KR101492381B1 - 다중-대역 송신기에서 단일 전력증폭기를 위한 선형화 - Google Patents

다중-대역 송신기에서 단일 전력증폭기를 위한 선형화 Download PDF

Info

Publication number
KR101492381B1
KR101492381B1 KR1020147009260A KR20147009260A KR101492381B1 KR 101492381 B1 KR101492381 B1 KR 101492381B1 KR 1020147009260 A KR1020147009260 A KR 1020147009260A KR 20147009260 A KR20147009260 A KR 20147009260A KR 101492381 B1 KR101492381 B1 KR 101492381B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
input signals
bandwidth
band
circuit
Prior art date
Application number
KR1020147009260A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20140067099A (ko
Inventor
사이 모한 킬람비
존 브래들리 모리스
Original Assignee
옵티스 셀룰러 테크놀로지, 엘엘씨
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 옵티스 셀룰러 테크놀로지, 엘엘씨 filed Critical 옵티스 셀룰러 테크놀로지, 엘엘씨
Publication of KR20140067099A publication Critical patent/KR20140067099A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101492381B1 publication Critical patent/KR101492381B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3252—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using multiple parallel paths between input and output
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion

Abstract

다중-대역 신호는 주파수가 분리된 두 개 이상의 입력신호들을 결합함으로서 생성된다. 입력신호들은 다중-대역 신호의 대역폭에 따라 전치 왜곡 전 또는 이후에 결합된다. 만일 다중-대역 신호의 대역폭이 규정된 대역폭 임계치보다 작다면, 입력신호들은 결합되고 또한 전치 왜곡이 결합된 신호에 적용되어 다중-대역 신호가 생성된다. 만일 다중-대역 신호의 대역폭이 대역폭 임계치보다 크다면, 개별적인 입력신호들이 전치 왜곡되고, 계속하여 결합되어 다중-대역 신호를 생성한다.

Description

다중-대역 송신기에서 단일 전력증폭기를 위한 선형화{Linearization for a single power amplifier in a multi-band transmitter}
본 발명은 이동통신망에서 무선 송신기들을 위한 전력증폭기에 관한 것이다. 특히, 전력증폭기의 비-선형성을 보상하기 위하여 다중-대역 전력증폭기에 대한 입력신호들의 전치 왜곡(predistortion)에 관한 것이다.
고속 데이터율 망에서 무선송신기들에 대한 무선 아키텍처에서 현재의 한 경향은, 두 개의 상이한 주파수대역들을 통해 데이터를 동시에 전송하기 위해 이중-대역 전력증폭기를 사용하는 것이다. 전력증폭기들은 비-선형성 장치라는 것은 잘 공지되어 있다. 이들 비-선형성은 신호 대역폭 내측뿐만 아니라 내측에도 들어가는 상호 변조곱(intermodulation product)으로서 분명할 수 있다. 비-선형성의 강도에 따라, 연방통신위원회(FCC)와 다른 규제기관에 의해 확립된 스펙트럼 마스크(spectral masks)를 위반하는 스펙트럼 성분들을 일으킬 수 있다.
일반적으로, 신호의 중심주파수에서부터 매우 멀리 떨어진 주파수들에 들어가는 상호 변조곱은 필터링을 통해 제거될 수 있다. 그러나, 전력증폭기의 3차 비-선형성(IM3)들에 의해 야기되는 상호 변조곱은 일반적으로 신호의 중심주파수에 근접한 스펙트럼 성분인 것이 분명하다. 이들 스펙트럼 성분들은 필터링을 통해 쉽게 제거할 수 없다. 따라서, 이들 스펙트럼 성분들을 제거하거나 또는 줄이기 위해 다른 기술들이 필요하다.
디지털 전치 왜곡은 전력증폭기의 비-선형성을 보상하는데 사용되는 한 기술이다. 디지털 전치 왜곡 뒤에 숨은 일반적인 원리는, 전치보상기(predistorter)와 전력증폭기의 전체 시스템이 선형화되도록 입력신호를 왜곡하는 것이다. 필수적으로, 전치보상기는 전력증폭기의 역 비-선형성 특성을 모델링한다. 일반적인 경험법칙에 따라, 디지털 전치보상기는 순간 신호대역폭의 세 배 내지 다섯 배인 대역폭을 지원하여야만 한다. 필요한 고속 샘플율은 이중-대역 신호들에 대해 디지털 전치 왜곡을 비현실적으로 만든다. 예컨대, 목표가 20MHz 복소신호(complex signal)을 전송하는 것이라면, 디지털 전치보상기는 전력증폭기를 효율적으로 선형화하기 위하여 100M 샘플/초보다 큰 샘플링율에서 동작하여야 한다. 신호대역들이 주파수에서 넓게 분리되어 있는 이중-대역 전송의 경우에, 결합된 신호의 전체 대역폭이 크기 때문에 매우 높은 샘플율이 필요하다.
예로서, 대역 35(1850 - 1910 MHz)를 통해 20MHz 신호(신호 A)를 전송하고 또한 동시에 대역 36(1932 - 1990MHz)를 통해 다른 20MHz 신호(신호 B)를 전송할 필요가 있는 LTE TDD 구현을 고려한다. 부수적으로 신호 A는 1860MHz에 중심을 두고 신호 B는 1980MHz에 중심을 두어 140MHz(=1990 - 1850MHz)의 전체 신호 대역폭을 가진다고 부수적으로 가정한다. 경험법칙을 사용하여, 전치보상기는 훌륭한 선형화 실현을 위해 700MHz(=5 x 150MHz)를 초과하는 대역폭을 지원하여야 한다. 이러한 전치보상기는 현재 설계의 복잡성을 일으키는 실리콘 기술에서는 구현하기 어려울 수 있다.
다중-대역 전송과 관련된 다른 문제점은, 입력신호들이 상대적으로 가까운 주파수들에 동조되고 또한 선형화를 위해 전치 왜곡이 채용될 때 불충분한 선형화의 실현이다. 전력증폭기를 성공적으로 선형화하기 위하여, 전치보상기는 전력증폭기에 의해 야기되는 비-선형성의 영향을 해결하고 또한 줄이거나 제거하여야만 한다. 그러나, 다중-대역 전송의 경우에, 피드백 경로에서 개별적으로 해결하기 불가능할 수 있는 전지 왜곡 이후에 신호 에너지들을 중첩될 수 있다.
본 발명은 이중-대역 또는 다중-대역 송신에서 전력증폭기의 출력을 선형화하기 위한 방법과 장치를 제공한다.
주파수에서 분리되어 있는 두 개 이상의 입력신호들을 결합함으로써 입력신호들이 생성된다. 두 개 이상의 입력신호들이 가까이 이격되어 그들의 대역폭들이 중첩되면, 입력신호들은 결합되고 또한 전치 왜곡이 결합된 신호들에 적용되어 다중-대역 신호를 생성한다. 다중-대역 신호들 중 하나가 다른 입력신호들로부터 충분한 간격으로 분리되어 그의 대역폭이 다른 입력신호들과 중첩되지 않으면, 입력신호는 개별적으로 전치 왜곡되고 또한 전치 왜곡에 뒤이은 하나 이상의 다른 입력신호들과 결합되어 다중-대역 신호가 생성된다. 전치 왜곡은 아날로그 또는 디지털 영역에서 수행될 수 있다. 단일 전력증폭기가 다중-대역 신호를 증폭하여 출력신호를 생성한다. 전력증폭기로부터의 출력신호는, 피드백을 기반으로 전치보상기를 적응화하는 적응 회로(adaptation circuit)에 공급된다.
본 발명의 예시적 실시예들은 다중-대역 신호를 송신하기 위한 방법들을 포함한다. 한 예시적 방법에서, 상이한 주파수 대역들을 통해 전송되게 되는 두 개 이상의 입력신호들을 포함하는 복합신호의 대역폭이 결정된다. 만일 복합신호의 대역폭이 대역폭 임계치보다 작다면, 복합신호를 전치 왜곡함으로써 다중-대역 신호가 생성된다. 만일 복합신호의 대역폭이 대역폭 임계치 보다 크다면, 다른 입력신호들과 결합하기 이전에 개별적인 입력신호들 중 적어도 하나를 전치 왜곡함으로써 다중-대역 신호가 생성된다. 그런 다음, 다중-대역 신호는 전력증폭기에 의해 증폭되어 출력신호를 생성한다.
본 발명의 다른 실시예들은 주파수에 분리된 두 개 이상의 입력신호들을 포함하는 다중-대역 신호를 송신하기 위한 다중-대역 송신기를 포함한다. 한 예시적 실시예에서, 송신기는 송신회로와 선택회로를 포함한다. 송신회로는 다수의 전치보상기와, 두 개 이상의 입력신호들을 포함하는 복합신호의 대역폭에 따라 전치 왜곡 이전에 두 개 이상의 입력신호들을 선택적으로 결합하기 위한 하나 이상의 결합기(combiner)와 그리고 다중-대역 신호를 생성하기 위해 다중-대역 신호를 증폭하는 증폭기를 포함한다. 선택회로는 복합신호의 대역폭에 따라 송신회로를 구성한다. 복합신호의 대역폭이 규정된 대역폭 임계치보다 크면, 선택회로는 성분 전치보상기에서 입력신호들 중 적어도 하나를 개별적으로 전치 왜곡함으로써 다중-대역 신호를 생성하도록 송신회로를 구성한다. 복합신호의 대역폭이 규정된 대역폭 임계치보다 작으면, 선택회로는 복합신호를 전치 왜곡함으로써 다중-대역 신호를 생성하도록 송신회로를 구성한다.
본 발명은, 입력신호들이 상대적으로 근접한 주파수들로 동조될 때 입력신호들을 결합하고 또한 복합신호를 전치 왜곡함으로써 선형화 실현을 개선한다. 본 발명은 또한, 입력신호들을 너무 떨어져 있을 때 결합 전에 입력신호들을 개별적으로 전치 왜곡함으로써 높은 샘플링율을 피한다. 본 기술분야의 당업자라면 본 발명의 다른 장점들은 다음의 상세한 설명과 도면들로부터 이해하게 될 것이다.
도 1은 한 예시적 실시예에 따른 예시적 다중-대역 송신기를 도시한 도면.
도 2는 두 개의 입력신호들의 경우에 다중-대역 신호가 대역폭 임계치보다 큰 대역폭을 가지는 것을 설명하는 도면.
도 3은 두 개의 입력신호들의 경우에 다중-대역 신호가 대역폭 임계치보다 작은 대역폭을 가지는 것을 설명하는 도면.
도 4는 전치 왜곡이 아날로그 영역에서 수행되는 다중-대역 송신기의 제1실시예를 도시한 도면.
도 5는 전치 왜곡이 디지털 영역에서 수행되는 다중-대역 송신기의 제2실시예를 도시한 도면.
도 6은 대역폭 임계치보다 큰 대역폭을 가지는 다중대역 LTE 신호를 도시한 도면.
도 7은 대역폭 임계치보다 작은 대역폭을 가지는 다중대역 LTE 신호를 도시한 도면.
도 8은 단일 전력증폭기에 입력되는 다중-대역 신호를 선형화하는 예시적 방법을 도시한 도면.
도 9는 주파수 영역에서 분리된 세 개의 신호 이미지를 가지는 다중대역 신호를 도시한 도면.
도 10은 주파수 영역에서 분리된 두 개의 중첩하는 신호 이미지들과 제3신호 이미지를 가지는 다중대역 신호를 도시한 도면.
도 11은 세 개의 중첩하는 신호 이미지들을 가지는 다중대역 신호를 도시한 도면.
도 12는 다중-대역 송신기의 제3실시예를 도시한 도면.
도 13은 단일 전력증폭기에 입력되는 다중-대역 신호를 선형화하기 위한 예시적 방법을 도시한 도면.
도면들을 참조하면, 전력증폭기의 출력을 선형화기 위한 다중-대역 송신기(10)의 실시예들이 도시되어 있다. 다중-대역 송신기(10)는, 여기에서 고 대역폭 모드와, 저 대역폭 모드 및 혼합 대역폭 모드로 부르는 세 개의 동작모드를 포함할 수 있다. 고 대역폭 모드에서, 다중-대역 송신기(10)는 결합 전에 개별적인 신호를 독립적으로 전치 왜곡한다. 저 대역폭 모드에서, 다중-대역 송신기(10)는 전치 왜곡 전에 개벌적인 입력신호들 모두를 결합한다. 혼합 대역폭 모드에서, 다중-대역 송신기(10)는 전치 왜곡 전에 중합하는 대역폭을 가지는 두 개 이상의 입력신호들을 결합하는 한편, 중첩하지 않는 입력신호들을 개별적으로 전치 왜곡한다.
도 1은 두 개의 동작모드: 고 대역폭 모드와 저 대역폭 모드를 가지는 다중-대역 송신기(10)에 대한 한 예시적 아키텍처이다. 다중-대역 송신기(10)는 이동통신망에서 기지국 또는 다른 무선단말기에서 사용될 수 있다. 다중-대역 송신기(10)는 송신회로(20)와, 전력증폭기(40)와, 선택회로(50)와, 그리고 적응회로(60)를 포함한다. 두 개 이상의 입력신호들이 송신회로(20)에 입력된다. 한 예시적 실시예에서, 두 개의 송신신호들이 도시되어 있고, I1 및 I2 로 표시된다. 본 기술분야의 당업자라면, 본 발명은 두 개의 입력신호들에 제한되지 않는다는 것을 알 것이다. 이후에 보다 상세하게 기술되듯이, 입력신호들은 원하는 주파수 대역들로 변위되고 또한 송신회로(20)는 대역폭에 따라 전치 왜곡 전에 또는 후에 입력신호들을 결합한다. 만일 다중-대역 신호의 대역폭이 규정된 대역폭 임계치보다 작다면, 송신회로(20)는 저 대역폭 모드에서 동작하도록 구성된다. 저 대역폭 모드에서, 송신회로(20)는 입력신호들을 결합하고 그리고 결합된 신호에 전치 왜곡이 적용되어 다중-대역 신호를 생성한다. 만일 다중-대역 신호의 대역폭이 대역폭 임계치보다 크다면, 송신회로(20)는 고 대역폭 모드에서 동작하도록 구성된다. 고 대역폭 모드에서, 송신회로(20)는 결합 전에 개별적인 입력신호들을 전치 왜곡하여 다중-대역 신호를 생성한다. 전치 왜곡은 아날로그 또는 디지털 영역에서 수행될 수 있다. 전력증폭기(40)는 송신회로(20)에 의해 출력되는 다중-대역 신호를 증폭하여 출력신호를 생성한다. 전력증폭기(40)로부터의 출력신호는 적응회로(60)에 공급되고, 적응회로는 피드백을 기반으로 전치보상기를 적응화시킨다. 선택회로(50)는 선택된 동작모드에 대해 송신회로(20)와 적응회로(60)를 구성한다.
대역폭 임계치는 전치 왜곡 이후(즉, 각 입력신호에 대한 대역폭에서 3-5x 증가를 처리한 이후) 개별적인 입력신호들의 대역폭들과 이들 간에 대역폭의 분리를 기반으로 선택된다. 디지털 구현의 경우에, 전치보상기의 샘플링율(Fs)은 대역폭 임계치보다 높을 필요가 있다. 이러한 필요사항은 대역폭 임계치의 값에 상한을 부가한다.
도 2와 3은 대응하는 대역폭 주석을 가지는 다중-대역 신호를 보여준다. 도 2와 3은 대역 1에서 무선주파수(RF)(Fc1)에 중심을 두는 대역폭(BWM)을 가지는 신호(M)와 대역 2에서 RF(Fc2)에 중심을 두는 대역폭(BWN)을 가지는 신호(N)를 보여준다. 대역 1은 주파수 FB1L 에서 FB1H 까지의 범위이고 그리고 대역 2는 FB2L 에서 FB2H 까지의 범위이다. 따라서,
Figure 112014033445716-pct00001
식(1)
Figure 112014033445716-pct00002
식(2)
대역 1의 주파수는 대역 2의 주파수보다 낮다.
도 2와 3은 전치 왜곡으로 인한 대역폭 확장을 고려한 후 입력신호들의 가장자리를 도시한다. 신호 M의 가장자리는 저부 및 상부 가장자리들 각각에 대해 FML 와 FMU 로 표시한다. 신호 N의 가장자리들을 저부 및 상부 가장자리들 각각에 대해 FNL 과 FNU 로 표시한다. 다중-대역 신호의 대역폭은 다음 식에 따라 계산된다:
Figure 112014033445716-pct00003
식(3)
대역 1과 대역 2간의 분리 대역폭(separation bandwidth)(BWs)는 다음과 같다:
Figure 112014033445716-pct00004
식(4)
이 예에서, 대역 1의 주파수는 대역 2의 주파수보다 낮은 것으로 가정한다.
도 2에 도시된 바와 같이, 만일 BWc가 대역폭 임계치(BWTH)보다 크다면, 신호 M과 N 둘 다는 독립적으로 동조되고 또한 전치 왜곡되며, 그런 다음 결합되어 다중-대역 신호를 형성하고, 신호는 계속하여 변조되고 그리고 전력증폭기(40)에 의해 증폭된다. 동조(tuning)는 전치 왜곡 전에 또는 이후에 수행될 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이 만일 BWc가 대역폭 임계치(BWTH)보다 낮다면, 신호 M과 N은 독립적으로 동조되고, 그런 다음에 결합되어 복합신호를 생성한다. 그런 다음 복합신호가 전치 왜곡되어 다중-대역 신호를 생성한다. 다중-대역 신호를 계속하여 높은 주파수로 변환되고(상향변환), 변조되고, 그리고 증폭기(40)에 의해 증폭된다.
대역폭 임계치(BWTH)는, 전치 왜곡을 고려한 후 신호 M과 N의 순간 대역폭들의 최대보다 큰 최소가 되어야 한다. 이 필요사항은 다음과 같이 나타낼 수 있다:
Figure 112014033445716-pct00005
식(5)
인자 k는 원래 신호 대역폭의 3 내지 5배의 범위이다. 인자 2는 입력신호들의 수를 나타내는데, 여기서는 2이다. 본 기술분야의 당업자라면 불균등은 다음과 같은 다중-대역 경우로 쉽게 일반화될 수 있다는 것을 알 것이다:
Figure 112014033445716-pct00006
식(6)
여기서 n은 송신되고 있는 입력신호들의 숫자이다.
본 발명의 몇몇 실시예들에서, 입력신호들의 분리 대역폭(BWs)을 전체 대역폭(BWc) 대신에 사용할 수 있다. 목적은, 입력신호들이 가까이 떨어져 있을 때 복합신호를 결합하고 또한 전치 왜곡하는 것이며, 그리고 신호들이 너무 멀리 떨어져 있을 때 입력신호를 개별적으로 전치 왜곡하는 것이다. 이 목적을 위해, 입력신호들의 전체 대역폭(BWc)과 분리 대역폭(BWs)이 적절한 표시를 제공한다. 한 예시적 실시예에서, 전치 왜곡 이후에 입력신호들의 대역폭들이 중첩될 것 같을 때 입력신호들은 복합신호로서 결합되고 또한 전치 왜곡된다.
도 4는, 주파수 동조, 전치 왜곡, 및 상향변환이 아날로그 영역에서 수행되는, 이중-대역 송신기(10)의 예시적 실시예를 보여준다. 앞서 기술하였듯이, 이중-대역 송신기(10)는 송신회로(20)와, 전력증폭기(40)와, 선택회로(50)(도 4에서 미도시)와, 그리고 적응회로(60)를 포함한다. 송신회로(20)는 TX 채널 1과 TX 채널 2로 표시되는 두 개의 송신채널들을 포함한다. 본 기술분의 당업자라면, 송신기는 세 개 이상의 송신채널들을 포함할 수 있다는 것을 이해할 것이다. 각 송신채널은 주파수 동조기(22)와, 전치보상기(24)와, 상향변환기(36)를 포함한다. 송신채널들 중 하나는 결합기(30)를 포함한다. 제1 및 제2아날로그 입력신호(I1 및 I2)는 그들의 각 송신채널로 입력된다. 주파수 동조기(22)는 입력신호(I1 및 I2)들 각각의 주파수를 변위시켜 원하는 주파수 오프셋 또는 분리를 생성한다. 주파수 변위된 입력신호(I1 및 I2)들은 각각의 멀티플렉서(32)의 한 입력과 그리고 결합기(30)의 입력에 인가된다. 결합기(30)는 제1 및 제2입력신호(I1 및 I2)을 결합하여 복합신호(Ic)를 생성한다. 채널 TX 1에서, 결합기(30)의 출력은 멀티플렉서(30)의 제2입력에 인가된다. 멀티플렉서(32)는 결합기로부터 제1입력신호(I1) 또는 복합신호(Ic)를 선택하여 전치보상기(24)로 전달한다. TX 채널 2에서, 신호는 TX 채널 2를 효과적으로 턴오프하는 멀티플렉서(32)의 제2입력에 인가된다. 고 대역폭 모드에서 멀티플렉서(32)는 제2입력신호(I2)를 전치보상기(24)로 통과시킨다. 저 대역폭 모드에서 TX 채널 2는 효율적으로 턴오프된다.
고 대역폭 모드에서, 다중-대역 신호의 대역폭(BWc)이 대역폭 임계치(BWTH)보다 크면, TX 채널 1에서 멀티플렉서(32)는 제1입력신호(I1)를 대응하는 전치보상기(24)로 출력하고 그리고 TX 채널 2에서 멀티플렉서(32)는 제2입력신호(I2)를 대응하는 전치보상기(24)로 출력한다. 이 모드에서, 전치보상기(24)는 입력신호들 각각을 전치 왜곡하는 성분 전치보상기로서 기능한다. 상향 프로세스에서 고유 주파수 변환이 있기 때문에, 주파수 동조기(22)에서 주파수 동조를 0에 설정하고 또한 상향변환기(26)가 원하는 주파수 간격을 제공하도록 구성함으로써, 고 대역폭 모드에서 전치 왜곡 이후에 주파수 동조가 수행될 수 있다.
선택회로(50)는 원하는 동자모드에 대해 송신회로(20)와 적응회로(60)를 구성한다. 동작모드는 고 대역폭 동작모드와 저 대역폭 동작모드를 포함한다. 몇몇 실시예들에서, 선택회로(50)는 선택된 동작모드를 표시하는 제어입력을 수신한다. 제어입력에 응해, 선택회로(50)는 선택된 작동모드에 대해 송신회로(20)와 적응회로(60)를 구성한다. 다른 실시예들에서, 선택회로(50)는 앞서 기술한 바와 같이 입력신호들로부터 동작모드를 동적으로 결정하고, 이에 따라 송신회로(20)와 적응회로(60)를 구성한다.
저 대역폭 모드에서, 다중-대역 신호의 대역폭(BWc)이 대역폭 임계치(BWTH)보다 작으면, TX 채널 1에서 멀티플렉서(32)는 복합신호(Ic)를 대응하는 전치보상기(24)로 출력한다. 이 모드에서, TX 채널 1에서 전치보상기(24)는 복합신호(Ic)를 전치 왜곡하는 다중-대역 전치보상기로서 기능한다. TX 채널 2는 효과적으로 턴오프된다. TX 채널 1에서 상향변환기(26)는 전치 왜곡된 다중-대역 신호를 전력증폭기(40)의 입력에 인가하기 전에 원하는 반송주파수(carrier frequency)로 상향 변환한다.
전치 왜곡의 목적은, 전력증폭기(40)의 비-선형성을 보상하기 위한 것이다. 따라서, 전치보상기(24)와 전력증폭기(40)의 조합은 거의 선형시스템이다. 적응회로(60)는 전치보상기(24)의 계수를 적응화하여 전력증폭기(40)로부터의 출력신호에서 비-선형성을 가능한 많이 줄인다. 적응회로(60)는 이득 조정회로(61)와, 하향변환기(62)와, 지연 및 위상조정회로(63)와, 에러추정회로(64)와, 계수 계산회로(68)를 포함한다. 이득 조정회로(62)는 피드백신호를 약화시키기 위하여 전력증폭기(40)로부터의 피드백신호의 이득을 조정한다. 이득 조정 다음에, 피드백신호는 하향변환기(62)에 의해 하향변환되어 피드백신호와 입력신호(I1 및 I2)들을 부합시킨다. 그런 다음, 피드백신호는 에러추정회로(64)와 계수 계산회로(68)에 입력된다. 지연 및 위상조정회로(63)는 피드백신호들과 비교를 위해 입력신호(I1 및 I2)와 복합신호(Ic)의 위상과 지연을 조정한다.
에러추정회로(64)는 세 개의 에러신호들(E1, E2 및 Ec)을 생성하기 위해 세 개의 합산회로(66)를 포함한다. 합산회로(66)의 수는 입력신호들의 수의 함수이다. 합산회로(66)는 이득 조정된 피드백신호를 제1입력신호(I1)와, 제2입력신호(I2)와, 그리고 복합신호(Ic)에 비교하고 그리고 차이를 에러신호로서 출력한다. 입력신호(I1 및 I2)들과 복합신호(Ic),와 에러신호들(E1, E2 및 Ec)은 피드백신호와 함께 계수 계산회로(68)에 입력된다. 계수 계산회로(68)는 표준기술을 사용하여 전치보상기(24)의 계수들을 계산한다. 고 대역폭 모드가 선택되면, 계수 계산회로(68)는 입력신호(I1 및 I2)들을 전치 왜곡하기 위한 계수들을 계산한다. 이 모드에서, 트레이닝을 위해 에러신호(E1, E2)가 사용된다. 두 개의 전치보상기(24)들에 대한 트레이닝은 순차적으로 또는 동시에 수행될 수 있다. 저 대역폭 모드가 선택되면, 계수 계산회로(68)는 복합신호(Ic)를 전치 왜곡하기 위한 계수들을 계산하다. 이 모드에서, 에러신호(Ec)가 트레이닝을 위해 사용된다.
일반적으로, 계수 계산회로(68)에 의해 사용되는 적응 알고리즘은 몇몇 에러 메트릭을 최소화하도록 시도한다. 예컨대, 계수 계산회로(68)는 본 기술분야에서 잘 공지되어 여기에서 상세히 기술하지 않는, 평균 제곱오차(mean square error) 해결책을 사용할 수 있다. 에러면(error surface)이 사각형이고 또한 이론적으로 고유한 최소값을 가지기 때문에 평균 제곱오차 기술은 대중적인 기술이다. 전치보상기 계수들을 적응화시키기 위해 적절한 다른 기술들은 최소 제곱 평균(LMS) 기술과, 순환최소자승(RLS) 기술이다. 이들 기술들의 변형들이 기술분야에 공지되어 있다.
도 5는 주파수 동조와, 전치 왜곡과, 그리고 상향변환이 디지털 영역에서 수행되는 이중-대역 송신기(10)의 예시적 실시예를 도시한다. 편의를 위해, 비슷한 기능을 가지는 요소들을 나타내기 위해 비슷한 참조번호가 도 4와 5에 사용된다. 이 실시예에서, 송신회로(20)는 두 개의 채널을 포함한다. 송신채널 각각은 디지털 영역에서 동작하는 주파수 동조기(22)와, 전치보상기(24)와, 그리고 상향변환기(26)를 포함한다. 송신채널들 중 하나는 또한 결합기(30)를 포함한다. 제1 및 제2 디지털 입력신호(I1 및 I2)들은 송신채널 각각에 입력된다. 주파수 동조기(22)는 입력신호(I1 및 I2)들의 각각의 주파수를 변위시켜 원하는 주파수 오프셋 또는 분리를 생성한다. 주파수-변위된 입력신호(I1 및 I2)들은 각 멀티플렉서(32)의 한 입력과 결합기(30)의 입력에 인가된다. 결합기(30)는 제1 및 제2 입력신호(I1 및 I2)들을 결합하여 복합신호(Ic)를 생성한다. TX 채널 1에서, 결합기(30)의 출력은 멀티플렉서(32)의 제2입력에 인가된다. 멀티플렉서(32)는 결합기로부터 제1입력신호(I1) 또는 복합신호(Ic)를 선택하여 전치보상기(24)에 전달한다. TX 채널 2에서, 신호가 멀티플렉서(32)의 제2입력에 인가되어 TX 채널 2를 효과적으로 턴오프한다. 멀티플렉서(32)는 고 대역폭 모드에서 제2입력신호(I2)를 전치보상기(24)로 전달한다. 저 대역폭 모드에서 TX 채널 2는 효과적으로 턴오프된다.
선택회로(50)는 원하는 작동모드에 대해 송신회로(20)와 적응회로(60)를 구성한다. 몇몇 실시예들에서, 선택회로(50)는 선택된 작동모드를 나타내는 제어입력을 수신한다. 제어입력에 응해, 선택회로는 선택된 작동모드에 대해 송신회로(20)와 적응회로(60)를 구성한다. 몇몇 다른 실시예들에서, 선택회로(50)는 앞서 기술한 것과 같이 입력신호들로부터 작동모드를 동적으로 결정하고, 이에 따라 송신회로(20)와 적응회로(60)를 구성한다.
고 대역폭 모드에서, 다중-대역 신호의 대역폭(BWc)이 대역폭 임계치(BWTH)보다 크면, TX 채널 1에서 멀티플렉서(32)는 제1입력신호(I1)를 대응하는 전치보상기(24)로 출력하고 그리고 TX 채널 2에서 멀티플렉서(32)는 제2입력신호(I2)를 대응하는 전치보상기(24)로 출력한다. 이 모드에서, 전치보상기(24)는 입력신호들 각각을 전치 왜곡하는 성분 전치보상기로서 기능한다. 상향변환 프로세스에서 고유 주파수변환이 있기 때문에, 주파수 동조기(22)에서 주파수 동조를 0에 설정하고 또한 원하는 주파수 간격을 제공하도록 상향변환기(26)를 구성함으로써, 주파수동조는 고 대역폭 모드에서 전치 왜곡 이후에 수행될 수 있다.
저 대역폭 모드에서, 다중-대역 신호의 대역폭(BWc)이 대역폭 임계치(BWTH)보다 작다면, TX 채널 1에서 멀티플렉서(32)는 복합신호(Ic)를 대응하는 전치보상기(24)에 출력한다. 이 모드에서, TX 채널 1모드에서 전치보상기(24)는 복합신호(Ic)를 전치 왜곡하기 위한 다중-대역 전치보상기로서 기능한다. TX 채널 2는 효과적으로 턴오프된다. 상향변환기(26)는 전치 왜곡된 다중-대역 신호를 전력증폭기(40)에 인하하기 전에 원하는 반송주파수로 상향변환한다.
이 점에서, 디지털 실시예의 기본 동작은 아날로그 실시예와 동일하다. 디지털 실시예에서, 각 송신채널에서 디지털 변조기(28)가 상향변환기(26) 뒤를 따른다. 다중-대역 신호는 디지털-아날로그 변환기(DAC)(36)에 의해 아날로그 신호로 변환되어, 전력증폭기(40)의 입력에 인가된다.
적응회로(60) 또한 디지털 영역에서 동작한다. 수신회로(70)는 전력증폭기(40)로부터 출력신호를 수신하여, 적응회로(60)에 입력을 위한 디지털 기저대역(baseband) 신호를 생성한다. 수신회로(70)는 믹서(72)와, 대역-통과필터(74)와, 감쇠기(76)와, 그리고 아날로그-디지털 변환기(ADC)(78)를 포함한다. 전력증폭기(40)로부터의 출력신호는 수신회로(70)에 공급된다. 믹서(72)는 피드백신호를 중간주파수로 하향변환하고 그리고 대역통과필터(74)는 대역 외 성분들을 제거한다. 택일적으로, 피드백신호를 기저대역으로 직접 하향변환하는 직접-하향변환 수신기를 사용할 수 있다. 감쇠기(76)는 신호레벨을 줄이기 위해 신호를 약화시킨다. 그러므로, 감쇠기(76)는 도 4의 아날로그 실시예에서의 이득조정회로(62)와 비슷한 기능을 수행한다. 신호레벨 조정 후, 피드백신호들은 ADC(78)에 의해 디지털 신호로 변환되고, 적응회로(60)에 입력된다.
적응회로(60)는 디지털 복조기(80)와, 필터회로(82)와, 선택회로(84)와, 지연 및 위상조정회로(85)와, 에러추정회로(86)와, 그리고 계수 계산회로(90)를 포함한다. 디지털 복조기(80)는 피드백신호를 복조하여 복조신호를 생성한다. 도시한 예시적 실시예에서, 복조신호는 복합신호(Ic)에 대응하는 복합 피드백신호이다. 필터회로(82)는 복합 피드백신호를 필터링하여 입력신호(I1 및 I2)들에 대응하는 성분 피드백신호들을 생성한다. 복합 피드백신호와 성분 피드백신호들은 선택회로(84)에 입력된다. 동작모드에 따라, 선택회로(84)는 성분 피드백신호 또는 복합 피드백신호를 출력한다. 고 대역폭 모드가 선택도면, 선택회로(84)는 성분 피드백신호를 출력한다. 저 대역폭 모드가 선택되면, 선택회로(84)는 복합 피드백신호를 출력한다. 지연 및 위상조정회로(85)는 피드백신호들과 비교를 위해 입력신호(I1 및 I2)들과 복합신호(Ic)의 위상과 지연을 조정한다.
에러추정회로(86)는 세 개의 에러신호들(E1, E2 및 Ec)을 생성하기 위해 세 개의 합산회로(88)를 포함한다. 합산회로(66)의 수는 입력신호들의 수의 함수이다. 에러신호들의 생성은 앞서 기술한 것과 같다. 계수 계산회로(90)는 표준기술을 사용하여 에러신호들을 기반으로 전치보상기(24)의 계수들을 계산한다. 고 대역폭 모드가 선택되면, 계수 계산회로(90)는 입력신호(I1 및 I2)들을 전치 왜곡하기 위한 계수들을 계산한다. 이 모드에서, 각 보상기들을 독립적으로 트레이닝하기 위해 에러신호(E1, E2)가 사용된다. 앞서 기술하였듯이, 두 개의 전치보상기들에 대한 트레이닝은 순차적으로 또는 동시에 수행될 수 있다. 저 대역폭 모드가 선택되면, 계수 계산회로(90)는 복합신호(Ic)를 전치 왜곡하기 위한 계수들을 계산하다. 이 모드에서, 에러신호(Ec)가 트레이닝을 위해 사용된다.
한 예시적 실시예에서, 적응회로(60)는 고 대역폭 모드에서 전치보상기(24)들에 대한 계수들을 순차적으로 적응화시키고 그리고 선택회로(84)는 성분 피드백신호를 순차적으로 출력한다. 이 해결책은 약간의 지연을 가지고서 적응화를 위해 필요한 계산자원들을 감소시킨다. 다른 실시예들에서, 선택회로(84)는 성분 피드백신호들을 동시에 출력하도록 구성되고 또한 적응회로(60)는 전치보상기(24) 둘 다에 대한 계수를 동시에 적응화시키도록 구성된다. 이 경우에, 선택회로(84)는 성분 피드백신호들을 동시에 출력한다.
도 6과 7은 시분할 듀플렉싱(TDD)를 사용한 롱 텀 에볼루션(LTE) 시스템에서 사용을 위해 적응화된 본 발명의 실시예에 대한 다중-대역 신호에서 신호 이미지들을 도시한다. 도 6과 7의 신호 이미지들은 대역 35와 36에 각각 동조된다. 대역폭 임계치(BWTH)는 200MHz이다. 도 6에서, 입력신호들은 1860MHz 와 1980MHz에 각각 동조된다. 대역폭 확장을 고려한 복합신호의 대역폭(BWc)은 220MHz이고, 이는 임계치 대역폭(200MHz)보다 크다. 이 예에서, TX 채널들 둘 다는 입력신호드를 송신하는데 사용된다. 선형화의 견지에서, 각 송신채널의 전치보상기(24)는 그의 각 입력신호를 사용하여 독립적으로 드레이닝된다. 도 7에서, 입력신호들은 1900HMz와 1960MHz에 각각 동조된다. 복합신호의 대역폭(BWc)은 160MHz이고, 이는 임계 대역폭(BWTH)보다 작다. 따라서, 이 예에서 단일 TX 채널이 송신을 위해 사용된다. 도 7에 도시된 예에서 전치 왜곡 후에 입력신호 에너지들은 중첩된다는 것을 알아야 한다. 이 경우에, 두 신호들을 분리하고 이들을 개별적으로 전치 왜곡함으로써 훌륭한 선형화 실행을 얻기가 매우 어려울 수 있다. 본 발명은 전력증폭기(24)를 선형화하기 위해 하나의 복합신호로서 두 개의 입력신호들 처리하고 또한 단일 전치보상기(24)를 사용함으로써 이들 문제점을 피한다.
도 8은 다중-대역 송신기(10)에 의해 수행되는 예시적 방법(100)을 도시한다. 두 개 이상의 입력신호들이 송신기(10)에 입력될 때 방법은 시작한다. 송신기(10)는 입력신호들 모두를 포함하는 다중-대역 신호의 근사 대역폭을 결정한다(블록 110). 대역폭의 결정은 전치 왜곡으로 인한 대역폭 확장과 입력 신호들 간에 분리 대역폭을 고려한다. 대역폭은 식(4)에 따라 계산될 수 있다. 그런 다음, 송신기(10)는 다중-대역 신호의 대역폭을 대역폭 임계치와 비교하고(블록 120) 그리고 동작모드를 선택한다(블록 130). 만일 다중-대역 신호의 대역폭이 대역폭 임계치보다 작다면, 저 대역폭 모드가 선택된다. 이 모드에서, 다중-대역 신호를 전송하기 위해 단일 채널이 사용되고 그리고 TX 채널 1에서 전치보상기(24)는 입력신호들의 복합을 전치 왜곡하여 다중-대역 신호를 생성하도록 구성된다(블록 140). 만일 다중-대역 신호의 대역폭이 대역폭 임계치보다 크다면, 개별적인 입력신호들을 수신하기 위하여 개별 전송채널들이 사용된다. 이 경우에, 각 전송채널에서 전치보상기는 결합 전에 입력신호들 중 대응하는 것들을 전치 왜곡하여 다중-대역 신호를 생성하도록 구성된다(블록 150). 각 모드에서, 다중-대역 신호를 증폭하는데 단일 전력증폭기(40)가 사용된다(블록 160).
도 4와 5에 도시된 송신기(10)는 두 개의 동작모드, 즉 고 대역폭 모드와 저 대역폭 모드를 가진다. 고 대역폭 모드에서, 입력신호들 모두는 결합 전에 전치 왜곡된다. 다중-대역 신호가 세 개 이상의 입력신호들을 포함하면, 다른 모드들도 가능하다. 예컨대, 세 개의 입력신호들이 있는 경우에, 송신기(10)는 전치 왜곡 전에 두 개의 신호들을 결합하고, 제3신호를 개별적으로 전치 왜곡하도록 구성될 수 있다. 즉, 혼합 대역폭 모드이다. 입력신호들의 수가 증가함에 따라 가능한 치환이 증가한다.
도 9 - 11은 세 개의 입력신호들이 송신되는 경우의 가능한 치환을 보여준다. 도 9 - 11은 대역 1에서 RF 주파수(FC1)에 중심을 두는 대역폭(BWM)을 가지는 입력신호(M)와, 대역 1에서 RF 주파수(FC2)에 WDTLA을 두는 대역폭(BWN)의 입력신호(N)과, 대역 2에서 RF 주파수(FC3)에 중심을 두는 대역폭(BWQ)의 입력신호(Q)를 보여준다. 입력신호(N)은 설명이 필요없는 대역일 수 있고, 이는 아래 논의에 영향을 주지 않을 수 있다. 대역 1은 주파수 FB1L에서 FB1H 까지의 범위이고 그리고 대역 2는 FB2L 에서 FB2H 까지의 범위이다. 그러므로,
Figure 112014033445716-pct00007
식(7)
Figure 112014033445716-pct00008
식(8)
Figure 112014033445716-pct00009
식(9)
이다.
도 9, 10 및 11은 전치 왜곡으로 인한 대역폭 확장을 고려한 후 입력신호들의 가장자리를 보여준다. 신호 M의 가장자리는 저부 및 상부 가장자리들 각각에 대해 FML 와 FMU 로 표시한다. 신호 N의 가장자리들은 저부 및 상부 가장자리들 각각에 대해 FNL 과 FNU 로 표시한다. 신호 Q의 가장자리들은 저부 및 상부 가장자리 각각에 대해 FQL 과 FQU 로 표시한다. 다중-대역 신호의 대역폭은 다음에 따라 계산할 수 있다:
Figure 112014033445716-pct00010
식(10)
입력신호 M과 N을 포함하는 복합신호의 대역포과, 입력신호 N과 Q를 포함하는 복합신호는 다음과 같이 계산될 수 있다:
Figure 112014033445716-pct00011
식(11)
Figure 112014033445716-pct00012
식(12)
신호 M과 N 간의 분리 대역폭 BWS1 은:
Figure 112014033445716-pct00013
식(13)
이다.
신호 N과 Q 간의 분리 대역폭 BWS2 는:
Figure 112014033445716-pct00014
식(14)
이다.
이 예에서, 대역 1의 주파수는 대역 2의 주파수보다 낮다고 가정한다.
이 실시예에서, 전체 다중-대역 신호의 대역폭을 평가하기 보다는, 복합신호의 대역폭을 평가하여, 입력신호들이 결합되었는지 여부를 결정하는데 사용된다. 만일 BWC1 과 BWC2 둘 다가 도 9에 도시된 바와 같이 대역폭 임계치 BWTH 보다 크다면, 신호 M, N 및 Q들 각각은 개별적으로 동조되어 전치 왜곡된 다음 결합되어 다중-대역 신호를 형성하고, 이는 계속하여 변조되고 그런 다음에 전력증폭기(40)에 의해 증폭된다. 택일적으로, 분리 대역폭들이 대역폭 임계치(BWTH)와 비교될 수 있다. 도 10에 도시된 바와 같이, 만일 BWC1 이 대역폭 임계치(BWTH)보다 작고 또한 BWC2 가 대역폭 임계치(BWTH)보다 크다면, 신호 M과 N은 개별적으로 동조된 다음 결합되어 복합신호를 생성한다. 그런 다음 입력신호 M과 N의 복합이 전치 왜곡된다. 입력신호 Q는 독립적으로 전치 왜곡된다. 그런 다음, 전치 왜곡된 복합 입력신호(M 및 N)들이 전치 왜곡 후에 입력신호(Q)와 결합되어 다중-대역 신호를 형성한다. 만일 BWC1 과 BWC2 가 도 11에 도시된 바와 같이 대역폭 임계치(BWTH)보다 작다면, 입력신호(M, N 및 Q)들은 단일 전치보상기를 사용하여 전치 왜곡 전에 모두 결합되어 다중-대역 신호를 생성한다. 다중-대역 신호는 계속하여 상향변환되고, 변조되고, 그런 다음에 전력증폭기(40)에 의해 증폭된다.
도 12는 세 개의 상이한 동작모드; 고 대역폭 모더, 저 대역폭 모드 및 혼합 대역폭 모드를 사용할 수 있는 송신기(10)의 실시예를 보여준다. 편의를 위해, 비슷한 요소들을 나타내기 위해 도 5와 9에서 사용된 유사한 참조번호들이 사용된다. 앞서 기술하였듯이, 다중-대역 송신기(10)는 송신회로(20)와, 전력증폭기(40)와, 선택회로(50)(도 4에서 미도시)와, 그리고 적응회로(60)를 포함한다. 송신회로(20)는 다수의 송신채널들을 포함한다. 각 송신채널은 디지털 영역에서 동작하는 주파수 동조기(22)와, 전치보상기(24)와, 그리고 상향변환기(26)를 포함한다. 송신채널(1)은 결합기(30 및 33)들을 포함한다. 디지털 입력신호(I1, I2, 및 I3)들이 각 송신채널들에 입력된다. 주파수 동조기(22)는 입력신호(I1, I2, 및 I3)들 각각의 주파수들을 변위시켜 원하는 주파수 오프셋 또는 분리를 생성한다. 주파수 변위된 입력신호(I1)는 대응하는 멀티플렉서(32)의 한 입력과 결합기(30)의 제1입력에 인가된다. 주파수 변위된 입력신호(I2)는 대응하는 멀티플렉서(32)의 한 입력과 결합기(30)의 제2입력에 인가된다. 결합기(30)는 제1 및 제2입력신호(I1, I2)를 결합하여 복합신호(IC1)을 생성한다. 복합신호는 결합기(33)의 제1입력에 인가된다. 입력신호(I2) 또한 결합기(35)의 제1입력에 인가된다. 주파수-변위된 입력신호(I3)는 대응하는 멀티플렉서(32)의 안 입력과 결합기(35)의 제2입력에 인가된다. 결합기(35)는 제2 및 제3입력신호(I2, 및 I3)들을 결합하여 복합신호(IC2)를 생성한다. 주파수-변위된 입력신호(I3) 또한 결합기(3)의 제2입력에 인가되고, 결합기는 입력신호(I3)와 복합신호(IC1)을 결합하여 복합신호(Ic)를 생성한다. 복합신호(Ic)는 모든 입력신호들의 복합이다.
적응회로(60)는 기본적으로 상기에서 기술한 것과 동일하다. 수신회로(70)는 전력증폭기(40)로부터 출력신호를 수신하여 적응회로(60)에 입력을 위한 디지털 기저대역 신호를 생성한다. 수신회로(70)는 믹서(72)와, 대역-통과필터(74)와, 감쇠기(76)와, 그리고 아날로그-디지털 변환기(ADC)(78)를 포함한다. 전력증폭기(40)로부터의 출력신호는 수신회로(70)에 공급된다. 믹서(72)는 피드백신호를 중간주파수로 하향변환하고 그리고 대역통과필터(74)는 대역 외 성분들을 제거한다. 택일적으로, 피드백신호를 기저대역으로 직접 하향변환하는 하향변환 수신기를 사용할 수 있다. 감쇠기(76)는 신호레벨을 줄이기 위해 신호를 약화시킨다. 그러므로, 감쇠기(76)는 도 4의 아날로그 실시예의 이득조정회로(62)와 유사한 기능을 한다. 신호레벨 조정 후, 피드백신호는 ADC(78)에 의해 디지털신호로 변환되어, 적응회로(60)에 입력된다.
적응회로(60)는 디지털 복조기(80)와, 필터회로(82)와, 선택회로(84)와, 지연 및 위상조정회로(85)와, 에러추정회로(86)와, 그리고 계수 계산회로(90)를 포함한다. 디지털 복조기(80)는 피드백신호를 복조하여 복조신호를 생성한다. 도시된 예시적 실시예에서, 복조신호는 복합신호(Ic)에 대응하는 복합 피드백신호이다. 필터회로(82)는 복합 피드백신호를 필터링하여 입력신호(I1, I2, 및 I3)들과 복합신호(IC1 및 IC2)들에 대응하는 성분 피드백신호를 생성한다. 복합 피드백신호와 성분 피드백신호들은 선택회로(84)에 입력된다. 동작모드에 따라, 선택회로(84)는 대응하는 성분 피드백신호들을 에러추정회로(86)와 계수 계산회로(90)로 출력한다.
지연 및 위상조정회로(85)는 피드백신호들과 비교를 위해 입력신호(I1, I2, 및 I3)들과 복합신호(IC1, IC2 및 Ic)의 위상과 지연을 조정한다. 조정된 신호들을 에러계산회로(86)로 인가된다.
에러추정회로(86)는 여섯 개의 합산회로(88)들을 포함하여 에러신호(E1, E2, E3, EC1, EC2 및 Ec)를 생성한다. 합산회로의 수는 입력신호들과 복합신호들의 수의 함수이다. 에러신호의 생성은 앞서 기술한 것과 동일하다. 계산 계산회로(90)는 표준기술을 사용하여 에러신호들을 기반으로 전치보상기(24)에 대한 계수들을 계산한다.
한 예시적 실시예에서, 적응회로(60)는 전치보상기(24)에 대한 계수들을 순차적으로 적응화시킨다. 이 해결책은, 다소의 지연으로 적응화에 필요한 계산자원드을 줄인다. 다른 실시예들에서, 적응회로(60)는 모든 전치보상기(24)에 대한 계수들을 동시에 적응시키도록 구성된다. 몇몇 실시예들에서, 선택회로(50)는 선택된 동작모드를 나타내는 제어신호를 수신한다. 제어신호에 응해, 선택호로(50)는 선택된 동작모드에 대해 송신회로(20)와 적응회로(60)를 구성시킨다. 다른 실시예들에서, 선택회로(50)는 앞서 기술한 것과 같이 입력신호들로부터 동작모드를 동적으로 결정하고, 그리고 이에 따라 송신회로(20)와 적응회로(60)를 구성한다.
도 12에 도시된 실시예는 도 4와 5에 도시된 실시예들에서는 이용할 수 엇는 추가적인 동작모드들을 포함한다. 보다 상세히 설명하면, 도 12의 송신기(10)는 입력신호들 중 두 개가 전치 왜곡 전에 결합되게 하고, 제3입력신호는 개별적으로 전치 왜곡되게 한다.
도 13은 도 12에 도시된 송신기의 동작모드를 선택하기 위한 방법(200)을 도시한다. 시작하기 위해, 복합신호(IC1)에 대한 대역폭(IC1)과, 복합신호(IC2)에 대한 대역폭(BWC2)와, 그리고 복합신호(Ic)에 대한 전체 대역폭(BWc)들이 결정된다(블록 210). 다음에 대역폭 BWC1 대역폭 임계치 BWTH 와 비교된다(블록 220). 만일 BWC1 이 BWTH 보다 크다면, BWC2 의 대역폭이 대역폭 임계치 BWTH 와 비교된다(블록 230). 만일 BWC2 가 BWTH 보다 크다면, 고 대역폭 모드가 선택되고 또한 입력신호들 모두가 개별적으로 동조되고 또한 전치 왜곡된다(블록 240). 만일 BWC2 가 BWTH 보다 작다면, 혼합 대역폭 모드가 선택되고, 여기서 입력신호(I2 및 IC)는 전치 왜곡 전에 결합되고, I1 은 개별적으로 전치 왜곡된다(블록 250).
블록 220으로 돌아가, 만일 BWC1 이 대역폭 임계치 BWTH 보다 작다면, 대역폭 BWC2 는 대역폭 임계치 BWTH 와 비교된다(블록 260). 만일 BWC2 가 대역폭 임계치 BWTH 보다 크다면, 혼합 대역폭 모드가 선택되고, 여기서 입력신호(I1 및 I2)는 전치 왜곡 전에 결합되고, I3 는 개별적으로 전치 왜곡된다(블록 270). 만일 BWC2 가 대역폭 임계치 BWTH 보다 작다면, 저 대역폭 모드가 선택된다. 이 모드에서, 입력신호(I1, I2, 및 I3)들이 결합되어 복합신호(Ic)를 생성하고 그리고 복합신호(Ic)는 단일 전치보상기를 사용하여 전치 왜곡된다(블록 280).
표 1은 상기에서 기술한 상이한 동작모드들에 대한 송신기(10)의 구성을 보여준다.
Figure 112014033445716-pct00015
본 발명은 다중-대역 신호의 전치 왜곡과 관련된 문제점들을 해결한다. 저 대역폭 모드는 각 전치보상기(24)에 대한 계수들을 계산하기 위해 중첩하는 신호들을 분리할 필요가 없다. 필러링 프로세스에 의해 도입된 왜곡을 보상하는 것이 어렵기 때문에 이러한 신호 분리는 선형화 실행에 극단적인 영향을 줄 수 있다. 본 발명은, 대역폭이 소정의 대역폭 임계치 아래에 있을 때 트레이닝을 위한 복합신호를 사용함으로써 문제점들을 해결한다. 또한, 저 대역폭 모드에서 송신채널들 하나를 제외한 모두를 턴오프함으로서 전력을 절약할 수 있다. 디지털 구현에서, 고 대역폭 모드는 매우 높은 샘플링율을 필요로 하지 않아, 각자의 전치보상기를 가지는 다수의 전송채널들을 사용함으로써 발생하는 복잡도를 피할 수 있다. 아날로그 구현에서, 고 대역폭 모드는 필터에서 매우 넓은 대역폭을 피할 수 있다.
물론 본 발명은 본 발명의 범위와 필수적 특징을 벗어나는 일이 없이, 여기에서 주어진 것 이외의 다른 특정 방식들로 수행될 수 있다. 따라서, 실시예들은 모든 점에서 설명적인 것으로 간주되고 제한적인 것으로 간주되어서는 안되며, 첨부 청구항들의 의미와 등가범위 내에 들어가는 모든 변경안들은 여기에 포함되는 것을 여겨야 한다.

Claims (32)

  1. 다중-대역 출력신호를 송신하기 위한 방법에 있어서, 방법은:
    상이한 주파수 대역들을 통해 송신되게 되는 두 개 이상의 입력신호들을 포함하는 복합신호의 대역폭을 결정하는 단계와;
    복합신호의 대역폭을 대역폭 임계치와 비교하는 단계와;
    만일 복합신호의 대역폭이 대역폭 임계치보다 크다면,
    다른 입력신호들과 결합하기 전에 개별적인 입력신호들 중 적어도 하나를 전치 왜곡함으로서 다중-대역 신호를 생성하는 단계와;
    만일 복합신호의 대역폭이 대역폭 임계치보다 작다면,
    복합신호를 전치 왜곡함으로서 다중-대역 신호를 생성하는 단계와;
    무선채널을 통한 송신을 위한 다중-대역 출력신호를 생성하기 위해 다중-대역 신호를 증폭하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 결합 전에 개별적인 입력신호들 중 적어도 하나를 전치 왜곡함으로써 다중-대역 신호를 생성하는 단계는:
    개별적인 성분 전치보상기로 하나 이상의 개별적인 입력신호를 전치 왜곡하는 단계와;
    전치 왜곡된 입력신호들을 하나 이상의 전치 왜곡된 다른 신호들과 결합하여 다중-대역 신호를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제2항에 있어서, 입력신호들에 대응하는 각 성분 피드백신호들을 기반으로 하나 이상의 성분 전치보상기들을 적응화시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제3항에 있어서, 하나 이상의 성분 전치보상기들을 적응화하는 단계는 성분 전치보상기들을 순차적으로 시간에 맞게 적응화시키는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제3항에 있어서, 하나 이상의 성분 전치보상기들을 적응화하는 단계는 성분 전치보상기들을 동시에 적응화시키는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제1항에 있어서, 복합신호를 전치 왜곡함으로써 다중-대역 신호를 생성하는 단계는:
    복합신호를 생성하기 위해 입력신호들을 결합하는 단계와;
    다중-대역 전치보상기로 복합신호를 전치 왜곡하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제6항에 있어서, 복합신호에 대응하는 복합 피드백신호를 기반으로 다중-대역 전치보상기를 적응화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제6항에 있어서, 복합신호를 전치 왜곡함으로써 다중-대역 신호를 생성하는 단계는, 다중-대역 신호를 생성하기 위해 전치 왜곡 이후에 복합신호를 하나 이상의 전치 왜곡된 다른신호들과 결합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제8항에 있어서, 하나 이상의 전치 왜곡된 다른 신호들은 성분 보상기에서 개별적으로 전치 왜곡되는 적어도 하나의 입력신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    복합신호에 대응하는 복합 피드백신호를 기반으로 다중-대역 전치보상기를 적응화하는 단계와;
    개별적으로 전치 왜곡되는 입력신호에 대응하는 성분 피드백신호를 기반으로 성분 전치보상기를 적응화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제10항에 있어서, 다중-대역 전치보상기와 성분 전치보상기들은 순차적으로 적응화되는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제10항에 있어서, 다중-대역 전치보상기와 성분 전치보상기들은 동시에 적응화되는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제1항에 있어서, 복합신호의 대역폭을 결정하는 단계는 입력신호들의 대역폭들과, 입력신호들 간의 분리 대역과 전치 왜곡에 기인하는 입력신호들의 대역폭 확장으로부터 복합신호의 대역폭을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제1항에 있어서, 대역폭 임계치를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제14항에 있어서, 대역폭 임계치를 결정하는 단계는 개별적인 입력신호들의 최대 대역폭과, 입력신호들의 수와, 규정된 확장인자로부터 대역폭 임계치를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제1항에 있어서,
    복합신호의 대역폭이 대역폭 임계치보다 크면 개별적인 입력신호들을 전치 왜곡하기 전 또는 후에 입력신호들을 주파수 동조시키거나, 또는
    복합신호의 대역폭이 대역폭 임계치보다 작으면 개별적인 입력신호들을 결합하기 전에 입력신호들을 주파수 동조시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 주파수 분리된 두 개 이상의 입력신호들을 포함하는 다중-대역 신호를 송신하기 위한 송신기에 있어서, 송신기는:
    상이한 주파수 대역들을 통해 송신되게 되는 두 개 이상의 입력신호들로부터 다중-대역 신호를 생성하고,
    다수의 전치보상기들과;
    두 개 이상의 입력신호들을 포함하는 복합신호의 대역폭에 따라 전치 왜곡 전에 두 개 이상의 입력신호들을 선택적으로 결합하는 하나 이상의 결합기들과; 그리고
    다중-대역 출력신호를 생성하기 위해 다중-대역 신호를 증폭하는 증폭기를 포함하는 구성가능한 송신회로와; 그리고
    복합신호의 대역폭이 규정된 대역폭 임계치보다 크면 하나 이상의 입력신호들을 개별적으로 성분 전치보상기에서 전치 왜곡함으로서 다중-대역 신호를 생성하고, 그리고
    복합신호의 대역폭이 규정된 대역폭 임계치보다 크면 복합신호를 전치 왜곡함으로써 다중-대역 신호를 생성하기 위하여 송신회로를 선택적으로 구성하는 선택회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  18. 제17항에 있어서,
    개별적인 성분 전치보상기들로 하나 이상의 개별적인 입력신호들을 전치 왜곡하고; 그리고
    다중-대역 신호를 생성하기 위해 전치 왜곡된 입력신호들을 하나 이상의 전치 왜곡된 다른 신호들과 결합하도록 상기 선택회로에 의해 상기 송신회로가 구성될 수 있는 것을 특징으로 하는 송신기.
  19. 제18항에 있어서, 입력신호들에 대응하는 각 성분 피드백신호들을 기반으로 하나 이상의 성분 전치보상기들을 적응화하도록 구성되는 적응회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  20. 제18항에 있어서, 적응회로는 성분 전치보상기들을 순차적으로 적응화하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 송신기.
  21. 제18항에 있어서, 적응회로는 성분 전치보상기들을 동시에 적응화하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 송신기.
  22. 제18항에 있어서, 상기 송신회로는:
    복합신호를 생성하기 위해 입력신호들을 결합하고; 그리고
    복합신호를 다중-대역 전치보상기로 전치 왜곡시키도록 선택회로에 의해 구성될수 있는 것을 특징으로 하는 송신기.
  23. 제18항에 있어서, 복합신호에 대응하는 복합 피드백신호를 기반으로 다중-대역 전치보상기를 적응화하도록 구성되는 적응회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  24. 제23항에 있어서, 상기 송신회로는, 다중-대역 신호를 생성하기 위해 전치 왜곡 후에 복합신호를 하나 이상의 전치 왜곡된 다른 신호들과 결합하도록 상기 선택회로에 의해 구성될 수 있는 것을 특징으로 하는 송신기.
  25. 제24항에 있어서, 상기 송신회로는, 성분 전치보상기에서 개별적으로 전치 왜곡되는 적어도 하나의 입력신호와 상기 복합신호를 결합하도록 상기 선택회로에 의해 구성될 수 있는 것을 특징으로 하는 송신기.
  26. 제25항에 있어서,
    복합신호에 대응하는 복합 피드백신호를 기반으로 다중-대역 전치보상기를 적응화하고; 그리고
    개별적으로 전치 왜곡되는 입력신호에 대응하는 성분 피드백신호를 기반으로 성분 전치보상기를 적응화하도록 구성될 수 있는 적응회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  27. 제25항에 있어서, 상기 적응회로는 다중-대역 전치보상기와 성분 전치보상기를 순차적으로 적응화하도록 구성될 수 있는 것을 특징으로 하는 송신기.
  28. 제25항에 있어서, 상기 적응회로는 다중-대역 전치보상기와 성분 전치보상기를 동시에 적응화하도록 구성될 수 있는 것을 특징으로 하는 송신기.
  29. 제17항에 있어서, 선택회로는, 입력신호들의 대역폭들과, 입력신호들 간의 분리 대역들과, 전치 왜곡에 기인하는 입력신호들의 대역 확장으로부터 다중-대역 신호의 대역폭을 결정하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 송신기.
  30. 제17항에 있어서, 상기 선택회로는 대역폭 임계치를 결정하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 송신기.
  31. 제17항에 있어서, 상기 선택회로는, 개별적인 입력신호들의 최대 대역폭과, 입력신호들의 수와, 규정된 확장인자로부터 대역폭 임계치를 결정하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 송신기.
  32. 제30항에 있어서, 송신회로는 결합 전에 각 입력신호들을 동조하기 위하여 하나 이상의 주파수 동조기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
KR1020147009260A 2011-09-09 2012-07-24 다중-대역 송신기에서 단일 전력증폭기를 위한 선형화 KR101492381B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/228,926 2011-09-09
US13/228,926 US8576943B2 (en) 2011-09-09 2011-09-09 Linearization for a single power amplifier in a multi-band transmitter
PCT/IB2012/053763 WO2013034993A1 (en) 2011-09-09 2012-07-24 Linearization for a single power amplifier in a multi-band transmitter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20140067099A KR20140067099A (ko) 2014-06-03
KR101492381B1 true KR101492381B1 (ko) 2015-02-10

Family

ID=46970362

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020147009260A KR101492381B1 (ko) 2011-09-09 2012-07-24 다중-대역 송신기에서 단일 전력증폭기를 위한 선형화

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8576943B2 (ko)
EP (2) EP3007355A1 (ko)
JP (1) JP5698419B2 (ko)
KR (1) KR101492381B1 (ko)
CN (1) CN104040883B (ko)
WO (1) WO2013034993A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021172796A1 (ko) * 2020-02-25 2021-09-02 주식회사 케이엠더블유 멀티 밴드 송신기

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6080854B2 (ja) 2011-09-22 2017-02-15 ダリ システムズ カンパニー リミテッド マルチチャネル広帯域通信システムにおいてデジタルプリディストーションの帯域幅を増大するシステム及び方法
US8817859B2 (en) * 2011-10-14 2014-08-26 Fadhel Ghannouchi Digital multi-band predistortion linearizer with nonlinear subsampling algorithm in the feedback loop
US9071207B2 (en) * 2012-02-03 2015-06-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Predistortion of concurrent multi-band signal to compensate for PA non-linearity
US8923787B2 (en) * 2012-07-05 2014-12-30 Pierre-André LAPORTE Low sampling rate adaptation scheme for dual-band linearization
US9571042B2 (en) * 2012-07-26 2017-02-14 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Digital upconversion for multi-band multi-order power amplifiers
US8913689B2 (en) 2012-09-24 2014-12-16 Dali Systems Co. Ltd. Wide bandwidth digital predistortion system with reduced sampling rate
JP6265206B2 (ja) * 2013-03-07 2018-01-24 日本電気株式会社 無線送信装置および無線送信方法
US8948301B2 (en) 2013-05-24 2015-02-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Multi-band radio-frequency digital predistortion
US9214968B2 (en) * 2013-07-24 2015-12-15 Nokia Technologies Oy Apparatus and methods for providing a power amplifier with interference cancellation
JP6252226B2 (ja) * 2014-02-17 2017-12-27 富士通株式会社 歪補償装置、無線送信装置及び歪補償方法
JP2015207887A (ja) * 2014-04-18 2015-11-19 富士通株式会社 無線送信装置及び歪補償方法
CN105704793A (zh) * 2014-11-28 2016-06-22 中兴通讯股份有限公司 一种基站控制方法及基站
WO2016151518A1 (en) * 2015-03-26 2016-09-29 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for multiband predistortion using time-shared adaptation loop
CN104980174B (zh) * 2015-06-30 2018-02-06 上海华为技术有限公司 一种双频段双输入功放发射机
KR20190121825A (ko) 2017-02-25 2019-10-28 나노세미, 인크. 멀티밴드 디지털 전치왜곡기
US10141961B1 (en) 2017-05-18 2018-11-27 Nanosemi, Inc. Passive intermodulation cancellation
US11115067B2 (en) * 2017-06-09 2021-09-07 Nanosemi, Inc. Multi-band linearization system
US10931318B2 (en) * 2017-06-09 2021-02-23 Nanosemi, Inc. Subsampled linearization system
WO2019014422A1 (en) 2017-07-12 2019-01-17 Nanosemi, Inc. SYSTEMS AND METHODS FOR CONTROLLING RADIOS MADE WITH DIGITAL PREDISTORSION
WO2019070573A1 (en) 2017-10-02 2019-04-11 Nanosemi, Inc. DIGITAL PREDISTORSION ADJUSTMENT BASED ON DETERMINATION OF CHARGE CHARACTERISTICS
CN108390654A (zh) * 2018-01-10 2018-08-10 东南大学 单双带混合传输功率放大器的可配置多模数字预失真系统及其方法
CN108134584B (zh) * 2018-02-02 2021-09-07 东南大学 针对宽带射频功率放大器的带内与带外联合数字预失真系统及方法
US10644657B1 (en) 2018-05-11 2020-05-05 Nanosemi, Inc. Multi-band digital compensator for a non-linear system
US11863210B2 (en) 2018-05-25 2024-01-02 Nanosemi, Inc. Linearization with level tracking
US10931238B2 (en) 2018-05-25 2021-02-23 Nanosemi, Inc. Linearization with envelope tracking or average power tracking
CN112640299A (zh) 2018-05-25 2021-04-09 纳诺塞米有限公司 变化操作条件下的数字预失真
US10491443B1 (en) * 2018-08-21 2019-11-26 Phazr, Inc. Methods and systems for selective crest factor reduction and digital pre-distortion in wireless transmitters
US10701694B2 (en) * 2018-08-21 2020-06-30 Phazr, Inc. Selective crest factor reduction and digital pre-distortion of physical channels and physical signals
TWI677192B (zh) * 2018-11-05 2019-11-11 瑞昱半導體股份有限公司 諧波補償裝置
CN110912845A (zh) * 2019-11-04 2020-03-24 京信通信系统（中国）有限公司 模拟预失真处理电路和信号处理设备
JP2021125837A (ja) * 2020-02-07 2021-08-30 株式会社村田製作所 高周波回路、高周波モジュール及び通信装置
US10992326B1 (en) 2020-05-19 2021-04-27 Nanosemi, Inc. Buffer management for adaptive digital predistortion
US11190230B1 (en) * 2020-05-29 2021-11-30 Corning Research & Development Corporation Wide bandwidth digital pre-distortion (DPD) in a remote unit(s) for a wireless communications system (WCS)
US11356136B2 (en) * 2020-09-08 2022-06-07 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Harmonic rejection in multiphase signals
US11456760B1 (en) * 2021-03-05 2022-09-27 Motorola Solutions, Inc. Linearizing narrowband carriers with low resolution predistorters
US11489599B1 (en) * 2021-07-01 2022-11-01 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Wideband frequency response characterization with a narrowband source or receiver
KR102482741B1 (ko) * 2021-09-06 2022-12-29 엘아이지넥스원 주식회사 스트리밍 방식으로 데이터를 송신하는 신호분석 시스템 및 방법
TWI806401B (zh) * 2022-02-07 2023-06-21 瑞昱半導體股份有限公司 發送器電路、補償值校正裝置與補償值校正方法
CN117674743A (zh) * 2022-09-08 2024-03-08 中兴通讯股份有限公司 数字预失真电路及方法、射频芯片以及电子设备

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20010054974A1 (en) 2000-01-26 2001-12-27 Wright Andrew S. Low noise wideband digital predistortion amplifier

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
BR9816112A (pt) * 1998-12-24 2001-09-04 Nokia Networks Oy Transmissor de portador de múltiplas frequências, estação base, e, método de transmissão de frequência de múltiplos portadores
US6934341B2 (en) * 2000-08-29 2005-08-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for plurality signal generation
JP2002084146A (ja) * 2000-09-08 2002-03-22 Hitachi Ltd プリディストーション型歪補償電力増幅器
TW543301B (en) 2000-12-22 2003-07-21 Mediatek Inc Decoding circuit and method of Vieterbi decoder
JP3805221B2 (ja) * 2001-09-18 2006-08-02 株式会社日立国際電気 歪み補償装置
US6983026B2 (en) * 2002-03-19 2006-01-03 Motorola, Inc. Method and apparatus using base band transformation to improve transmitter performance
DE60235127D1 (de) * 2002-10-31 2010-03-04 Zte Corp Verfahren und system für breitband-vorverzerrungslinearisierung
US7333557B2 (en) * 2002-12-16 2008-02-19 Nortel Networks Limited Adaptive controller for linearization of transmitter with impairments
US6853244B2 (en) 2003-06-24 2005-02-08 Northrop Grumman Corproation Multi-mode multi-amplifier architecture
EP1560328B1 (en) * 2004-01-28 2010-09-15 NTT DoCoMo, Inc. Multi-band feed-forward amplifier and adjustment method therefor
DE602006000525T2 (de) 2005-06-03 2009-02-05 Ntt Docomo Inc. Mehrbandvorverzerrer mit Korrekturwertetabellen
JP4344367B2 (ja) 2005-06-06 2009-10-14 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 多周波帯用べき級数型プリディストータ

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20010054974A1 (en) 2000-01-26 2001-12-27 Wright Andrew S. Low noise wideband digital predistortion amplifier

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021172796A1 (ko) * 2020-02-25 2021-09-02 주식회사 케이엠더블유 멀티 밴드 송신기

Also Published As

Publication number Publication date
US8576943B2 (en) 2013-11-05
WO2013034993A1 (en) 2013-03-14
EP2754239B1 (en) 2015-10-21
KR20140067099A (ko) 2014-06-03
CN104040883A (zh) 2014-09-10
JP5698419B2 (ja) 2015-04-08
JP2014527372A (ja) 2014-10-09
CN104040883B (zh) 2016-10-19
EP2754239A1 (en) 2014-07-16
EP3007355A1 (en) 2016-04-13
US20130064325A1 (en) 2013-03-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101492381B1 (ko) 다중-대역 송신기에서 단일 전력증폭기를 위한 선형화
US9432228B2 (en) Digital pre-distortion filter system and method
US9385762B2 (en) Linearization of intermodulation bands for concurrent dual-band power amplifiers
CN102948081B (zh) 具有宽带功率放大器的远程射频头单元及方法
US7539464B2 (en) Power series type predistorter for multi-frequency bands operation
US8446979B1 (en) Predistortion with integral crest-factor reduction and reduced observation bandwidth
EP2517362B1 (en) Active antenna array with modulator-based pre-distortion
US8912848B2 (en) Digital pre-distortion device and method for a broadband power amplifier
EP2761742B1 (en) Systems and methods for digital predistortion in a dual band transmitter
US20170019191A1 (en) Self-interference cancellation antenna systems and methods
US8355682B2 (en) Radio transmitter and method for transmission of combined signal
US20140347126A1 (en) Low complexity digital predistortion for concurrent multi-band transmitters
US20070082617A1 (en) Transceiver with isolation-filter compensation and method therefor
EP3018874B1 (en) Wireless transceiver
CN110999234B (zh) 用于数字预失真的方法和装置
US20110235748A1 (en) Active antenna array having analogue transmitter linearisation and a method for predistortion of radio signals
US20140191799A1 (en) Predistorter and predistorter control method
CN102130697A (zh) 接收机、发射机及反馈装置、收发信机和信号处理方法
JP6827613B2 (ja) 衛星信号伝送システムにおける予歪み
WO2015045709A1 (ja) 信号送信装置、歪補償装置、及び信号送信方法
WO2012168801A1 (en) Predistorter for a multi-antenna transmitter
EP3311497B1 (en) Radio frequency transmitter
US20030210093A1 (en) System and method for reducing amplifier distortion using distortion feedback
KR102244582B1 (ko) 액티브 어레이 안테나의 캘리브레이션 장치
JP2007295331A (ja) 無線基地局装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
A302 Request for accelerated examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee