CN102687475A - 用于在光学网络部件中处理数据的方法以及光学网络部件 - Google Patents

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Abstract

提供了一种用于在光学网络部件中处理数据的方法，其中对多载波信号进行线性预编码，并且其中对经过线性预编码的信号进行调制。还建议了相应的光学网络部件。

Description

用于在光学网络部件中处理数据的方法以及光学网络部件
技术领域
本发明涉及用于在光学网络部件中处理数据的方法和设备，并且涉及相应的光学网络部件。
背景技术
随着宽带互联网连接和移动数据传输成为无处不在的技术，与通过WDM光学信道的比特率相关的要求也在提高。在这样的背景下，所使用的调制格式的频谱效率是非常相关的。
光学信号的频谱效率可以例如通过多级调制、极化复用、正交频率复用或其组合而得以提高。然而，系统的复杂度随着所述调制而明显增加。
当选择多级调制格式和极化复用来提高传输系统的频谱效率（SE）时，后续的步骤是正交频分调制（OFDM），其通过将许多副载波的频谱进行叠加而使得SE加倍。
例如，数据速率为100 Gbps的二进制开关键控（OOK）信号使用200 GHz的光学带宽（BW）。如果OFDM与四相相移键控（QPSK）调制的副载波和极化复用（PolMux）一起使用，则100 Gbps线路速率的信号将大致使用25 GHz的光学带宽。
然而，这样的高级调制格式将要求使用数字相干检测，并且因此大大增加了实施的复杂度，原因在于需要事先的数字信号处理以及光学本地振荡器。
可以通过使用可直接检测的OFDM信号来实现实施复杂度的降低，但是基准载波必须随着在频谱中位于与OFDM信号的BW相同的距离处的数据信号一起发送，这使得SE有所降低。另一种可能性是使用可兼容单边带OFDM调制（CompSSB-OFDM）。然而，在这种情况下需要非常高功率的载波，而且损害系统的整体性能。
此外，增强型SE的所有这样的情况都要求需要在传送器和接收器中实施的复杂的DSP算法。
对于高的数据速率（>10 Gbps）而言，使用DSP是一个具有挑战性的问题，其不仅涉及高速电子元件的研发而且还与下一代高速系统的能耗有关。
发明内容
所要解决的问题是克服以上所提到的缺陷，并且特别是提供高度的频谱效率而在光学系统中没有高复杂度的数字信号处理。
该问题根据独立权利要求的特征得以解决。另外的实施例源自于从属权利要求。
为了克服该问题，建议一种用于在光学网络部件中处理数据的方法，
- 其中对多载波信号进行线性预编码，
- 其中对经过线性预编码的信号进行调制。
特别地，所提出的方法在保持系统的低复杂度的同时使得光学信号的频谱效率加倍。这允许例如在密集WDM系统中使用高速的100Gbps信号，而无需在接收器处进行极化复用或复杂的数字信号处理，因此允许一种有成本效益的方法。
该方法进一步提高了信号的频谱效率并且提供了与直接检测接收器的兼容性。因此，特别地，在接收器处不需要本地振荡器。
在一个实施例中，通过差分相位调制或幅度调制对经过预编码的信号进行调制。
注意，可以利用直接检测调制格式，特别是OOK、DPSK、DQPSK、D8PSK、Star-D8QAM、Star-D16QAM、PAM，等等。
在另一个实施例中，对多载波信号进行线性预编码，其中每个副载波是所有其它副载波的线性组合。
因此，在接收器处的直接检测之后，在每个第k采样点处，电信号具有与第k个副载波成比例的数值。
在进一步的实施例中，通过矩阵T对多载波信号进行线性预编码，其中第k个副载波的线性组合的系数对应于DFT矩阵的第k行。
在下一个实施例中，通过均衡化对信道传输函数进行预补偿。
可以在线性预编码之后在光学网络部件处进行所述均衡化。有利地，所述信号可以经由无色散管理链路（dispersion-unmanaged link）进行发送。
还有的实施例是所述均衡化是一键式均衡化。
根据另一个实施例，副载波在该副载波经历高于给定阈值的变形（例如，由于失真）和/或衰减效果的情况下被接收器所丢弃。
在这样的情况下，接收器可以（临时）丢弃至少一个副载波。接收器可以向传送器通知被丢弃的副载波，并且传送器可以不再向该接收器使用该副载波。
根据一个实施例，虚拟（dummy）副载波被用来提供保护带。
有利地，这样的保护带对于减少来自之前预编码的块的（符号间）干扰是有用的。
根据另一个实施例，在反向离散傅里叶变换之前进行补零（zero padding）。
有利地，该补零简化了接收器处的滤波。可以针对相应传送器的滤波能力而对补零进行调整。
在又一个实施例中，提供反馈信道以将信息从接收器运送到光学网络部件。
这样的反馈信道可以被用于各种用途。特别地，光学网络部件可以基于经由反馈信道所获得的信息对该光学网络部件的信号进行调整以提高效率。
根据下一个实施例，光学网络部件是光学传送器，例如光学线路终端或光学网络单元。
以上所提出的问题也通过一种光学网络部件而得以解决，所述光学网络部件包括
- 处理多载波信号的线性预编码器，
- 处理经过线性预编码的信号的调制器。
根据又一个实施例，该光学网络部件进一步包括反向离散傅里叶变换单元之前的补零单元，所述反向离散傅里叶变换单元处于所述调制器之前。
所要注意的是，所述调制器可以有利地包括至少一种数字运算。
还有一种选择是，所述调制器是差分调制器或幅度调制器。
根据一个实施例，该光学网络部件包括控制单元，该控制单元被布置为使得能够执行如这里所描述的方法。
以上所提出的问题进一步通过一种包括如这里所描述的光学网络部件的光学通信系统所解决。
附图说明
本发明的实施例在以下附图中示出并图解：
图1示出了包括传送器、信道和接收器的方块图的传输方案；
图2示出了传送器的另一种表示形式；
图3示出了根据图2的传送器的光学输出信号的频谱。
具体实施方式
所提供的解决方案特别是建议一种传送器中的离散反向傅里叶变换，其通过以类似OFDM的方式对光学信号的频谱进行整形来提高所述光学信号的频谱效率。此外，所述离散反向傅里叶变换使得信号与直接检测相兼容，而无需进行数字信号处理并且不必连同信号一起发送光学载波。因此，没有这种对于复杂DSP的需要，甚至对于高数据速率（例如，>10 Gbps）而言复杂度也是适宜的，并且由于不用为光学载波保留带宽而实现了高的频谱效率。
在传送器处，生成类似OFDM的光学信号，其中每个光学副载波是所有其它副载波的线性组合，从而在直接检测之后，在每个第k采样点处，电信号具有与第k个副载波成比例的数值。
传送器可以使用适当数量的DSP、数模转换器（DAC）以及一个光学IQ调制器来实施。在接收器处不需要DSP来解调类似OFDM的信号（因此也不需要ADC）。接收器维持其单载波对应物（counterpart）的复杂度。
还有一种选择是在电的I信号和Q信号生成之后，可以通过电IQ调制器将它们向上混合（up-mix）到中间频率。该IQ调制器的输出可以被用来经由光学幅度调制器对激光二极管进行调制，所述光学幅度调制器例如是马氏（mach-zehnder）调制器。接着，光学滤波器可以被用来对所述光学信号的一个边带进行滤波。
由于希望SE有所提高，所以一种具有吸引力的应用将是在接收器处没有PolMux且没有DSP的情况下与DQPSK映射的副载波一起使用该技术来形成100 Gbps的光学信号。相反，可以在接收器处使用简单的DQPSK解调器。在这种情况下，信号表现出50GHz的带宽并且因此将与DWDM系统兼容。
还有一种选择是使用PolMux和更高级别的调制，因此甚至进一步提高SE，但是保留了与使用直接检测的单载波的情况下相等的接收器复杂度。
另一个优势在于，由于每个副载波在传送器处单独可用，所以可以执行简单的一键式均衡化以便对信道传输函数进行预补偿。这允许例如通过无色散管理链路（即，没有色散补偿模块）来发送这样的信号。
该方法的另外一种选择是允许接收器执行简单的副载波选择。对链路的一些有害效果（即，窄带滤波）可能会以比其它副载波更强的方式影响到一些副载波。接收器可以通过仅忽略特定采样瞬间而方便地丢弃这样的差副载波。类似地，虚拟副载波（不包含有用信息或者根本不包含信息，即总是为零幅度）可以被用来形成帮助维持性能的保护带。
要注意的是，所给出的方法可以与特别是与直接检测相兼容的调制格式一起使用，这些调制格式例如是OOK、DPSK、DQPSK、D8PSK、star-D8QAM、star-D16QAM、PAM等。
这里，DQPSK是这样的调制格式的示例。其它调制格式也是可以应用的。
图1示出了包括传送器101、信道102和接收器103的方块图的传输方案。
传送器
将对根据图1的传送器101进行详细描述。
（1）逻辑二进制数据序列被输入到M*N串行到并行模块104。M取决于调制格式：对于OOK或BPSK而言，M等于1，对于QPSK而言，M等于2，等等（M阶调制）。
（2）在并行化之后，根据所希望的调制格式独立地映射N个序列中的每一个（见块105）。
符号持续时间（Ts）等于总数据速率（Br）乘以（M*N）这一结果的倒数。
矢量x被提供为块105的输出。
（3）在每个Ts瞬间，由N个映射的DQPSK符号所组成的矢量x在块106中乘以变换矩阵T，从而提供矢量Tx。
（4）接着，为了使得信道响应倒置，对矢量Tx的每个元素执行一键式均衡化（见块107）。
（5）在传送器处执行反向DFT之前，作为选择，使用补零（ZP）来简化导致混淆现象（aliasing）的数字信号的虚像（image）滤波（见块108）。
（6）在该块108之后，所产生的矢量在块109中被乘以反向DFT矩阵。
（7）块109的输出矢量在块110中被串行化，并且该序列的实部和虚部被馈送至光学IQ调制器111。作为替换，可以如以上所指出的使用电IQ调制器。
（8）光学IQ调制器111的输出信号通过信道102被馈送往接收器103。
变换矩阵
传送器101的输出是类似OFDM的信号，每个副载波是数据矢量x的组合。选择矩阵T以使得每个第k副载波的线性组合的系数对应于DFT矩阵的第k行。
该线性组合的目的在于，光学信号的数值在第k个采样瞬间与矢量x的第k个元素成比例。因此，直接检测器的取平方（squaring）将仅影响第k个元素。
变换矩阵T取决于补零（ZP）的数量。如果ZP的数量等于或大于N，则T等于DFT矩阵。如果补零小于N，则T对应于DFT矩阵的行置换。所述置换取决于ZP的数量。
接收器
有利地，可以依据副载波的调制格式使用遗留直接检测接收器103。在DQPSK的情况下，可以使用两个具有平衡检测的延迟干涉计来分离并解调光学信号的I分量和Q分量。
优选地，延迟时间与符号持续时间Ts（其为“类似OFDM的块”的持续时间）相匹配。
以等于数据速率除以调制阶数（即，Br/M）的速率进行采样。
与数据处理相关的细节
下文中提供了所提供解决方案的进一步细节并且对该解决方案对接收侧的影响进行解释。
x被视为包括N个元素的矢量，即
Figure DEST_PATH_IMAGE001
（1）
N×N维的变换矩阵被定义为
Figure 363064DEST_PATH_IMAGE002
（2）
另外，
Figure DEST_PATH_IMAGE003
是矩阵T的行，即
Figure 217888DEST_PATH_IMAGE004
（3）
特别地，传送器生成如下信号：
Figure DEST_PATH_IMAGE005
（4）
作为第一示例，矢量x是经过强度调制的信号（开关键控），即
Figure 935308DEST_PATH_IMAGE006
（5）
可以在接收器一侧使用光电二极管来检测并解调所传送的信号。所接收的采样信号ŝ在采样点进行采样，所述采样点为
Figure DEST_PATH_IMAGE007
其中k=0, ….N-1 （6）
通过利用所述光电二极管，接收到光学信号的幅度的平方，其（在采样阶段之前）等于
（7）
在采样之后，即
Figure DEST_PATH_IMAGE009
并且
Figure 82572DEST_PATH_IMAGE010
所述信号等于
Figure DEST_PATH_IMAGE011
（8）
其对应于T∙x的反向傅里叶变换。等式（8）可以被重写为如下的矩阵形式：
Figure 341253DEST_PATH_IMAGE012
（9）
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE013
表示经过转置的共轭矩阵，并且ek 标识出该标识矩阵的第k行，例如
此外，
Figure DEST_PATH_IMAGE015
是指反向离散傅里叶变换（DFT）矩阵。
等式（9）可以重写如下：
Figure 682553DEST_PATH_IMAGE016
（10）
变换矩阵T可以等于DFT矩阵W（利用DFT进行变换）。因此，等式（10）导致
Figure DEST_PATH_IMAGE017
（11）
并且因此导致
Figure 289115DEST_PATH_IMAGE018
（12）
因此，在适当的采样点
处，如果变换矩阵T等于DFT矩阵W，则第k个采样值等于矢量x的第k个元素（根据等式（12）的幅度平方）。
如果xk 经过强度调制（即），则信号也将等于0或1。
注意到，采样点例如可以基于比特误差率来确定。因此适当的采样点可以对应于优化或适当的比特误差率。因此，可以选择允许这样的可接受（或最佳）比特误差率的采样点。
还注意到，可以通过追踪比特误差率对采样点进行迭代或动态的调整。接收器因此可以在给定时间检查采样点的调整是否导致比特误差率有所改善并且因此相应地调整时序。
除了以上所描述的OOK示例之外，DQPSK调制是可以被利用的另一个示例，下面对其进行更为详细的描述。
如关于OOK所示出的，传送器生成根据等式（4）的信号s(t)。现在，矢量x经过DQPSK调制，即以后续信号xk (t)和xk (t- ∆ t)的相位差对信息进行编码，其中k=0, ….N-1。
可以使用延迟干涉计加上平衡检测来从信号s(t)获得信号I(t)和Q(t)。在采样点对所接收的信号I(t)和Q(t)进行采样以获得信号矢量Î和
Figure 487675DEST_PATH_IMAGE022
，所述采样点为
其中k=0, ….N-1 （13）
在接收器处的采样阶段之前，根据解调器的（时间上的）传输函数，所接收的信号可以被表示为
Figure DEST_PATH_IMAGE023
（14）
因此，从实部
Figure 685755DEST_PATH_IMAGE024
得出信号I(t)，其中相应地从虚部
Figure DEST_PATH_IMAGE025
得出信号Q(t)。
在采样阶段之后，等式（14）导致
Figure 53282DEST_PATH_IMAGE026
（15）
或者
Figure DEST_PATH_IMAGE027
（16）
利用
Figure 232591DEST_PATH_IMAGE028
，等式（14）可以被重写为矩阵形式
Figure DEST_PATH_IMAGE029
（17）
并且进一步为
Figure 943933DEST_PATH_IMAGE030
（18）
变换矩阵T可以等于DFT矩阵W（利用DFT进行变换）。因此，等式（18）导致
（19）
并且因此导致
Figure 587403DEST_PATH_IMAGE032
（20）
其可以被表示为
Figure DEST_PATH_IMAGE033
（21）
其进一步等于具有
Figure 860253DEST_PATH_IMAGE034
的常规DQPSK，其中是{xn }的相位。
特别是注意到，所述变换矩阵可能会考虑能够在数据处理之前或期间所确定的信道特征。在这种情况下，变换矩阵允许以信道失真至少部分得到补偿的方式对要跨这样的信道进行运送的数据进行预编码。因此，例如近端和/或远端串音的施加于信道上的噪声和/或干扰可以（至少部分地）得到补偿。此外，光纤的色散可以由所述变换矩阵进行补偿。
为了考虑信道特征，变换矩阵可以是
Figure 526858DEST_PATH_IMAGE036
其中HD -1表示包括信道特征的对角矩阵。
可以利用普通的信道评估技术来确定信道的特征。一个示例是将与信道质量相关的信息运送回传送器（例如，经由物理或逻辑反馈信道）的接收器。此外，可以在传送器处使用回路来确定来自相邻光纤（信道）的串音。
然而，这样的基于信道属性的预失真（predistortion）是一种选择，并且对于这里所给出的方法而言并非是必需的。至此，本文上下文中的预失真还包括通过所描述的变换矩阵采用的纯粹的变换，而并不要求考虑特定的信道特征。
图2示出了传送器的另一种表示形式。矢量x 201由调制器MOD所生成，其中插入了保护带（GB）（见块216、217和218），其中根据等式（1）的矢量x 201被馈送至处理单元206，在那里利用矩阵T将该矢量变换为
Figure DEST_PATH_IMAGE037
。此外，在处理单元207处利用维度为Mx1的矢量z进行补零。输出202等于
Figure 543355DEST_PATH_IMAGE038
（22）
该矢量
Figure DEST_PATH_IMAGE039
作为输出202被输入到通过维度为(N+M)×(N+M)的平方矩阵W-1所指示的iDFT 208。块208的输出203可以被表示为
（23）
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE041
（24）
矢量y的每个元素可以被写为
Figure 252128DEST_PATH_IMAGE042
（25）
其源于以下事实：矩阵W-1包括元素
Figure DEST_PATH_IMAGE043
（26）
矢量y的元素可以被块209转换为串行信号，并且进一步虚部和实部均可以以以下时间间隔被串行输入到DAC 210、211
Figure 140449DEST_PATH_IMAGE044
（27）
其中0 < k <N+M-1。
利用
Figure DEST_PATH_IMAGE045
，DAC 211的输出信号204在低通滤波器213之后等于
Figure 960638DEST_PATH_IMAGE046
（28）
因此，信号204包括要在IQ调制器214处被增频转换到由激光二极管LD 215提供的光学载波频率的信号的复数基带（BB）表示形式的虚部。
基带（BB）信号可以如下进行重写：
Figure DEST_PATH_IMAGE047
（29）
如果
Figure 313121DEST_PATH_IMAGE048
（30）
因此
Figure DEST_PATH_IMAGE049
是包括零的矢量。相应地，
对于N < n < N+M，
Figure 193353DEST_PATH_IMAGE050
（31）
因此
（32）
并且等式（29）导致
Figure 67506DEST_PATH_IMAGE052
（33）
并且基于
对于0 < n < N-1，
Figure DEST_PATH_IMAGE053
（34）
等式（33）可以被表示为
Figure 488123DEST_PATH_IMAGE054
（35）
其等于
Figure DEST_PATH_IMAGE055
（36）
这是要由调制器214进行增频转换的信号。
在被调制器214利用频率为fc的光学载波进行处理之后，光学输出信号205等于
Figure 898375DEST_PATH_IMAGE056
（37）
该光学输出信号205的频谱由图3可视化。
另外的优势
所提供的方法特别地具有以下优势：
（a）可以利用与直接检测相兼容的类似OFDM的方法明显提高频谱效率。
（b）不需要用于发送光学载波信号的功率。
（c）一键式预补偿是可能的，从而允许通过无色散补偿的链路进行传输。
（d）可能在接收器中例如通过丢弃样本而进行简单的副载波选择，因此允许选择受到有害效果影响较小的样本（即，使用“良好的副载波”）。
（e）可以在一些副载波中复用地发送边信息（side information）（导频音、训练符号、编码数据、协议数据等）。
（f）不需要利用接收器来提供复杂的数字信号处理。
（g）该方法允许经济的高频谱效率的系统，例如，具有直接检测的100Gbps的系统，而无需极化复用并且无需用于DWDM系统的DSP。
（h）在接收器中不需要本地振荡器并且无需浪费传送导频信号的能量。
缩写形式列表：
ADC 模数转换器
BER 比特错误率
Br 比特率
BW 带宽
CompSSB-OFDM 可兼容单边带OFDM调制
DAC 数模转换器
DFT 离散傅里叶变换
DOSM 数字正交副载波复用
DPSK 差分相移键控
DQPSK 差分四相相移键控
DSP 数字信号处理
DWDM 密集WDM
IDFT 反向DFT
OFDM 正交频分复用
OOK 开关键控
PolMux 极化复用
QPSK 四相相移键控
SE 频谱效率
WDM 波分复用
ZP 补零

Claims (15)

1. 一种用于在光学网络部件中处理数据的方法，
- 其中对多载波信号进行线性预编码，
- 其中对经过线性预编码的信号进行调制。
2. 如权利要求1所述的方法，其中通过差分相位调制或幅度调制对经过预编码的信号进行调制。
3. 如之前任一项权利要求所述的方法，其中对多载波信号进行线性预编码，其中每个副载波是所有其它副载波的线性组合。
4. 如之前任一项权利要求所述的方法，其中通过矩阵T对多载波信号进行线性预编码，其中第k个副载波的线性组合的系数对应于DFT矩阵的第k行。
5. 如之前任一项权利要求所述的方法，其中通过均衡化对信道传输函数进行预补偿。
6. 如权利要求5所述的方法，其中所述均衡化是一键式均衡化。
7. 如之前任一项权利要求所述的方法，其中副载波在该副载波经历高于给定阈值的变形和/或衰减效果的情况下被接收器所丢弃。
8. 如之前任一项权利要求所述的方法，其中虚拟副载波被用来提供保护带。
9. 如之前任一项权利要求所述的方法，其中在反向离散傅里叶变换之前进行补零。
10. 如之前任一项权利要求所述的方法，其中提供反馈信道以将信息从接收器运送到所述光学网络部件。
11. 如之前任一项权利要求所述的方法，其中所述光学网络部件是光学传送器。
12. 一种光学网络部件，包括
- 处理多载波信号的线性预编码器，
- 处理经过线性预编码的信号的调制器。
13. 如权利要求12所述的光学网络部件，包括反向离散傅里叶变换单元之前的补零单元，所述反向离散傅里叶变换单元处于所述调制器之前。
14. 如权利要求12或13中任一项所述的光学网络部件，其中所述调制器是差分调制器或幅度调制器。
15. 包括控制单元的光学网络部件，所述控制单元被布置为使得如权利要求1至11中任一项所述的方法能够得以执行。
CN200980161947.8A 2009-10-13 2009-12-18 用于在光学网络部件中处理数据的方法以及光学网络部件 Active CN102687475B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
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