JP6241789B2 - 送信機 - Google Patents

Description

本発明は、複数の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅する技術に関する。

無線通信の高度化にしたがって多種多様な無線システムが実現されている。このような多種多様な無線システムを統合的に収容するために、複数の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅する送信機が検討されている。
送信機は生成した送信信号を増幅器によって増幅しアンテナから送信する。一般的に、増幅器は非線形歪み特性を有する。そのため、高品質な信号送信を実現するためには、送信信号の非線形歪みを補償することが必要となる。そのため、送信機において、非線形歪み特性を予め記憶し、増幅する前の送信信号に対して、増幅器によって生じる非線形歪みを補償することが検討されている。具体的には、送信機は、非線形歪み特性に基づいて推定される非線形歪みが、増幅によってキャンセルされるように送信信号を整形する。このように、予め入力信号を整形することによって出力信号を補償する手法をプリディストーションという。

しかしながら、直交変調後の信号にはＩＱ（In-phase and Quadrature channels）インバランス及びＤＣ（Direct Current）オフセットが生じる場合がある。このＩＱインバランス及びＤＣオフセットを直交変調誤差と呼ぶ。そして、この直交変調誤差は信号の非線形歪み成分に影響を及ぼす。そのため、直交変調誤差は、信号の非線形歪みを補償する精度を劣化させる要因となる。

そのため、送信機は、増幅器に入力する前に送信信号の直交変調誤差を補償する必要がある。直交変調誤差を補償する手法として、増幅器に入力する前の送信信号をフィードバックすることにより補償すべき直交変調誤差の特性（以下、「直交変調誤差特性」という。）を学習し、プリディストーションにより補償する手法がある。しかしながら、この手法では、直交変調誤差特性を学習するためのフィードバック系の回路を別途実装する必要があり、送信機を構成する部品の数が増加するという問題がある。
また、フィードバックする信号として、送信信号ではなく学習用の信号を用いる手法もある。この場合、学習用の信号として低電力の信号を入力し増幅器を線形領域で動作させる。しかしながら、この手法では、増幅器において生じる非線形歪みを補償する前に直交変調誤差を学習する必要があり、信号の生成から送信までに要する時間が増加するという問題がある。

このような問題に対して、非線形歪み特性及び直交変調誤差特性を一括して学習し、送信信号をプリディストーションにより補償する手法が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。非特許文献１では、複数の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅するときの非線形歪み特性を表現する多項式が提案されている。また、非特許文献２及び３には、上記の非線形歪み特性を表現する多項式に、直交変調誤差特性を表現する多項式を組み合わせた結合多項式モデルが提案されている。

非特許文献２では、２つの周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅するときの結合多項式モデルを用いてＩチャネルの信号の補償とＱチャネルの信号の補償とを分け、プリディストーションにより信号を補償する手法が提案されている。この手法では、ＩチャネルとＱチャネルとのそれぞれでフィードバックによる学習を行い、適応的に多項式係数を更新することによって、非線形歪み特性及び直交変調誤差特性を一括して学習し、補償することを可能としている。

さらに、非特許文献３では、非線形歪み特性を表現する多項式にボルテラモデルを適用することによって、結合多項式の多項式係数の数を削減している。

式１は、Ｐ個の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅する場合において、プリディストーションによる信号の補償を行うときの結合多項式モデルを表す。式１は、結合多項式モデルの一例であり、非線形歪みとして混変調歪みのみを考慮したｐ番目の周波数帯域に関するモデルである。なお、式１はボルテラモデルによる多項式係数の削減を行っていない。
式１において、ｘ_ｐは結合多項式モデルにおけるｐ番目の周波数帯域の複素入力信号を表す。ｙ_ｐは結合多項式モデルにおけるｐ番目の周波数帯域の複素出力信号を表す。ｋは結合多項式の次数を表し、Ｋを最大値とする。Ｔ_ｓはサンプリングの間隔を表す。すなわち式１は、ある時刻における出力が、その時刻における入力のみならず、過去の時刻における入力の影響を受ける「メモリ効果」を伴う。ｎは、Ｔ_ｓの時間間隔でサンプリングされた時間軸において時刻を表す変数である。ｍはメモリの深さを表し、Ｍを最大値とする。すなわちメモリの深さｍは、結合多項式モデルにおいて、過去のどれだけの期間を対象としてメモリ効果を補償するかを表す。αはＩチャネルの非線形歪み及びＩＱインバランスに関する係数（以下、「チャネル補償係数」という。）である。βはＱチャネルのチャネル補償係数である。γはＤＣオフセットに関する係数（以下「ＤＣオフセット補償係数」という。）である。

式１より、各チャネルの１周波数帯域あたりのチャネル補償係数の数がＬである場合、Ｐ個の周波数帯域の結合多項式モデルでは、α、β及びγはそれぞれＰＬ個、ＰＬ個及びＰ個となり、合計Ｐ（２Ｌ＋１）個の多項式係数の学習が必要になる。

図５は、従来構成の送信機９０の機能構成を示す機能ブロック図である。
送信機９０は、送信系９２、フィードバック系９６及び解析部９７を備える。送信系９２は、送信信号を生成するための機能部の集合を表す。フィードバック系９６は、送信信号をフィードバックするための機能部の集合を表す。解析部９７は、送信系９２で生成された送信信号と、フィードバック系９６によってフィードバックされた信号と、に基づいて非線形歪み特性及び直交変調誤差特性を学習する機能部である。
送信系９２は、解析部９７によって学習された非線形歪み特性及び直交変調誤差特性に基づいて、送信信号を補償する。具体的には、送信系９２は、Ｉチャネル及びＱチャネルのチャネル補償係数を結合多項式に適用することによって、送信信号を補償する。

以下、解析部９７の詳細について説明する。なお、送信系９２のＩチャネル用歪み補償部９２２−１〜９２２−Ｐは、解析部９７のＩチャネル用歪み補償部９７１−１〜９７１−Ｐと同様のため説明を省略する。同様の理由により、送信系９２のＱチャネル用歪み補償部９２３−１〜９２３−Ｐ及びＤＣオフセット補償部９２４−１〜９２４−Ｐについても説明を省略する。また、送信系９２のその他の機能部及びフィードバック系９６については、実施形態にて詳細を説明するため、同図での説明を省略する。

Ｉチャネル用歪み補償部９７１−１〜９７１−Ｐは、それぞれフィードバック系９６から出力されたフィードバック信号に基づいて、フィードバック信号のＩチャネル成分の非線形歪み及びＩＱインバランスを補償する。Ｉチャネル用歪み補償部９７１−１〜９７１−Ｐは、自装置が保持するＩチャネルのチャネル補償係数αを式１の結合多項式に適用することによってフィードバック信号を補償する。このときフィードバック信号の補償に用いられるチャネル補償係数αは、フィードバック信号が生成された元の送信信号の補償に用いられたチャネル補償係数αである。Ｉチャネル用歪み補償部９７１−１〜９７１−Ｐは、非線形歪み及びＩＱインバランスが補償されたフィードバック信号を、それぞれ加算器９７４−１〜９７４−Ｐに出力する。

Ｑチャネル用歪み補償部９７２−１〜９７２−Ｐは、それぞれフィードバック系９６から出力されたフィードバック信号に基づいて、フィードバック信号のＱチャネル成分の非線形歪み及びＩＱインバランスを補償する。Ｑチャネル用歪み補償部９７２−１〜９７２−Ｐは、自装置が保持するＱチャネルのチャネル補償係数βを式１の結合多項式に適用することによってフィードバック信号を補償する。このときフィードバック信号の補償に用いられるチャネル補償係数βは、フィードバック信号が生成された元の送信信号の補償に用いられたチャネル補償係数である。Ｑチャネル用歪み補償部９７２−１〜９７２−Ｐは、非線形歪み及びＩＱインバランスが補償されたフィードバック信号を、それぞれ加算器９７４−１〜９７４−Ｐに出力する。

ＤＣオフセット補償部９７３−１〜９７３−Ｐは、それぞれフィードバック系９６から出力されたフィードバック信号のＤＣオフセットを補償する。具体的には、ＤＣオフセット補償部９７３−１は、自装置が保持するＤＣオフセット補償係数γを加算器９７４−１に出力する。ＤＣオフセット補償部９７３−２は、自装置が保持するＤＣオフセット補償係数γを加算器９７４−２に出力する。同様に、ＤＣオフセット補償部９７３−３〜９７３−Ｐは、自装置が保持するＤＣオフセット補償係数γを加算器９７４−３〜９７４−Ｐに出力する。このとき、ＤＣオフセット補償部９７３−１〜９７３−Ｐは、対応する周波数帯域（１〜Ｐ）のＤＣオフセット補償係数γを出力する。そして、フィードバック信号の補償に用いられるＤＣオフセット補償係数γは、フィードバック信号が生成された元の送信信号の補償に用いられたＤＣオフセット補償係数である。
加算器９７４−１は、Ｉチャネル用歪み補償部９７１−１、Ｑチャネル用歪み補償部９２３−１及びＤＣオフセット補償部９７３−１の出力を合成する。加算器９７４−２は、Ｉチャネル用歪み補償部９７１−２、Ｑチャネル用歪み補償部９２３−２及びＤＣオフセット補償部９７３−２の出力を合成する。同様に、加算器９７４−Ｐは、Ｉチャネル用歪み補償部９７１−Ｐ、Ｑチャネル用歪み補償部９２３−Ｐ及びＤＣオフセット補償部９７３−Ｐの出力を合成する。加算器９７４−１〜９７４−Ｐは、上記の合成によって非線形歪み及び直交変調誤差が補償された送信信号を生成する。加算器９７４−１〜９７４−Ｐは、生成した送信信号を係数更新部９７５に出力する。

係数更新部９７５は、加算器９７４−１〜９７４−Ｐによって合成された各周波数帯域のフィードバック信号と、送信系９２から出力された各周波数帯域の送信信号と、を比較することによって、非線形歪み特性及び直交変調誤差特性を学習する。具体的には、係数更新部９７５は、送信系９２から出力された各周波数帯域の送信信号と、加算器９７４−１〜９７４−Ｐによって合成された各周波数帯域のフィードバック信号と、の差分が最小となるように結合多項式の係数を決定する。係数更新部９７５は、自装置が保持する結合多項式の係数を、決定した係数で更新する。係数更新部９７５が、結合多項式の係数を決定することによって、非線形歪み特性及び直交変調誤差特性が学習される。

図６は、送信機９０が信号を送信する流れを示すフローチャートである。
以下の説明では説明を簡単にするために、各機能部の符号について周波数帯域の識別子を省略して記載する。例えば、特に区別しない限り信号生成部９２１−１〜９２１−Ｐを信号生成部９２１と記載する。

まず、各信号生成部９２１が対応する周波数帯域で送信されるベースバンドのデジタル信号（以下、「ベースバンド信号」という。）を生成する（ステップＳ２０１）。各信号生成部９２１は、生成したベースバンド信号をＩチャネル用歪み補償部９２２−１〜９２２−Ｐ及びＱチャネル用歪み補償部９２３−１〜９２３−Ｐのそれぞれに出力する。Ｉチャネル用歪み補償部９２２は、ベースバンド信号のＩチャネル成分について非線形歪み及びＩＱインバランスを補償する。Ｑチャネル用歪み補償部９２３は、ベースバンド信号のＱチャネル成分について非線形歪み及びＩＱインバランスを補償する。ＤＣオフセット補償部９２４は、ベースバンド信号のＤＣオフセットを補償する。上記処理によって送信機９０は、非線形歪み及び直交変調誤差を補償する（ステップＳ２０２）。

Ｉチャネル用歪み補償部９２２、Ｑチャネル用歪み補償部９２３及びＤＣオフセット補償部９２４は、それぞれ補償したベースバンド信号を加算器９７４に出力する。加算器９７４は、Ｉチャネル用歪み補償部９２２、Ｑチャネル用歪み補償部９２３及びＤＣオフセット補償部９２４から出力されたベースバンド信号を合成する。加算器９７４は、合成したベースバンド信号をＤＡ変換器９２５に出力する。また、加算器９７４は、合成したベースバンド信号を係数更新部９７５に出力する（ステップＳ２０３）。ＤＡ変換器９２５は、ベースバンド信号をアナログ信号に変換する（ステップＳ２０４）。ＤＡ変換器９２５は、アナログ信号に変換されたベースバンド信号を直交変調部９２６に出力する。直交変調部９２６は、アナログ信号に変換されたベースバンド信号を直交変調する（ステップＳ２０５）。直交変調部９２６は、直交変調によって取得した送信信号を増幅器９３に出力する。増幅器９３は、送信信号を増幅する（ステップＳ２０６）。増幅器９３は、増幅した送信信号をアンテナ９４に出力する。アンテナ９４は、送信信号を無線送信する（ステップＳ２０７）。

一方、増幅器９３によって増幅された送信信号は、カプラ９５によってフィードバック系９６に分配される。そして、分配された送信信号は、フィードバック信号としてフィードバック系９６に出力される（ステップＳ２０８）。フィードバック系９６は、フィードバック信号から各周波数帯域のベースバンド信号を取得する。フィードバック系９６は、取得したベースバンド信号を、周波数帯域ごとのＩチャネル用歪み補償部９７１、Ｑチャネル用歪み補償部９７２及びＤＣオフセット補償部９７３に出力する。

Ｉチャネル用歪み補償部９７１、Ｑチャネル用歪み補償部９７２及びＤＣオフセット補償部９７３は、ステップＳ２０２と同様の処理を行って、フィードバック信号の非線形歪み及び直交変調誤差を補償する。Ｉチャネル用歪み補償部９７１、Ｑチャネル用歪み補償部９７２及びＤＣオフセット補償部９７３は、それぞれ補償したフィードバック信号を加算器９７４に出力する。加算器９７４は、Ｉチャネル用歪み補償部９７１、Ｑチャネル用歪み補償部９７２及びＤＣオフセット補償部９７３から出力された信号を合成し、係数更新部９７５に出力する。係数更新部９７５は、非線形歪み及び直交変調誤差が補償された送信信号と、非線形歪み及び直交変調誤差が補償されたフィードバック信号と、の差分が最小となるように結合多項式の係数を決定する（ステップＳ２０９）。係数更新部９７５は、自装置が保持する結合多項式の係数を、決定した係数で更新する。

このように、送信機９０は、非線形歪みの補償と直交変調誤差の補償とを並列して実行する。また、送信機９０は、結合多項式の係数の学習において、Ｉチャネル及びＱチャネルのチャネル補償係数及びＤＣオフセット係数をまとめて決定し、更新する。

S. A. Bassam, M. Helaoui, and F. M. Ghannouchi, "2-D digital predistortion (2-D-DPD) architecture for concurrent dual-band transmitters," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 59, no. 10, pp. 2547-2553, Oct. 2011. Y.J. Liu, W. Chen, J. Zhou, B.H. Zhou, and Y.N. Liu, "Joint predistortion of IQ impairments and PA nonlinearity in concurrent dual-band transmitters," in Proc. of the 42nd European Microwave Conference, pp. 132-135, Oct. 2012. M. Younes, and F. M. Ghannouchi, "On the Modeling and Linearization of a Concurrent Dual-Band Transmitter Exhibiting Nonlinear Distortion and Hardware Impairments," IEEE Trans. on Circuits and Systems, vol. 60, no. 11, Nov. 2013.

しかしながら、従来の結合多項式では、求める多項式係数が多く非線形歪み特性及び直交変調誤差特性の学習に時間を要するという問題があった。

上記事情に鑑み、本発明は、複数の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅する送信機において、送信信号をプリディストーションにより補償するための非線形歪み特性及び直交変調誤差特性の学習に要する時間を削減することができる技術を提供することを目的としている。

本発明の一態様は、複数の周波数帯域の送信信号を同じタイミングで増幅し、少なくとも1つの周波数帯域の送信信号を送信する送信部と、前記送信信号が増幅される際に生じる非線形歪みを補償するために必要となる非線形歪み特性と、前記送信信号が直交変調される際に生じる直交変調誤差を補償するために必要となる直交変調誤差特性と、を学習するために前記送信信号の前記非線形歪み特性及び前記直交変調誤差特性を解析する解析部と、増幅された前記送信信号を前記解析部にフィードバックするフィードバック部と、を備える送信機であって、前記送信部は、前記送信信号を生成する信号生成部と、前記非線形歪みを前記非線形歪み特性に基づいて補償する歪み補償部と、前記直交変調誤差を前記直交変調誤差特性に基づいて補償する直交変調補償部と、を備え、前記解析部は、前記非線形歪み特性を解析し、前記非線形歪み特性を示す非線形歪み係数を取得し、前回の解析において取得された非線形歪み係数を、取得した前記非線形歪み係数で更新する非線形歪み解析部と、前記直交変調誤差を解析し、前記直交変調誤差特性を示す直交変調補償係数を取得し、前回の解析において取得された直交変補償差係数を、取得した直交変調補償係数で更新する直交変調誤差解析部と、を備える送信機である。

本発明の一態様は、上記の送信機であって、前記フィードバック部は、複数の局部発振器から出力される局部発振信号と、複数の周波数帯域の送信信号とを合成し、前記複数の周波数帯域の送信信号を一括してＩＦ帯にダウンコンバートする周波数変換部と、周波数変換された前記送信信号を一括してデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、を備える。

本発明の一態様は、上記の送信機であって、前記フィードバック部は、前記送信信号をアンダーサンプリングすることによって、複数の周波数帯域の前記送信信号を一括してＩＦ帯にダウンコンバートするＡＤ変換部を備える。

本発明により、本発明は、複数の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅する送信機において、非線形歪み特性及び直交変調誤差特性の学習に要する時間を削減することが可能となる。

第１実施形態の送信機１の機能構成を示す機能ブロック図である。 第１実施形態の送信機１の処理の流れを示すフローチャートである。 第２実施形態の送信機１ａの機能構成を示す機能ブロック図である。 第３実施形態の送信機１ｂの機能構成を示す機能ブロック図である。 従来構成の送信機９０の機能構成を示す機能ブロック図である。 送信機９０が信号を送信する流れを示すフローチャートである。

［第１実施形態］
図１は、第１実施形態の送信機１の機能構成を示す機能ブロック図である。
送信機１は、バスで接続されたＣＰＵ（Central Processing Unit）やメモリや補助記憶装置などを備え、送信機制御プログラムを実行することによって、送信系２、増幅器３、アンテナ４、カプラ５、フィードバック系６、非線形歪み解析部７及び直交変調誤差解析部８を備える装置として機能する。なお、送信機１の各機能の全て又は一部は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されてもよい。送信機制御プログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されてもよい。コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置である。送信機制御プログラムは、電気通信回線を介して送信されてもよい。

送信系２（送信部）は、送信信号を生成するための機能部の集合である。送信系２は、信号生成部２１−１〜２１−Ｐ、歪み補償部２２−１〜２２−Ｐ、直交変調補償部２３−１〜２３−Ｐ、ＤＡ変換器２４−１〜２４−Ｐ、直交変調部２５−１〜２５−Ｐ及び加算器２６を備える。なお、各符号に含まれるＰは、当該機能部が機能部ごとにＰ個並列して構成されることを示している。Ｐは、送信機１によって同じタイミングで送信される信号の周波数帯域を区別するための識別子である。Ｐは１以上の整数である。

信号生成部２１−１〜２１−Ｐは、それぞれ、対応する周波数帯域で送信される信号のベースバンド信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｐを生成する。生成されるベースバンド信号はＩチャネル及びＱチャネルの成分を有する。信号生成部２１−１は、生成したベースバンド信号ＤＳ＿１を歪み補償部２２−１〜２２−Ｐに出力する。信号生成部２１−２は、生成したベースバンド信号ＤＳ＿２を歪み補償部２２−１〜２２−Ｐに出力する。同様に、信号生成部２１−３〜２１−Ｐは、生成したベースバンド信号ＤＳ＿３〜ＤＳ＿Ｐを歪み補償部２２−１〜２２−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り信号生成部２１−１〜２１−Ｐを信号生成部２１と記載する。

歪み補償部２２−１〜２２−Ｐは、自装置が保持する歪み補償係数を歪み補償多項式に適用し、それぞれベースバンド信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｐの非線形歪みを補償する。歪み補償係数及び歪み補償多項式の詳細は後述する。ベースバンド信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｐは、非線形歪みの補償によってそれぞれ歪み補償信号ＤＳ_ｐ＿１〜ＤＳ_ｐ＿Ｐに変換される。歪み補償部２２−１〜２２−Ｐは、歪み補償信号をそれぞれ直交変調補償部２３−１〜２３−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り歪み補償部２２−１〜２２−Ｐを歪み補償部２２と記載する。

直交変調補償部２３−１〜２３−Ｐは、自装置が保持する直交変調補償係数を直交変調補償多項式に適用し、それぞれ歪み補償信号ＤＳ_ｐ＿１〜ＤＳ_ｐ＿Ｐの直交変調誤差を補償する。直交変調補償係数及び直交変調補償多項式の詳細は後述する。歪み補償信号ＤＳ_ｐ＿１〜ＤＳ_ｐ＿Ｐは、直交変調誤差の補償によってそれぞれ直交変調補償信号ＤＳ_ｃ＿１〜ＤＳ_ｃ＿Ｐに変換される。直交変調補償部２３−１〜２３−Ｐは、直交変調補償信号をそれぞれＤＡ変換器２４−１〜２４−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り直交変調補償部２３−１〜２３−Ｐを直交変調補償部２３と記載する。

ＤＡ変換器２４−１〜２４−Ｐは、それぞれ直交変調補償信号ＤＳ_ｃ＿１〜ＤＳ_ｃ＿Ｐをアナログ信号に変換する。直交変調補償信号ＤＳ_ｃ＿１〜ＤＳ_ｃ＿Ｐは、ＤＡ変換によってそれぞれ直交変調補償信号Ｓ_ｃ＿１〜Ｓ_ｃ＿Ｐに変換される。ＤＡ変換器２４−１〜２４−Ｐは、アナログ信号に変換された直交変調補償信号をそれぞれ直交変調部２５−１〜２５−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限りＤＡ変換器２４−１〜２４−ＰをＤＡ変換器２４と記載する。

直交変調部２５−１〜２５−Ｐは、それぞれ直交変調補償信号Ｓ_ｃ＿１〜Ｓ_ｃ＿Ｐに対して直交変調を行う。直交変調部２５−１〜２５−Ｐは、直交変調補償信号Ｓ_ｃ＿１〜Ｓ_ｃ＿ＰのＩチャネル成分及びＱチャネル成分を、それぞれ対応する周波数の第１局部発振信号と、第１局部発振信号に対して９０度の位相差を有する第２局部発振信号と、を用いてアップコンバートする。そして、アップコンバートした両チャネルの信号を合成し直交変調信号Ｓ_ｑｍ＿１〜Ｓ_ｑｍ＿Ｐを生成する。直交変調部２５−１〜２５−Ｐは、直交変調信号を加算器２６に出力する。以下の説明では、特に区別しない限り直交変調部２５−１〜２５−Ｐを直交変調部２５と記載する。

加算器２６は、直交変調信号Ｓ_ｑｍ＿１〜Ｓ_ｑｍ＿Ｐを合成し、合成信号Ｓｉを生成する。加算器２６は、合成信号Ｓｉを増幅器３に出力する。
増幅器３は、合成信号Ｓｉを増幅し、増幅信号Ｓｏを生成する。増幅器３は、増幅信号Ｓｏをアンテナ４に出力する。
アンテナ４は、増幅信号Ｓｏを無線送信する。
カプラ５は、増幅信号Ｓｏを分配する分配器である。カプラ５は、増幅信号Ｓｏから分配されたフィードバック信号Ｓｆをフィードバック系６に出力する。カプラ５の分配によって、フィードバック信号Ｓｆは増幅信号Ｓｏが分配損失により減衰した信号となる。

フィードバック系６（フィードバック部）は、フィードバック信号Ｓｆを復調して非線形歪み解析部７に出力するための機能部の集合を表す。フィードバック系６は、減衰器６１、ＢＰＦ６２−１〜６２−Ｐ、周波数変換器６３−１〜６３−Ｐ、ＡＤ変換器６４−１〜６４−Ｐ及び直交復調部６５−１〜６５−Ｐを備える。

減衰器６１は、フィードバック信号Ｓｆのうち増幅器３の線形利得によって得られた信号をさらに減衰させる。これは、送信系２から出力された歪み補償信号との電力レベルを合わせるためである。なお、上記の増幅器３の線形利得は、歪み補償部２２による非線形歪みの補償によって得られた線形利得である。減衰器６１は、減衰させたフィードバック信号ＳｆをＢＰＦ６２−１〜６２−Ｐに出力する。

ＢＰＦ６２−１〜６２−Ｐは、送信系２の各周波数帯域に対応するＢＰＦ（Band Pass Filter）である。ＢＰＦ６２−１〜６２−Ｐは、フィードバック信号Ｓｆのうち対応する周波数帯域の信号のみを通過させ、それぞれフィードバック信号Ｓｂ＿１〜Ｓｂ＿Ｐを取得する。ＢＰＦ６２−１〜６２−Ｐは、取得したフィードバック信号Ｓｂ＿１〜Ｓｂ＿Ｐをそれぞれ周波数変換器６３−１〜６３−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限りＢＰＦ６２−１〜６２−ＰをＢＰＦ６２と記載する。

周波数変換器（周波数変換部）６３−１〜６３−Ｐは、それぞれフィードバック信号Ｓｂ＿１〜Ｓｂ＿ＰをＩＦ（Intermediate Frequency）帯の信号にダウンコンバートし、フィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐを取得する。周波数変換器６３−１〜６３−Ｐは、取得したフィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐを、それぞれＡＤ変換器６４−１〜６４−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り周波数変換器６３−１〜６３−Ｐを周波数変換器６３と記載する。

ＡＤ変換器（ＡＤ変換部）６４−１〜６４−Ｐは、それぞれフィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐをデジタル信号に変換し、フィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿Ｐを取得する。ＡＤ変換器６４−１〜６４−Ｐは、取得したフィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿Ｐを、それぞれ直交復調部６５−１〜６５−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限りＡＤ変換器６４−１〜６４−ＰをＡＤ変換器６４と記載する。

直交復調部６５−１〜６５−Ｐは、それぞれフィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿Ｐを直交復調し、それぞれＩチャネル及びＱチャネルの複素成分を有するフィードバック信号ＤＳｆ＿１〜ＤＳｆ＿Ｐを生成する。直交復調部６５−１は、生成したフィードバック信号ＤＳｆ＿１を、非線形歪み解析部７の歪み補償部７１−１〜７１−Ｐに出力する。直交復調部６５−２は、生成したフィードバック信号ＤＳｆ＿２を、非線形歪み解析部７の歪み補償部７１−１〜７１−Ｐに出力する。同様に、直交復調部６５−３〜６５−Ｐは、生成したフィードバック信号ＤＳｆ＿３〜ＤＳｆ＿Ｐを、非線形歪み解析部７の歪み補償部７１−１〜７１−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り直交復調部６５−１〜６５−Ｐを直交復調部６５と記載する。

非線形歪み解析部７は、インダイレクトラーニングによる非線形歪みの補償に用いる非線形歪み補償多項式の係数（以下、「歪み補償係数」という。）を学習するための機能部の集合である。具体的には、非線形歪み解析部７は、送信系２において非線形歪みが補償された信号と、フィードバック系６によってフィードバックされた信号と、を比較することによって歪み補償係数を決定する。非線形歪み解析部７は、歪み補償部７１−１〜７１−Ｐ及び歪み補償係数更新部７２を備える。

歪み補償部７１−１〜７１−Ｐは、それぞれフィードバック信号ＤＳｆ＿１〜ＤＳｆ＿Ｐに対して歪み補償部２２と同様の処理を行って非線形歪みを補償する。その際、歪み補償部７１−１〜７１−Ｐは、歪み補償部２２が用いた歪み補償係数を用いる。歪み補償部７１−１〜７１−Ｐは、非線形歪みの補償により、それぞれフィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐを取得する。歪み補償部７１−１〜７１−Ｐは、取得したフィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐを、歪み補償係数更新部７２に出力する。また、歪み補償部７１−１〜７１−Ｐは、取得したフィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐを、それぞれ直交変調誤差解析部８の直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り歪み補償部７１−１〜７１−Ｐを歪み補償部７１と記載する。

歪み補償係数更新部７２は、フィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐと、送信系２から出力された歪み補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿Ｐと、を比較することによって歪み補償係数を決定する。歪み補償係数更新部７２は、自装置が保持する歪み補償係数を、決定した歪み補償係数で更新する。

直交変調誤差解析部８は、インダイレクトラーニングによる直交変調誤差の補償に用いる直交変調補償多項式の係数（以下、「直交変調補償係数」という。）を学習するための機能部の集合である。具体的には、直交変調誤差解析部８は、送信系２において直交変調誤差が補償された信号と、フィードバック系６によってフィードバックされた信号と、を比較することによって直交変調補償係数を決定する。直交変調誤差解析部８は、直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐ及び直交変調補償係数更新部８２を備える。

直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐは、それぞれ非線形歪み解析部７から出力されたフィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐに対して直交変調補償部２３と同様の処理を行って直交変調誤差を補償する。その際、直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐは、直交変調補償部２３が用いた直交変調補償係数を用いる。直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐは、直交変調誤差の補償により、それぞれフィードバック信号ＤＳｆｃ＿１〜ＤＳｆｃ＿Ｐを取得する。直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐは、取得したフィードバック信号ＤＳｆｃ＿１〜ＤＳｆｃ＿Ｐを、直交変調補償係数更新部８２に出力する。以下の説明では、特に区別しない限り直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐを直交変調補償部８１と記載する。

直交変調補償係数更新部８２は、フィードバック信号ＤＳｆｃ＿１〜ＤＳｆｃ＿Ｐと、送信系２から出力された直交変調補償信号ＤＳｃ＿１〜ＤＳｃ＿Ｐと、を比較することによって直交変調補償係数を決定する。直交変調補償係数更新部８２は、自装置が保持する直交変調補償係数を、決定した直交変調補償係数で更新する。

次に非線形歪み補償多項式及び直交変調補償多項式について説明する。
非線形歪み補償多項式及び直交変調補償多項式は、上述した結合多項式を変形することによって、それぞれ次の式２及び式３のように表される。なお、式２及び式３において、式１と同じ記号は式１と同様の意味を表す。

式２は、非線形歪み補償多項式である。式２において、ｕ_ｐは非線形歪み補償多項式におけるｐ番目の周波数帯域の複素出力信号を表す。λは歪み補償係数である。歪み補償係数更新部７２は、送信系２から出力された歪み補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿Ｐと、フィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐとの差分が最小となるように歪み補償係数を決定する。

式３は、直交変調補償多項式である。式３において、α’はＩチャネルのＩＱインバランスに関する係数「以下、ＩＱインバランス補償係数」という。）である。β’はＱチャネルのＩＱインバランス補償係数である。γ’はＤＣオフセット補償係数である。ＩＱインバランス補償係数α’及びβ’とＤＣオフセット補償係数γ’とを総称して直交変調補償係数と呼ぶ。直交変調補償係数更新部８２は、送信系２から出力された直交変調補償信号ＤＳｃ＿１〜ＤＳｃ＿Ｐと、フィードバック信号ＤＳｆｃ＿１〜ＤＳｆｃ＿Ｐとの差分が最小となるように直交変調補償係数を決定する。

なお、式３のＺはＩＱインバランスの周波数特性を補償するためのタップ数を表す。一般に、タップ数Ｚ及び歪み補償係数の数Ｌとの関係はＬ＞２Ｚである。これは、結合多項式の非線形性をより高次の次数で表すほどＬが増加し、かつ、周波数帯域の数Ｐが増すほど多項式の組み合わせの数（Ｋ）が増加し、Ｌが増加するからである。さらにメモリ効果（Ｍ）を補償する場合においても、タップ数に従ってＬが増加する。メモリ効果とは、ある時刻における出力信号が、その時刻における入力信号のみならず、過去の時刻における入力信号の影響を受けることを意味する。例えば、２つの周波数帯域の５次非線形歪みを２つのタップで補償する場合、１つの周波数帯域あたりのＬは１２となる。一方、ＩＱインバランス補償係数の数は、Ｉチャネル及びＱチャネルのチャネル数２と、時間変動を補償するタップ数Ｚとによって決定される。例えば、ＩＱインバランスを２つのタップで補償する場合は、１つの周波数帯域あたりのＩＱインバランス補償係数の数は４となる。

実施形態の送信機１は、式２によって歪み補償係数をインダイレクトラーニングで学習する非線形歪み解析部７と、式３によって直交変調補償係数をインダイレクトラーニングで学習する直交変調誤差解析部８と、が縦続接続で構成される。この構成によって、歪み補償係数の数、ＩＱインバランス補償係数の数及びＤＣオフセット補償係数の数がそれぞれＰＬ、２ＰＺ、Ｐとなり、非線形歪み補償及び直交変調補償に用いる多項式係数の数はＰ（Ｌ＋２Ｚ＋１）となる。例えば、上記の例の場合、非線形歪み補償及び直交変調補償に用いる多項式係数の数は、従来の結合多項式では５０＝Ｐ（２Ｌ＋１）であるのに対し、実施形態の多項式では３４＝Ｐ（Ｌ＋２Ｚ＋１）となる。すなわち、実施形態の多項式では従来の結合多項式よりも１６個の係数が削減される。

さらに、実施形態の送信機１は、歪み補償係数及び直交変調補償係数を個別に学習するため、非線形歪み及び直交変調誤差の変動速度の差が大きい場合には、収束の状況に応じて各係数の更新頻度を個別に設定することができる。このように、各係数の更新頻度を個別に設定することによって、ある更新タイミングで学習する係数の数をさらに削減することができる。

図２は、第１実施形態の送信機１の処理の流れを示すフローチャートである。
まず、信号生成部２１が各周波数帯域で送信されるベースバンド信号ＤＳを生成する（ステップＳ１０１）。信号生成部２１は、ベースバンド信号ＤＳを歪み補償部２２に出力する。歪み補償部２２は、歪み補償係数を用いてベースバンド信号ＤＳの非線形歪みを補償する（ステップＳ１０２）。歪み補償部２２は、非線形歪みが補償された歪み補償信号ＤＳｐを直交変調補償部２３に出力する。このとき、歪み補償部２２は、歪み補償信号ＤＳｐを歪み補償係数更新部７２にも出力する（ステップＳ１０３）。

直交変調補償部２３は、直交変調補償係数を用いて歪み補償信号ＤＳｐの直交変調誤差を補償する（ステップＳ１０４）。直交変調補償部２３は、直交変調誤差が補償された直交変調補償信号ＤＳｃをＤＡ変換器２４に出力する。このとき、直交変調補償部２３は、直交変調補償信号ＤＳｃを直交変調補償係数更新部８２にも出力する（ステップＳ１０５）。ＤＡ変換器２４は、直交変調補償信号ＤＳｃをアナログ信号に変換する（ステップＳ１０６）。ＤＡ変換器２４は、この変換によって直交変調補償信号Ｓｃを取得する。ＤＡ変換器２４は、直交変調補償信号Ｓｃを直交変調部２５に出力する。

直交変調部２５は、直交変調補償信号Ｓｃに対して直交変調を行う（ステップＳ１０７）。直交変調部２５は、直交変調によって直交変調信号Ｓ_ｑｍを生成する。直交変調部２５は、直交変調信号Ｓ_ｑｍを加算器２６に出力する。加算器２６は、各周波数帯域に対応する直交変調部２５から出力された直交変調信号Ｓ_ｑｍを合成し、合成信号Ｓｉを生成する。加算器２６は、合成信号Ｓｉを増幅器３に出力する。増幅器３は、合成信号Ｓｉを増幅し、増幅信号Ｓｏを生成する（ステップＳ１０８）。増幅器３は、増幅信号Ｓｏをアンテナ４に出力する。アンテナ４は、増幅信号Ｓｏを無線送信する（ステップＳ１０９）。

一方、ステップＳ１０８において増幅器３からアンテナ４に出力された増幅信号Ｓｏは、カプラ５によって分配され、フィードバック信号Ｓｆとして減衰器６１に出力される（ステップＳ１１０）。減衰器６１は、フィードバック信号Ｓｆを減衰させてＢＰＦ６２に出力する。各ＢＰＦ６２は、対応する周波数帯域の信号のみを通過させ、フィードバック信号Ｓｂを取得する。ＢＰＦ６２は、取得したフィードバック信号Ｓｂを周波数変換器６３に出力する。周波数変換器６３は、フィードバック信号ＳｂをＩＦ帯の信号にダウンコンバートし、フィードバック信号Ｓｉｆを取得する。周波数変換器６３は、取得したフィードバック信号ＳｉｆをＡＤ変換器６４に出力する。ＡＤ変換器６４は、フィードバック信号Ｓｉｆをデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器６４は、この変換によってフィードバック信号ＤＳａを取得する。ＡＤ変換器６４は、フィードバック信号ＤＳａを直交復調部６５に出力する。直交復調部６５は、フィードバック信号ＤＳａに対して直交復調を行う。直交復調部６５は、直交復調によってフィードバック信号ＤＳｆを生成する。直交復調部６５は、生成したフィードバック信号ＤＳｆを歪み補償部７１に出力する。

歪み補償部７１は、フィードバック信号ＤＳｆに対して歪み補償部２２と同様の処理を行って非線形歪みを補償する。その際、歪み補償部７１は、歪み補償部２２が用いた歪み補償係数を用いる。歪み補償部７１は、非線形歪みが補償されたフィードバック信号ＤＳｆｐを歪み補償係数更新部７２及び直交変換補償部８１に出力する。歪み補償係数更新部７２は、フィードバック信号ＤＳｆｐと歪み補償部２２から出力された歪み補償信号ＤＳｐとの差分が最小となるように歪み補償係数を決定する（ステップＳ１１１）。歪み補償係数更新部７２は、自装置が保持する歪み補償係数を、決定した歪み補償係数で更新する。

一方、直交変調補償部８１は、フィードバック信号ＤＳｆｐに対して直交変調補償部２３と同様の処理を行って直交変調誤差を補償する。その際、直交変調補償部８１は、直交変調補償部２３が用いた直交変調補償係数を用いる。直交変調補償部８１は、直交変調誤差が補償されたフィードバック信号ＤＳｆｃを直交変調補償係数更新部８２に出力する。直交変調補償係数更新部８２は、フィードバック信号ＤＳｆｃと直交変調補償部２３から出力された直交変調補償信号ＤＳｃとの差分が最小となるように直交変調補償係数を決定する（ステップＳ１１２）。直交変調補償係数更新部８２は、自装置が保持する直交変調補償係数を、決定した直交変調補償係数で更新する。

このように構成された第１実施形態の送信機１は、送信信号の歪み補償係数を決定し非線形歪み特性を学習する非線形歪み解析部と、送信信号の直交変調補償係数を決定し直交変調誤差特性を学習する直交変調誤差解析部とを備える。このように、歪み補償係数及び直交変調補償係数の学習が独立して行われることによって、非線形歪み及び直交変調誤差の補償における多項式係数が削減される。そのため、非線形歪み及び直交変調誤差の補償における計算量が削減され、送信信号の補償処理の性能を向上させることが可能となる。

［第２実施形態］
図３は、第２実施形態の送信機１ａの機能構成を示す機能ブロック図である。
第２実施形態の送信機１ａは、フィードバック系６に代えてフィードバック系６ａを備える点で第１実施形態の送信機１と異なる。
フィードバック系６ａは、周波数変換器６３−１〜６３−Ｐに代えて一括周波数変換器６３ａを備える点、ＡＤ変換器６４−１〜６４−Ｐに代えてＡＤ変換器６４ａを備える点でフィードバック系６と異なる。また、フィードバック系６ａとフィードバック系６とでは、周波数変換器の数及びＡＤ変換器の数が異なる。さらに、フィードバック系６ａとフィードバック系６とでは、ＢＰＦ、周波数変換器およびＡＤ変換器の接続構成が異なる。

一括周波数変換器６３ａは、減衰器６１から出力されたフィードバック信号Ｓｆに含まれる各周波数帯域の信号Ｓｆ＿１〜Ｓｆ＿Ｐを、ＩＦ帯域の信号に一括してダウンコンバートする。一括周波数変換器６３ａは、ダウンコンバートによってフィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐを取得する。一括周波数変換器６３ａは、各周波数帯域に対応する局部発振信号ＬＯ＿１〜ＬＯ＿Ｐを用いて、フィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐの周波数帯域が重複しないように制御する。一括周波数変換器６３ａは、取得したフィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐを、ＡＤ変換器６４ａに出力する。

ＡＤ変換器６４ａは、フィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐをデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器６４ａは、この変換によってフィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿Ｐを取得する。ＡＤ変換器６４ａは、取得したフィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿ＰをＢＰＦ６２−１〜ＢＰＦ６２−Ｐに出力する。フィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿Ｐは、ＢＰＦ６２及び直交復調部６５の処理によってフィードバック信号ＤＳｆ＿１〜ＤＳｆ＿Ｐに変換され、歪み補償部７１に出力される。

このように構成された第２実施形態の送信機１ａでは、フィードバック系６ａにおけるアナログ部（一括周波数変換器６３ａ及びＡＤ変換器６４ａ）が一系統で構成される。すなわち、フィードバック信号は、アナログ部において周波数帯域ごとの信号に分割されない。そのため、フィードバック信号が複数のアナログ部を通過することによって生じる、経路差による誤差が発生しない。その結果、フィードバック信号の精度が向上する。そのため、送信機１ａは、歪み補償及び直交変調補償の精度を向上させることが可能となる。

［第３実施形態］
図４は、第３実施形態の送信機１ｂの機能構成を示す機能ブロック図である。
第３実施形態の送信機１ｂは、フィードバック系６ａに代えてフィードバック系６ｂを備える点で第２実施形態の送信機１ａと異なる。
フィードバック系６ｂは、一括周波数変換器６３ａに代えてＬＰＦ６６を備える点、ＡＤ変換器６４ａに代えてＡＤ変換器６４ｂを備える点でフィードバック系６ａと異なる。

ＬＰＦ６６は、ＡＤ変換器６３ｂを用いてフィードバック信号Ｓｆをダウンコンバートするために、フィードバック信号Ｓｆから高周波成分を除去するためのＬＰＦ（Low Pass Filter）である。ＬＰＦ６６は、高周波成分が除去されたフィードバック信号ＳｆをＡＤ変換器６３ｂに出力する。

ＡＤ変換器６３ｂは、高周波成分が除去されたフィードバック信号Ｓｆに対してアンダーサンプリングを行うことによって、フィードバック信号Ｓｆに含まれる各周波数帯域の信号Ｓｂ＿１〜Ｓｂ＿Ｐを一括してダウンコンバートする。ＡＤ変換器６３ｂは、このダウンコンバートによってフィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐを取得する。ＡＤ変換器６３ｂは、サンプリングレートを調節することによって、フィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐの周波数帯域が重複しないように制御する。そして、ＡＤ変換器６３ｂは、フィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐをデジタル信号に変換し、フィードバック信号ＤＳｉｆ＿１〜ＤＳｉｆ＿Ｐを取得する。ＡＤ変換器６３ｂは、取得したフィードバック信号ＤＳｉｆ＿１〜ＤＳｉｆ＿ＰをＢＰＦ６２−１〜ＢＰＦ６２−Ｐに出力する。フィードバック信号ＤＳｉｆ＿１〜ＤＳｉｆ＿Ｐは、ＢＰＦ６２及び直交復調部６５の処理によってフィードバック信号ＤＳｆ＿１〜ＤＳｆ＿Ｐに変換され、歪み補償部７１に出力される。

このように構成された第３実施形態の送信機１ｂでは、ＡＤ変換器６４ｂ及びＬＰＦ６６を用いてフィードバック信号をダウンコンバートする。そのため、送信機１ｂは、周波数変換器を備える必要がない。送信機１ｂが周波数変換器を備えないことによって、フィードバック系６ｂにおけるアナログ部（周波数変換器）が有する非線形特性の影響が低減される。その結果、フィードバック信号の精度が向上する。そのため、送信機１ｂは、歪み補償及び直交変調補償の精度を向上させることが可能となる。

上述した実施形態における送信機１、１ａ及び１ｂをコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

１、１ａ、１ｂ…送信機， ２…送信系， ２１、２１−１〜２１−Ｐ…信号生成部， ２２、２２−１〜２２−Ｐ…歪み補償部， ２３、２３−１〜２３−Ｐ…直交変調補償部， ２４、２４−１〜２４−Ｐ…ＤＡ変換器， ２５、２５−１〜２５−Ｐ…直交変調部， ２６…加算器， ３…増幅器， ４…アンテナ， ５…カプラ， ６、６ａ、６ｂ…フィードバック系， ６１…減衰器， ６２、６２−１〜６２−Ｐ…ＢＰＦ（Band Pass Filter）， ６３、６３−１〜６３−Ｐ…周波数変換器， ６３ａ…一括周波数変換器， ６４、６４ａ、６４ｂ、６４−１〜６４−Ｐ…ＡＤ変換器， ６５、６５−１〜６５−Ｐ…直交復調部， ６６…ＬＰＦ（Low Pass Filter）， ７…非線形歪み解析部， ７１、７１−１〜７１−Ｐ…歪み補償部， ７２…歪み補償係数更新部， ８…直交変調誤差解析部， ８１、８１−１〜８１−Ｐ…直交変調補償部， ８２…直交変調補償係数更新部， ９０…送信機， ９２…送信系， ９２１、９２１−１〜９２１−Ｐ…信号生成部， ９２２、９２２−１〜９２２−Ｐ…Ｉチャネル用歪み補償部， ９２３、９２３−１〜９２３−Ｐ…Ｑチャネル用歪み補償部， ９２４、９２４−１〜９２４−Ｐ…ＤＣオフセット補償部， ９２５、９２５−１〜９２５−Ｐ…ＤＡ変換器， ９２６、９２６−１〜９２６−Ｐ…直交変換部， ９２７…加算器， ９３…増幅器， ９４…アンテナ， ９５…カプラ， ９６…フィードバック系， ９６１…減衰器， ９６２、９６２−１〜９６２−Ｐ…ＢＰＦ， ９６３、９６３−１〜９６３−Ｐ…周波数変換器， ９６４、９６４−１〜９６４−Ｐ…ＡＤ変換器， ９６５、９６５−１〜９６５−Ｐ…直交復調部， ９７…解析部， ９７１、９７１−１〜９７１−Ｐ…Ｉチャネル用歪み補償部， ９７２、９７２−１〜９７２−Ｐ…Ｑチャネル用歪み補償部， ９７３、９７３−１〜９７３−Ｐ…ＤＣオフセット補償部， ９７４、９７４−１〜９７４−Ｐ…加算器， ９７５…係数更新部

Claims (3)

1. 複数の周波数帯域の送信信号を同じタイミングで増幅し、少なくとも1つの周波数帯域の送信信号を送信する送信部と、
   前記送信信号が増幅される際に生じる非線形歪みを補償するために必要となる非線形歪み特性と、前記送信信号が直交変調される際に生じる直交変調誤差を補償するために必要となる直交変調誤差特性と、を学習するために前記送信信号の前記非線形歪み特性及び前記直交変調誤差特性を解析する解析部と、
   増幅された前記送信信号を前記解析部にフィードバックするフィードバック部と、
   を備える送信機であって、
   前記送信部は、
   前記送信信号を生成する信号生成部と、
   前記非線形歪みを前記非線形歪み特性に基づいて補償する歪み補償部と、
   前記直交変調誤差を前記直交変調誤差特性に基づいて補償する直交変調補償部と、
   を備え、
   前記解析部は、
   前記非線形歪み特性を解析し、前記非線形歪み特性を示す非線形歪み係数を取得し、前回の解析において取得された非線形歪み係数を、取得した前記非線形歪み係数で更新する非線形歪み解析部と、
   前記直交変調誤差を解析し、前記直交変調誤差特性を示す直交変調補償係数を取得し、前回の解析において取得された直交変補償差係数を、取得した直交変調補償係数で更新する直交変調誤差解析部と、
   が縦続接続された構成である送信機。
2. 複数の周波数帯域の送信信号を同じタイミングで増幅し、少なくとも1つの周波数帯域の送信信号を送信する送信部と、
   前記送信信号が増幅される際に生じる非線形歪みを補償するために必要となる非線形歪み特性と、前記送信信号が直交変調される際に生じる直交変調誤差を補償するために必要となる直交変調誤差特性と、を学習するために前記送信信号の前記非線形歪み特性及び前記直交変調誤差特性を解析する解析部と、
   増幅された前記送信信号を前記解析部にフィードバックするフィードバック部と、
   を備える送信機であって、
   前記送信部は、
   前記送信信号を生成する信号生成部と、
   前記非線形歪みを前記非線形歪み特性に基づいて補償する歪み補償部と、
   前記直交変調誤差を前記直交変調誤差特性に基づいて補償する直交変調補償部と、
   を備え、
   前記解析部は、
   前記非線形歪み特性を解析し、前記非線形歪み特性を示す非線形歪み係数を取得し、前回の解析において取得された非線形歪み係数を、取得した前記非線形歪み係数で更新する非線形歪み解析部と、
   前記直交変調誤差を解析し、前記直交変調誤差特性を示す直交変調補償係数を取得し、前回の解析において取得された直交変補償差係数を、取得した直交変調補償係数で更新する直交変調誤差解析部と、
   を備え、
   前記フィードバック部は、
   複数の局部発振器から出力される局部発振信号と、複数の周波数帯域の送信信号とを合成し、前記複数の周波数帯域の送信信号を一括してＩＦ帯にダウンコンバートする周波数変換部と、
   周波数変換された前記送信信号を一括してデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
   を備える送信機。
3. 複数の周波数帯域の送信信号を同じタイミングで増幅し、少なくとも1つの周波数帯域の送信信号を送信する送信部と、
   前記送信信号が増幅される際に生じる非線形歪みを補償するために必要となる非線形歪み特性と、前記送信信号が直交変調される際に生じる直交変調誤差を補償するために必要となる直交変調誤差特性と、を学習するために前記送信信号の前記非線形歪み特性及び前記直交変調誤差特性を解析する解析部と、
   増幅された前記送信信号を前記解析部にフィードバックするフィードバック部と、
   を備える送信機であって、
   前記送信部は、
   前記送信信号を生成する信号生成部と、
   前記非線形歪みを前記非線形歪み特性に基づいて補償する歪み補償部と、
   前記直交変調誤差を前記直交変調誤差特性に基づいて補償する直交変調補償部と、
   を備え、
   前記解析部は、
   前記非線形歪み特性を解析し、前記非線形歪み特性を示す非線形歪み係数を取得し、前回の解析において取得された非線形歪み係数を、取得した前記非線形歪み係数で更新する非線形歪み解析部と、
   前記直交変調誤差を解析し、前記直交変調誤差特性を示す直交変調補償係数を取得し、前回の解析において取得された直交変補償差係数を、取得した直交変調補償係数で更新する直交変調誤差解析部と、
   を備え、
   前記フィードバック部は、
   前記送信信号をアンダーサンプリングすることによって、複数の周波数帯域の前記送信信号を一括してＩＦ帯にダウンコンバートするＡＤ変換部を備える送信機。

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