WO2006115246A1

WO2006115246A1 - 無線通信装置および無線通信方法

Info

Publication number: WO2006115246A1
Application number: PCT/JP2006/308570
Authority: WO
Inventors: Akihiko Nishio; Katsuhiko Hiramatsu; Fumiyuki Adachi; Kazuaki Takeda; Hiromichi Tomeba
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.; National University Corporation Tohoku University
Priority date: 2005-04-25
Filing date: 2006-04-24
Publication date: 2006-11-02
Also published as: JP2006304192A; CN101164266A; US7920659B2; CN101164266B; US20090060100A1; JP4737747B2

Abstract

　良好なＢＥＲ特性を維持しつつ、伝送効率を高めることができる無線通信装置。この装置において、設定部（１３）は、遅延波の最大遅延量とＦＤＥのインパルス応答の広がりとに基づいて、ＦＦＴ部（１４）に対してＮｃシンボルのＦＦＴ区間を設定するとともに、選択部（１７）に対して、ＦＦＴ区間より短いＮｃ－２Ｍ－Δシンボルの選択区間を設定する。また、設定部（１３）は、今回設定するＦＦＴ区間の開始点および選択区間の開始点を、前回設定したＦＦＴ区間の開始点および選択区間の開始点からＮｃ－２Ｍ－Δシンボルだけシフトしたタイミングに設定する。なお、遅延波の最大遅延量をΔシンボル、ＦＤＥのインパルス応答の広がりを±Ｍシンボル、シンボルブロック長をＮｃとする。

Description

無線通信装置および無線通信方法

技術分野

[0001] 本発明は、無線通信装置および無線通信方法に関する。

背景技術

[0002] 次世代の移動通信システムへ向けて 100Mbpsを超えるデータレートを実現すベぐ高速パケット伝送に適した無線伝送方式にっ、て様々な検討が行われて、る。このような高速伝送のためには使用周波数帯域の広帯域ィ匕が必要であり、 100MHz程度の帯域幅を用いることが検討されて、る。

[0003] このような広帯域伝送を移動通信で行うと、通信チャネルは遅延時間が互いに異なる複数のノス力もなる周波数選択性チャネルになることが知られている。よって、移動通信における広帯域伝送では、先行するシンボルが後続のシンボルに対して干渉する符号間干渉（ISI : Inter Symbol Interference)が発生してビット誤り率（BER: Bit Err or Rate)特性が劣化する。また、周波数選択性チャネルは、周波数帯域内でチヤネル伝達関数が変動するチャネルであるため、このようなチャネルを伝搬して受信された信号のスペクトルは歪んでしまう。

[0004] ISIの影響を除去して BER特性を改善するための技術として、等化技術がある。中でも、時間領域等化技術として最尤系列推定（MLSE : Maximum Likelihood Sequen ce Estimation)が知られている。し力し、 MLSEでは、パス数の増加に伴い等化器の構成が非常に複雑となり、等化に要する計算量も指数関数的に増大してしまう。そこで、最近、等化器の構成がパス数に依存しない等化技術として、周波数領域等化 (F DE： Frequency Domain Equalization)が注目されて!/、る（例えば、非特許文献 1参照

) o

[0005] FDEでは、受信信号ブロックを高速フーリエ変換（FFT： Fast Fourier Transform) によって直交周波数成分に分解し、各周波数成分に対しチャネル伝達関数の逆数に近似した等化重みを乗算した後、逆高速フーリエ変換 (IFFT: Inverse Fast Fourie r Transform)によって時間領域信号に変換する。この FDEにより、受信信号のスぺクトルの歪みを補償することができ、その結果、 ISIが低減されて BER特性が改善される。また、等化重みとしては、等化後の周波数成分と送信信号成分との平均二乗誤差を最小とする最小平均二乗誤差（MMSE : Minimum Mean Square Error)重みが、最も優れた BER特性を与える。

特干文献 1 : D. Falconer, b. L. Ariyavistakul, A. Benyamin— ¾eeyar, and B. Eidson, "Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems , IE EE Commun. Mag., vol. 40, pp.58- 66, Apr. 2002.

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0006] しかしながら、上記非特許文献 1記載の技術では、受信信号が FFTブロック長の繰り返し信号として扱える必要がある。このため、送信側ではシンボルブロックの後尾部分と同じ信号をシンボルブロックの先頭に付カ卩してガードインターバル（GI： Guard Int erval)を設ける。このように GIを設けると、 GI長の分だけデータ伝送レートが低下してしまう。例えば、シンボルブロック長が Ncシンボルで、 GI長が Ngシンボルであると、データ伝送レートは NcZ (Nc + Ng)に低下してしまう。

[0007] 本発明の目的は、良好な BER特性を維持しつつ、伝送効率を高めることができる無線通信装置および無線通信方法を提供することである。

課題を解決するための手段

[0008] 本発明の無線通信装置は、ガードインターノレを有しない受信信号に対して FFT を行って複数の周波数成分を得る FFT手段と、前記周波数成分に対して周波数領域等化を行う等化手段と、周波数領域等化後の周波数成分に対して IFFTを行って信号系列を得る IFFT手段と、前記信号系列の一部を選択する選択手段と、を具備する構成を採る。

発明の効果

[0009] 本発明によれば、良好な BER特性を維持しつつ、伝送効率を高めることができる。

図面の簡単な説明

[0010] [図 1]FDEのインパルス応答の一例 [図 2]ISIの説明図

[図 3]ISIによる歪みを示す図

[図 4]本発明の実施の形態 1に係る FDEの動作説明図

[図 5]本発明の実施の形態 1に係る無線通信装置のブロック構成図

[図 6]本発明の実施の形態 1に係る無線通信装置の BER特性図

[図 7]本発明の実施の形態 2に係る FDEの動作説明図

[図 8]本発明の実施の形態 2に係る無線通信装置のブロック構成図

発明を実施するための最良の形態

[0011] 以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

[0012] (実施の形態 1)

本実施の形態では、シングルキャリアで送信される信号に対して FDEを行う。

[0013] まず、本実施の形態に係る FDEの動作原理について説明する。

[0014] FDEにおいては、各シンボルブロックのブロック長が Ncシンボルである場合、 Nc 個の等化重み w(k) (k = 0〜Nc—l)を用いる。つまり、 FDEは、伝達関数を w(k) ( k = 0〜Nc— 1)とする線形フィルタ処理と等価である。図 1に、 MMSE— FDEの伝達関数から求めた線形フィルタのインパルス応答の一例を示す。ここで、シンボルブロック長は Nc = 256シンボル、伝搬路のパス数は L= 16個とする。図 1より、 FDEのインパルス応答は、ほぼ時刻 t = 0を中心として狭い範囲に集中していることが分かる

[0015] また、本発明の FDEでは、 GIを必要としない。このため、互いに異なる遅延がある複数のパスが伝搬路に存在する場合、図 2に示すように、各シンボルブロックの先頭部分に、一つ前のシンボルブロックの後尾部分からの ISIが生じる。例えば、 L個のパス間での遅延時間差の最大値 (遅延波の最大遅延量)を Δシンボルとすると、 ISI区間はシンボルブロックの先頭から Δシンボル区間となる。このように、シンボルブロックの先頭に Δシンボル区間の ISIが発生すると、 FFTにおいて正しい周波数成分が得られなくなるため、 FDE後の信号系列に歪みが生じる。そして、この ISIによる歪みは、図 1に示すインパルス応答の広がりの分だけ時間的に広がる。換言すれば、この IS Iによる歪みは、 ISI区間から時間的に離れた位置では無視できるほど小さい。 [0016] よって、例えば、図 1に示すインパルス応答の広がりを士 Mシンボルとすると、 ISIによる歪みは図 3に示すようになり、 FDE後の各シンボルブロックにおいて、 t= Δ +M 〜Nc— M—lシンボル区間の歪みは無視できるほど小さくなる。よって、図 4に示すように、 FDE後の各シンボルブロックにおいて、 t= Δ +M〜Nc— M— 1シンボル区間の信号だけを選択すれば、各シンボルブロックに GIを付加しなくても、歪みのない等化後の信号を得ることができる。また、連続した等化後の信号を得るために、 FFT 区間の開始点を、順次 Nc— 2M— Δシンボルずつシフトする。このように、複数の FF T区間を互いにオーバーラップ (重複）させて設定するとともに、各 FFT区間より短ヽ選択区間を設定することで、 GIを有しない信号に対する FDEにおいて、歪みのない連続した信号を得ることができる。

[0017] このようにして、本発明では、 GIを必要としない FDEを可能とする。この結果、送信側での GIの付カ卩が不要となるので、伝送効率を高めることができる。

[0018] 次いで、本実施の形態に係る無線通信装置について説明する。本実施の形態に係る無線通信装置 10の構成を図 5に示す。

[0019] 送信側の無線通信装置は、受信側の無線通信装置 10に対し、 GIを付加しな、シングルキャリア信号を無線送信する。

[0020] 受信無線処理部 12は、 GIを有しないシングルキャリア信号をアンテナ 11を介して受信し、このシングルキャリア信号に対してダウンコンバート等の無線処理を施す。また、受信無線処理部 12は、無線処理後の受信信号をシンボル時間ごとに標本ィ匕して得られた受信信号系列を、設定部 13および FFT部 14に出力する。

[0021] 設定部 13は、図 4に示すように、遅延波の最大遅延量と FDEのインパルス応答の広がりとに基づいて、 FFT部 14に対して Ncシンボルの FFT区間を設定するとともに、選択部 17に対して、 FFT区間より短い Nc— 2M— Δシンボルの選択区間を設定する。また、設定部 13は、図 4に示すように、今回設定する FFT区間の開始点および選択区間の開始点を、前回設定した FFT区間の開始点および選択区間の開始点から Nc— 2M— Δシンボルだけシフトしたタイミングに設定する。このようにして FFT区間および選択区間を順次設定することで、 Ncシンボル長を有する複数の FFT区間を互いにオーバーラップさせて設定することができるとともに、前回設定した選択区間の終点にあるシンボルと今回設定した選択区間の始点にあるシンボルとを連続させることがでさる。

[0022] なお、ここでは、上記にように、遅延波の最大遅延量を Δシンボル、 FDEのインパルス応答の広がりを士 Mシンボルとする。

[0023] FFT部 14は、設定部 13によって設定された FFT区間において、 GIを有しない受信信号系列に対して Ncのサイズの FFTを行って複数の周波数成分を得る。具体的には、 FFT部 14は、 Ncシンボル長を有するシンボルブロックを受信信号系列から順次取り出し、このシンボルブロックを Ncポイント FFTにより Nc個の直交周波数成分に分解する。これらの複数の周波数成分は、 FDE部 15に並列に出力される。つまり、 F DE部 15に入力される信号は、遅延波の最大遅延量と FDEのインパルス応答の広力 Sりとに基づいて設定された FFT区間において FFTを施された信号となる。

[0024] FDE部 15は、各周波数成分に MMSE等化重みを乗算して各周波数成分に対して FDEを行う。 FDE後の各周波数成分は、 IFFT部 16に並列に出力される。なお、 MMSE等化重みとしては、例えば、「武田他， "周波数選択性フェージングチャネルにおける空間 ·周波数領域処理を用いる DS-CDMAの伝送特性"，電子情報通信学会技術研究報告， RCS2003-33, pp.21-25, 2003-05」に記載されているものを用いる

[0025] IFFT部 16は、 FDE後の各周波数成分に対して IFFTを行って FDE後の信号系列を得る。具体的には、 IFFT部 16は、 Ncポイント IFFTにより、 FDE後の各周波数成分を Ncシンボルの信号系列に変換する。 Ncシンボルの信号系列は、選択部 17 に出力される。

[0026] 選択部 17は、 Ncシンボルの信号系列のうちの一部の信号系列、すなわち、設定部 13によって設定された選択区間にある信号系列を選択して復調部 18に出力する。つまり、選択部 17は、 FDE後の信号のうち、遅延波の最大遅延量と FDEのインパルス応答の広がりとに基づいて設定された選択区間にある信号を選択する。このようにして一部の信号を選択することにより、 FDEの処理回数を最小限に止めて、干渉の影響がな、信号のみを取り出すことができる。

[0027] 復調部 18は、選択部 17にて順次選択された信号系列に対して復調処理を施して受信データを得る。

[0028] 以上の処理を繰り返すことにより、連続した歪みのない FDE後の信号を得ることができる。

[0029] 次いで、上記構成を有する無線通信装置の BER特性を図 6に示す。この BER特性は、アンテナ数を Nr= l、伝搬路をパス数 L= 16の指数減衰モデルとし、指数減衰係数を a =OdB、 6dBの二通りとして計算機シミュレーションを行ったものである。図 6 において、実線 (GIなし）は、本実施の形態に係る無線通信装置の BER特性であり、波線 (GIあり）は、 GIを有する信号に対して FDEを行う従来の無線通信装置の BER 特性である。図 6より、本実施の形態によれば、従来同様、良好な BER特性を維持していることが分かる。特に、 BER= 1.E— 03においては、 BER特性力従来に比べ、 0.5dB ( a =OdBの場合）、 ldB ( a =6dBの場合）それぞれ改善することが分力る。

[0030] このように、本実施の形態によれば、 GIを有しない信号に対して FDEを行っても良好な BER特性を維持することができる。よって、送信側での送信信号に対する GIの付加が不要となり、伝送効率を高めることができる。つまり、良好な BER特性を維持したまま、伝送効率を高めることができる。また、従来は、送信側で設定されたシンボルブロックと同じサイズの FFTを用いる必要があった力本実施の形態では、受信側で FFT区間を自由に設定できるため、受信側の無線通信装置を柔軟に設計することができる。

[0031] (実施の形態 2)

本実施の形態に係る FDEの動作原理は、基本的に実施の形態 1に係る FDEと同様である。但し、本実施の形態では、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multip lexing)で送信される信号に対して FDEを行う。

[0032] OFDMシンボル内の各サブキャリア信号を取り出すためには、 OFDMシンボル長の信号が必要となる。換言すると、 OFDMシンボルのうち 1サンプルでも欠けてしまうと、サブキャリア信号を正しく取り出すことができな、。

[0033] そこで、本実施の形態では、図 7に示すように、選択区間（Nc— 2M— Δシンボル）を lOFDMシンボル長 Ns以上に設定する。また、 Nc— 2M— Δ≥Nsより、 FFT区間 Ncを、 Nc≥Ns + 2M+ Δに設定する。 [0034] 次、で、本実施の形態に係る無線通信装置につ!、て説明する。本実施の形態に係る無線通信装置 20の構成を図 8に示す。なお、実施の形態 1に係る無線通信装置

(図 5)と同一の構成については説明を省略する。

[0035] 送信側の無線通信装置は、受信側の無線通信装置 20に対し、 GIを付加しな、0

FDM信号を無線送信する。

[0036] 受信無線処理部 12は、 GIを有しない OFDM信号をアンテナ 11を介して受信し、この OFDM信号に対してダウンコンバート等の無線処理を施す。また、受信無線処理部 12は、無線処理後の受信信号をシンボル時間ごとに標本化して得られた受信信号系列を、設定部 13および FFT部 14に出力する。

[0037] 設定部 13は、図 7に示すように、遅延波の最大遅延量と FDEのインパルス応答の広がりとに基づいて、 FFT部 14に対して Nc = Ns + 2M+ Δサンプルの FFT区間を設定するとともに、選択部 17に対して Nsシンボルの選択区間を設定する。

[0038] FFT部 14は、設定部 13によって設定された FFT区間において、 GIを有しない受信信号系列に対して Nc = Ns + 2M+ Δのサイズの FFTを行って複数の周波数成分を得る。

[0039] FFT部 21は、選択部 17で選択された Nsシンボルの信号系列に対して FFTを行つてサブキャリア毎の信号を得る。サブキャリア毎の信号は、 PZS (パラレル 'シリアル変換）部 22に並列に出力される。ここで、 FFT部 21の FFTサイズは、 OFDMシンポル長 Nsとする。つまり、 FFT部 21の FFT区間は、 OFDMシンボルの区間と一致する。

[0040] PZS部 22は、並列に入力されたサブキャリア毎の信号を直列に変換して復調部 1 8に出力する。

[0041] 以上のようにして、本実施の形態によれば、 OFDM信号に対しても、実施の形態 1 と同様の効果を得ることができる。

[0042] なお、上記各実施の形態における Δ、 M、 Ncを、伝搬環境、例えば遅延分散等に応じて適応的に変化させてもょ、。

[0043] また、時間領域の信号力周波数領域の信号への変換には、 FFTの他に、 DFT、離散フーリエ変換等、他の周波数変換方式を用いてもよい。 [0044] また、 FFT区間は、 FFT窓と表されることがある。

[0045] また、本発明は MMSE— FDEに限らず、 ZF— FDE等、他の FDEに対しても同様に適用することができる。

[0046] また、本発明は、 FDEを用いる他のディジタル伝送方式（例えば、 MC— CDMA、 DS— CDMA、 IFDMA等）に同様に適用することができる。例えば、本発明を DS— CDMAを用いる第 3世代の移動体通信方式 (W—CDMA、 CDMA2000等）に適用した場合は、信号フォーマットを変更せずに FDEを導入することができ、伝送特性を改善することができる。

[0047] また、上記各実施の形態に係る無線通信装置を、移動体通信システムにお!/、て使用される無線通信移動局装置や無線通信基地局装置に備えることもできる。また、無線通信移動局装置は UE、無線通信基地局装置は Node Bと表されることがある。

[0048] また、上記各実施の形態では、本発明をノヽードウエアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

[0049] また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路である LSIとして実現される。これらは個別に 1チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように 1チップィ匕されてもよい。ここでは、 LSIとした力集積度の違いにより、 IC、システム LSI、スーパー LSI、ウルトラ LSIと呼称されることもある。

[0050] また、集積回路化の手法は LSIに限るものではなぐ専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。 LSI製造後に、プログラムすることが可能な FPGA (Field Progra mmable Gate Array)や、 LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギユラブル'プロセッサーを利用してもよい。

[0051] さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術により LSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積ィ匕を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

[0052] 本明細書は、 2005年 4月 25日出願の特願 2005— 126657に基づくものである。

この内容はすべてここに含めておく。

産業上の利用可能性

[0053] 本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。

Claims

請求の範囲

[1] ガードインターバルを有しな、受信信号に対して FFTを行って複数の周波数成分を得る FFT手段と、

前記周波数成分に対して周波数領域等化を行う等化手段と、

周波数領域等化後の周波数成分に対して IFFTを行って信号系列を得る IFFT手段と、

前記信号系列の一部を選択する選択手段と、

を具備する無線通信装置。

[2] 遅延波の最大遅延量と前記周波数領域等化のインパルス応答の広がりとに基づいて FFT区間を設定する設定手段、をさらに具備し、

前記 FFT手段は、前記 FFT区間にお!/、て FFTを行う、

請求項 1記載の無線通信装置。

[3] 遅延波の最大遅延量と前記周波数領域等化のインパルス応答の広がりとに基づいて選択区間を設定する設定手段、をさらに具備し、

前記選択手段は、前記選択区間にある信号系列を選択する、

請求項 1記載の無線通信装置。

[4] 複数の FFT区間を互いにオーバーラップさせて設定するとともに、前記 FFT区間より短い選択区間を設定する設定手段、をさらに具備し、

前記 FFT手段は、前記 FFT区間にお!/、て FFTを行!、、

請求項 1記載の無線通信装置。

[5] 前記受信信号は OFDM信号であり、

前記 OFDM信号のシンボル長に等しい選択区間を設定する設定手段、をさらに具備し、

請求項 1記載の無線通信装置。

[6] 請求項 1記載の無線通信装置を具備する無線通信移動局装置。

[7] 請求項 1記載の無線通信装置を具備する無線通信基地局装置。

[8] 遅延波の最大遅延量と周波数領域等化のインパルス応答の広がりとに基づいて設定した FFT区間において FFTを行った信号に対して周波数領域等化を行う、無線通信方法。

[9] 周波数領域等化後の信号のうち、遅延波の最大遅延量と周波数領域等化のインパルス応答の広がりとに基づいて設定した選択区間にある信号を選択する、請求項 8記載の無線通信方法。