JP2015207887A - 無線送信装置及び歪補償方法 - Google Patents

Abstract

【課題】歪補償精度の低下を防ぐこと。【解決手段】無線送信装置１０は、ＰＡ１９と、周波数シフト部３１と、帯域制限部３３と、歪補償装置１３とを有する。ＰＡ１９は、マルチキャリア信号の電力を増幅する。周波数シフト部３１は、ＰＡ１９からのフィードバック信号をマルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて周波数シフトし、周波数シフト後のフィードバック信号を帯域制限部３３へ出力する。帯域制限部３３は、周波数シフト後のフィードバック信号に対し周波数帯域制限を行って、周波数帯域制限後のフィードバック信号を歪補償装置１３へ出力する。歪補償装置１３は、周波数帯域制限後のフィードバック信号に基づいて、ＰＡ１９の非線形歪を補償する。【選択図】図２

Description

本発明は、無線送信装置及び歪補償方法に関する。

無線通信システムにおける無線送信装置には、送信信号の電力を増幅する増幅器（Power Amplifier；以下では「ＰＡ」と呼ぶことがある）が備えられている。無線送信装置では、一般的に、ＰＡの電力効率を高めるために、ＰＡの飽和領域付近でＰＡを動作させる。しかし、ＰＡを飽和領域付近で動作させると非線形歪が増大する。そこで、この非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力（ACLR：Adjacent Channel Leakage Ratio)を低減するために、無線送信装置には、非線形歪を補償する歪補償装置が備えられる。

歪補償装置で用いられる歪補償方式の一つに「プリディストーション方式」がある。以下では「プリディストーション」を「ＰＤ」と呼ぶことがある。ＰＤ方式の歪補償装置は、ＰＡの非線形歪の逆特性を有する歪補償係数をＰＡへの入力前の送信ベースバンド信号に予め乗算することで、ＰＡの出力の線形性を高めてＰＡの出力の歪を抑圧する。送信ベースバンド信号に歪補償係数を乗算した後の信号は「プリディストーション信号（ＰＤ信号）」と呼ばれることがある。よって、ＰＤ信号は、ＰＡへの入力前に、ＰＡの非線形歪の逆特性に従って予め歪んだ信号となる。

例えば、ＰＤ方式の歪補償装置として、複数の歪補償係数が格納されたテーブルを有し、送信ベースバンド信号の電力に応じた歪補償係数をテーブルから読み出すものがある。テーブルに格納された歪補償係数は、参照信号としての送信ベースバンド信号と、ＰＡから出力されてフィードバックされた信号（以下では「フィードバック信号」と呼ぶことがある）との誤差が最小になるように逐次更新される。

また例えば、ＰＤ方式の歪補償装置を備える従来の電力増幅システムとして、歪補償係数の更新に際し、フィードバック信号の周波数帯域を制限するものがある。この電力増幅システムでは、帯域制限フィルタによりフィードバック信号の通過帯域幅を変更することで、通過帯域が所定の狭さである場合に所定の低次の歪を補償し、通過帯域が所定の広さである場合に所定の高次の歪を補償する。

特開２０１２−０９０１５８号公報 特開２０１２−０６０２５４号公報 特開２００３−００８３６０号公報 特開２００２−３５９５８３号公報 特開２００７−０２０１５７号公報 国際公開第２００９／１３１０７６号

図１は、課題の説明に供する図である。送信ベースバンド信号が複数の互いに異なるキャリア周波数の信号を含むマルチキャリア信号である場合、マルチキャリア信号に対して非線形領域でＰＡを動作させると、相互変調歪（Inter Modulation Distortion；以下では「ＩＭ」と呼ぶことがある）が生じることがある。つまり、送信ベースバンド信号がマルチキャリア信号である場合、フィードバック信号にＩＭが含まれることがある。例えば、図１に示すように、キャリア周波数ｆ１の信号とキャリア周波数ｆ２の信号とを含むマルチキャリア信号を非線形領域で増幅すると、フィードバック信号は、それぞれ３次，５次，７次のＩＭであるＩＭ３，ＩＭ５，ＩＭ７を含むものになることがある。これらのＩＭは、図１のように、周波数軸上で、キャリア周波数ｆ１，ｆ２の両側の裾の箇所と、キャリア周波数ｆ１，ｆ２から一定距離だけ離れた箇所とに発生する。ここでは、歪補償装置は、ＩＭ７までのＩＭを補償可能であるとする。すなわち、歪補償が可能な周波数帯域（以下では「歪補償帯域」と呼ぶことがある）をＩＭ７までをカバーする帯域であるとする。

また、キャリア周波数ｆ１，ｆ２から一定距離だけ離れた箇所に発生するＩＭ３，ＩＭ５，ＩＭ７は、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０から見て、周波数軸上で左右対称に発生する。キャリア周波数ｆ１の信号とキャリア周波数ｆ２の信号とを含むマルチキャリア信号の中心周波数ｆ０は、「ｆ０＝（ｆ１＋ｆ２）／２」となる。

従来、フィードバック信号に対する周波数帯域制限は、所定の基準周波数ｆｓを基準にして、周波数軸上で左右対称の周波数範囲ｆｃを通過帯域にして行われる。つまり、周波数帯域制限に用いられるフィルタのカットオフ周波数は「ｆｓ＋ｆｃ」及び「ｆｓ−ｆｃ」となり、そのフィルタの周波数特性は図１に示すものになる。基準周波数ｆsは、一般に０Hzである。

ここで、通常は、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０は基準周波数ｆｓに一致する。しかし、特定の場合には、図１に示すように、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０が基準周波数ｆｓからずれることがある。マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０が基準周波数ｆｓからずれると、フィードバック信号の中心周波数ｆ０も同様に基準周波数ｆｓからずれる。また、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０が基準周波数ｆｓからずれると、ＩＭが、基準周波数ｆｓから見て、周波数軸上で左右非対称になってしまう。

特定の場合の一例としては、通信システムを旧システムから新システムへ移行するにあたり、旧システムにおいて基準周波数ｆｓと一致していた中心周波数ｆ０を一時的に変更する場合等が挙げられる。旧システムから新システムへの移行時には、旧システムを完全に停止してから新システムの運用を開始するのではなく、旧システムと新システムとを一時的に併存させて運用することがある。この場合に、例えば、新システムでの中心周波数ｆ０を、旧システムでの中心周波数ｆ０から−Δｆだけずれたものにする。

また、特定の場合の他の一例として、第一の地域と第二の地域とに互いに異なるキャリアパターンを割り当てる場合等が挙げられる。この場合、例えば、第二の地域での中心周波数ｆ０を、第一の地域での中心周波数ｆ０から−Δｆだけずれたものにする。これにより、第一の地域において基準周波数ｆｓと一致していた中心周波数ｆ０は、第二の地域では、基準周波数ｆｓから−Δｆだけずれたものになる。

ＩＭが基準周波数ｆｓから見て周波数軸上で左右非対称になってしまうと、基準周波数ｆｓ未満の通過帯域にあるＩＭと、基準周波数ｆｓ以上の通過帯域にあるＩＭとが異なるものになり、基準周波数ｆｓから見て周波数軸上で左右非対称にＩＭが抽出されてしまう。図１に示す例では、キャリア周波数ｆ１，ｆ２から一定距離だけ離れた箇所に発生するＩＭのうち、基準周波数ｆｓ未満の通過帯域にはＩＭ３しか存在しないのに対し、基準周波数ｆｓ以上の通過帯域にはＩＭ３及びＩＭ５が存在する。換言すれば、キャリア周波数ｆ１，ｆ２から一定距離だけ離れた箇所に発生するＩＭのうち、周波数帯域制限により、基準周波数ｆｓ未満ではＩＭ５及びＩＭ７がカットされるのに対し、基準周波数ｆｓ以上ではＩＭ７だけがカットされる。つまり、中心周波数ｆ０が基準周波数ｆｓからずれたフィードバック信号に対して従来のままの周波数帯域制限を行うと、周波数帯域制限後のフィードバック信号に含まれるＩＭが、中心周波数ｆ０未満の範囲と、中心周波数ｆ０以上の範囲との間で非対称になってしまう。つまり、フィードバック信号に含まれるＩＭのうち周波数帯域制限されるＩＭが周波数軸上で左右非対称になってしまう。このように非対称のＩＭを含むフィードバック信号を用いてＰＤ方式の歪補償を行うと、ＩＭの対称性の崩れに起因して、歪補償の精度が低下する。

これに対し、上記従来の電力増幅システムでは、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０が基準周波数ｆｓからずれることによって生じる、歪補償精度の低下という課題についての考慮は為されていない。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、歪補償精度の低下を防ぐことを目的とする。

開示の態様では、無線送信装置は、増幅器と、第一周波数シフト部と、帯域制限部と、歪補償装置とを有する。前記増幅器は、マルチキャリア信号の電力を増幅する。前記第一周波数シフト部は、前記増幅器からフィードバックされた第一の信号を前記マルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて周波数シフトし、周波数シフト後の第二の信号を出力する。前記帯域制限部は、前記第二の信号に対し周波数帯域制限を行って、前記周波数帯域制限後の第三の信号を出力する。前記歪補償装置は、前記第三の信号に基づいて、前記増幅器の非線形歪を補償する。

開示の態様によれば、歪補償精度の低下を防ぐことができる。

図１は、課題の説明に供する図である。 図２は、実施例１の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。 図３は、実施例１の無線送信装置の動作の説明に供する図である。 図４は、実施例２の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。 図５は、実施例３の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。 図６は、実施例３の無線送信装置の動作の説明に供する図である。

以下に、本願の開示する無線送信装置及び歪補償方法の実施例を図面に基づいて説明する。なお、この実施例により本願の開示する無線送信装置及び歪補償方法が限定されるものではない。また、各実施例において同一の機能を有する構成部には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

［実施例１］
＜無線送信装置の構成例＞
図２は、実施例１の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。図２において、無線送信装置１０は、ベースバンドユニット１１と、歪補償装置１３と、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter；デジタル−アナログ変換器）１５と、アップコンバータ１７と、ＰＡ１９と、カプラ２１と、アンテナ２３とを有する。また、無線送信装置１０は、ダウンコンバータ２５と、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter；アナログ−デジタル変換器）２７と、シフト量決定部２９と、周波数シフト部３１，３５と、帯域制限部３３とを有する。

また、歪補償装置１３は、プリディストーション部（ＰＤ部）１３１と、誤差算出部１３２と、歪補償係数更新部１３３とを有し、ＰＤ方式の歪補償装置である。

無線送信装置１０は、例えば、無線通信システムで使用される無線通信端末装置または無線通信基地局装置等に搭載される。

ベースバンドユニット１１は、入力される送信データに対して符号化処理及び変調処理等のベースバンド処理を行って送信ベースバンド信号を生成し、生成した送信ベースバンド信号をＰＤ部１３１、周波数シフト部３５、及び、シフト量決定部２９へ出力する。ここで、ベースバンドユニット１１は、送信ベースバンド信号として、複数の互いに異なるキャリア周波数の信号を含むマルチキャリア信号を生成する。

プリディストーション部１３１は、歪補償係数更新部１３３によって逐次更新される歪補償係数をマルチキャリア信号に乗算してＰＤ信号を生成する。プリディストーション部１３１は、複数の歪補償係数が格納されたテーブルを有し、マルチキャリア信号の電力に応じた歪補償係数をテーブルから読み出してマルチキャリア信号に乗算する。テーブルに格納された歪補償係数は、歪補償係数更新部１３３によって逐次更新される。プリディストーション部１３１は、生成したＰＤ信号をＤＡＣ１５へ出力する。

ＤＡＣ１５は、ＰＤ信号をデジタル信号からアナログ信号に変換してアップコンバータ１７へ出力する。

アップコンバータ１７は、アナログのＰＤ信号をアップコンバートし、アップコンバート後のＰＤ信号をＰＡ１９へ出力する。

ＰＡ１９は、アップコンバート後のＰＤ信号の電力を増幅し、電力増幅後の信号をカプラ２１へ出力する。

カプラ２１は、電力増幅後の信号を、アンテナ２３と、ダウンコンバータ２５とに分配する。これにより、ＰＡ１９から出力された信号が、ダウンコンバータ２５、ＡＤＣ２７、周波数シフト部３１、及び、帯域制限部３３を介して歪補償装置１３へフィードバックされる。

アンテナ２３は、電力増幅後の信号を無線送信する。

ダウンコンバータ２５は、カプラ２１から入力される信号をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の信号をＡＤＣ２７へ出力する。

ＡＤＣ２７は、ダウンコンバート後の信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号をフィードバック信号として周波数シフト部３１へ出力する。

シフト量決定部２９は、ベースバンドユニット１１から入力されるマルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて、フィードバック信号及びマルチキャリア信号に対する周波数シフトのシフト量及びシフト方向を決定し、決定結果を周波数シフト部３１，３５へ出力する。

周波数シフト部３１は、シフト量決定部２９によって決定されたシフト量及びシフト方向に従って、ＡＤＣ２７から入力されるフィードバック信号を周波数シフトし、周波数シフト後のフィードバック信号を帯域制限部３３へ出力する。つまり、周波数シフト部３１によって為される周波数シフトは、マルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいたものになる。

帯域制限部３３は、周波数シフト後のフィードバック信号に対し周波数帯域制限を行って、周波数帯域制限後のフィードバック信号を誤差算出部１３２へ出力する。帯域制限部３３は、例えば、デジタルフィルタであるＢＰＦ（Band Pass Filter）によって実現される。

周波数シフト部３５は、シフト量決定部２９によって決定されたシフト量及びシフト方向に従って、ベースバンドユニット１１から入力されるマルチキャリア信号を周波数シフトし、周波数シフト後のマルチキャリア信号を参照信号として誤差算出部１３２へ出力する。つまり、周波数シフト部３５によって為される周波数シフトは、マルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいたものになる。

誤差算出部１３２は、帯域制限部３３での周波数帯域制限後のフィードバック信号と、周波数シフト部３５から入力される参照信号との誤差を算出し、算出した誤差を歪補償係数更新部１３３へ出力する。

歪補償係数更新部１３３は、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズム等を用いて、誤差算出部１３２で算出される誤差が最小になるように、ＰＤ部１３１内のテーブルに格納されている歪補償係数を逐次更新する。

＜無線送信装置の動作例＞
以下、図１と図３とを用いて、無線送信装置１０の動作例を説明する。図３は、実施例１の無線送信装置の動作の説明に供する図である。

ベースバンドユニット１１で生成されるマルチキャリア信号は、例えば図１に示すように、キャリア周波数ｆ１の信号とキャリア周波数ｆ２の信号とを含むものであり、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０が所定の基準周波数ｆｓから−Δｆだけずれている。よって、ＡＤＣ２７から出力されるフィードバック信号の中心周波数ｆ０も所定の基準周波数ｆｓから−Δｆだけずれている。また、ＡＤＣ２７から出力されるフィードバック信号は、図１に示すように、ＩＭ３，ＩＭ５，ＩＭ７を含む。基準周波数ｆsは、一般に０Hzである。

これに対し、フィードバック信号に対して帯域制限部３３で行われる周波数帯域制限は、図３に示すように、基準周波数ｆｓを基準にして、周波数軸上で左右対称の周波数範囲ｆｃを通過帯域にして行われる。つまり、帯域制限部３３での周波数帯域制限に用いられるフィルタのカットオフ周波数は「ｆｓ＋ｆｃ」及び「ｆｓ−ｆｃ」となり、そのフィルタの周波数特性は図３に示すものになる。

そこで、シフト量決定部２９は、ベースバンドユニット１１から入力されるマルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて、フィードバック信号に対する周波数シフトのシフト量及びシフト方向を決定する。例えば、マルチキャリア信号が、図１に示すように、キャリア周波数ｆ１の信号とキャリア周波数ｆ２の信号とを含むものであるとき、シフト量決定部２９は、まず、キャリア周波数ｆ１，ｆ２を検出する。次いで、シフト量決定部２９は、検出したキャリア周波数ｆ１，ｆ２に基づいて、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０を「ｆ０＝（ｆ１＋ｆ２）／２」なる式に従って算出する。シフト量決定部２９には基準周波数ｆｓが既知であるため、シフト量決定部２９は、基準周波数ｆｓと中心周波数ｆ０との差Δｆを「Δｆ＝ｆ０−ｆｓ」なる式に従って算出する。よって、例えばマルチキャリア信号が図１に示すものである場合、基準周波数ｆｓと中心周波数ｆ０との差は「−Δｆ」と算出される。そして、シフト量決定部２９は、基準周波数ｆｓと中心周波数ｆ０との差に基づいて、周波数シフト部３１における周波数シフトのシフト量及びシフト方向を決定する。すなわち、シフト量決定部２９は、シフト量を「Δｆ」に決定し、シフト方向を、基準周波数ｆｓに対する中心周波数ｆ０のずれの方向と逆方向に決定する。図１に示す例では、ずれの方向が−方向であり、よって、基準周波数ｆｓと中心周波数ｆ０との差は「−Δｆ」と算出される。そこで、シフト量決定部２９は、シフト方向を＋方向と決定する。つまり、シフト量決定部２９は、周波数シフト部３１における周波数シフトのシフト量及びシフト方向を「＋Δｆ」と決定し、決定結果「＋Δｆ」を周波数シフト部３１へ出力する。

周波数シフト部３１は、シフト量決定部２９で決定されたシフト量及びシフト方向に従って、フィードバック信号を周波数シフトする。すなわち、周波数シフト部３１は、図３に示すように、キャリア周波数ｆ１，ｆ２の信号と、ＩＭ３，ＩＭ５，ＩＭ７とを含むフィードバック信号を＋Δｆだけ周波数軸上でシフトさせる。これにより、フィードバック信号の中心周波数ｆ０が＋Δｆだけシフトされて基準周波数ｆｓに一致する。この結果、図３に示すように、基準周波数ｆｓから見て、ＩＭが周波数軸上で左右対称になる。つまり、基準周波数ｆｓ未満の通過帯域ｆｃにあるＩＭと、基準周波数ｆｓ以上の通過帯域ｆｃにあるＩＭとが同じものになる。

よって、帯域制限部３３では、基準周波数ｆｓから見て周波数軸上で左右対称にＩＭが抽出される。例えば、図３では、キャリア周波数ｆ１，ｆ２から一定距離だけ離れた箇所に発生するＩＭのうち、帯域制限部３３での周波数帯域制限により、基準周波数ｆｓ未満及び基準周波数ｆｓ以上の双方の範囲で、歪補償帯域の両端にあるＩＭ７がカットされる。よって、フィードバック信号の中心周波数ｆ０が＋Δｆだけシフトされてｆ０＋Δｆになった結果、帯域制限部３３での周波数帯域制限後のフィードバック信号に含まれるＩＭは、中心周波数未満の範囲と、中心周波数以上の範囲との間で対称になる。

さらに、誤差算出部１３２で算出される誤差の精度を維持するために、フィードバック信号のキャリアパターンと、参照信号のキャリアパターンとが一致することが好ましい。そこで、シフト量決定部２９は、周波数シフト部３５における周波数シフトのシフト量及びシフト方向を、周波数シフト部３１における周波数シフトのシフト量及びシフト方向と同一の「＋Δｆ」に決定し、決定結果「＋Δｆ」を周波数シフト部３５へ出力する。

周波数シフト部３５は、シフト量決定部２９で決定されたシフト量及びシフト方向に従って、マルチキャリア信号を周波数シフトする。すなわち、周波数シフト部３５は、図３に示すように、キャリア周波数ｆ１，ｆ２の信号を含むマルチキャリア信号を＋Δｆだけ周波数軸上でシフトさせる。これにより、マルチキャリア信号の中心周波数が、フィードバック信号の中心周波数と同じ量だけ同じ方向にシフトされる。よって、帯域制限部３３から出力されて誤差算出部１３２へ入力されるフィードバック信号のキャリアパターンと、周波数シフト部３５から出力されて誤差算出部１３２へ入力される参照信号のキャリアパターンとが一致する。

誤差算出部１３２は、帯域制限部３３での周波数帯域制限後のフィードバック信号と、周波数シフト部３５から入力される参照信号との誤差を算出し、算出した誤差を歪補償係数更新部１３３へ出力する。

歪補償係数更新部１３３は、ＬＭＳアルゴリズム等を用いて、誤差算出部１３２で算出される誤差が最小になるように、ＰＤ部１３１内のテーブルに格納されている歪補償係数を逐次更新する。

以上のように、実施例１によれば、無線送信装置１０は、ＰＡ１９と、周波数シフト部３１と、帯域制限部３３と、歪補償装置１３とを有する。ＰＡ１９は、マルチキャリア信号の電力を増幅する。周波数シフト部３１は、ＰＡ１９からのフィードバック信号をマルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて周波数シフトし、周波数シフト後のフィードバック信号を帯域制限部３３へ出力する。帯域制限部３３は、周波数シフト後のフィードバック信号に対し周波数帯域制限を行って、周波数帯域制限後のフィードバック信号を歪補償装置１３へ出力する。歪補償装置１３は、周波数帯域制限後のフィードバック信号に基づいて、ＰＡ１９の非線形歪を補償する。

こうすることで、周波数軸上で左右対称のＩＭを含むフィードバック信号に基づいてＰＡ１９の非線形歪を補償できるため、マルチキャリア信号の中心周波数が基準周波数からずれている場合でも、歪補償精度の低下を防ぐことができる。

また、実施例１では、帯域制限部３３は、所定の基準周波数ｆｓを基準にして対称の周波数範囲を通過帯域として周波数帯域制限を行う。また、無線送信装置１０は、シフト量決定部２９を有する。シフト量決定部２９は、マルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいてマルチキャリア信号の中心周波数ｆ０を算出し、基準周波数ｆｓと中心周波数ｆ０との差に基づいて、周波数シフト部３１における周波数シフトのシフト量及びシフト方向を決定する。

こうすることで、フィードバック信号に含まれるＩＭのうち周波数帯域制限されるＩＭを周波数軸上で確実に左右対称にすることができる。

また、実施例１では、無線送信装置１０は、周波数シフト部３５を有する。周波数シフト部３５は、ベースバンドユニット１１から入力されるマルチキャリア信号をそのマルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて周波数シフトし、周波数シフト後のマルチキャリア信号を参照信号として歪補償装置１３へ出力する。歪補償装置１３は、周波数帯域制限後のフィードバック信号と、周波数シフト後のマルチキャリア信号とに基づいて、ＰＡ１９の非線形歪を補償する。すなわち、歪補償装置１３では、誤差算出部１３２が、周波数帯域制限後のフィードバック信号と、周波数シフト後のマルチキャリア信号との誤差を算出する。シフト量決定部２９は、周波数シフト部３５における周波数シフトのシフト量及びシフト方向を、周波数シフト部３１における周波数シフトのシフト量及びシフト方向と同一の量及び同一の方向に決定する。

こうすることで、参照信号のキャリアパターンを帯域制限後のフィードバック信号のキャリアパターンに一致させることができるため、フィードバック信号を周波数シフトさせたことに起因して誤差の精度が低下することを防ぐことができる。つまり、フィードバック信号を周波数シフトさせた場合でも、算出される誤差の精度を維持することができる。

［実施例２］
実施例１ではデジタルのフィードバック信号を周波数シフトした。これに対し、実施例２では、アナログの信号を周波数シフトする点が実施例１と相違する。

＜無線送信装置の構成例＞
図４は、実施例２の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。図４において、無線送信装置３０は、図２（実施例１）に示す周波数シフト部３１に代えて、周波数シフト部３７を有する。

ダウンコンバータ２５は、カプラ２１から入力される信号をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の信号を周波数シフト部３７へ出力する。

シフト量決定部２９は、ベースバンドユニット１１から入力されるマルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて、フィードバック信号及びマルチキャリア信号に対する周波数シフトのシフト量及びシフト方向を決定し、決定結果を周波数シフト部３７，３５へ出力する。

周波数シフト部３７は、シフト量決定部２９によって決定されたシフト量及びシフト方向に従って、ダウンコンバータ２５から入力されるアナログの信号を周波数シフトし、周波数シフト後の信号をＡＤＣ２７へ出力する。周波数シフト部３７での周波数シフトの詳細は、実施例１の周波数シフト部３１での周波数シフトと同様なので、その説明を省略する。

ＡＤＣ２７は、周波数シフト後の信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号をフィードバック信号として帯域制限部３３へ出力する。

こうすることでも、実施例１と同様に、周波数軸上で左右対称のＩＭを含むフィードバック信号に基づいてＰＡ１９の非線形歪を補償できるため、マルチキャリア信号の中心周波数が基準周波数からずれている場合でも、歪補償精度の低下を防ぐことができる。

なお、周波数シフト部３７の機能をダウンコンバータ２５に組み込んで、ダウンコンバートに併せて周波数シフトを同時に行うことも可能である。

［実施例３］
実施例１では、帯域制限部の通過帯域に合わせてフィードバック信号を周波数シフトした。これに対し、実施例３では、フィードバック信号のキャリアパターンに合わせて帯域制限部の通過帯域を制御する点が実施例１と相違する。

＜無線送信装置の構成例＞
図５は、実施例３の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。図５において、無線送信装置５０は、図２（実施例１）に示すシフト量決定部２９と、周波数シフト部３１，３５と、帯域制限部３３とに代えて、通過帯域決定部５１と、帯域制限部５３とを有する。

ベースバンドユニット１１は、生成したマルチキャリア信号を、ＰＤ部１３１及び通過帯域決定部５１へ出力する。また、ベースバンドユニット１１は、生成したマルチキャリア信号を参照信号として誤差算出部１３２へ出力する。

誤差算出部１３２は、帯域制限部５３での周波数帯域制限後のフィードバック信号と、ベースバンドユニット１１から入力される参照信号との誤差を算出し、算出した誤差を歪補償係数更新部１３３へ出力する。

通過帯域決定部５１は、ベースバンドユニット１１から入力されるマルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて、帯域制限部５３における周波数帯域制限の通過帯域を決定し、決定結果を帯域制限部５３へ出力する。

帯域制限部５３は、ＡＤＣ２７から入力されるフィードバック信号に対し周波数帯域制限を行って、周波数帯域制限後のフィードバック信号を誤差算出部１３２へ出力する。帯域制限部５３は、通過帯域決定部５１によって決定された通過帯域に従って、ＡＤＣ２７から入力されるフィードバック信号に対し周波数帯域制限を行う。帯域制限部５３は、例えば、通過帯域が可変なデジタルフィルタであるＢＰＦによって実現される。

誤差算出部１３２は、帯域制限部５３での周波数帯域制限後のフィードバック信号と、ベースバンドユニット１１から入力される参照信号との誤差を算出し、算出した誤差を歪補償係数更新部１３３へ出力する。

＜無線送信装置の動作例＞
以下、図１と図６とを用いて、無線送信装置５０の動作例を説明する。図６は、実施例３の無線送信装置の動作の説明に供する図である。

ベースバンドユニット１１で生成されるマルチキャリア信号は、例えば図１に示すように、キャリア周波数ｆ１の信号とキャリア周波数ｆ２の信号とを含むものであり、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０が所定の基準周波数ｆｓから−Δｆだけずれている。よって、ＡＤＣ２７から出力されるフィードバック信号の中心周波数ｆ０も所定の基準周波数ｆｓから−Δｆだけずれている。また、ＡＤＣ２７から出力されるフィードバック信号は、図１に示すように、ＩＭ３，ＩＭ５，ＩＭ７を含む。基準周波数ｆsは、一般に０Hzである。

そこで、通過帯域決定部５１は、ベースバンドユニット１１から入力されるマルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて、帯域制限部５３における周波数帯域制限の通過帯域を決定する。例えば、マルチキャリア信号が、図１に示すように、キャリア周波数ｆ１の信号とキャリア周波数ｆ２の信号とを含むものであるとき、通過帯域決定部５１は、まず、キャリア周波数ｆ１，ｆ２を検出する。次いで、通過帯域決定部５１は、検出したキャリア周波数ｆ１，ｆ２に基づいて、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０を「ｆ０＝（ｆ１＋ｆ２）／２」なる式に従って算出する。そして、通過帯域決定部５１は、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０を基準にして、帯域制限部５３での周波数帯域制限に用いられるフィルタのカットオフ周波数を「ｆ０＋ｆｃ」及び「ｆ０−ｆｃ」に決定する。つまり、通過帯域決定部５１は、帯域制限部５３での周波数帯域制限に用いられるフィルタのカットオフ周波数を「（（ｆ１＋ｆ２）／２）＋ｆｃ」及び「（（ｆ１＋ｆ２）／２）−ｆｃ」に決定する。よって、帯域制限部５３での周波数帯域制限に用いられるフィルタの通過帯域は、中心周波数ｆ０を基準にして周波数軸上で左右対称の周波数範囲ｆｃとなり、そのフィルタの周波数特性は図６に示すものになる。つまり、通過帯域決定部５１は、マルチキャリア信号の中心周波数ｆ０を基準にして周波数軸上で左右対称の周波数範囲を帯域制限部５３での通過帯域として決定する。そして、通過帯域決定部５１は、決定したカットオフ周波数「（（ｆ１＋ｆ２）／２）＋ｆｃ」及び「（（ｆ１＋ｆ２）／２）−ｆｃ」を帯域制限部５３へ出力する。

換言すれば、通過帯域決定部５１に既知である基準周波数ｆｓを基準にして、基準周波数ｆｓ未満の範囲の通過帯域は「ｆｃ＋Δｆ」となり、基準周波数ｆｓ以上の範囲の通過帯域は「ｆｃ−Δｆ」となる。つまり、通過帯域決定部５１は、基準周波数ｆｓを基準にして周波数軸上で左右非対称の周波数範囲を帯域制限部５３での通過帯域として決定する。この結果、図６に示すように、基準周波数ｆｓ未満の通過帯域「ｆｃ＋Δｆ」にあるＩＭと、基準周波数ｆｓ以上の通過帯域「ｆｃ−Δｆ」にあるＩＭとが同じものになる。

帯域制限部５３は、通過帯域決定部５１から入力されたカットオフ周波数に従って、ＡＤＣ２７から入力されるフィードバック信号に対して周波数帯域制限を行う。すなわち、帯域制限部５３は、フィルタの通過帯域を、中心周波数ｆ０を中心にしてｆ０±ｆｃの周波数範囲に設定してフィードバック信号に対する周波数帯域制限を行う。

よって、帯域制限部５３では、中心周波数ｆ０から見て周波数軸上で左右対称にＩＭが抽出される。例えば、図６では、キャリア周波数ｆ１，ｆ２から一定距離だけ離れた箇所に発生するＩＭのうち、帯域制限部５３での周波数帯域制限により、中心周波数ｆ０未満及び中心周波数ｆ０以上の双方の範囲で、歪補償帯域の両端にあるＩＭ７がカットされる。よって、帯域制限部５３での通過帯域が、基準周波数ｆｓを基準にして周波数軸上で左右非対称の周波数範囲になった結果、帯域制限部５３での周波数帯域制限後のフィードバック信号に含まれるＩＭは、中心周波数未満の範囲と、中心周波数以上の範囲との間で対称になる。

誤差算出部１３２は、帯域制限部５３での周波数帯域制限後のフィードバック信号と、ベースバンドユニット１１から入力される参照信号との誤差を算出し、算出した誤差を歪補償係数更新部１３３へ出力する。

歪補償係数更新部１３３は、ＬＭＳアルゴリズム等を用いて、誤差算出部１３２で算出される誤差が最小になるように、ＰＤ部１３１内のテーブルに格納されている歪補償係数を逐次更新する。

以上のように、実施例３によれば、無線送信装置５０は、ＰＡ１９と、帯域制限部５３と、歪補償装置１３と、通過帯域決定部５１とを有する。ＰＡ１９は、マルチキャリア信号の電力を増幅する。帯域制限部５３は、ＰＡ１９からのフィードバック信号に対し周波数帯域制限を行って、周波数帯域制限後のフィードバック信号を歪補償装置１３へ出力する。歪補償装置１３は、周波数帯域制限後のフィードバック信号に基づいて、ＰＡ１９の非線形歪を補償する。通過帯域決定部５１は、帯域制限部５３における周波数帯域制限の通過帯域を、マルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて決定する。

こうすることで、実施例１と同様に、周波数軸上で左右対称のＩＭを含むフィードバック信号に基づいてＰＡ１９の非線形歪を補償できるため、マルチキャリア信号の中心周波数が基準周波数からずれている場合でも、歪補償精度の低下を防ぐことができる。

また、実施例３では、通過帯域決定部５１は、マルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいてマルチキャリア信号の中心周波数ｆ０を算出し、中心周波数ｆ０を基準にして左右対称の周波数範囲を帯域制限部５３における周波数帯域制限の通過帯域として決定する。

こうすることで、実施例１と同様に、フィードバック信号に含まれるＩＭのうち周波数帯域制限されるＩＭを周波数軸上で確実に左右対称にすることができる。

なお、帯域制限部５３を実現するためのフィルタは、通過帯域が可変なＢＰＦでもよいし、ＬＰＦ（Low Pass Filter）とＨＰＦ（High Pass Filter）とを縦続させたものでもよい。また、通過帯域を可変とするために、帯域制限部５３は、互いに通過帯域が異なる複数のＢＰＦを有してもよい。

以上、実施例１〜３について説明した。

[他の実施例]
歪補償装置１３は、ハードウェアとして、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ（Large Scale Integrated circuit）またはプロセッサ等により実現される。さらに、ベースバンドユニット１１、シフト量決定部２９、周波数シフト部３１，３５，３７、通過帯域決定部５１も、ハードウェアとして、ＦＰＧＡ、ＬＳＩまたはプロセッサ等により実現される。プロセッサの一例として、ＣＰＵ（Central Processing Unit），ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等が挙げられる。また、ＤＡＣ１５，アップコンバータ１７，ＰＡ１９，カプラ２１，アンテナ２３，ダウンコンバータ２５，ＡＤＣ２７は、ハードウェアとして、無線通信モジュールにより実現される。また、無線通信装置１０，３０，５０及び歪補償装置１３は、メモリを有してもよい。例えば、メモリには、歪補償係数が格納されたテーブルが記憶される。

１０，３０，５０ 無線送信装置
１３ 歪補償装置
１３１ プリディストーション部
１３２ 誤差算出部
１３３ 歪補償係数更新部
２９ シフト量決定部
３１，３５，３７ 周波数シフト部
３３，５３ 帯域制限部
５１ 通過帯域決定部

Claims (7)

1. マルチキャリア信号の電力を増幅する増幅器と、
   前記増幅器からフィードバックされた第一の信号を前記マルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて周波数シフトし、周波数シフト後の第二の信号を出力する第一周波数シフト部と、
   前記第二の信号に対し周波数帯域制限を行って、前記周波数帯域制限後の第三の信号を出力する帯域制限部と、
   前記第三の信号に基づいて、前記増幅器の非線形歪を補償する歪補償装置と、
   を具備する無線送信装置。
2. 前記帯域制限部は、所定の周波数を基準にして対称の周波数範囲を通過帯域として前記周波数帯域制限を行い、
   前記キャリア周波数に基づいて前記マルチキャリア信号の中心周波数を算出し、前記所定の周波数と前記中心周波数との差に基づいて、前記第一周波数シフト部における前記周波数シフトのシフト量及びシフト方向を決定する決定部をさらに具備する、
   請求項１に記載の無線送信装置。
3. 前記マルチキャリア信号を前記キャリア周波数に基づいて周波数シフトし、周波数シフト後の第四の信号を出力する第二周波数シフト部をさらに具備し、
   前記歪補償装置は、前記第三の信号及び前記第四の信号に基づいて、前記非線形歪を補償し、
   前記決定部は、前記第二周波数シフト部における前記周波数シフトのシフト量及びシフト方向を、前記第一周波数シフト部における前記周波数シフトのシフト量及びシフト方向と同一の量及び同一の方向に決定する、
   請求項２に記載の無線送信装置。
4. マルチキャリア信号の電力を増幅する増幅器と、
   前記増幅器からフィードバックされた第一の信号に対し周波数帯域制限を行って、前記周波数帯域制限後の第二の信号を出力する帯域制限部と、
   前記第二の信号に基づいて、前記増幅器の非線形歪を補償する歪補償装置と、
   前記帯域制限部における前記周波数帯域制限の通過帯域を、前記マルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて決定する決定部と、
   を具備する無線送信装置。
5. 前記決定部は、前記キャリア周波数に基づいて前記マルチキャリア信号の中心周波数を算出し、前記中心周波数を基準にして対称の周波数範囲を前記通過帯域として決定する、
   請求項４に記載の無線送信装置。
6. マルチキャリア信号の電力を増幅する増幅器の非線形歪を補償する歪補償方法であって、
   前記増幅器からフィードバックされた信号を前記マルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて周波数シフトし、
   前記周波数シフト後の信号に対し周波数帯域制限を行い、
   前記周波数帯域制限後の信号に基づいて前記非線形歪を補償する、
   歪補償方法。
7. マルチキャリア信号の電力を増幅する増幅器の非線形歪を補償する歪補償方法であって、
   前記増幅器からフィードバックされた信号に対して行われる周波数帯域制限の通過帯域を、前記マルチキャリア信号のキャリア周波数に基づいて決定し、
   前記周波数帯域制限後の信号に基づいて前記非線形歪を補償する、
   歪補償方法。

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