 출력된 임펄스 응 답 값 및 주파수 응답 값을 토대로 상기 신호의 채널을 등화한 후, 등화된 신호를 출력하는 단계를 포함한다.
전술한 실시예에 따르면, OFDM 심볼의 보호 구간에 파일럿 신호를 삽입하고, 파일럿 신호에 포함된 시퀀스를 이용하여 채널을 추정함으로써, 채널 추정 오류가 감소한다.
또한, 주파수 영역 경판정 신호를 이용한 반복 채널 추정 방식을 통해 추가적인 성능 향상이 보장되므로, 이동 무선 채널 환경에서 안정적인 신호 수신 성능을 유지할 수 있다.
또한, 고속 이동체 속도 환경에서의 성능 향상이 두드러지며, 시간영역 파일럿 신호를 이용한 채널 추정과 연동할 경우, 적은 반복 횟수로도 최대 성능을 발휘할 수 있다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…부", "…기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
본 명세서에서 단말(terminal)은 이동국(Mobile Station, MS), 이동 단말(Mobile Terminal, MT), 가입자국(Subscriber Station, SS), 휴대 가입자국(Portable Subscriber Station, PSS), 사용자 장치(User Equipment, UE), 접근 단말(Access Terminal, AT) 등을 지칭할 수도 있고, 이동 단말, 가입자국, 휴대 가입자 국, 사용자 장치 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
이제 본 발명의 실시예에 따른 채널 추정 및 등화 방법에 대하여 도면을 참조로 상세하게 설명한다. 먼저, 채널 추정 및 등화를 위한 이동통신 시스템에 대하여 간략하게 설명하며, 본 발명의 실시예에서는 AT-DMB 시스템을 예로하여 설명하나 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 AT-DMB 시스템의 예시도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 AT-DMB 시스템의 송신 시스템은 비디오/오디오 소스 인코더(10), 기본 계층 변조부(20), 향상 계층 변조부(30), OFDM 변조부(40), 채널 변조부(50) 및 송출부(60)를 포함한다. 그리고 수신 시스템은 기본품질 비디오 수신기(70) 및 고품질 비디오 수신기(80)를 포함한다.
비디오/오디오 소스 인코더(10)는 입력되는 비디오 소스 및 오디오 소스를 디지털 이진 부호를 갖는 기본 계층(HP: High Priority) 신호와 향상 계층(LP: Low Priority)신호로 부호화한다.
기본 계층 변조부(20) 및 향상 계층 변조부(30)는 비디오/오디오 소스 인코더(10)에서 부호화되어 출력된 기본 계층 신호 및 향상 계층 신호의 각 비트들에 대한 채널을 코딩하고 다중화하고, 다중화된 신호는 덧셈기에서 하나의 신호로 출력된다. 출력된 신호는 OFDM 변조부(40)로 입력되어 OFDM 신호로 변조된다. 이때, 기본 계층 변조부(20)는 기본 계층의 신호를 특정 데이터 변조율로 변조를 수행한다. 그리고 향상 계층 변조부(30)는 기본 계층 신호를 바탕으로 향상 계층의 신호를 특정 데이터 변조율로 변조를 수행한다. 여기서 특정 데이터 변조율은 QPSK(Quadrature Phases Shift Keying) 변조를 예로하여 설명하나, 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다.
채널 변조부(50)는 OFDM 신호로 변조된 신호를 VHF(Very High Frequency) 및 UHF(Ultra High Frequency) 채널에 적합한 신호로 주파수를 상향 변환하여, 적정 전력으로 증폭시키는 역할을 한다. 즉, 채널 변조부(50)는 다중화 및 변조된 기본 계층의 신호와 강화 계층의 신호 주파수를 VHF 채널 및 UHF 채널에 적합하도록 변환한다.
채널 변조부(50)에서 채널이 변조된 기본 계층의 신호 및 향상 계층의 신호는 송출부(60)에 의해 무선 채널로 전송된다. 여기서 송출부(60)를 송신 시스템에 포함하는 것으로 설명하나, 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다.
수신 시스템의 기본품질 비디오 수신기(70)는 기본 계층의 신호만을 수신하여 복조한다. 그리고 고품질 비디오 수신기(80)는 기본 계층의 신호 및 향상 계층의 신호를 모두 수신하여 복조한다.
다음은 상기에서 언급한 송신 시스템에 대하여 도 2를 참조로 상세하게 설명하기로 한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 송신 시스템의 구조도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 송신 시스템의 기본 계층 변조부(20)는 제1 채널 인코더부(21), 제1 QPSK 매핑부(22), 심볼 지연부(23), 제1 위상 회전부(24)를 포함하며, 향상 계층 변조부(30)는 제2 채널 인코더부(31), 제2 QPSK 매핑부(32) 및 제2 위상 회전부(33)를 포함한다. 그리고 채널 변조부(50)는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform, 역푸리에 변환)(51), 파일럿 생성부(52) 및 병직렬 변환부(53)를 포함한다. 그리고 송출부(60)는 RF부(61) 및 기지국 안테나(62)를 포함한다.
제1 채널 인코더부(21) 및 제2 채널 인코더부(31)는 비디오/오디오 소스 인코더(10)로부터 출력된 디지털 이진 부호를 갖는 기본 계층 신호와 향상 계층 신호를 각각 수신한다. 그리고 디지털 이진 부호가 무선 채널로 인해 전송 오류가 발생할 경우를 대비하여, 전송 오류를 정정하기 위해 채널을 부호화한다. 여기서 제1 채널 인코더부(21)와 제2 채널 인코더부(31)가 기본 계층 변조부(20)와 향상 계층 변조부(30)에 포함되는 것으로 설명하나, 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다.
제1 QPSK 매핑부(22)는 제1 채널 인코더부(21)에서 채널 인코딩된 기본 계층 데이터를 네 가지 위상으로 매핑하는 QPSK 매핑을 수행한다. 제1 위상 회전부(24)는 OFDM 심볼 구간동안 지연된 신호를 이용하여, QPSK로 매핑된 신호의 위상을 회전시킨다. 그와 동시에 제1 위상 회전부(24)는 매핑된 신호의 위상 정보를 향상 계층 변조부(30)의 제2 위상 회전부(33)로 전달한다.
제2 QPSK 매핑부(32)는 채널 인코딩된 향상 계층 데이터를 네가지 위상으로 매핑하는 QPSK 매핑을 수행한다. 제2 위상 회전부(33)는 제1 위상 회전부(24)를 통해 전달받은 위상 정보를 이용하여 제2 QPSK 매핑부(32)에서 매핑된 신호의 위상을 회전한다.
기본 계층 변조부(20)의 출력 신호와 향상 계층 변조부(30)의 출력 신호는 덧셈부(25)에서 더해져, 계층 변조 신호로서 부반송파 매핑부(40)로 출력된다. 이때, 기본 계층 변조부(20)의 출력 신호에 대한 성상도는 도 3a 및 도 3b와 같으며, 향상 계층 변조부(30)의 출력 신호에 대한 성상도는 도 3c 및 도 3d와 같다.
도 3a 내지 도 3d는 본 발명의 실시예에 따른 성상도의 예시도이다.
도 3a는 본 발명의 실시예에 따른 짝수번째 OFDM 심볼의 기본 계층 신호의 성상도이며, 도 3b는 홀수번째 OFDM 심볼의 기본 계층 신호의 성상도이다. 그리고 도 3c는 본 발명의 실시예에 따른 짝수번째 OFDM 심볼의 향상 계층 신호의 성상도이며, 도 3d는 홀수번째 OFDM 심볼의 향상 계층 신호의 성상도이다.
한편, 상기 도 2의 부반송파 매핑부(40)는 입력된 계층 변조 신호를 Nused개의 유효 부반송파(used subcarrier) 범위 내에서 미리 지정된 부반송파 위치로 삽 입하기 위하여, IFFT(51)에 입력한다. 이때, IFFT(51)에 입력되는 계층 변조 신호
Figure 112008040075266-pat00001
는 다음 수학식 1과 같이 표현되고, IFFT(51)의 출력 신호
Figure 112008040075266-pat00002
는 수학식 2와 같이 표현된다.
Figure 112008040075266-pat00003
여기서,
Figure 112008040075266-pat00004
는 m번째 OFDM 심볼의 k번째 기본 계층 변조 신호를 나타내고,
Figure 112008040075266-pat00005
는 m-1번째 OFDM 심볼의 k번째 기본 계층 변조 신호를 나타낸다. 또한,
Figure 112008040075266-pat00006
는 m번째 OFDM 심볼의 k번째 향상 계층 변조 신호를 나타낸다.
Figure 112008040075266-pat00007
여기서 N은 IFFT 크기를 나타내고, k0은 유효 부반송파 범위 내에서 기준이 되는 첫 번째 부반송파 위치를 나타낸다. 그리고 아래첨자 u는 유효 부반송파를 의미한다.
파일럿 생성부(52)는 길이가 NC,used인 CAZAC(Constant Amplitude Zero Autocorrelation Code) 시퀀스 C(k)를, 크기가 Nc인 IFFT를 통과시켜 파일럿 신호인 c(n)을 생성한다. 여기서 CAZAC 시퀀스 C(k)는 다음 수학식 3과 같이 표현되며, 파일럿 생성부(52)에서 생성된 파일럿 신호는 수학식 4와 같이 표현된다.
Figure 112008040075266-pat00008
Figure 112008040075266-pat00009
여기서 ρ는 파일럿 신호의 전력을 조절하는 인자이다. 본 발명의 실시예에서 ρ는 파일럿 삽입으로 인한 전력 증가를 피하기 위해 파일럿 신호의 평균 전력과 시간 영역 OFDM 심볼의 평균 전력이 동일하도록,
Figure 112008040075266-pat00010
으로 설정된다.
병/직렬 변환부(53)는 파일럿 생성부(52)에서 생성된 파일럿 신호와 IFFT(51)에서 출력된 계층 변조 신호를 입력받아 병/직렬 변환을 수행하여, 직렬 계층 변조 신호로 출력한다.
RF부(61)는 직렬 계층 변조 신호를 무선 주파수 신호로 변환하여 기지국 안테나(62)를 통해 수신부로 전송될 수 있도록 한다.
이상에서 설명한 송신부를 통해 신호를 송신할 때, 주파수 영역 부반송파 배치에 대하여 도 4a 및 도 4b를 참조로 설명하기로 한다.
도 4a 및 도 4b는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 영역 부반송파 배치에 대한 예시도이다.
먼저 도 4a는 본 발명의 실시예에 따른 계층 변조된 데이터 신호의 부반송파 배치를 나타낸 것이고, 도 4b는 본 발명의 실시예에 따른 CAZAC 시퀀스에 의해 생성된 파일럿 신호의 부반송파 배치를 나타낸 것이다. 파일럿 신호는 데이터 신호와 동일한 대역을 점유하지만, 데이터 신호보다 부반송파 간격이 크며 그 비율은 도 4b에 도시된 바와 같이 N/NC로 설정된다.
데이터 신호의 첫 번째 부반송파는 k0이다. 그리고 파일럿 신호의 첫 번째 부반송파는 전체적으로 줄어든 부반송파 개수를 고려할 때, k0NC/N이 된다. 참고로, 주파수 영역에서 부반송파 간격이 N/NC로 늘어나면, 시간 영역에서는 신호의 길이가 부반송파 간격의 역수인 NC/N 만큼 줄어든다.
다음은 본 발명의 실시예에 따른 수신 시스템에 대하여 도 5를 참조로 상세히 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 수신 시스템의 구조도이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 수신 시스템은 RF부(100), 직/병렬 변환부(110), 제1 채널 추정부(120), 제2 채널 추정부(200), 제1 FFT(이하 '제1 푸리에 변환부'라 지칭)(130), 제2 FFT(이하, '제2 푸리에 변환부'라 지칭)(140), 기본 계층 복조부(180), 제1 병/직렬 변환부(190), 채널 등화부(150), 향상 계층 복조부(160) 및 제2 병/직렬 변환부(170)를 포함한다. 여기서 제1 채널 추정부(120)는 유효 파일럿 추출부(121), 채널의 임펄스 응답 추정 부(122) 및 제1 임펄스 응답 정정부(123)를 포함한다. 그리고, 제2 채널 추정부(200)는 제3 FFT(205), 제2 임펄스 응답 정정부(204), IFFT(이하 '역푸리에 변환부'라 지칭)(203), 채널의 주파수 응답 추정부(202) 및 경판정부(201)를 포함한다.
기지국 안테나를 통해 수신된 신호는 RF부(100)에서 디지털 신호로 변환되고, 변환된 디지털 신호는 직/병렬 변환부(110)에서 OFDM 심볼인 병렬 계층 변조 신호로 변환되어 출력된다. 이때, m번째 OFDM 심볼
Figure 112008040075266-pat00011
은 다음 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008040075266-pat00012
여기서,
Figure 112008040075266-pat00013
은 채널의 시간 영역 임펄스 응답 값이고,
Figure 112008040075266-pat00014
은 시간 영역의 부가적인 백색 가우시안 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)이다. Lh는 다중경로 채널 환경에서 지연 경로의 개수를 의미하고, τl은 l번째 지연 경로를 나타낸다.
또한, 직/병렬 변환부(110)는 OFDM 심볼을 보호구간 신호
Figure 112008040075266-pat00015
와 유효심볼구간 신호
Figure 112008040075266-pat00016
로 분리한다. 이때 OFDM 심볼에서 분리된 보호구간 신호는 제1 채널 추정부(120)로 입력되고, 유효 심볼구간 신호는 제2 푸리에 변환부(140)로 입력된다.
다음 제1 채널 추정부(120)에 포함되어 있는 유효 파일럿 추출부(121)는 보호구간 신호를 수신하면 다음 수학식 6과 같이 보호구간 신호로부터 유효 파일럿 신호
Figure 112008040075266-pat00017
를 추출한다.
Figure 112008040075266-pat00018
채널의 임펄스 응답 추정부(122)는 유효 파일럿 추출부(121)에서 추출된 유효 파일럿 신호를 통해 채널의 초기 임펄스 응답
Figure 112008040075266-pat00019
를 수학식 7과 같이 추정한다.
Figure 112008040075266-pat00020
수학식 7과 같이 채널 임펄스 응답을 추정할 때, 잡음 및 대역의 제한적인 신호 특성으로 인해 추정 오류를 유발하게 된다. 따라서 제1 임펄스 응답 정정부(123)는 수학식 7과 같이 추정된 임펄스 응답 값의 오류를 정정한다. 임펄스 응답 값을 정정하는 과정은 매 OFDM 심볼마다 독립적으로 수행되므로, 수학식 전개과정에서 m번째 OFDM 심볼의 채널 임펄스 응답 추정을 의미하는 윗첨자(m)은 설명의 편의상 생략하기로 한다.
임펄스 응답 값을 정정하기 위해서 먼저 수학식 8과 같이 최대 전력을 가지 는 채널의 임펄스 응답 값의 위치를 선택한다.
Figure 112008040075266-pat00021
여기서 윗첨자 [1]은 연속적인 최대 전력을 갖는 위치를 선택하는 과정에 있어서, 첫 번째로 선택된 번호를 의미한다.
채널의 임펄스 응답 추정부(122)가 수학식 8과 같이 최대 전력을 가지는 채널의 임펄스 응답 값의 위치를 선택하면, 수학식 9와 같이 첫 번째 최대 전력 위치의 임펄스 응답 값을 기준으로
Figure 112008040075266-pat00022
의 초기 임펄스 응답 값을 정정한다. 여기서 g'(n)은 수학식 10과 같이 정의되고,
Figure 112008040075266-pat00023
은 1차 오류 정정 과정의 첫 번째 결과 값을 나타낸다.
Figure 112008040075266-pat00024
Figure 112008040075266-pat00025
수학식 10에서 Sused subcarrier index는 유효 부반송파 인덱스 집합을 의미한다.
임펄스 응답 값을 정정한 후, i번째 최대 전력 임펄스 응답 값의 위치를 선택한다. 위치는 다음 수학식 11를 이용하여 선택한다.
Figure 112008040075266-pat00026
수학식 11을 이용하여 선택된 i번째 최대 전력 임펄스 응답 값의 위치를 기준으로,
Figure 112008040075266-pat00027
의 임펄스 응답 값을 정정한다. 이때 임펄스 응답 값은 수학식 12를 이용하여 정정한다.
Figure 112008040075266-pat00028
여기서 i의 최대값 Lc는 Lc ≥ Lh로 설정되며, i값이 Lc가 될 때까지 i번째 최대 전력 임펄스 응답 값의 위치를 선택하는 과정과
Figure 112008040075266-pat00029
의 임펄스 응답 값을 정정하는 과정을 반복한다.
반복 수행을 통해 얻은 결과 값인
Figure 112008040075266-pat00030
는 1차 오류 정정 값이 되며, 이 값을 통해 다음과 같은 2차 오류 정정을 수행한다. 다시말해, 수학식 13과 같이 1차 오류 정정 결과 값인
Figure 112008040075266-pat00031
를 기준으로 초기 임펄스 응답
Figure 112008040075266-pat00032
의 오류를 재정정한다.
Figure 112008040075266-pat00033
여기서,
Figure 112008040075266-pat00034
는 2차 오류 정정 과정의 첫 번째 결과값을 나타낸다.
다음, 수학식 14와 같이 i번째 최대 전력 위치를 기준으로,
Figure 112008040075266-pat00035
의 임펄스 응답 값들을 정정한다.
Figure 112008040075266-pat00036
Figure 112008040075266-pat00037
의 임펄스 응답 값들을 정정하는 과정은 2 ≤ i ≤ Lc 범위 내에서 반복적으로 수행되며, 결과 값은 수학식 15와 같이 최종적인 임펄스 응답 오류 정정 값
Figure 112008040075266-pat00038
에 입력한다.
Figure 112008040075266-pat00039
다음 상기 도 5에 도시된 제1 푸리에 변환부(130)는 제1 임펄스 응답 정정부(120)에서 출력된 0 ≤ n < NC 구간의 유효 심볼 구간 신호
Figure 112008040075266-pat00040
를 수신하여 푸리에 변환을 수행한다. 그리고 나머지 구간인 NC ≤ n < N에서는 0이 제1 푸리에 변환부(130)로 입력된다. 제1 푸리에 변환부(130)에서 출력된 신호는 채널의 주파수 응답 값으로써, 수학식 16과 같이 표현된다.
Figure 112008040075266-pat00041
제2 푸리에 변환부(140)는 직/병렬 변환부(110)에서 출력된 0 ≤ n < N 구간의 유효 심볼 구간 신호
Figure 112008040075266-pat00042
를 입력받아, 병렬의 신호로 변환하여 다음 수학식 17과 같이 표현되는 주파수 영역 신호
Figure 112008040075266-pat00043
를 출력한다.
Figure 112008040075266-pat00044
계속해서, 도 5에 도시된 제2 푸리에 변환부(140)의 출력 신호는 기본 계층 복조부(180)와 채널 등화부(150) 및 제2 채널 추정부(200)로 입력된다. 먼저, 기본 계층 복조부(180)는 주파수 영역 신호의 기본 계층 데이터 비트들을 복조한 후, 제1 병/직렬 변환부(190)로 출력한다.
제1 병/직렬 변환부(190)는 기본 계층 복조부(180)로부터 입력받은, 복조된 기본 계층 데이터 비트들을 직렬로 변환하고, 소스 복호기(도면 미 도시)로 출력한다.
채널 등화부(150)는 제1 채널 추정부(120)에서 출력된 채널의 주파수 응답 값
Figure 112008040075266-pat00045
을 이용하여, 주파수 영역 신호
Figure 112008040075266-pat00046
를 수학식 18과 같이 등화한다. 그리고, 채널 등화부(150)는 하기에서 설명할 제2 채널 추정부(200)를 통해 추정된 채널의 주파수 응답 값을 재 입력받아, 주파수 영역 신호
Figure 112008040075266-pat00047
를 재등화 한다. 이때, 채널 등화부(150)와 제2 채널 추정부(200)는 반복 수행 횟수가 많으면 많을수록 채널 등화 성능이 향상되는 특징을 갖는다. 그러나, 수신부 처리 지연 시간을 고려할 때, 반복 채널 추정의 횟수를 제한할 수도 있다.
Figure 112008040075266-pat00048
여기서 윗첨자 *는 켤레 복소수를 의미하고, σ2은 주파수 영역 수신 신호의 잡음 전력을 나타낸다.
제2 채널 추정부(200)는 주파수 영역 수신 신호
Figure 112008040075266-pat00049
와 채널 등화부(150)의 출력 신호
Figure 112008040075266-pat00050
를 이용하여 채널의 주파수 응답을 재 추정한다. 이때, 제1 채널 추정부(120)가 없는 수신부의 경우, OFDM 심볼의 채널 추정 값을 이용할 수 있다.
제2 채널 추정부(200)에 포함되어 있는 경판정부(201)는 채널 등화부(150)로 부터 출력된 경판정된 신호 를 상기에서 설명한 도 3c 및 도 3d와 같은 형태로 경판정을 수행한다.
채널의 주파수 응답 추정부(202)는 경판정된 신호
Figure 112008040075266-pat00052
와 주파수 영역 신호
Figure 112008040075266-pat00053
를 이용하여 수학식 19와 같이 채널의 주파수 응답 값을 추정한다.
Figure 112008040075266-pat00054
역푸리에 변환부(203)는 채널의 주파수 응답 추정부(202)에서 추정된 주파수 응답 값을 입력받아 수학식 20과 같이 채널의 임펄스 응답
Figure 112008040075266-pat00055
으로 변환한다.
Figure 112008040075266-pat00056
제2 임펄스 응답 정정부(204)는 역푸리에 변환부(203)로부터 출력된 채널의 임펄스 응답 값
Figure 112008040075266-pat00057
을 전달받아, 임펄스 응답 정정 과정을 통해 임펄스 응답 값을 정정한다. 이때 임펄스 응답 정정 과정은 상기 제1 임펄스 응답 정정부(123)에서 수행하는 임펄스 응답 값의 정정 과정과 동일하다.
제3 푸리에 변환부(205)는 제2 임펄스 응답 정정부(204)에서 출력된 채널의 임펄스 응답 값
Figure 112008040075266-pat00058
은 구간 0 ≤ n < NC을 기준으로 입력받고, 나머지 구간 NC ≤ n < N에서는 0을 입력받아 푸리에 변환을 수행한다. 푸리에 변환 결과인 출력 신호는 채널의 주파수 응답 값으로써, 수학식 21과 같이 표현된다.
Figure 112008040075266-pat00059
향상 계층 복조부(160)는 채널 등화부(150)의 출력 신호
Figure 112008040075266-pat00060
를 입력받아, 향상 계층 데이터 비트들을 복조하여 출력한다. 향상 계층 데이터 비트들이 복조되어 출력된 데이터는 제2 병/직렬 변환부(170)로 입력되어 직렬로 변환되고, 변환된 신호는 소스 복호기(도면, 미 도시)로 전달된다.
상기에서 설명한 AT-DMB 시스템의 송신부에서 데이터 신호가 전송될 때, 부반송파가 배치되는 실시예에 대하여, 도 6 및 도 7을 참조로 설명하기로 한다. 여기서 도 6에 도시된 방법으로 전송된 신호는 상기 도 5의 제1 채널 추정부(120)에서 채널이 추정되며, 도 7에 도시된 방법으로 전송된 신호는 도 5의 제2 채널 추정부(200)에서 채널이 추정된다.
먼저 시간 영역 부반송파 배치에 대하여 도 6을 참조로 설명하기로 한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 시간 영역 부반송파 배치에 대한 예시도이다.
일반적으로 OFDM 신호의 보호 구간은 유효 심볼 구간의 후반부를 복사하여 앞부분에 삽입하는 형태이다. 그러나 본 발명의 실시예에 따른 보호 구간은 도 6에 도시된 바와 같이, 후반부에 기존 보호 구간의 신호를 일부 배치하고, 전반부에는 파일럿 신호를 배치한다.
즉, 본 발명의 실시예에서는 보호구간 길이 NGI를 NGI (1)과 NGI (2)로 분리하여, NGI(1) 구간에는 길이가 NC인 파일럿 신호와, 길이가 NC,GI인 파일럿 보호 구간을 배치한다. 그리고 NGI (2) 구간에는 일반적인 보호 구간의 신호를 배치한다. 이때, 파일럿 보호 구간은 파일럿 신호의 후반부를 복사하여 삽입한다. 보호구간을 포함한 시간 영역 OFDM 신호는 수학식 22를 따른다.
Figure 112008040075266-pat00061
다음 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 주파수 영역 부반송파 배치에 대한 예시도이다.
일반적인 T-DMB 시스템에서는 76개의 OFDM 심볼마다 1개의 위상 기준 심볼(PRS: Phase Reference Symbol)을 배치한다. 또한, 기본 계층의 전송만을 고려할 때, PRS 외의 주파수 영역 파일럿 신호의 전송은 허용되지 않는다. 그러나, 향상 계층을 추가로 전송하는 것을 고려할 경우, 채널 추정을 통한 동위상 복조를 위해서는 위상 기준 심볼 외의 추가적인 파일럿의 전송이 요구된다. 여기서 파일럿 신 호는 OFDM 신호의 유효 심볼 구간 내에서 전송되는 파일럿을 의미하며, 보호 구간에 삽입되는 본 발명의 실시예에 따른 시간 영역 파일럿 신호와는 구별된다.
이러한 파일럿 신호의 추가 전송은 데이터의 전송 효율을 감소시킨다. 그 뿐만 아니라 해당 파일럿 신호의 전력이 데이터 신호의 전력보다 클 경우, 인접 부반송파간 간섭도 유발할 수 있다. 따라서 본 발명의 실시예에서는 도 7에 도시된 바와 같이, 위상 기준 심볼과 계층 변조된 데이터 신호만으로 구성된 신호를 전송할 수 있도록 한다.
도 7에는 기존 기본 계층 전용 송신 신호 구조와 동일한 형태이다. 그러나, 향상 계층 신호를 전송할 경우, 유효 심볼 구간 내에서 추가적으로 파일럿을 전송하지 않는다.
다음은 본 발명의 실시예에 따른 채널 추정 성능에 대하여 도 8a 내지 도 11b를 참조로 설명하기로 한다. 모의 실험은 랜덤하게 변하는 다중 경로 레일리 페이딩 채널(Multi-path Rayleigh fading channel)과 백색 가우시안 잡음 환경에서, 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록하여 수행된 것이다. 무선 채널 모델은 COST 207 TU(Typical Urban)를 기반으로 하였으며, 이 모델은 실제 도심지 환경에서 무선 채널 상황을 수학적으로 표현한 것이다. 각 성능 평가는 기본 계층과 향상 계층의 심볼 에러율(SER: Symbol Error Rate)을 기준으로 하였으며, 채널 추정 성능만을 알아보기 위한 것이기 때문에 수신기의 동기는 완벽하게 이루어진 것으로 가정한다.
도 8a 내지 도 11b에 표시된 범례의 의미는 다음과 같다.
Coh.(Coherent Demodulation) : 동위상 복조
Diff. Coh(differentially Coherent Demodulation): 차동 동위상 복조
Conv. CE(Conventional Channel Estimation): 종래의 DDCE(Decision Directed Channel Estimation) 방식
Prop. CE(Proposed Channel Estimation): 본 발명의 실시예에 따른 채널 추정 방식
Prop. CE1: 본 발명의 실시예에 따른 시간 영역 파일럿 신호를 이용한 채널 추정 방식
Prop. CE2: 본 발명의 실시예에 따른 주파수 영역 경판정 신호를 이용한 채널 추정 방식
Prop. CE3: 본 발명의 실시예에 따른 시간 영역 파일럿 신호와 주파수 영역 경판정 신호를 이용한 채널 추정 방식
Ideal CE(Ideal Channel Estimation): 이상적인 채널 추정 방식
먼저 도 8a, 도 8b, 도 9a 및 도 9b는 단말이 60km/h의 속도로 이동한다고 가정하여 본 발명의 실시예와 종래 기술의 성능을 비교한 그래프이다. 이때, Prop. CE2 및 Prop. CE3의 반복 추정 횟수는 1회로 제한하는 것을 예로하나, 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다.
도 8a 및 도 8b는 본 발명의 실시예에 따른 심볼 위치에 따른 성능을 나타내는 예시도이다.
도 8a는 본 발명의 실시예에 따른 기본 계층의 심볼 에러율을 나타낸 예시도 이고, 도 8b는 향상 계층의 심볼 에러율을 나타낸 것이다. 계층 변조된 신호를 복조하는 과정에 있어서, 종래 기술의 기본 계층 복조 성능은 OFDM 심볼 위치에 따라 큰 변화가 없다. 그러나 향상 계층 복조 성능은 OFDM 심볼 위치 즉, 시간에 따라 열화되는 에러 전파(error propagation) 특성을 가진다.
그러나, 본 발명의 실시예에 따른 채널 추정 방식은 기본 계층 및 향상 계층 모두 시간에 따른 심볼 에러율의 변화가 없다. 또한, Prop. CE3, Prop. CE2, Prop. CE1의 순서로 Ideal CE에 근접한 성능을 나타내는 것을 알 수 있다.
도 9a 및 도 9b는 본 발명의 실시예에 따른 수신 신호 전력에 따른 성능을 나타내는 예시도이다. 이때 도 9a는 기본 계층의 심볼 에러율을 나타낸 것이고, 도 9b는 향상 계층의 심볼 에러율을 나타낸 것이다.
일반적으로, 채널 추정 오차가 적을 경우 동위상 복조 방식이 차동 동위상 복조 방식보다 성능이 우수한 것으로 알려져 있다. 그러나, 동위상 복조 방식의 기본 계층 심볼 에러율이 차동 동위상 복조 방식보다 높기 때문에, 열화의 원인이 된다. 그 원인은 경판정 오류에 의존적인 DDCE 방식의 추정 오차가 크고, OFDM 심볼 위치에 따른 채널 변화에 제대로 적응하지 못하기 때문이다.
그러나, 본 발명의 실시예에 따른 수신 신호 전력에 따른 성능은 모두 종래 기술보다 우수한 성능을 나타내며, 특히 Prop. CE3은 Ideal CE와 매우 근접한 성능을 나타내는 것을 알 수 있다.
다음 도 10a 및 도 10b는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 이동 속도에 따른 성능을 나타내는 예시도이다. 여기서 Prop. CE2 및 Prop. CE3의 반복 추정 횟수는 1회로 제한하는 것을 예로하여 설명하나, 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다.
도 10a는 기본 계층의 심볼 에러율을 나타낸 것이고, 도 10b는 향상 계층의 심볼 에러율을 나타낸 것이다. 일반적으로 단말의 이동 속도가 증가하면 채널의 변화율도 커지게 되고, 이에 따라 채널 추정 성능 및 복조 성능이 열화되는 특성이 발생한다.
따라서, 안정적인 신호 수신 성능을 유지하기 위해서는 단말의 이동 속도 증가에 따른 성능 열화의 폭이 작아야 하기 때문에, 단말이 고속으로 이동하는 환경에서의 성능은 매우 중요하다. 종래 기술은 OFDM 심볼의 채널 추정 값을 이용하는 방식이기 때문에, 단말의 이동 속도의 증가에 따른 성능 열화가 두드러진다.
그러나, 본 발명의 실시예에 따라 OFDM 심볼의 채널을 직접 추정하는 Prop. CE1 및 Prop CE3의 경우, 단말의 이동 속도 증가에 따른 성능 열화의 폭이 작음을 알 수 있다. 특히, Prop. CE3의 경우 180km/h의 고속 환경에서도 Ideal CE와 근접한 성능을 유지함을 알 수 있다.
도 11a 및 도 11b는 본 발명의 실시예에 따른 반복추정 횟수에 따른 성능을 나타낸 예시도이다. 도 11a는 기본 계층의 심볼 에러율을 나타낸 것이고, 도 11b는 향상 계층의 심볼 에러율을 나타낸 것이다. 이때 종래 기술을 이용하여 추정하는 경우, 단말이 180km/h의 속도로 이동하는 환경에서의 성능이 매우 열화되기 때문에, 도 11a 및 도 11b에서는 종래기술의 성능은 고려하지 않는다.
반복 추정을 포함하는 Prop. CE2 및 Prop. CE3는 반복 횟수가 증가할수록 복조 성능은 향상되지만, 일정 반복 횟수 이상에서는 일정 성능에 도달하게 된다. 다 시말해, Prop. CE2의 경우 단말이 180km/h의 속도로 이동하는 환경에서, 반복 횟수를 6회 이상 수행할 경우 안정적인 성능에 도달하는 것을 알 수 있다. 그리고 Prop. CE3의 경우 2회 이상의 반복 횟수만으로도 우수한 성능을 나타내는 것을 알 수 있다.
따라서, 본 발명의 실시예에 따른 채널 추정 방식은 단말의 이동 속도에 따른 성능 열화량은, 채널 추정을 반복하는 반복 횟수의 증가를 통해 극복할 있다.
이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 AT-DMB 시스템의 예시도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 송신 시스템의 구조도이다.
도 3a 내지 도 3d는 본 발명의 실시예에 따른 성상도의 예시도이다.
도 4a 및 도 4b는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 영역 부반송파 배치에 대한 예시도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 수신 시스템의 구조도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 시간 영역 부반송파 배치에 대한 예시도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 주파수 영역 부반송파 배치에 대한 예시도이다.
도 8a 및 도 8b는 본 발명의 실시예에 따른 심볼 위치에 따른 성능을 나타내는 예시도이다.
도 9a 및 도 9b는 본 발명의 실시예에 따른 수신 신호 전력에 따른 성능을 나타내는 예시도이다.
도 10a 및 도 10b는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 이동 속도에 따른 성능을 나타내는 예시도이다.
도 11a 및 도 11b는 본 발명의 실시예에 따른 반복추정 횟수에 따른 성능을 나타낸 예시도이다.

Claims (8)

  1. 신호의 채널을 추정하고 등화하는 시스템에 있어서,
    상기 신호를 보호구간 신호와 유효심볼구간 신호로 분리하여 출력하는 직병렬 변환부;
    상기 보호구간 신호를 입력받아, 상기 채널의 임펄스 응답을 추정하여 임펄스 응답 값을 출력하는 제1 채널 추정부;
    상기 제1 채널 추정부에서 출력된 임펄스 응답 값을 이용하여 상기 유효심볼구간 신호의 채널 왜곡을 등화하여, 등화된 신호를 출력하는 채널 등화부; 및
    상기 유효심볼구간 신호와 상기 채널 등화부에서 출력된 등화된 신호를 입력받아, 상기 유효심볼구간 신호에 대한 주파수 응답을 추정하여 주파수 응답 값을 출력하는 제2 채널 추정부
    를 포함하는 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    미리 정해진 구간을 기준으로, 상기 구간 내에서는 상기 제1 채널 추정부로부터 출력되는 임펄스 응답 값을 입력받고, 상기 구간 밖에서는 미리 설정한 값을 입력받아 상기 채널의 주파수 응답 값으로 출력하는 제1 푸리에 변환부;
    상기 직병렬 변환부로부터 출력되는 상기 유효심볼구간 신호를 입력받아 푸리에 변환하여 주파수 영역 신호로 출력하는 제2 푸리에 변환부;
    상기 주파수 영역 신호를 입력받아, 기본 계층 데이터 비트들을 복조하여 병렬의 데이터로 출력하는 기본 계층 복조부; 및
    상기 채널 등화부에서 출력되는 등화된 신호를 입력받아, 향상 계층 데이터 비트들을 복조하여 병렬의 데이터로 출력하는 향상 계층 복조부
    를 더 포함하는 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 기본 계층 복조부로부터 출력된 병렬의 데이터를 입력받아 직렬 데이터로 출력하는 제1 병/직렬 변환부; 및
    상기 향상 계층 복조부로부터 출력된 병렬의 데이터를 입력받아 직렬 데이터로 출력하는 제2 병/직렬 변환부
    를 더 포함하며, 상기 제1 채널 추정부는,
    상기 입력된 보호구간 신호로부터, 보호구간 내 유효 파일럿 신호를 추출하는 유효 파일럿 추출기;
    상기 유효 파일럿 추출기로부터 추출된 유효 파일럿 신호를 이용하여, 상기 채널의 임펄스 응답을 추정하여 초기 임펄스 응답 값을 출력하는 채널 임펄스 응답 추정기;
    상기 초기 임펄스 응답 값을 정정하여, 정정된 임펄스 응답 값을 출력하는 임펄스 응답 정정기
    를 포함하는 시스템.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 채널 등화부에서 출력된 등화된 신호를 경판정하여 출력하는 경판정기;
    상기 경판정된 신호와 상기 주파수 영역 수신 신호를 이용하여 채널의 주파수 응답 값을 추정하는 채널 주파수 응답 추정기;
    상기 추정된 주파수 응답 값을 역푸리에 변환하여, 채널의 임펄스 응답 값으로 변환하여 출력하는 역푸리에변환기;
    상기 출력된 임펄스 응답 값을 정정하여, 정정된 채널 임펄스 응답 값으로 출력하는 임펄스 응답 정정기; 및
    미리 설정된 구간을 기준으로, 상기 구간 내에서는 상기 출력된 정정된 채널 임펄스 응답 값을 입력받고, 상기 구간 밖에서는 미리 설정된 값을 입력받아 푸리에 변환하여 채널의 주파수 응답 값으로 출력하는 푸리에변환기
    를 포함하는 시스템.
  5. 신호의 채널을 추정하고 등화하는 방법에 있어서,
    상기 신호를 변환하여 보호구간 신호와 유효심볼구간 신호로 분리하는 단계;
    상기 보호구간 신호를 통해 상기 채널에 대한 초기 임펄스 응답 값을 추정한 후, 임펄스 응답 값을 출력하는 단계;
    상기 유효심볼구간 신호를 통해, 상기 채널에 대한 주파수 응답을 추정하여, 주파수 응답 값을 출력하는 단계;
    상기 출력된 임펄스 응답 값을 정정하여 상기 임펄스 응답 값을 출력하는 단계; 및
    상기 정정된 임펄스 응답 값을 토대로 상기 신호의 채널을 등화한 후 등화된 신호를 출력하는 단계
    를 포함하는 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 임펄스 응답 값을 출력하는 단계는,
    상기 초기 임펄스 응답 값--여기서 초기 임펄스 응답 값은 복수의 응답 값으로 구성됨-- 중, 최대 전력을 가지는 채널의 제1 임펄스 응답 값의 위치를 선택하는 단계;
    상기 선택한 제1 임펄스 응답 값을 토대로, 상기 초기 임펄스 응답 값을 정정하는 단계;
    임의의 위치에서 최대 전력을 가지는 제2 임펄스 응답 값의 위치를 선택하는 단계;
    상기 제2 임펄스 응답 값의 위치를 기준으로, 상기 임의의 위치 이전에 위치한 임펄스 응답 값을 1차 정정하는 단계;
    상기 1차 정정한 결과 값을 토대로, 상기 초기 임펄스 응답 값의 오류를 2차 정정하는 단계;
    상기 제2 임펄스 응답 값의 위치를 기준으로, 상기 2차 정정된 초기 임펄스 응답 값을 정정하는 단계; 및
    상기 정정한 초기 임펄스 응답 값을 상기 임펄스 응답 값으로 출력하는 단계
    를 포함하는 방법.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 보호구간 신호는 전체 보호구간 길이는 유효심볼구간 신호의 앞단에 파일럿 신호 구간과 상기 유효심볼구간의 일부를 복사하여 삽입된 제1 보호구간 길이와 제2 보호구간 길이로 분리된 신호로 이루어지며,
    상기 파일럿 신호 구간은, 파일럿 보호구간과 특정 시퀀스로 구성되며, 상기 파일럿 보호구간은 상기 특정 시퀀스의 일부 구간이 복사되어 생성되는 방법.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 임펄스 응답을 출력하는 단계 이후에,
    상기 등화된 신호를 경판정하여, 경판정 신호로 출력하는 단계;
    상기 경판정 신호와 상기 주파수 영역 신호를 이용하여, 상기 채널의 주파수 응답 값을 추정하는 단계;
    상기 추정된 주파수 응답 값을 상기 채널의 임펄스 응답 값으로 변환하는 단계;
    상기 변환된 임펄스 응답 값을 정정하고, 상기 정정된 임펄스 응답 값을 상기 채널의 주파수 응답 값으로 변환하여 출력하는 단계
    를 포함하는 방법.
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