JPWO2007083502A1 - 通信方法、マルチパス削減方法及び受信装置 - Google Patents

Abstract

マルチパス特性を有する通信回線を経て受信されたＮチップの信号の受信信号をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｅ０、ｅ１、・・・ｅＮ−１）ｔを求める第１の周波数変換ステップと、前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ−１）ｔを求める第２の周波数変換ステップと、前記列ベクトル（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ−１）から式（１）求める対角化ステップと、【数１４】前記Ｎ次の行列（ｅ０、ｅ１、・・・ｅＮ−１）ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有する通信方法。

Description

本発明は、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少させる通信方法、マルチパス削減方法及び受信装置に関する。

無線通信において、送信機から送信された電波は、受信機で受信される。このとき、受信機では、送信された電波を、そのまま、直接、受信する以外に、大平原で無い限り、必ず、反射物体（建物、山等）によって、反射された反射波を受信することとなる。

したがって、受信機では、主たる信号（主信号）以外に、主信号の反射信号を同時に受信することになり、反射信号によって、受信された信号の誤りが生じてしまう。その結果、送信された主信号を、受信側で正確に再現できない。

この誤りの原因となる反射波をマルチパス波というが、特に、屋内での通信、市街地での通信では、この影響が、無視できない。

そこで、図１に示されているような、受信機が用いられている。図１の受信機は、アンテナ１１、１４、パイロット信号受信部１２、マルチパス特性測定部１３、データ信号受信部１５、マルチパス除去部１６及びデータ復号部１７から構成されている。なお、アンテナ１１、１４は、一つのアンテナであってもよい。また、その場合、データ信号受信部１５が、パイロット信号受信部１２を兼用してもよい。

また、通信方式は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）等の通信方式に適用できる。

図１の受信機の動作を説明する。マルチパスの影響を受けた受信波は、データ信号受信部１５でベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号に変換された受信信号は、マルチパスの影響を受けているので、マルチパス除去部１６で、マルチパスの影響を除去する。データ復号部１７では、マルチパスの影響のない信号に基づいて、データを復号する。

パイロット信号受信部１２では、パイロット信号を受信する。送信されたパイロット信号と実際に受信されたパイロット信号とに基づいて、マルチパス特性測定部１３で、マルチパス特性を推定する。この推定されたマルチパス特性に基づいて、マルチパス除去部１６は、時間領域におけるマルチパスの影響を除去する。

なお、パイロット信号は、データ信号とは、別の信号で、少なくとも、データ信号とは区別される信号である。パイロット信号として、自己相関が高く、データ信号等との相互相関が小さい信号が用いられる。また、送信されるパイロット信号は、受信側に予め知らせておき、受信機では既知の信号として、取り扱う。その結果、受信側では、本来受信されるべき信号と実際に受信された信号とを比較することにより、マルチパス特性を推定することができる。

また、通信に先だってパイロット信号を送信して、マルチパスの測定は、通信に先だって行っても良いし、パイロット信号をデータ信号とを同時に送信し、リアルタイム（通信しながら）で、マルチパスの測定を行うようにしてもよい。

しかしながら、図１のマルチパスの影響の除去方法は、時間領域で実施されるものであり、雑音の影響が無視できないと言う問題がある。
本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な通信方法、マルチパス削減方法及び受信装置を提供することを目的とするものである。

上記課題を解決するために、本件発明は、以下の特徴を有する課題を解決するための手段を採用している。

上記目的を達成するために、本発明の通信方法は、Ｎチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を送信する送信ステップと、
マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された前記Ｎチップの信号の受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを求める第１の周波数変換ステップと、
前記通信回線のマルチパス特性を測定する測定ステップと、
前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める第２の周波数変換ステップと、
前記列ベクトル（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化ステップと、

前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少させたことを特徴とする。

これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をするようにして構成することができる。

また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス削減方法は、送信されたＮチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を、マルチパス特性を有する通信回線を経て受信した受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）から、前記マルチパスの影響を少なくするマルチパス削減方法であって、
前記受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを求める第１の周波数変換ステップと、
前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める第２の周波数変換ステップと、
前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化ステップと、

前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、マルチパスの影響を削減するようにして構成することができる。

これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能なマルチパス削減方法を提供することができる。

また、上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、マルチパス特性を有する通信回線を経て受信されたＮチップの受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）を受信する受信装置であって、
前記受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを求める第１の周波数変換手段と、
前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める第２の周波数変換手段と、
前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化手段と、

前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算手段とを有し、
前記対角行列乗算手段により、マルチパスの影響を削減するように構成することができる。

これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な受信装置を提供することができる。

また、上記目的を達成するために、本発明のＯＦＤＭ通信方法は、Ｎチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を、ＯＦＤＭ通信方式で送信する送信ステップと、
マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域の前記Ｎチップの信号の受信信号（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを受信する受信ステップと、
前記通信回線のマルチパス特性を測定する測定ステップと、
前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める周波数変換ステップと、
前記列ベクトル（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化ステップと、

前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少させるようにして構成することができる。

これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な通信方法を簡単の構成で提供することができる。

また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス削減方法は、ＯＦＤＭ通信方式により送信されたＮチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を、マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域の受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）から、前記マルチパスの影響を少なくするマルチパス削減方法であって、
前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める周波数変換ステップと、
前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化ステップと、

受信した受信信号から生成されたＮ次の行列（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、マルチパスの影響を削減するようにして構成することができる。

これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能なマルチパス削減方法簡単な構成で提供することができる。

また、上記目的を達成するために、本発明のデータ受信装置は、ＯＦＤＭ通信方式によりマルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域のＮチップの受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）を受信するデータ受信装置であって、
前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める第２の周波数変換手段と、
前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化手段と、

受信した受信信号から生成されたＮ次の行列（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算手段とを有し、
前記対角行列乗算手段により、マルチパスの影響を削減するように構成することができる。

これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な受信装置を簡単な構成で提供することができる。

本発明によれば、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な通信方法、マルチパス削減方法及び受信装置を提供することができる。

受信装置（その１）を説明するための図である。 完全相補系列の例を説明するための図である。 ＺＣＺ系列の例を説明するための図である。 マッチドフィルタ（マルチパスのない場合）の出力を説明するための図である。 マッチドフィルタ（マルチパスのある場合）の出力を説明するための図である。 ３チップの入力信号に対するトランスバーサルフィルタを説明するための図である。 トランスバーサルフィルタの係数の設定を説明するための図である。 ５チップの入力信号に対するトランスバーサルフィルタを説明するための図である。 図６又は図８のようなＺＣＺ機能のフィルタを多数並列に設けたフィルタを説明するための図である。 二つの信号の相互相関関数を説明するための図である。 通信回線を経て受信された受信信号と等価な信号得る方法を説明するための図である。なお、図１１において、信号Ｂは、回線のマルチパス特性に整合するＮチップの信号である。 周波数領域で補正する方法を説明するための図である。 受信装置（その２）を説明するための図である。 受信装置（その３）を説明するための図である。

なお、上記図面における主要な符号について説明する。

１１、１４、２５、３５は、アンテナである。

１２は、パイロット信号（トレーニング信号）受信部である。

１３、３２、４２は、マルチパス特性測定部である。

１５、３６、４６は、データ信号受信部である。

１６、３８、４８は、マルチパス除去部である。

１７、３９、４９は、データ復号部である。

３３、４３は、マルチパスに整合する信号の生成部である。

３４、４４は、補正信号生成部である。

４７は、周波数領域変換部である。

３２０は、ノイズサプレッシングフィルタである。

（ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタ）
マルチパス特性の測定は、種々の方法で測定される。本発明では、厳密なマルチパス特性の測定を行う必要がある。

そこで、ＺＣＺ（zero Correlation Zone Sequence）系列が、マルチパス特性の測定に用いられている。
一般に、ＺＣＺ系列は、完全相補系列から生成され、自己相関関数と相互相関関数がある範囲でゼロとなる一次元系列をＺＣＺという。図２に位数８の完全相補系列の例を示し、図３に、図２の位数８の完全相補系列から生成された二つのＺＣＺ系列を示す。なお、ＺＣＺ系列は、４つの組から構成される完全相補系列からは二つ、１６の組から構成される完全相補系列からは四つ生成される。なお、「０」の数は、ベクトルＡとベクトルＢとで、同じである必要があるものの、いくつでもよい。

図３に示す信号Ａを信号Ａのマッチドフィルタに印加するとその出力から、図４（Ａ）に示されているように、
０００００００８０００００００
の出力が得られ、
信号Ａを信号Ｂのマッチドフィルタに印加するとその出力から、図４（Ｂ）に示されているように、
０００００００００００００００
の出力が得られる。

同様に、図３に示す信号Ｂを信号Ｂのマッチドフィルタに印加するとその出力から、
０００００００８０００００００
の出力が得られ、
信号Ｂを信号Ａのマッチドフィルタに印加するとその出力から
０００００００００００００００
が得られる。

図４（Ａ）の出力が得られる場合において、マルチパスが発生すると、図５に示されるようなフィルタの出力となる。

図５では、雑音の無い時間領域に、マルチパス信号を得ることができるので、マルチパス特性を得ることが可能となる。

次に、マルチパス特性の測定に必要な、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性が得られるフィルタの設計を説明する。

理解を容易にするため、３チップの信号（１ １ −１）について、図６のフィルタの場合について説明する。なお、本願発明では、図６のように、Ｎ個に分岐された枝回路を有し、各枝回路は、係数器と、該係数器に縦続して遅延回路を設け、更に、加算器により、Ｎ個に分岐された各枝からの信号を合成するフィルタを、トランスバーサルフィルタと呼ぶ。

図６のトランスバーサルフィルタは、入力端子２１、係数器（係数ｘ_１）２２、係数器（係数ｘ_２）２３、係数器（係数ｘ_３）２４、遅延回路（τ遅延）２５、遅延回路（２τ遅延）２６及び加算器２７から構成されている。なお、τは、処理する信号のタイムスロットの時間に相当する遅延時間である。

入力端子２１に印加された既知の３チップの信号（１ １ −１）は、その出力端子から、図２に示すように、順次、ｘ_３（ｔ_０）、ｘ_２＋ｘ_３（ｔ_０＋Ｔ）、ｘ_１＋ｘ_２−ｘ_３（ｔ_０＋２Ｔ）、ｘ_１−ｘ_２（ｔ_０＋３Ｔ）、−ｘ_１（ｔ_０＋４Ｔ）が、出力される。

なお、一般的に言えば、Ｎチップの信号が供給される分岐数Ｎのトランスバーサルフィルタの場合は、このトランスバーサルフィルタからは、２Ｎ−１個の時系列信号が出力される。

そこでＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性が得られようにするには、図７に示すように、その中心の時点（ｔ_０＋２Ｔ）の値を大きくし、その中心の時点に隣接する時点（ｔ_０＋Ｔ）及び時点（ｔ_０＋３Ｔ）の大きさを零とし、時点（ｔ_０）及び時点（ｔ_０＋４Ｔ）の大きさを無視する。

つまり、
ｘ_２＋ｘ_３＝０ ・・・（２）
ｘ_１−ｘ_２＝０ ・・・（３）
式（２）及び式（３）を満たしつつ、ｘ_１＋ｘ_２−ｘ_３を大きくするように、フィルタの係数ｘ_１，ｘ_２及びｘ_３を設定する。

つまり、この場合であれば、ｘ_１＝ｘ_２＝−ｘ_３とすれば、既知の３チップの信号（１ １ −１）を受信したとき、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができる。

５チップの信号の場合について、図８を用いて説明する。図８のトランスバーサルフィルタの入力端子に、既知の５チップの信号（１ １ １ −１ １）を印加すると、その出力端子から、図８に示すように、順次、ｘ_５（ｔ_０）、ｘ_４＋ｘ_５（ｔ_０＋Ｔ）、ｘ_３＋ｘ_４＋ｘ_５（ｔ_０＋２Ｔ）、ｘ_２＋ｘ_３＋ｘ_４−ｘ_５（ｔ_０＋３Ｔ）、ｘ_１＋ｘ_２＋ｘ_３−ｘ_４＋ｘ_５（ｔ_０＋４Ｔ）、ｘ_１＋ｘ_２−ｘ_３＋ｘ_４（ｔ_０＋５Ｔ）、ｘ_１−ｘ_２＋ｘ_３（ｔ_０＋６Ｔ）、−ｘ_１＋ｘ_２（ｔ_０＋７Ｔ）、ｘ_１（ｔ_０＋８Ｔ）が、出力される。

そこでＺＣＺ系列を受信したときと同等の特性が得られようにするには、図７と同様に、時点（ｔ_０＋４Ｔ）の値を大きくし、時点（ｔ_０＋３Ｔ）及び時点（ｔ_０＋５Ｔ）の大きさを零とし、時点（ｔ_０）、時点（ｔ_０＋Ｔ）、時点（ｔ_０＋２Ｔ）、時点（ｔ_０＋６Ｔ）、時点（ｔ_０＋７Ｔ）及び時点（ｔ_０＋８Ｔ）の大きさを無視する。

つまり、
時点（ｔ_０＋３Ｔ）：ｘ_２＋ｘ_３＋ｘ_４−ｘ_５＝０ ・・・（４）
時点（ｔ_０＋５Ｔ）：ｘ_１＋ｘ_２−ｘ_３＋ｘ_４＝０ ・・・（５）
式（４）及び式（５）を満たしつつ、時点（ｔ_０＋４Ｔ）のｘ_１＋ｘ_２＋ｘ_３−ｘ_４＋ｘ_５を大きくするように、トランスバーサルフィルタの係数ｘ_１，ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４及びｘ_５を設定する。

しかしながら、求める係数に対して、係数を決定する方程式が、少ないので解は、不定となる。

したがって、このようなトランスバーサルフィルタの係数ｘ_１，ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４及びｘ_５は、多数存在するので、既知の５チップの信号（１ １ １ −１ １）を受信して、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタは多数存在する。
（マルチパスの測定）
ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタを一つ用いても、マルチパスの測定は可能である。

上述したように、既知の信号を受信したとき、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができる同じ機能のフィルタを多数並列に設けたものを図９に示す。

図９は、既知の信号Ａと、図６、図８のようなＺＣＺ機能のフィルタ（信号Ａに対して、ＺＣＺフィルタの機能を呈するフィルタ）を多数並列に設けたノイズサプレッシングフィルタ３２０から構成されている。ノイズサプレッシングフィルタ３２０は、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタ３２１〜３２５及び加算器３３から構成されている。なお、フィルタ３２１〜３２５は、それぞれ異なるフィルタとする。

上述したように、既知の５チップの信号（１ １ １ −１ １）を受信したとき、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタは多数存在する。

そこで、既知の５チップの信号（１ １ １ −１ １）を受信するとき、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタ３２１〜３２５で同時に受信して、それを加算器３３で加算する。これにより、ＳＮ比を向上させることができる。

つまり、既知の信号Ａとノイズサプレッシングフィルタ３２０との間で、雑音が信号に加算されたとしても、信号はフィルタ３２１〜３２５から同相で出力されるが、雑音は、フィルタ３２１〜３２５からランダムな位相で出力されるので、加算された信号のＳＮ比は向上する。

上述したように、与えられた信号に対して、ＺＣＺ出力を得るフィルタをＮ個作り、Ｎ個のフィルタ出力を加算するように構成することによって、ノイズサプレッシングフィルタが構成される。

既知の５チップの信号（１ １ １ −１ １）を受信したとき、通信回線にマルチパスがあれば、このフィルタの出力は、ＺＣＺ系列を受信したときと同等の出力であるので、このフィルタにより、マルチパス特性を測定することができる。

図９のフィルタを用いて、正確なマルチパス特性を測定することができる。
（二つの信号の相互相関関数）
「Ｎチップの信号Ａ（ａ_０、ａ_１、・・・、ａ_Ｎ−１、ａ_０）」と「周期ＮのＮチップの信号Ｂ（・・・ｂ_Ｎ−１、ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１、ｂ_０・・・）」との相互相関関数を、図１０を用いて説明する。

先ず、（１）「Ｎチップの信号Ａ（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）」をＤＦＴ変換して周波数領域のＮ次の行列（ｃ_０、ｃ_１、・・・ｃ_Ｎ−１）^ｔを生成する。なお、"ｔ"は転置行列を表している。

次いで、（２）周期Ｎの「Ｎチップの信号Ｂ（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）」をＤＦＴ変換して周波数領域のＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを生成する。

次いで、（３）Ｎ次の行列（ｃ_０、ｃ_１、・・・ｃ_Ｎ−１）^ｔの要素と、Ｎ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔの要素の複素共役とを、対応する要素毎に乗算して、Ｎ次の行列（ｃ_０/ｄ_０、ｃ_１/ｄ_１、・・・ｃ_Ｎ−１/ｄ_Ｎ−１）^ｔを生成する。なお、"/d"は、dの複素共役を表している。

（４）ここで、周波数領域のＮ次の行列（ｃ_０/ｄ_０、ｃ_１/ｄ_１、・・・ｃ_Ｎ−１/ｄ_Ｎ−１）^ｔを逆ＤＦＴ変換することにより、周期Ｎの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）とＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）との相互相関関数を得ることができる。
（受信信号の推定）
受信信号は、送信信号と通信回線に整合する信号とのクロスリレーションであるので、図１０において、信号Ｂとして、通信回線に整合する信号を与えることができれば、周波数領域のＮ次の行列（ｃ_０/ｄ_０、ｃ_１/ｄ_１、・・・ｃ_Ｎ−１/ｄ_Ｎ−１）^ｔを逆ＤＦＴ変換することにより、通信回線を経たＮチップの受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）を得ることができる。

これを、図１１を用いて説明する。先ず、（１）「Ｎチップの信号Ａ（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）」をＤＦＴ変換して周波数領域のＮ次の行列（ｃ_０、ｃ_１、・・・ｃ_Ｎ−１）^ｔを生成する。

次いで、（２）通信回線に整合する信号周期Ｎの「Ｎチップの信号Ｂ（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）」をＤＦＴ変換して周波数領域のＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを生成する。

次いで、（３）Ｎ次の行列（ｃ_０、ｃ_１、・・・ｃ_Ｎ−１）^ｔの要素と、Ｎ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔの要素の複素共役とを、対応する要素毎に乗算して、Ｎ次の行列（ｃ_０/ｄ_０、ｃ_１/ｄ_１、・・・ｃ_Ｎ−１/ｄ_Ｎ−１）^ｔを生成する。

（４）ここで、周波数領域のＮ次の行列（ｃ_０/ｄ_０、ｃ_１/ｄ_１、・・・ｃ_Ｎ−１/ｄ_Ｎ−１）^ｔを逆ＤＦＴ変換すると、通信回線を経たＮチップの受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）と等価な信号を得ることができる。

したがって、「Ｎチップの信号Ａ（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）」と「通信回線に整合する信号Ｂ（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）」とから、信号Ａの受信信号を推定することができる。

ここで、マルチパス特性のみを有する通信回線に整合する信号の例を、４チップの場合を例として説明する。先ず、例えば、図９のフィルタを用いて、正確なマルチパス特性を測定する。その結果、（１、−１／２、ｊ／４、０）のマルチパスが測定されたとする。この場合の「通信回線に整合する信号」であるマルチパスに整合する４チップの信号Ｂ（ｂ_０、ｂ_１、ｂ_２、ｂ_３）は、（１、０、−ｊ／４、−１／２）となる。
（マルチパスの周波数領域での補正）
次に、マルチパスの周波数領域での補正について、図１２を用いて説明する。

（１）先ず、送信側は、Ｎチップの信号Ａ（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を送信する。

（２）受信側で、マルチパス特性を有する通信回線を経て送信された（１）のＮチップの信号を受信する。この受信信号を受信信号Ｒ（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）とする。

（３）次いで、受信側では、この受信信号Ｒ（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを求める（Ｓ１）。

（３）受信側では、この受信処理を並行して、または、この受信処理に先だって、前記通信回線のマルチパス特性を測定する（Ｓ２）。

マルチパス特性の測定は、パイロット信号（マルチパス特性測定用信号）として、ＺＣＺ系列の信号を用いても良いし、所定のパイロット信号に対して、図９のフィルタを用いてもよい。

マルチパスの測定は、通信に先だってパイロット信号を送信して、通信に先だって行っても良いし、パイロット信号とデータ信号とを同時に送信し、リアルタイム（通信しながら）で、マルチパスの測定を行うようにしてもよい。

パイロット信号とデータ信号とを同時に送信する場合は、パイロット信号とデータ信号とが、直交関係にある信号を用いる。

（４）次いで、マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号Ｂ（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）を求める（Ｓ３）。

（４）次いで、この信号Ｂ（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める（Ｓ４）。

（５）次いで、前記列ベクトル（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める（Ｓ６）。

式（１）が、マルチパスの影響を減少させるための、補正信号となる。

（６）前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算することにより、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少させ、補正された信号を得る。なお、"ｔ"は転置行列を表し、"/d"は、dの複素共役を表す。
（受信装置）
マルチパス特性を有する通信回線を経て受信されたＮチップの受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）を受信し、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少させる受信装置について、図１３を用いて説明する。

図１３の受信機は、マルチパス特性測定部４２、マルチパスに整合する信号の生成部４３、補正信号生成部４４、アンテナ４５、データ信号受信部（時間領域）４６、周波数領域変換部４７、マルチパス除去部４８及びデータ復号部４９から構成されている。

マルチパス特性測定部４２は、通信回線のマルチパスを測定する。マルチパスに整合する信号の生成部４３は、マルチパス特性測定部４２で測定したマルチパス特性に基づいて、マルチパスに整合する信号Ｂ（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）を生成する。補正信号生成部４４は、信号Ｂ（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求め、更に、このＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする対角行列を生成として、補正信号を生成する。

マルチパスの影響を受けた受信波は、データ信号受信部４６で受信ベースバンド信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）に変換される。周波数領域変換部４７で、ベースバンド信号に変換された時間軸の受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを求める。

マルチパス除去部４８で、前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、補正信号生成部２４で生成された対角行列を乗算して、受信ベースバンド信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）からマルチパスの影響を削減する。データ復号部４９では、マルチパスの影響が除去されたデータを復号する。
（ＯＦＤＭ受信装置）
ＯＦＤＭの場合の受信装置について、図１４を用いて説明する。図１４の受信装置は、マルチパス特性測定部３２、マルチパスに整合する信号の生成部３３、補正信号生成部３４、アンテナ３５、データ信号受信部（周波数領域）３６、マルチパス除去部３８及びデータ復号部３９から構成されている。

図１４では、データ信号受信部（周波数領域）３６では、周波数領域の信号を出力する。その結果、図１３の周波数領域変換部２７が不要となっている。他の構成は、図１３と同様であるので、説明は省略する。

データ信号受信部（周波数領域）３６は、無線周波数からベースバンドＯＦＤＭを出力する受信装置であり、信号が載せられている周波数を取り出す装置である。つまり、それぞれの周波数ｆ_０、ｆ_１、・・・ｆ_Ｎ−１に信号が載せられている場合、その周波数ｆ_０、ｆ_１、・・・ｆ_Ｎ−１の大きさを得る装置である。

したがって、周波数ｆ_０、ｆ_１、・・・ｆ_Ｎ−１の大きさは、（ｃ_０/ｄ_０、ｃ_１/ｄ_１、・・・ｃ_Ｎ−１/ｄ_Ｎ−１）に対応する。したがって、このデータを用いて、図１３と同様に、周波数領域でマルチパスの補正を行うことができる。

なお、本願明細書では、スペクトラム拡散通信方式で用いることを前提に、変調信号を「チップ」と表現しているが、スペクトラム拡散通信方式以外でも、用いることができる。この場合は、「チップ」は、変調信号である「ビット」、「シンボル」等の意味に解する。

なお、本発明は、ＯＦＤＭ、ＺＣＺ、ＤＦＴ等を用いた種々の多重伝送方式に適用することができる。

以上、発明を実施するための最良の形態について説明を行ったが、本発明は、この最良の形態で述べた実施の形態に限定されるものではない。本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することが可能である。

本件国際出願は、２００６年１月２３日に出願した日本国特許出願２００６−１４０２５号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願２００６−１４０２５号の全内容を本国際出願に援用する。

【０００２】
［０００８］
パイロット信号受信部１２では、パイロット信号を受信する。送信されたパイロット信号と実際に受信されたパイロット信号とに基づいて、マルチパス特性測定部１３で、マルチパス特性を推定する。この推定されたマルチパス特性に基づいて、マルチパス除去部１６は、時間領域におけるマルチパスの影響を除去する。
［０００９］
なお、パイロット信号は、データ信号とは、別の信号で、少なくとも、データ信号とは区別される信号である。パイロット信号として、自己相関が高く、データ信号等との相互相関が小さい信号が用いられる。また、送信されるパイロット信号は、受信側に予め知らせておき、受信機では既知の信号として、取り扱う。その結果、受信側では、本来受信されるべき信号と実際に受信された信号とを比較することにより、マルチパス特性を推定することができる。
［００１０］
また、通信に先だってパイロット信号を送信して、マルチパスの測定は、通信に先だって行っても良いし、パイロット信号をデータ信号とを同時に送信し、リアルタイム（通信しながら）で、マルチパスの測定を行うようにしてもよい。
発明の開示
発明が解決しようとする課題
［００１１］
しかしながら、図１のマルチパスの影響の除去方法は、時間領域で実施されるものであり、雑音の影響が無視できないと言う問題がある。
本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な通信方法、マルチパス削減方法及び受信装置を提供することを目的とするものである。
課題を解決するための手段
［００１２］
上記課題を解決するために、本件発明は、以下の特徴を有する課題を解決するための手段を採用している。
［００１３］
上記目的を達成するために、本発明の通信方法は、Ｎチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を送信する送信ステップと、
マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された前記Ｎチップの信号の受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の、周波数領域の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを求める第１の周

【０００３】
波数変換ステップと、
予め受信した時間領域の信号に基づいて、前記通信回線の時間領域の前記マルチパス特性を測定する測定ステップと、
前記時間領域のマルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）を生成する生成ステップと、
前記Ｎチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の、周波数領域の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める第２の周波数変換ステップと、
前記列ベクトル（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の周波数領域の対角行列を求める対角化ステップと、
〔００１４〕
［数１］

前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少させたことを特徴とする。
〔００１５〕
これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をするようにして構成することができる。
〔００１６〕
また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス削減方法は、送信されたＮチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を、マルチパス特性を有する通信回線を経て受信した受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）から、前記マルチパスの影響を少なくするマルチパス削減方法であって、
前記受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の、周波数領域の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを求める第１の周波数変換ステップと、
予め受信した時間領域の信号に基づいて、前記通信回線の時間領域のマルチパス特性を測定する測定ステップと、
時間領域の前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）を生成する生成ステップと、
前記Ｎチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦ

【０００４】
Ｔ変換してＮ次の、周波数領域の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める第２の周波数変換ステップと、
前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の周波数領域の対角行列を求める対角化ステップと、
〔００１７〕
［数２］

前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、マルチパスの影響を削減するようにして構成することができる。
〔００１８〕
これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能なマルチパス削減方法を提供することができる。
〔００１９〕
また、上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、マルチパス特性を有する通信回線を経て受信されたＮチップの受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）を受信する受信装置であって、
前記受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の、周波数領域の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを求める第１の周波数変換手段と、
予め受信した時間領域の信号に基づいて、前記通信回線の時間領域のマルチパス特性を測定する測定手段と、
時間領域の前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）を生成する生成手段と、
前記Ｎチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換して
Ｎ次の、周波数領域の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める第２の周波数変換手段と、
前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化手段と、

【０００５】
〔００２０〕
［数３］

前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算手段とを有し、
前記対角行列乗算手段により、マルチパスの影響を削減するように構成することができる。
〔００２１〕
これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な受信装置を提供することができる。
〔００２２〕
また、上記目的を達成するために、本発明のＯＦＤＭ通信方法は、Ｎチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を、ＯＦＤＭ通信方式で送信する送信ステップと、
マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域の前記Ｎチップの信号の受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを受信する受信ステップと、
予め前記通信回線の時間領域のマルチパス特性を測定する測定ステップと、
時間領域の前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）を生成する生成ステップと、
前記Ｎチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の、周波数領域の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める周波数変換ステップと、
前記列ベクトル（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の、周波数領域の対角行列を求める対角化ステップと、
〔００２３〕
［数４］

【０００６】

前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少させるようにして構成することができる。
〔００２４〕
これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な通信方法を簡単の構成で提供することができる。
〔００２５〕
また、上記目的を達成するために、本発明のマルチパス削減方法は、ＯＦＤＭ通信方式により送信されたＮチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を、マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域の受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）から、前記マルチパスの影響を少なくするマルチパス削減方法であって、
時間領域の前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）を生成する生成ステップと、
受信した時間領域の信号に基づいて、予め前記通信回線の時間領域のマルチパス特性を測定する測定ステップと、
前記Ｎチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換して、周波数領域のＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める周波数変換ステップと、
前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化ステップと、
〔００２６〕
［数５］

【０００７】

受信した受信信号から生成されたＮ次の行列（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、マルチパスの影響を削減するようにして構成することができる。
〔００２７〕
これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能なマルチパス削減方法簡単な構成で提供することができる。
〔００２８〕
また、上記目的を達成するために、本発明のデータ受信装置は、ＯＦＤＭ通信方式によりマルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域のＮチップの受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）を受信するデータ受信装置であって、
予め受信した時間領域の信号に基づいて、前記通信回線の時間領域のマルチパス特性を測定する測定手段と、
時間領域の前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）を生成する生成手段と、
前記Ｎチップの時間領域の信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の、周波数領域の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める周波数変換手段と、
前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化手段と、
〔００２９〕
［数６］

Claims (6)

1. Ｎチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を送信する送信ステップと、
   マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された前記Ｎチップの信号の受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを求める第１の周波数変換ステップと、
   前記通信回線のマルチパス特性を測定する測定ステップと、
   前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める第２の周波数変換ステップと、
   前記列ベクトル（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化ステップと、
   

   

   前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
   前記対角行列乗算ステップにより、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少させたことを特徴とする通信方法。
   なお、"ｔ"は転置行列を表し、"/d"は、dの複素共役を表す。
2. 送信されたＮチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を、マルチパス特性を有する通信回線を経て受信した受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）から、前記マルチパスの影響を少なくするマルチパス削減方法において、
   前記受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを求める第１の周波数変換ステップと、
   前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める第２の周波数変換ステップと、
   前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化ステップと、
   

   

   前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
   前記対角行列乗算ステップにより、マルチパスの影響を削減することを特徴とするマルチパス削減方法。
3. マルチパス特性を有する通信回線を経て受信されたＮチップの受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）を受信する受信装置において、
   前記受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを求める第１の周波数変換手段と、
   前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める第２の周波数変換手段と、
   前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化手段と、
   

   

   前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算手段とを有し、
   前記対角行列乗算手段により、マルチパスの影響を削減することを特徴とする受信装置。
4. Ｎチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を、ＯＦＤＭ通信方式で送信する送信ステップと、
   マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域の前記Ｎチップの信号の受信信号（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔを受信する受信ステップと、
   前記通信回線のマルチパス特性を測定する測定ステップと、
   前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める周波数変換ステップと、
   前記列ベクトル（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化ステップと、
   

   

   前記Ｎ次の行列（ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
   前記対角行列乗算ステップにより、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少させたことを特徴とするＯＦＤＭ通信方法。
5. ＯＦＤＭ通信方式により送信されたＮチップの信号（ａ_０、ａ_１、・・・ａ_Ｎ−１）を、マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域の受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）から、前記マルチパスの影響を少なくするマルチパス削減方法において、
   前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める周波数変換ステップと、
   前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化ステップと、
   

   

   受信した受信信号から生成されたＮ次の行列（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
   前記対角行列乗算ステップにより、マルチパスの影響を削減することを特徴とするＯＦＤＭマルチパス削減方法。
6. ＯＦＤＭ通信方式によりマルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域のＮチップの受信信号（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）を受信する受信装置において、
   前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号（ｂ_０、ｂ_１、・・・ｂ_Ｎ−１）をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）^ｔを求める第２の周波数変換手段と、
   前記（ｄ_０、ｄ_１、・・・ｄ_Ｎ−１）を対角行列の対角成分とする、次式（１）の対角行列を求める対角化手段と、
   

   

   受信した受信信号から生成されたＮ次の行列（ｒ_０、ｒ_１、・・・ｒ_Ｎ−１＝ｅ_０、ｅ_１、・・・ｅ_Ｎ−１）^ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算手段とを有し、
   前記対角行列乗算手段により、マルチパスの影響を削減することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。

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