CN101146076B - 一种基于均匀覆盖的数据传输方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于均匀覆盖的数据传输方法及装置，用于降低计算复杂度。所述方法包括：发送端将待发送序列补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值；将所述补偿后的序列以最大颗粒度均匀分段，分段为若干个子频带；计算所述子频带数与每个子频带中子载波个数的乘积的逆离散傅立叶变换序列；对所述逆离散傅立叶变换序列进行调制并发送；接收端对接收到的经过调制的逆离散傅立叶变换序列进行解调；将解调结果重新组合成为原发送的序列。本发明还相应地提供数据传输装置。本发明可以有效地降低计算的复杂度。

Description

一种基于均匀覆盖的数据传输方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种基于均匀覆盖的数据传输方法及装置。

背景技术

随着通信技术的发展，正交频分复用(OFDM，Orthogonal FrequencyDivision Multiplex)已经在数字音频广播(DAB，Digital Audio Broadcast)、数字视频广播(DVB，Digital Video Broadcast)、基于IEEE802.11标准的无线局域网(WLAN，Wireless Local Area Network)等系统中得到广泛的应用。

OFDM系统的主要特点是通过保护间隔克服了符号间干扰，同时频率正交，保证系统性能高；由于引入快速逆傅立叶变换(IFFT，Inverse Fast FourierTransform)做调制，可以并行传送数据，因此用很小的复杂度就能实现高速率的传输，是现有宽带无线通信系统和未来无线通信系统所主要采用的调制技术。

当前在为不同无线系统分配频谱资源时，采用的是一种集中的、静态的固定频谱分配方法(FSA，Fixed Spectrum Allocation)。这种方法是将，一段固定大小的频谱资源分配给特定的无线接入网标准(例如全球移动通信系统(GSM，Global System for Mobile communications))使用。该频段还可以再进行分割以供各个运营商(使用相同的无线接入技术(RAT，Radio AccessTechnology)的多个无线接入网(RAN，Radio Access Network))分别使用。现有的OFDM数据传输方法通常都是针对这些事先确定带宽的频谱资源进行设计的。

现有技术中一种OFDM数据传输方法为：根据IEEE 802.16e WirelessMAN OFDMA协议中设计的OFDM参数进行调制，并在接收端进行相应地解调。

其中，IEEE 802.16e Wireless MAN OFDMA协议中对不同带宽的信道总共设计了4套OFDM参数，如下表所示：

表1

如表1所示，IEEE 802.16e Wireless MAN OFDMA可以工作于4种带宽下：1.25MHz、5MHz、10MHz和20MHz。由于对于各种带宽，其子载波间隔固定为10.94KHz。所以与这4种带宽相对应的子载波个数分别为128、512、1024和2048。

但上述OFDM数据传输方法的可用带宽只能为1.25MHz、5MHz、10MHz和20MHz等四种情况，而这四种情况的带宽呈指数变化，即分别是1.25MHz的带宽的1倍、4倍、8倍以及16倍，从而无法适应频谱共享中需要的均匀变化频谱资源。例如，系统原有10MHz的可用带宽，现在通过侦测获知临近的1.25MHz未被占用。由于11.25MHz不在表1所列的4种带宽模式之内，所以这1.25MHz的频谱就难以使用，从而造成了频谱资源的浪费。

为了适应更大范围的工作带宽，现有技术中另一种OFDM数据传输方法为：根据IEEE 802.20协议中设计的OFDM参数进行调制，并在接收端进行相应地解调。

其中，IEEE 802.20协议中设计的3种OFDM参数如下表所示：

表2

由表2可知，针对所有带宽≤5MHz的可用频谱，系统采用子载波间隔为9.6KHz的512个子载波。对于所有带宽在5MHz至10MHz的之间可用频谱，系统采用了子载波间隔为9.6KHz的1024个子载波。而对于所有带宽在10MHz至20MHz的之间可用频谱，系统采用子载波间隔为9.6KHz的2048个子载波。对于不同的可用频谱，IEEE802.20系统调整保护子载波数，即在可用带宽外的子载波上填“0”的方法，来实现不对工作于临近频段的设备产生干扰。

但是，在IEEE802.20协议中将OFDM调制子载波个数限定在2的幂次方(N＝2^k)这些数字上，并且通过调整可用载波个数(在高频位置补“0”)来适应均匀变化频谱求。这种方法在快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)点数少的时候可以获得很好的运算效率，但是当FFT点数上升的时候，补“0”的数目也会急剧上升，从而会导致计算复杂度的上升。这种方法的本质是牺牲计算复杂度，利用针对指数变化频谱设计的方法来适应均匀变化频谱资源的OFDM调制。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种基于均匀覆盖的数据传输方法及装置，用于降低计算复杂度。

本发明提供的基于均匀覆盖的数据传输方法，包括：发送端将待发送序列补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值；将所述补偿后的序列以最大颗粒度均匀分段，分段为若干个子频带；计算所述子频带数与每个子频带中子载波个数的乘积的逆离散傅立叶变换序列；对所述逆离散傅立叶变换序列进行调制并发送；接收端对接收到的经过调制的逆离散傅立叶变换序列进行解调；将解调结果重新组合成为原发送的序列。

可选地，所述补偿包括：对待发送序列补若干个0至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值。

可选地，计算所述子频带数与每个子频带中子载波个数的乘积的逆离散傅立叶变换序列的步骤包括：将所述分段后的序列按列填入L行M列的矩阵；对矩阵的每一行数据，利用Cooley-Tukey方法计算M的逆离散傅立叶变换序列；对矩阵中的每一元素乘以相位旋转因子；对矩阵的每一列数据计算L的逆离散傅立叶变换序列；按行的顺序从矩阵中读出数据得到子频带数与每个子频带中子载波个数的乘积的逆离散傅立叶变换序列；其中，L为子频带数，M为每个子频带中子载波个数。

可选地，所述调制的步骤包括：将逆离散傅立叶变换序列的并行序列转换为临时串行序列；在所述临时串行序列前端加入循环前缀得到串行序列；对所述串行序列进行数/模转换得到模拟波形；对所述模拟波形进行成形滤波。

可选地，所述解调的步骤包括：接收成形滤波；对所述成形滤波进行模/数转换得到串行序列；将所述串行序列去除循环前缀得到临时串行序列；将所述临时串行序列转换为并行序列；将所述并行序列经过快速傅立叶变换，去除补偿并进行并串转换后得到原发送的序列。

可选地，所述将补偿后的序列以最大颗粒度均匀分段的步骤包括：将系统最大允许使用的频谱资源按照频谱资源变化的颗粒度分割成若干个子信道并对每一个子信道进行编号；根据所述分割与编号，将可用频谱占用的子信道数转换为二进制表达式；根据所述二进制表达式将补偿后的待发送序列进行均匀分段。

本发明提供的数据传输装置，包括：发送端以及接收端；所述发送端将待发送序列补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值，将补偿后的待发送序列以最大颗粒度均匀分段，分割为若干个子频带，计算所述子频带数与每个子频带中子载波个数的乘积的逆离散傅立叶变换序列，并对所述逆离散傅立叶变换序列进行调制并发送；所述接收端对接收到的经过调制的逆离散傅立叶变换序列进行解调，并将解调结果重新组合成为发送序列。

可选地，所述发送端包括：补偿单元，用于将待发送序列补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值；分段单元，用于将补偿后的待发送序列以最大颗粒度均匀分段，分段成各子频带；调制单元，用于将所述各子频带调制成模拟数据并发送。

可选地，所述接收端包括：解调单元，用于接收端对接收到的模拟数据进行解调；消除补偿单元，用于将解调后的数字信号消除补偿；组合单元，用于将消除补偿后的数字信号组合为原发送的信号。

本发明提供的数据发送装置，包括：补偿单元，用于将待发送序列补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值；分段单元，用于将补偿后的待发送序列以最大颗粒度均匀分段，分段成各子频带；调制单元，用于将所述各子频带调制成模拟数据并发送。

可选地，所述调制单元包括：快速逆傅立叶变换单元，用于对分段后的待发送序列进行快速逆傅立叶变换得到逆离散傅立叶变换序列；并串转换单元，用于将所述逆离散傅立叶变换序列转换为临时串行序列，并将所述临时串行序列发送至添加处理单元；添加处理单元，用于对接收到的临时串行序列添加循环前缀形成串行序列。

本发明提供的数据接收装置，包括：解调单元，用于接收端对接收到的模拟数据进行解调；消除补偿单元，用于将解调后的数字信号消除补偿；组合单元，用于将解调后的数字信号组合为原发送的信号。

可选地，所述解调单元包括：消除处理单元，用于对串行序列去除循环前缀形成临时串行序列并发送至串并转换单元；串并转换单元，用于将接收到的串行序列转换为并行序列并发送至快速傅立叶变换单元；快速傅立叶变换单元，用于对接收到的并行序列进行快速傅立叶变换。

以上技术方案可以看出，本发明具有以下优点：

本发明的计算复杂度主要在于通过IFFT计算子频带数与每个子频带中子载波个数的乘积的逆离散傅立叶变换序列，而本发明先对待发送序列进行补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值，所以经过补偿的序列在进行IFFT计算时的复杂度会小于未经过补偿的序列进行IFFT计算的复杂度，所以本发明降低了计算复杂度。

附图说明

图1为本发明实施例一流程图；

图2为本发明实施例一中频带分割与编号示意图；

图3为本发明实施例一中不同点数IFFT的计算复杂度比较示意图；

图4为本发明实施例一中OFDM数据传输过程示意图；

图5为本发明实施例二数据传输装置结构示意图；

图6为本发明实施例三数据发送装置结构示意图；

图7为本发明实施例四数据接收装置结构示意图；

图8为本发明方案与现有技术方案IFFT的计算复杂度比较示意图。

具体实施方式

本发明提供了一种基于均匀覆盖的数据传输方法及装置，用于降低计算复杂度。

请参阅图1，本发明实施例一流程包括：

101、补偿待发送序列；

其中，发送端对待发送序列进行补偿至IFFT算法复杂度函数的正向最小值。

其中，在补偿待发送序列之前，为了便于表示和使用，将系统最大允许使用的频谱资源按照频谱资源变化的颗粒度，分成若干个子信道，并对每一个子信道进行编号。并且通过参数设计，使每个子信道中的子载波数目为2的幂次方个(表示为SC_N＝2^c)。由2的幂次方(表示为SB_N＝2^b)个连续的子信道构成一个子频带。而任意个数连续的子频带又构成一个频带。一个频带可以使用一个有序数对表示：

(子信道起始点，占用子信道数)

例如，请参阅图2，假设频谱变化的颗粒度为1.25MHz，则可以定义一个子信道的带宽为1.25MHz。假设对每个子信道的采样率为1.92MHz，并且子载波间隔为30KHz，则每个子信道中包含有64个子载波。同时假设最大允许使用的频谱资源为100MHz。则可以将这段频谱量化为80个1.25MHz子信道，总共5120个子载波。其中系统可用的45MHz频带可以用有序数对(5，36)表示。

经过以上方法对于频谱的分割与编号，可用频谱资源的频带宽度就可以通过“占用子信道数”BW_N表示。将其表示成二进制形式如下式。

BW_N＝(d_N，d_N-1，...d₁，d₀)₂

假设d_k为上式中从右边开始第一个不为“0”的数字，即序列(d_N，d_N-1，...d₁，d₀)₂从最右边起连续K个二进制数都为“0”，则整个可用频带可以分解成L＝(d_N，d_N-1，...d_K)₂个、频带宽度为2^K-1的子频带，称之为均匀子频带覆盖。

因此BW_N又可以表示为：

BW_N＝SB_N*L  SB_N＝2^K-1

例如在图2中，45MHz的可用频带可以表示成为：

BW_N＝(36)₁₀＝(1，0，0，1，0，0)₂＝45MHz

则该45MHz频带可以均匀分成L＝9个5MHz的子频带。而每个5MHz的子频带又可以分成SB_N＝4个1.25MHz的子信道。

102、均匀分段；

其中，将补偿后的序列以最大颗粒度均匀分段。

103、计算逆离散傅立叶变换(IDFT，Inverse Discrete Fourier Transform)序列；

其中，为了对由L个带宽为SB_N子频带构成的频谱上传递的发送信号进行OFDM调制，需要计算N＝SC_N*BW_N＝SB_N*SC_N*L＝M*L点序列的IDFT序列，其中，M＝SB_N*SC_N，为每个子频带中子载波的个数。

根据文献《Digital Signal Processing：Principle，Algorithms，andApplications(Third Edition)》中的求M＝2^k点IDFT序列的Cooley-Tukey方法，以及计算X*Y(X，Y为任意的正整数)点IDFT序列的Divide-and-Conquer方法，为了计算N＝M*L点的IDFT序列，需要将两种方法进行结合。步骤如下：

将输入的N点序列按列填入L行M列的矩阵；对每一行的数据，利用Cooley-Tukey方法计算M的IDFT序列；对矩阵的每一个元素(l，m)乘以相位旋转因子：

$\exp \left(\frac{2\mathrm{\πlm}}{N}\right),0\≤1\≤L-1,0\≤m\≤M-1$

对矩阵的每一列数据计算L的IDFT序列；

按行的顺序从矩阵中读出数据得到M*L点的IDFT序列。

采用这种算法计算N＝M*L点的IDFT序列的计算复杂度为其消耗的复数加法数与乘法数之和：

$C_{\mathrm{ML}}=\frac{3\mathrm{ML}}{2}*\mathrm{lo}{g}_{2}M+2{\mathrm{ML}}^2-\mathrm{ML}-M-2L+2$

请参阅图3，图3给出了从1到8192点、粒度为64点的IFFT计算复杂度曲线。采用M*L点IFFT的计算复杂度随着序列点数的增加将会发生剧烈振荡，并且在诸如768点、1280点、1536点、2560点和3072点等位置上可以获得正向最小值(假设存在x₀点，如果对于所有大于x＞x₀，有f(x)＞f(x₀)，则称x₀为函数f的正向最小值)。在这些正向最小值点上，IFFT的复杂度具有如下特点：

$\left\{N^{\′}\right|C_{\mathrm{ML}}\left(N^{\′}\right)\≤C_{\mathrm{ML}}\left(n\right),\∀n>N^{\′}\}$

因此可以通过将原有长度为N的序列通过补ε个“0”，然后使用M*L点IFFT计算序列的IDFT序列。补“0”数目ε满足以下条件：

ε＝min{N′|N′≥N}-N

式中的N′为正向最小值点集合中的元素。

从图3中可以发现由于补“0”后处于正向最小值，所以C_ML(N+ε)≤C_ML(N)，从而降低了计算复杂度。这些正向最小值点可以通过计算机迭代获得，其结果如下式：

{64，128，192，256，320，384，512，640，768，1024，1280，1536，2048，2560，3072，4096，5120，6144，8192}。

仍以45MHz的可用带宽为例，带宽中包含2304个子载波。通过与上述集合中元素比较可以获得补“0”的数目ε＝N′-N＝256。经过补“0”后的子载波个数为2560，可以进行5×512点IFFT完成OFDM调制。

104、调制并发送；

其中，对所述IDFT序列进行调制并发送，请参阅图4，OFDM调制流程包括：

将逆离散傅立叶变换序列的并行序列转换为临时串行序列；

在所述临时串行序列前端加入循环前缀得到串行序列；

对所述串行序列进行数/模转换得到模拟波形；

对所述模拟波形进行成形滤波；

发送滤波后的信号调制的射频。

105、解调。

其中，接收端对接收到的经过调制的逆离散傅立叶变换序列进行解调。

OFDM解调流程包括：

接收成形滤波；

对所述成形滤波进行模/数转换得到串行序列；

将所述串行序列去除循环前缀得到临时串行序列；

将所述临时串行序列转换为并行序列；

将所述并行序列经过快速傅立叶变换，去除补偿并进行并串转换后得到原发送的序列。

实施例二：

请参阅图5，本发明数据传输装置，包括：发送端501以及接收端502；发送端501将待发送序列补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值，将补偿后的待发送序列以最大颗粒度均匀分段，分段为若干个子频带，计算所述子频带数与每个子频带中子载波个数的乘积的逆离散傅立叶变换序列，并对所述逆离散傅立叶变换序列进行调制并发送；接收端502对接收到的经过调制的逆离散傅立叶变换序列进行解调，并将解调结果重新组合成为原发送的序列。

其中，发送端501包括：补偿单元5011，用于将待发送序列补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值；分段单元5012，用于将补偿后的待发送序列以最大颗粒度均匀分段，分段成各子频带；调制单元5013，用于将所述各子频带调制成模拟数据并发送。

其中，接收端502包括：解调单元5021，用于接收端对接收到的模拟数据进行解调；消除补偿单元5022，用于将解调后的数字信号消除补偿；组合单元5023，用于将消除补偿后的数字信号组合为原发送的信号。

实施例三：

请参阅图6，本发明数据发送装置600包括：补偿单元5011，用于将待发送序列补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值；分段单元5012，用于将补偿后的待发送序列以最大颗粒度均匀分段，分段成各子频带；调制单元5013，用于将所述各子频带调制成模拟数据并发送。

其中，调制单元5013包括：快速逆傅立叶变换单元601，用于对分段后的待发送序列进行快速逆傅立叶变换得到逆离散傅立叶变换序列；并串转换单元602，用于将所述逆离散傅立叶变换序列转换为临时串行序列，并将所述临时串行序列发送至添加处理单元603；添加处理单元603，用于对接收到的临时串行序列添加循环前缀形成串行序列。

实施例四：

请参阅图7，本发明数据接收装置700包括：解调单元5021，用于接收端对接收到的模拟数据进行解调；消除补偿单元5022，用于将解调后的数字信号消除补偿；组合单元5023，用于将解调后的数字信号组合为原发送的信号。

其中，解调单元5021包括：消除处理单元701，用于对串行序列去除循环前缀形成临时串行序列并发送至串并转换单元702；串并转换单元702，用于将接收到的串行序列转换为并行序列并发送至快速傅立叶变换单元703；快速傅立叶变换单元703，用于对接收到的并行序列进行快速傅立叶变换。

请参阅图8，图8为本发明方法方案与现有技术方案IFFT的计算复杂度试验结果比较示意图，图中黑色实线表示表示本发明中OFDM的计算复杂度，而虚线为普通补“0”算法的计算复杂度。可以看见当子载波数目越大，本发明在计算复杂度上的优势就越明显。这个特点尤其适合大带宽的B3G系统。

但是，由于成本等其他方面的限制，在有些子载波数的条件下，其计算复杂度的降低并不一定可以补偿其消耗的资源。例如图8中的2560点位置，其计算复杂度只比3072点的降低了3％左右，但需要单独为其准备一个5×512点的IFFT。在这种情况下，可以对本发明中的方法进行简化，在正向最小值点集中去除图8中那些计算复杂度降低小的点，这样就可以达到性能和代价的平衡，经过简化之后的正向最小值点集表示如下：

{64，128，192，256，320，384，512，768，1024，1536，2048，3072，4096，6144，8192}。

以上对本发明所提供的一种基于均匀覆盖的数据传输方法及装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (9)

1.一种基于均匀覆盖的数据传输方法，其特征在于，包括：

发送端将待发送序列补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值；

将所述补偿后的序列以最大颗粒度均匀分段，分段为若干个子频带；

计算所述子频带数与每个子频带中子载波个数的乘积的逆离散傅立叶变换序列；

对所述逆离散傅立叶变换序列进行调制并发送；

接收端对接收到的经过调制的逆离散傅立叶变换序列进行解调；

将解调结果重新组合成为原发送的序列。

2.根据权利要求1所述的基于均匀覆盖的数据传输方法，其特征在于，所述补偿包括：对待发送序列补若干个0至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值。

3.根据权利要求1所述的基于均匀覆盖的数据传输方法，其特征在于，计算所述子频带数与每个子频带中子载波个数的乘积的逆离散傅立叶变换序列的步骤包括：

将所述分段后的序列按列填入L行M列的矩阵；

对矩阵的每一行数据，利用Cooley-Tukey方法计算M的逆离散傅立叶变换序列；

对矩阵中的每一元素乘以相位旋转因子；

对矩阵的每一列数据计算L的逆离散傅立叶变换序列；

按行的顺序从矩阵中读出数据得到子频带数与每个子频带中子载波个数的乘积的逆离散傅立叶变换序列；

其中，L为子频带数，M为每个子频带中子载波个数。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的基于均匀覆盖的数据传输方法，其特征在于，所述调制的步骤包括：

将逆离散傅立叶变换序列的并行序列转换为临时串行序列；

在所述临时串行序列前端加入循环前缀得到串行序列；

对所述串行序列进行数/模转换得到模拟波形；

对所述模拟波形进行成形滤波。

5.根据权利要求4所述的基于均匀覆盖的数据传输方法，其特征在于，所述解调的步骤包括：

接收成形滤波；

对所述成形滤波进行模/数转换得到串行序列；

将所述串行序列去除循环前缀得到临时串行序列；

将所述临时串行序列转换为并行序列；

将所述并行序列经过快速傅立叶变换，去除补偿并进行并串转换后得到原发送的序列。

6.根据权利要求1至3中任一项所述的基于均匀覆盖的数据传输方法，其特征在于，所述将补偿后的序列以最大颗粒度均匀分段的步骤包括：

将系统最大允许使用的频谱资源按照频谱资源变化的颗粒度分割成若干个子信道并对每一个子信道进行编号；

根据所述分割与编号，将可用频谱占用的子信道数转换为二进制表达式；

根据所述二进制表达式将补偿后的待发送序列进行均匀分段。

7.一种数据传输装置，其特征在于，包括：

发送端以及接收端；

所述发送端包括：

补偿单元，用于将待发送序列补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值；

分段单元，用于将补偿后的待发送序列以最大颗粒度均匀分段，分段成各子频带；

调制单元，用于计算所述子频带数与每个子频带中子载波个数的乘积的逆离散傅立叶变换序列，对所述逆离散傅立叶变换序列进行调制并发送；

所述接收端包括：

解调单元，用于对接收到的经过调制的逆离散傅立叶变换序列进行解调；

消除补偿单元，用于将解调后的数字信号消除补偿；

组合单元，用于将消除补偿后的数字信号组合为原发送的信号。

8.一种数据发送装置，其特征在于，包括：

补偿单元，用于将待发送序列补偿至快速逆傅立叶变换算法复杂度函数的正向最小值；

分段单元，用于将补偿后的待发送序列以最大颗粒度均匀分段，分段成各子频带；

调制单元，用于将所述各子频带调制成模拟数据并发送。

9.根据权利要求8所述的数据发送装置，其特征在于，所述调制单元包括：

快速逆傅立叶变换单元，用于对分段后的待发送序列进行快速逆傅立叶变换得到逆离散傅立叶变换序列；

并串转换单元，用于将所述逆离散傅立叶变换序列转换为临时串行序列，并将所述临时串行序列发送至添加处理单元；

添加处理单元，用于对接收到的临时串行序列添加循环前缀形成串行序列。

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