JP2002368708A - マルチキャリアディジタルプリディストーション装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】マルチキャリア変調信号に適したプリディスト
ーション手段を提供する。 【解決手段】プリディストータで生成する歪補償信号の
うち、マルチキャリア変調信号と隣接チャネル漏洩歪補
償信号と相互変調歪補償信号を、それぞれ上記ディジタ
ルベースバンドＩ，Ｑ入力信号に基づき、ベースバンド
周波数帯域において、独立した複数のプリディストータ
によって演算処理を行い、複数組の互いに直交する中間
周波搬送波を用いて直交変調を行い、直交変調出力を加
算合成することによって生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は低歪電力増幅器、と
りわけ無線送信機として好適な歪補償型電力増幅器に関
する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体通信基地局等に搭載される
無線送信機においては、高多重伝送を行うため、従来の
ような単一組のベースバンドＩ，Ｑ変調信号と単一の高
周波搬送波からなるシングルキャリア変調信号に代わ
り、複数組のベースバンドＩ，Ｑ変調信号と複数の高周
波搬送波からなるマルチキャリア変調信号を送信する必
要性が増している。このような無線送信機では、装置の
電力効率向上のために、できるだけ高出力で運転するこ
と、伝送特性の劣化を抑えるために、入出力特性におい
て特に高い線形性を確保することの両立が要求される。

【０００３】図２に一般的な無線送信機の構成を示す。
図２は、入力された信号を高周波搬送波によって無線周
波数帯へと周波数変換する周波数変換器２００と、周波
数変換によって生じるイメージ成分を除去する送信フィ
ルタ２０１と、電力増幅を行う電力増幅器２０２と、電
力増幅器２０２の出力に含まれる高調波歪成分を除去す
る送信フィルタ２０３から構成されている。

【０００４】一般に、周波数変換器２００と電力増幅器
２０２では、高出力領域で非線形性が顕著となる問題を
有している。このため、周波数変換器２００と電力増幅
器２０２の総合の入出力特性は、図３の３００に示すよ
うな非線形関数になっていると考えられる。

【０００５】このような無線送信機でマルチキャリア変
調信号を送信する場合に発生する非線形歪の周波数スペ
クトラムの一例として、等離調３キャリア変調信号の場
合を図４に示す。図４のように、所望の等離調３キャリ
ア変調信号４００に加えて、非線形歪として隣接チャネ
ル漏洩歪４０１と相互変調歪４０２と、高調波歪４０３
が発生する。このうち、高調波歪４０３は等離調３キャ
リア変調信号４００から十分に離れた周波数帯に発生す
るので、適切な送信フィルタ２０３を使用することで除
去することができる。しかし、隣接チャネル漏洩歪４０
１と相互変調歪４０２はマルチキャリア変調信号に極め
て近接した周波数帯に発生するので、送信フィルタ２０
３による除去が困難となる。

【０００６】そこで、無線送信機の非線形性を補償して
歪を低減する一つの方法として、プリディスト−ション
方式が各種考案されている。プリディストーションは、
従来の代表的な歪補償技術であるフィードフォワード方
式と比較して、電力増幅器２０２の出力に挿入される損
失分が小さいという特徴があり、装置の効率向上に好適
である。

【０００７】プリディストーション方式では、まず、図
３の３００に示した無線送信機の非線形入出力特性ｚ＝
ｇ（ｙ）をあらかじめ把握しておき、次に、希望する出
力信号ｚに対して、ｇ（ｙ）の逆関数ｇ^−１（ｚ）に基
づき、歪補償信号ｙ＝ｇ^−１（ｚ）を生成し、これを無
線送信機の入力とすることにより、非線形歪を補償す
る。

【０００８】この場合の希望出力信号と歪補償信号の周
波数スペクトラムの状況について、図５および図６に示
す例を用いて説明する。まず、希望出力信号ｚの一例と
して、図５の５００に示す等離調３キャリア変調信号ｚ
_１（ｔ）＋ｚ_２（ｔ）＋ｚ_３（ｔ）を仮定する。各キャ
リアにおける変調信号成分は、ベースバンドＩ，Ｑ信号
が直交変調されたものであるとすれば、数１〜数３のよ
うに表現できる。

【０００９】

【数１】

【数２】

【数３】 以上より、無線送信機の非線形入出力関数ｚ＝ｇ（ｙ）
に対して、ｙ＝ｇ^−１（ｚ_１（ｔ）＋ｚ_２（ｔ）＋ｚ_３
（ｔ））が、増幅器に入力すべき歪補償信号となる。

【００１０】歪補償信号の周波数スペクトラムの概形を
図６に示す。ｇ^−１（ｚ）もまた非線形関数であるか
ら、図６の周波数スペクトラムには等離調３キャリア変
調信号６００に加えて、隣接チャネル漏洩歪補償信号６
０１と、相互変調歪補償信号６０２と、高調波歪補償信
号６０３が含まれる。このことを具体的に示すために、
ｇ^−１（ｚ）が数４のように線形利得で正規化され、原
点対称で１次、３次の項を用いて近似的に表記できると
仮定する。

【００１１】

【数４】 数４に含まれる３乗の項を展開すると、数５に示す結果
が得られる。数５右辺の｛ ｝内、第１，２，３，５，
９，１０項は等離調３キャリア変調信号と同じ周波数に
スペクトルを持つことから隣接チャネル漏洩歪補償信号
６０１に相当し、第４，６，７，８，１１，１２項は相
互変調歪補償信号６０２に相当する。残りの第１３〜２
２項は高調波歪補償信号６０３に相当する。

【００１２】

【数５】 なお、高調波歪補償信号６０３は主として高調波歪成分
の補償に寄与するが、高調波歪成分は送信フィルタ２０
３によって除去するという前提を置くならば、歪補償信
号は必ずしも高調波歪補償信号６０３を含む必要はな
く、数４と数５より、数６に示す信号が歪補償信号とし
て得られればよいことになる。

【００１３】

【数６】 次に、上記のような数式で表現される歪補償信号の従来
の実現方法について説明する。従来、無線送信機の非線
形入出力特性の逆特性ｇ^−１（ｚ）の実現には、ダイオ
ードなどの素子の非線形特性が近似的に用いられてきた
が、近年のＬＳＩ技術の進歩によりプロセッサの処理能
力が各段に向上したため、ディジタル信号処理技術をプ
リディストーションに利用することで、より精密に実現
することが可能となってきた。このため、ディジタルプ
リディストーション方式は、非線形素子を用いた従来の
プリディストーションと比べて歪を大きく低減すること
が可能である。ただし、現在のディジタル信号処理技術
では無線周波数帯の高周波信号を直接処理することは困
難であるため、比較的低いディジタル中間周波数帯もし
くはベースバンド帯域での処理において実現され、最終
的には周波数変換器２００での周波数変換によって無線
周波数帯の歪補償信号を得る。

【００１４】まず第１の方法として、ディジタル中間周
波数帯でのプリディストーションの原理について、図７
を用いて説明する。ディジタル中間周波数帯において、
ディジタル信号処理により所望のマルチキャリア変調信
号をあらかじめ生成しておき、プリディストータ７００
で上記数４の非線形演算を行い、歪補償信号を生成す
る。次にＤＡ変換器７０１でアナログ信号に変換した
後、低域通過フィルタ７０２でエイリアス成分を阻止
し、図２の無線送信機へ信号を供給する。

【００１５】なお、プリディストータ７００は、記憶装
置に上記数４の関数対応をあらかじめテーブルの形で記
憶しておき、入力信号の値に応じて逐一出力値をテーブ
ルから読み出すことでも、ディジタルベースバンドＩ，
Ｑ信号を直接演算することでも、実現することができ
る。どちらの手法でプリディストータ７００を実現する
にせよ、プリディストータ７００での演算内容そのもの
は極めて単純である。

【００１６】しかしながら、この場合はマルチキャリア
変調信号を非線形演算することが原因で高調波歪補償信
号が発生してしまう点が問題となる。すなわち、プリデ
ィストータ７００のナイキスト周波数を高調波歪補償信
号よりも高い値に設定しておかないと、エイリアス成分
がマルチキャリア変調信号帯域に落ち込み、正しい歪補
償信号を得ることができなくなる。さらに、補償の精度
を向上させるため高次の逆関数を適用するならば、次数
の増加に伴ってより高い周波数帯域に高次高調波歪補償
信号が発生することになるので、結果的にプリディスト
ータ７００には極めて高い処理速度が要求されることに
なる。

【００１７】次に第２の方法として、ベースバンド帯域
でのディジタルプリディストーションの原理について図
８を用いて説明する。従来技術の一例は特開平１１−２
３９１９０に開示されている。図８では、ベースバンド
入力信号は単一組のＩ，Ｑ信号であるため、数６におい
てＩ_１，Ｑ_１とＩ_３，Ｑ_３がゼロであるとして式の整理
を行うと、数７に示すように極めて簡単な形に変形でき
る。

【００１８】

【数７】 以上より、ｉ_２，ｑ_２はＩ_２，Ｑ_２の関数となってい
る。したがって、数７の関数関係に従って歪補償信号ｙ
（ｔ）を実現することができる。なお、プリディストー
タ８００は、数４の関数対応を記憶装置にあらかじめテ
ーブルの形で記憶しておき、入力信号の値に応じて逐一
出力値をテーブルから読み出すことによっても、図９の
９００に示すようにディジタルベースバンドＩ，Ｑ信号
を直接演算することによっても実現することができる。
どちらの場合においても、電力増幅器２０２の非線形特
性３００を把握することにより、数４における係数ａ３
あるいはテーブルを定めることができる。なお、直交変
調部８０１に関しては、必要に応じてディジタル信号処
理でもアナログ回路でも実現することができるが、後者
の場合はＤＡ変換器８０１とフィルタ８０２はプリディ
ストータ８００と直交変調部８０１の中間に配置する必
要がある。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
ディジタル中間周波数帯におけるディジタルプリディス
トーションでは、簡単な演算で実現できるためマルチキ
ャリア変調信号の歪補償に好適であるが、非線形歪補償
演算によって高調波歪補償信号が発生するため、プリデ
ィストータの動作周波数を高く設定しなければならない
点が課題となり、ベースバンド周波数帯におけるディジ
タルプリディストーションでは、従来の構成では単一組
のＩ，Ｑ信号からなるシングルキャリア変調信号しか歪
補償をすることができず、マルチキャリア変調信号には
適していないという点が課題となっていた。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記従来技術
の技術課題を解決するために考案されたものであり、複
数組のディジタルベースバンドＩ，Ｑ入力信号から、後
段に接続される無線送信機の非線形入出力関数とは逆の
非線形関数に基づくディジタル演算によってプリディス
トーション処理された、マルチキャリア変調信号と、隣
接チャネル漏洩歪補償信号と、相互変調歪補償信号と、
高調波歪補償信号からなる歪補償信号を生成し、これを
ＤＡ変換器によってアナログ信号に変換し、低域通過特
性を有するフィルタでエイリアス成分を取り除いた上で
無線送信機へと供給することで、無線送信機で周波数変
換および電力増幅を行う際に発生する非線形歪を相殺
し、出力マルチキャリア変調信号に含まれる非線形歪を
低減するディジタルプリディストータにおいて、前記歪
補償信号のうち、マルチキャリア変調信号と、隣接チャ
ネル漏洩歪補償信号と、相互変調歪補償信号をそれぞ
れ、上記ディジタルベースバンドＩ，Ｑ入力信号に基づ
き、ベースバンド周波数帯域において、独立した複数の
プリディストータによって演算処理を行い、複数組の互
いに直交する中間周波搬送波を用いて直交変調を行い、
直交変調出力を加算合成することによって生成すること
により、前記歪補償信号に高調波歪補償信号が含まれな
いようにしたことを特徴とする。

【００２１】

【発明の実施の形態】図１に本発明の一実施例の無線送
信機を示す。本実施例は、無線送信機で等離調３キャリ
ア変調信号を送信する場合に、無線送信機の非線形入出
力特性の逆関数が数４のように１次項と３次項で近似的
に表現できる場合について説明するものである。

【００２２】まず、第１プリディストータ１０１では、
３組のベースバンドディジタル信号のうち、Ｉ_１，
Ｑ_１，Ｉ_３，Ｑ_３を用いて、数８に記載の演算を行い、
ｉ_１，ｑ _１信号を生成し、ディジタル中間周波搬送波ω
_０−３δωによって直交変調することにより、信号ｓ_１
を得る。

【００２３】

【数８】 次に、第２プリディストータ１０２では、３組のベース
バンドディジタル信号Ｉ_１，Ｑ_１，Ｉ_２，Ｑ_２，Ｉ_３，
Ｑ_３を用いて、数９に記載の演算を行いｉ_２，ｑ_２信号
を生成し、ディジタル中間周波搬送波ω_０−２δωによ
って直交変調することにより、信号ｓ_２を得る。

【００２４】

【数９】 次に、第３プリディストータ１０３では、３組のベース
バンドディジタル信号Ｉ_１，Ｑ_１，Ｉ_２，Ｑ_２，Ｉ_３，
Ｑ_３を用いて、数１０に記載の演算を行い、ｉ _３，ｑ_３
信号を生成し、ディジタル中間周波搬送波ω_０−δωに
よって直交変調することにより、信号ｓ_３を得る。

【００２５】

【数１０】 次に、第４プリディストータ１０４では、３組のベース
バンドディジタル信号Ｉ_１，Ｑ_１，Ｉ_２，Ｑ_２，Ｉ_３，
Ｑ_３を用いて、数１１に記載の演算を行い、ｉ _４，ｑ_４
信号を生成し、ディジタル中間周波搬送波ω_０によって
直交変調することにより、信号ｓ_４を得る。

【００２６】

【数１１】 次に、第５プリディストータ１０５では、３組のベース
バンドディジタル信号Ｉ_１，Ｑ_１，Ｉ_２，Ｑ_２，Ｉ_３，
Ｑ_３を用いて、数１２に記載の演算を行い、ｉ _５，ｑ_５
信号を生成し、ディジタル中間周波搬送波ω_０＋δωに
よって直交変調することにより、信号ｓ_５を得る。

【００２７】

【数１２】 次に、第６プリディストータ１０６では、３組のベース
バンドディジタル信号Ｉ_１，Ｑ_１，Ｉ_２，Ｑ_２，Ｉ_３，
Ｑ_３を用いて、数１３に記載の演算を行い、ｉ _６，ｑ_６
信号を生成し、ディジタル中間周波搬送波ω_０＋２δω
によって直交変調することにより、信号ｓ_６を得る。

【００２８】

【数１３】 最後に、第７プリディストータ１０７では、３組のベー
スバンドディジタル信号のうち、Ｉ_１，Ｑ_１，Ｉ_３，Ｑ
_３を用いて、数１４に記載の演算を行い、ｉ_７，ｑ_７信
号を生成し、ディジタル中間周波搬送波ω_０＋３δωに
よって直交変調することにより、信号ｓ_７を得る。

【００２９】

【数１４】 以上の手続きによって発生させたｓ_１〜ｓ_７の総和を求
めると、数６と等しくなっている。したがって、図１の
構成を用いて、第１〜第７プリディストータ１０１〜１
０７において、数８〜数１４に記載した演算処理を行う
ことで、高調波歪補償信号を発生させることなく歪補償
信号を得ることができるため、プリディストータの動作
周波数の増大を防止することができる。

【００３０】なお、第１〜第７プリディストータ１０１
〜１０７は、数８〜数１４の関数対応を記憶装置にあら
かじめテーブルの形で記憶しておき、入力信号の値に応
じて逐一出力値をテーブルから読み出すことによって
も、図１０の１００１〜１００７に示すように、ディジ
タルベースバンドＩ，Ｑ信号を直接演算することによっ
ても実現することができる。

【００３１】ここで、図１０の１００１〜１００７に示
すプリディストータを自乗器、加算器、乗算器、定数倍
器といった基本的な機能ブロックを用いて構成した一例
を、紙面の都合上図１１〜図１４に分割して示す。図１
１〜１４のプリディストータは自乗器（ＳＱＲ）１１０
１〜１１０６、１３３１〜１３３６と、加算器１１１１
〜１１１３、１１４１〜１１４３、１１７１〜１１７
６、１２２１〜１２２６、１３８１〜１３９８、１４０
１〜１４１０と、乗算器１１５１〜１１５６、１２０１
〜１２０８、１３０１〜１３２７と、定数倍器１１２１
〜１１２６、１１３１〜１１３６、１１６１〜１１６
６、１２１１〜１２１６、１２３１〜１２３６、１３４
１〜１３７０とから構成されており、各機能ブロックを
図示のように結線することによって、前記数８から数１
４に示す演算を実現することができる。

【００３２】どちらの場合においても、電力増幅器２０
２の非線形特性３００を把握することにより、数４にお
ける係数ａ_３あるいはテーブルを定めることができる。
なお、直交変調部１１１〜１１７に関しては、必要に応
じてディジタル信号処理でもアナログ回路でも実現する
ことができるが、後者の場合はＤＡ変換器１３０とフィ
ルタ１４０は第１〜第７プリディストータ１０１〜１０
７と直交変調部１１１〜１１７の中間に配置する必要が
ある。

【００３３】次に、本発明による第２の実施例を、図１
５を用いて説明する。前記第１の実施例では、無線送信
機の非線形入出力特性は既知であると仮定したが、実際
の運用時には温度変化、経時変化などが原因で不明であ
ることが多く、数６において隣接チャネル漏洩歪補償信
号と相互変調歪補償信号の発生量を制御する変数ａ_３の
具体的な値を指定できない場合がある。そこで、本実施
例では図１と同じ構成部分１５００に、後段に接続され
る無線送信機の出力マルチキャリア変調信号の一部を取
り出し、無線送信機出力に残留した歪信号成分を観測す
る残留歪観測手段１５１０と、上記残留歪信号成分の電
力が最小となるように歪補償信号に含まれる隣接チャネ
ル漏洩歪補償信号と相互変調歪補償信号の発生量を自動
的に調整する制御装置１５２０を付加する。

【００３４】上記残留歪観測手段１５１０は、無線送信
機の出力送信信号の一部を取り出す分配器１５１１と、
分配器１５１１の出力をディジタルＩＦ周波数帯に周波
数変換する周波数変換器１５１２と、周波数変換による
イメージ成分を除去するフィルタ１５１３と、フィルタ
１５１３出力をディジタル信号に変換するＡＤ変換器１
５１４と、減算器１５１５から構成される。残留歪観測
手段１５１０では、減算によって出力送信信号と希望出
力信号との差分を演算し、数１５で示される残留歪信号
ｅｒｒを抽出する。

【００３５】

【数１５】 制御装置１５２０の構成ならびに処理の一例を、図１６
を用いて説明する。制御装置１５２０では、例えば勾配
法として知られる処理手順に従って残留歪成分を最小と
することができる。

【００３６】残留歪電力ｅｒｒ^２は係数ａ_３の特定の最
適値１３０３に対して最小となるため、図１７のような
概形を示す。そこで、勾配計算部１６１０では、ａ_３に
適当な初期値１７０１を与え、その点でのａ_３に対する
勾配１７００を数１６に基づいて計算する。数１６に含
まれるｇ’（ｙ）は、無線送信機の入出力特性における
微係数を表しているが、前述の理由で具体的な関数形を
知ることはできないから、線形利得すなわち１で近似的
に代用する。その結果、勾配は残留歪信号ｅｒｒと、隣
接チャネル歪補償信号と、相互変調歪補償信号から近似
的に計算できる。

【００３７】

【数１６】 次に、係数更新部１６２０は数１７に従って任意の微小
比例係数μを用いて係数ａ_３を更新値１７０２へ変更す
る。

【００３８】以上説明した手順を繰り返し行うことによ
って、係数ａ_３は徐々に最適値へと接近していく。最適
値近傍では、数１６に示す勾配１７００がゼロに近づく
ため、係数ａ_３の更新量は徐々に小さくなり、十分な回
数の繰り返しの後にａ_３は最適値１７０３に収束する。

【００３９】

【数１７】 以上説明したように、本発明の第２の実施例によれば、
無線送信機の非線形特性の具体的な関数形が未知である
ような場合においても、歪補償信号の発生量を制御する
係数を自動的に定めることが可能となる。

【００４０】最後に、本発明を適用した無線通信基地局
の一例について、図１８を用いて説明する。図１８は、
本発明の第１または第２の実施例で説明したディジタル
プリディストータ１８０２と、ディジタルプリディスト
ータ出力歪補償信号を周波数変換および電力増幅する無
線送信機１８０３と、アンテナを共有するデュプレクサ
１８０４と、送受信を行うアンテナ１８０５と、受信信
号の復調を行う受信機１８０６と、複数組のベースバン
ドＩ，Ｑ信号の変復調を行うベースバンド信号処理部１
８０１から構成されている。本発明のプリディストータ
１８０２をベースバンド信号処理部１８０１と無線送信
機１８０３の間に配置することにより、無線送信機１８
０３で発生する非線形歪を補償するので、良好な送信特
性を呈する無線通信基地局を提供することが可能とな
る。

【００４１】

【発明の効果】本発明によれば、マルチキャリア変調信
号を送信する無線送信機の非線形歪を補償するディジタ
ルプリディストータにおいて、従来技術のディジタル中
間周波数帯におけるディジタルプリディストーションの
ように非線形演算を行う過程で高調波歪補償信号が発生
しないため、プリディストータの動作周波数を著しく増
加させることなく、歪補償信号を生成することができ
る。また、従来のベースバンド周波数帯におけるディジ
タルプリディストーションのように、シングルキャリア
変調信号にしか対応できないという問題を解決でき、マ
ルチキャリア変調信号に適した歪補償信号を生成するこ
とが可能となる。

【００４２】また、本発明によれば無線送信機の非線形
入出力特性の関数形が不明な場合であっても、隣接チャ
ネル歪補償信号と相互変調歪補償信号の発生量を自動的
に最適化することが可能である。

【００４３】なお、本発明は本実施例に記載した内容に
限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範
囲で種々の変形および拡張が可能である。例えば、本実
施例では３キャリア等離調変調信号の３次非線形逆関数
を利用したディジタルプリディストータの例を示した
が、変調信号のキャリア数および逆関数ｇ^−１（ｚ）の
次数を増加させる場合においてもプリディストータと直
交変調器を適宜追加させることによって容易に対応可能
であり、プリディストータで実行する演算内容に関して
は、数５の計算例からの拡張によって容易に導くことが
できる。

【００４４】また、制御装置の動作も本実施例に記載し
た勾配法に限定されるものではなく、例えば摂動法によ
っても同様の機能を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の無線機の構成を示すブ
ロック図。

【図２】従来例の無線送信機の構成を示すブロック図。

【図３】無線送信機の入出力特性図。

【図４】無線送信機で発生する非線形歪の一例を示す説
明図。

【図５】希望出力信号のスペクトラム図。

【図６】歪補償信号のスペクトラム図。

【図７】ディジタル中間周波数帯でのディジタルプリデ
ィストーションを示すブロック図。

【図８】ベースバンドディジタルプリディストーション
を示すブロック図。

【図９】演算を用いたプリディストータのブロック図。

【図１０】本発明の一実施例における演算を用いたプリ
ディストータのブロック図。

【図１１】本発明のプリディストータの構成例を示すブ
ロック図。

【図１２】本発明のプリディストータの構成例を示すブ
ロック図。

【図１３】本発明のプリディストータの構成例を示すブ
ロック図。

【図１４】本発明のプリディストータの構成例を示すブ
ロック図。

【図１５】本発明の第２の実施例の無線機の構成を示す
ブロック図。

【図１６】図１５の制御装置の構成例を示すブロック
図。

【図１７】残留歪電力の概形を示す特性図。

【図１８】本発明の第３の実施例による無線通信基地
局。

【符号の説明】

１０１…第１プリディストータ、１０２…第２プリディ
ストータ、１０３…第３プリディストータ、１０４…第
４プリディストータ、１０５…第５プリディストータ、
１０６…第６プリディストータ、１０７…第７プリディ
ストータ、１１１〜１１７…直交変調器、１２０…加算
器、１３０…ＤＡ変換器、１４０…フィルタ、２００…
周波数変換器、２０１…送信フィルタ、２０２…電力増
幅器、２０３…送信フィルタ、３００…無線送信機の非
線形入出力特性、１１７…直交変調器、４００…等離調
３キャリア変調信号、４０１…隣接チャネル漏洩歪、４
０２…相互変調歪、４０３…高調波歪、５００…等離調
３キャリア変調信号、６００…等離調３キャリア変調信
号、６０１…隣接チャネル漏洩歪補償信号、６０２…相
互変調歪補償信号、６０３…高調波歪補償信号、７００
…プリディストータ、７０１…ＤＡ変換器、７０２…フ
ィルタ、８００…プリディストータ、８０１…直交変調
器、８０１…ＤＡ変換器、８０２…フィルタ、９００…
プリディストータ、１００１…第１プリディストータ、
１００２…第２プリディストータ、１００３…第３プリ
ディストータ、１００４…第４プリディストータ、１０
０５…第５プリディストータ、１００６…第６プリディ
ストータ、１００７…第７プリディストータ、１０１１
〜１０１７…係数、１０２１〜１０２７…係数、１０３
１〜１０３３…加算器、１０４１〜１０４３…加算器、
１１０１〜１１０６、１３３１〜１３３６…自乗器、１
１１１〜１１１３、１１４１〜１１４３、１１７１〜１
１７６、１２２１〜１２２６、１３８１〜１３９８、１
４０１〜１４１０…加算器、１１５１〜１１５６、１２
０１〜１２０８、１３０１〜１３２７…乗算器、１１２
１〜１１２６、１１３１〜１１３６、１１６１〜１１６
６、１２１１〜１２１６、１２３１〜１２３６、１３４
１〜１３７０…定数倍器、１５００…本発明の第１実施
例、１５１０…残留歪検出手段、１５１１…分配器、１
５１２…周波数変換器、１５１３…フィルタ、１５１４
…ＡＤ変換器、１５１５…減算器、１５２０…制御装
置、１６１０…勾配計算部、１６２０…係数更新部、、
１７００…勾配、１７０１…初期値、１７０２…更新
値、１７０３…最適値、１８０１…ベースバンド信号処
理部、１８０２…プリディストータ、１８０３…無線送
信機、１８０４…デュプレクサ、１８０５…アンテナ、
１８０６…受信機。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 錦戸 正光 神奈川県横浜市戸塚区戸塚町216番地 株 式会社日立製作所通信事業部内 (72)発明者 黒河 敏晃 神奈川県横浜市戸塚区戸塚町216番地 株 式会社日立製作所通信事業部内 Ｆターム(参考） 5K004 AA01 AA05 AA08 BA02 BC01 FF05 JF04 5K022 DD01 DD13 DD19 DD24 5K060 BB07 CC04 CC11 DD04 FF06 HH01 KK06

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数組のディジタルベースバンドＩ，Ｑ入
   力信号から、出力端子に接続される無線送信機の非線形
   入出力関数の逆関数に基づく非線形ディジタル演算によ
   ってプリディストーション処理された、マルチキャリア
   変調信号と、隣接チャネル漏洩歪補償信号と、相互変調
   歪補償信号と、高調波歪補償信号からなる歪補償信号を
   生成し、これをＤＡ変換器によってアナログ信号に変換
   し、低域通過特性を有するフィルタでエイリアス成分を
   取り除いた上で前記無線送信機へと出力することで、無
   線送信機で周波数変換および電力増幅を行う際に発生す
   る非線形歪を相殺し、出力マルチキャリア変調信号に含
   まれる非線形歪を低減するディジタルプリディストーシ
   ョン装置（プリディストータ）において、前記歪補償信
   号のうち、マルチキャリア変調信号と、隣接チャネル漏
   洩歪補償信号と、相互変調歪補償信号をそれぞれ、上記
   ディジタルベースバンドＩ，Ｑ入力信号に基づき、ベー
   スバンド周波数帯域において、独立した複数のプリディ
   ストータによって演算処理を行い、複数組の互いに直交
   する中間周波搬送波を用いて直交変調を行い、直交変調
   出力を加算合成することによって生成することにより、
   前記歪補償信号に高調波歪補償信号が含まれないことを
   特徴とするディジタルプリディストータ。
2. 【請求項２】請求項１に記載したディジタルプリディス
   トータにおいて、後段に接続される無線送信機の出力マ
   ルチキャリア変調信号の一部を取り出し、無線送信機出
   力に残留した歪信号成分を観測する残留歪検出手段と、
   上記残留歪信号成分の電力が最小となるように歪補償信
   号に含まれる隣接チャネル漏洩歪補償信号と相互変調歪
   補償信号の発生量を自動的に調整する制御装置を付加す
   ることを特徴とするディジタルプリディストータ。
3. 【請求項３】請求項１または請求項２に記載したディジ
   タルプリディストータと、ディジタルプリディストータ
   出力歪補償信号を周波数変換および電力増幅する無線送
   信機と、アンテナを共有するデュプレクサと、送受信を
   行うアンテナと、受信信号の復調を行う受信機と、ベー
   スバンドＩ，Ｑ信号の変復調を行うベースバンド信号処
   理部からなる無線基地局。