JPWO2014112382A1 - 負帰還型送信機、及びその歪補償方法 - Google Patents

Abstract

電力増幅器の前段に、入力した信号の帯域幅に応じて利得が設定される利得可変増幅器と、電力増幅器の前段に、入力した信号の帯域に応じて帯域幅が設定される帯域可変フィルタと、が設けられて、帯域幅が所定帯域以下の狭帯域の場合の利得可変増幅器の利得は、帯域幅が所定帯域以上の場合の利得可変増幅器の利得より大きく設定され、帯域幅が所定帯域以上の広い帯域の場合の利得可変増幅器の利得は、帯域幅が所定帯域以下の場合の利得可変増幅器の利得より小さく設定される。

Description

本発明は、帯域幅に応じて安定した歪補償を実現する負帰還型送信機及びその歪補償方法に関する。

無線通信装置においては、送信機から出力される送信信号のスペクトルは、規格により厳しく規定されている。この送信信号のスペクトルを歪める最も大きい原因は、最終段に取り付けられる電力増幅器（ＰＡ：Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）の非線形特性が挙げられる。

このＰＡで発生する歪は、入力信号の大きさに応じて発生し、出力電力が大きいほど大きくなる。ＰＡの動作点を、例えばＡＢ級からＡ級になるように調整すれば歪を低減することは可能であるが、効率が低下する。従って、ＰＡを高効率で運用しつつ、上記スペクトルの規格を満たすためには歪補償が必要となる。

近年、ＰＡの歪補償においては、負帰還とプリディストーションとが用いられることが多い。

負帰還は、送信機からの出力の一部を入力に帰還させて、帰還経路中で発生する歪を低減する技術である。代表例として、高周波（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号をアナログのベースバンド（ＢＢ：Ｂａｓｅｂａｎｄ）信号にダウンコンバートしてから負帰還を行うカルテシアン・ループが知られている。

一方、プリディストーションは、ダウンコンバートした信号から送信機の歪特性を解析し、歪の逆特性の信号を生成して、送信機に入力することで歪を低減する技術である。代表例としては、解析と逆特性の生成とをデジタルＢＢで行うデジタルプリディストーション（ＤＰＤ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が知られている。

カルテシアン・ループは、アナログ信号の負帰還であるため複雑な制御を必要としない利点がある。しかし、信号帯域幅が狭帯域のときは高歪補償が可能であるものの、広帯域では安定性が低下して発振する可能性がある。

これに対し、ＤＰＤは、入力信号に帰還をかけるわけではないので、広帯域であっても常に安定した歪補償が行える利点がある。しかし、デジタルで逆特性付加の演算を行うためのデジタル回路が必要となり、規模や消費電力が増大する。

また、ダウンコンバートした信号をデジタル回路に取り込むＡＤ(Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器が必要になる。しかし、一般に高歪補償を行うためには所望する信号の３〜５倍程度の帯域の信号を高精度に取り込む必要がある。このため、高サンプリングレート、高分解能のＡＤ変換器が必要になる。

従って、消費電力やデジタル処理の手間を考慮すると、ＤＰＤよりカルテシアン・ループの方が経済的で、簡易な構成となる。

このような負帰還の原理について説明する。図１０は、非線形な増幅器を含む負帰還回路の代表的な構成を示したブロック図である。この負帰還回路は、ＢＢ信号であるアナログの入力信号Ｓ_ｉｎと帰還信号Ｓ_ｆｂとを加算する加算器１０１、加算器１０１からの信号を増幅する線形増幅器１０２を備える。さらに、この線形増幅器１０２からの信号に対して歪を加算する加算器１０３、出力信号Ｓ_ｏｕｔを減衰させて帰還信号Ｓ_ｆｂを出力する減衰器１０４を備える。なお非線形増幅器を線形増幅器１０２と歪を加算する加算器１０３とに分けて表記している。

ここで、αはフォワード部における総利得、βはフィードバック部における利得、Ｄはフォワード部で発生する歪量を示している。ただし、アップ／ダウンコンバータで行われる周波数変換は省略する。

このとき出力信号Ｓ_ｏｕｔは、入力信号Ｓ_ｉｎを用いて、
Ｓ_ｏｕｔ＝α＊Ｓ_ｉｎ＋Ｄ−α＊β＊Ｓ_ｏｕｔ
＝α＊Ｓ_ｉｎ／（１＋α＊β）＋Ｄ／（１＋α＊β） （１）
と表現できる。さらにα＞＞１、β＜＜１、α＊β＞＞１と仮定して式（１）を整理すると、
Ｓ_ｏｕｔ≒Ｓ_ｉｎ／β＋Ｄ／（α＊β） （２）
が得られる。式（２）の１／βは負帰還系全体の利得を示す閉ループ利得であり、α＊βは歪補償量や安定性に関係するループ利得である。

式（２）より負帰還の出力信号Ｓ_ｏｕｔは、歪補正により歪量Ｄが１／（α＊β）に低減されていることが解る。よって１／（α＊β）が小さい、つまりループ利得α＊βが大きいほど歪補償量が増大する。

このとき、ループをオープンにした際の点Ａ（図１０参照）における利得（ゲイン）と位相との関係は図１１Ａ,１１Ｂのようになる。図１１Ａは周波数−利得の関係、図１１Ｂは周波数−位相の関係を示している。ただし、この特性においては、ループフィルタは１段の低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）であることが仮定されている。

ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）内で送信機が形成される場合、ＢＢ信号の回路内での遅延は無視できるので、利得及び位相特性は実線のような特性になる。そして、位相は１段のＬＰＦで９０度回転し、それ以上位相が進むことはない。

しかし、近年低価格なＬＳＩとして用いられるＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）では、ＰＡ出力が１Ｗを超えるような送信機をＬＳＩ内部で構成するのは困難である。この場合には、送信機をディスクリート素子や他のＬＳＩで構成することになる。しかし、この場合は、負帰還のループにおける信号配線長が長くなり、無視できない遅延が発生してしまう。そして、この遅延により、位相は、図１１Ａ，１１Ｂの破線のように、１８０度以上回転してしまう。

位相回転が１８０度付近になる周波数で、利得が０ｄＢ以上ある場合は、ループは不安定となり発振してしまう。従って、遅延を考慮してループの帰還量を設定する必要があり、ループ利得を任意に大きくすることができない。

そこで、安定な送信機を設計するためには、所望する（利用される）帯域幅の最大値に合わせてループ利得を決定する必要がある。この場合、広帯域で動作する送信機に、狭帯域の信号が入力すると、歪補償量は広帯域動作で決定したループ利得分しか改善できないという問題が生じる。

図１２は、特開２００２−０７７２８６号公報に開示されているカーテシアンフィードバック送信機のブロック図である。この送信機には、負帰還ループ上に利得調整器１１５、位相調整器１１６、直交復調器１１７、負帰還ループ帯域幅を調整する帯域幅可変可能なフィルタ１１８，１１９が設けられている。

そして、帰還信号１２０を利得調整器１１５で調整し（減衰させ）、帯域可変フィルタ１８１、１８２で信号帯域幅に応じてループ利得を変更する。これにより所望する帯域に応じてループ利得が可変できるようにしている。

特開２００２−０７７２８６号公報

しかしながら、負帰還の場合、ループ帯域を広げると位相余裕が小さくなり発振を起こすことがあり、広帯域で動作させることが困難である問題があった。

また、広帯域で安定動作するように設計された負帰還の場合には、広帯域動作時の安定性を考慮してループ利得を小さくすると、歪補償量が低下して、狭帯域での歪補償量が減る問題があった。

さらに、特開２００２−０７７２８６号公報に係る構成では、フィードバックの減衰量が閉ループ利得に相当するため、歪補償量を変えるためにフィードバックの利得を変えると、出力電力が変化してしまう問題がある。

そこで、本発明の主目的は、閉ループ利得を所望する帯域幅に応じて変化させることで、広帯域動作での安定性と狭帯域動作での高歪補償とを両立させ、かつ歪補償量に関係なく所望の出力電力を得られる負帰還型送信機及びその歪補償方法を提供することである。

上記課題を解決するため、入力信号を増幅する電力増幅器を含むフォワード回路と、該フォワード回路からの出力信号の帰還量を調整する可変減衰器を含むフィードバック回路とを含む負帰還型送信機は、電力増幅器の前段に、入力した信号の帯域幅に応じて利得が設定される利得可変増幅器と、電力増幅器の前段に、入力した信号の帯域に応じて帯域幅が設定される帯域可変フィルタと、が設けられて、帯域幅が所定帯域以下の狭帯域の場合の利得可変増幅器の利得は、帯域幅が所定帯域以上の場合の利得可変増幅器の利得より大きく設定され、帯域幅が所定帯域以上の広い帯域の場合の利得可変増幅器の利得は、帯域幅が所定帯域以下の場合の利得可変増幅器の利得より小さく設定されることを特徴とする。

また、入力信号を増幅する電力増幅器を含むフォワード回路と、該フォワード回路からの出力信号に基づき入力信号を補正するフィードバック回路とを含む負帰還型送信機の歪み補償方法は、入力した信号の帯域幅に応じて利得可変増幅器の利得を設定する利得設定手順を行い、入力した信号の帯域に応じて帯域可変フィルタの帯域幅を設定する帯域設定手順を行い、入力した信号の帯域幅と利得可変増幅器の利得に応じて可変減衰器の減衰量を設定する減衰設定手順を行い、帯域幅が所定帯域以下の狭帯域の場合の利得可変増幅器の利得は、帯域幅が所定帯域以上の場合の利得可変増幅器の利得より大きい値に設定し、帯域幅が所定帯域以上の広い帯域の場合の利得可変増幅器の利得は、帯域幅が所定帯域以下の場合の利得可変増幅器の利得より小さい値に設定し、可変減衰器の減衰量は設定した利得可変増幅器の利得に応じて閉ループ利得が所望の値になるように設定することを特徴とする。

本発明によれば、フィードバック回路の可変減衰器とは別に、フォワード回路に帯域が変えられる帯域可変フィルタと、利得が変えられる利得可変増幅器とを設けた。そのため、歪補償量であるループ利得を所望する帯域幅に応じて設定することで広帯域動作での安定性と狭帯域動作での高歪補償とを両立させ、さらに歪補償量とは関係なく所望の出力電力を得ることが可能になる。

第１実施形態にかかる負帰還型送信機のブロック図である。 第１実施形態にかかる負帰還型送信機における帯域設定及び利得設定の出力手順を示したフローチャートである。 第２実施形態にかかる負帰還型送信機のブロック図である。 第３実施形態にかかる負帰還型送信機のブロック図である。 第４実施形態にかかる負帰還型送信機のブロック図である。 第５実施形態にかかる負帰還型送信機のブロック図である。 第５実施形態にかかる負帰還型送信機における送信手順を示すフローチャートである。 第６実施形態にかかる負帰還型送信機のブロック図である。 第７実施形態にかかる負帰還型送信機のブロック図である。 関連技術の説明に適用される非線形な増幅器を含む負帰還回路のブロック図である。 関連技術の説明に適用される負帰還回路のオープンループ特性における周波数−利得の関係を示す図である。 関連技術の説明に適用される負帰還回路のオープンループ特性における周波数−位相の関係を示す図である。 関連技術の説明に適用されるカーテシアンフィードバック送信機のブロック図である。

本発明の実施の形態を説明する。
＜第１の実施形態＞
図１は、本実施形態にかかる負帰還型送信機２Ａのブロック図である。この負帰還型送信機２Ａは、フォワード回路１０、フィードバック回路１１、Ｌｏ発振器１２、信号処理制御回路１６等を含んでいる。

フォワード回路１０は、加算器１０ａ、利得可変増幅器１０ｂ、帯域可変フィルタ１０ｃ、第１ミキサ１０ｄ、電力増幅器１０ｅ、第１方向性結合器１０ｆを備える。フィードバック回路１１は、第２ミキサ１１ａ、可変減衰器１１ｂ、移相器１１ｃを備える。信号処理制御回路１６は、制御部１６ａを含んでいる。

加算器１０ａは、入力信号Ｇ１と第２ミキサ１１ａからの帰還信号Ｇ２とを加算して出力する。なお、入力信号Ｇ１がデジタル信号の場合には、加算器１０ａの前段にＤＡ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｎａｌｏｇ）変換器やナイキストフィルタが実装されることがある。以下においては、入力信号Ｇ１はアナログのＢＢ信号として説明する。
負帰還送信器は入力信号に対して帰還信号を減算させなければならない。本実施形態において加算器１０ａは加算器と表記しているが、数式上は減算になる。これは帰還信号Ｇ２の位相を反転させることで容易に実現できる。例えば、よく用いられる手法として帰還信号は２次歪を低減するため差動構成が用いられるため差動信号の配線を逆にして加算器１０ａに入力すればいい。

利得可変増幅器１０ｂは、入力した信号を設定されている利得で増幅して出力する。このときの利得は、制御部１６ａからの利得指示信号Ｇ３に従い設定される。

帯域可変フィルタ１０ｃは、利得可変増幅器１０ｂからの信号から所望帯域幅の信号を通過させるフィルタである。所望する帯域幅は、制御部１６ａからの帯域指示信号Ｇ４に従い設定される。

第１ミキサ１０ｄは、帯域可変フィルタ１０ｃからの信号と、Ｌｏ発振器１２からの信号とを掛け合わせた信号を生成する。即ち、帯域可変フィルタ１０ｃからの信号をＬｏ発振器１２からの信号により変調する。そして、変調処理された信号は、変調信号Ｇ５として出力される。

電力増幅器１０ｅは、変調信号Ｇ５を増幅する。一般的に電力増幅器は大電力信号を出力するため、最も歪を発生する回路となる。

第１方向性結合器１０ｆは、電力増幅器１０ｅで増幅された変調信号Ｇ５を結合度に応じて２つの信号に分配する。以下、この２つの信号を、外部出力される出力信号Ｇ６とフィードバック回路１１に入力するフィードバック信号Ｇ７と記載する。なお、第１方向性結合器１０ｆにおける分配比は、同じである必要はない。以下の説明では、出力信号Ｇ６の方がフィードバック信号Ｇ７より十分大きいとする。

可変減衰器１１ｂは、制御部１６ａからの減衰量指示信号Ｇ８に応じた減衰量でフィードバック信号Ｇ７を減衰させて出力する。

移相器１１ｃは、制御部１６ａからの位相指示信号Ｇ９に応じてＬｏ発振器１２からのキャリア信号Ｇ１０の位相を調整し、これをローカル信号Ｇ１１として出力する。なお、ローカル信号Ｇ１１は、通信の搬送波信号であり、一般的には連続した正弦波や矩形波の高周波信号である。

第２ミキサ１１ａは、ローカル信号Ｇ１１と可変減衰器１１ｂで減衰したフィードバック信号Ｇ７とを混合してベースバンド信号へと変換する。なお可変減衰器１１ｂから第２ミキサ１１ａへ入力される帰還信号はＬｏ発振器１２のローカル信号Ｇ１０に対して遅延が発生している。そのため、第２ミキサ１１ａに入力するローカル信号Ｇ１１はその遅延量と同じ量だけ移相器１１ｃで位相を回転させることでイメージ信号を発生させることなくベースバンド信号を生成できる。

Ｌｏ発振器１２は、制御部１６ａからの発振制御信号Ｇ１２に従い上述した高周波のキャリア信号Ｇ１０を生成して出力する。なお、このとき発振周波数(別の無線方式を使う場合や同一方式内でチャンネルを変更する場合を含む)を変えることも可能である。

信号処理制御回路１６の制御部１６ａは、利得指示信号Ｇ３、帯域指示信号Ｇ４、減衰量指示信号Ｇ８、位相指示信号Ｇ９、発振制御信号Ｇ１２を生成して出力する。なお、図１において、制御部１６ａから出力される減衰量指示信号Ｇ８等はＢＢ信号やＲＦ信号と区別するために破線で示している。

負帰還型送信機２Ａで発生する歪みを補償する観点から歪補償量、即ちループ利得は大きいことが望ましい。しかしながらループ利得は、位相余裕を考慮して設定する必要がある。そのためにオープンループ利得、即ち加算器１０ａへの帰還信号Ｇ２の入力を遮断したとき（フィードバックを行わないとき）の第２ミキサ１１ａからの帰還信号Ｇ２の出力利得とループ内で発生する位相の回転量（以下、位相量）とを知る必要がある。

位相量は負帰還送信機内を信号が通過するために要する時間（以下、遅延時間）と信号の周波数から算出できる。遅延時間は主に送信機の構成で決定される。しかし、位相量は、入力信号Ｇ１の帯域幅が複数選択できる場合には、大きく変化してしまう。例えば、無線通信でよく用いられる帯域幅は数ｋＨｚから数ＭＨｚと約１０００倍もの範囲である。

従って、位相余裕を考慮すると、同じ送信機においても利得可変増幅器１０ｂの利得は、狭帯域の場合には高利得に設定できるが、広帯域の場合には低利得にしないと発振を起す恐れがある。

そこで入力信号Ｇ１が入力される前に、所望帯域幅の範囲に合わせて、発振を抑制するために制御が必要な制御信号（帯域指定信号Ｇ３、利得指定信号Ｇ４）が制御部１６ａで生成されて、帯域可変フィルタ１０ｃや利得可変増幅器１０ｂに出力される。例えば、所望帯域幅が１０ｋＨｚ以下ならループ利得を２０ｄＢに、１０ｋＨｚから１００ｋＨｚの範囲なら１０ｄＢに、１００ｋＨｚから数ＭＨｚの範囲なら５ｄＢになるように利得を調整する。

設定作業者は、当該負帰還型送信機２Ａが現場に設置される前の調整段階で、出力信号Ｇ６を測定装置等でモニタすることにより帯域幅に応じた適切なループ利得の設定値を取得できる。前述の例では所望帯域幅に対して３分割して利得値を割り当てたが、本発明はこれに限定されることはない。

図２は、このような帯域指定信号Ｇ３、利得指定信号Ｇ４の出力手順を示したフローチャートである。所望信号帯域幅の範囲に対して、制御部１６ａは入力信号Ｇ１が狭帯域か否かの判断を行う（ステップＳ１）。狭帯域の場合には帯域を狭帯域に設定するような帯域指定信号Ｇ３を生成して帯域可変フィルタ１０ｃに出力する（ステップＳ２）。その後、制御部１６ａは、利得を大きくするような利得指定信号Ｇ４を生成して利得可変増幅器１０ｂに出力する。これによりループ利得を高くすることができるため、高歪補償を行うことが可能となる。

一方、ステップＳ１において信号帯域幅が広帯域と判断された場合には、制御部１６ａは帯域可変フィルタ１０ｃを広帯域に設定する帯域指示信号Ｇ４を生成して出力する（ステップＳ３）。また利得可変増幅器１０ｂを低利得に設定する利得指示信号Ｇ３生成して出力する（ステップＳ４）。これにより高い位相余裕が得られるようになり、広帯域での安定動作が可能となる。

なお、可変減衰器１１ｂの減衰量を変更すると、式（２）や式（３）で示したように、負帰還型送信機２Ａ全体の利得が変化する。つまり送信機の利得および出力電力は帯域幅やループ利得に影響されることなく所望の値を得ることができる。ただし、送信出力制御を行うため、意図的に可変減衰器１１ｂの減衰量を調整して閉ループ利得、つまり送信機全体の利得を変更してもよい。その際、ループ利得を一定に保ちたいのであれば、利得可変増幅器１０ｂの利得を、変更した可変減衰器１１ｂの減衰量だけ増やせば良い。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態を説明する。なお、第１実施形態と同一構成に関しては同一符号を用いて説明を適宜省略する。図３は、本実施形態にかかる負帰還型送信機２Ｂのブロック図である。

この負帰還型送信機２Ｂは、第１実施形態にかかる負帰還型送信機２Ａに対して出力先設定回路１４が追設され、また信号処理制御回路に位相・電力比較器１６ｃ、信号処理部１６ｂが追設された点が相違する。なお、出力先設定回路１４はスイッチ１４ａを含んでいる。

このスイッチ１４ａは、制御部１６ａからのスイッチ指令Ｇ１３に応じて第２ミキサ１１ａの出力を位相・電力比較器１６ｃ又は加算器１０ａに出力する。

このスイッチ指令Ｇ１３は、位相余裕を信号処理部１６ｂで算出する場合や運転中の発振監視を行う場合に、帰還信号Ｇ２を位相・電力比較器１６ｃに出力するように出力される。

位相・電力比較器１６ｃは、入力信号Ｇ１とオープンループ時の帰還信号Ｇ２との位相差及び電力差を算出して、位相差信号及び電力差信号として信号処理部１６ｂに出力する。

位相差信号はカルテシアン・ループの位相遅れに相当し、電力差信号はオープンループ利得に相当する。そこで、信号処理部１６ｂは、これらの位相差信号及び電力差信号を用いて位相余裕を算出する。そして、信号処理部１６ｂは、位相余裕が最大になるように、即ち入力信号Ｇ１と帰還信号Ｇ２との位相差が最小になるように位相余裕信号Ｇ１４を生成して、制御部１６ａに出力する。制御部１６ａは、この位相余裕信号Ｇ１４に基づき、位相指示信号Ｇ９を生成して移相器１１ｃに出力する。

最小の位相差であるか否かの判断は、位相差信号をモニタ出力して、その最小値を決定することが可能である。

なお、かかる信号処理部１６ｂの機能を制御部１６ａに持たせることは可能である。この場合は、位相余裕信号Ｇ１４は、位相指示信号Ｇ９として制御部１６ａに出力される。

このように、遅延の影響を最小限にすることができるため、利得可変増幅器１０ｂの利得調整とあわせて、負帰還型送信機２Ｂが安定して動作する最大のループ利得が得られる。

なお、負帰還型送信機２Ｂの設備設置前の段階における調整作業においては、入力信号Ｇ１として正弦波信号を用いることが望ましい。また、使用時における負帰還型送信機２Ｂの動作監視のために位相・電力比較器１６ｃを用いることも可能である。この場合は、実際通信に用いる信号で位相差と電力差とを得ることが可能になる。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態を説明する。なお、上述した第２実施形態と同一構成に関しては、同一符号を用いて説明を適宜省略する。

第２実施形態においては、入力信号Ｇ１と帰還信号Ｇ２との位相差等を位相・電力比較器１６ｃで求めた。これに対し、本実施形態では、信号処理部１６ｂで求めるようにした。これにより位相・電力比較器１６ｃを省略することが可能になる。

図４は、本実施形態にかかる負帰還型送信機２Ｃのブロック図である。上述したように入力信号Ｇ１と帰還信号Ｇ２とが信号処理部１６ｂに入力している。信号処理部１６ｂでデジタル信号処理を行う場合には、ナイキストフィルタやＡＤ変換器等が必要となるが、これらは公知の構成であるので説明を省略する。

このように、入力信号Ｇ１と帰還信号Ｇ２とをデジタル信号処理により比較する場合には、アナログの比較器で比較する場合に比べて微小信号でも高精度に比較ができる利点がある。従って、負帰還型送信機２Ｃにおける高精度な制御が可能になる。

また、デジタル信号処理することで、入力信号Ｇ１はＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）のようなマルチキャリア信号を用いることができ、実際の動作により近い条件で調整が可能になる。
＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態を説明する。なお、上述した各実施形態と同一構成に関しては、同一符号を用いて説明を適宜省略する。

これまで説明した送信機では、利得可変増幅器１０ｂ、帯域可変フィルタ１０ｃ、第１ミキサ１０ｄは、この順で配置されていた。しかし本発明は、このような配置に限定するものではなく、図５に示すように帯域可変フィルタ１０ｃ、第１ミキサ１０ｄ、利得可変増幅器１０ｂの順で配置することも可能である。

図５は、本実施形態にかかる負帰還型送信機２Ｄのブロック図である。上述したように、負帰還型送信機２Ｄでは、帯域可変フィルタ１０ｃ、第１ミキサ１０ｄ、利得可変増幅器１０ｂの順で配置されている。このとき、利得可変増幅器１０ｂは、高周波の利得可変増幅器とする。

第１実施形態等におけるように帯域可変フィルタ１０ｃの前段に利得可変増幅器１０ｂを設けた場合は、この利得可変増幅器１０ｂは、ＢＢ信号を増幅する必要からカルテシアン・ループではＩ、Ｑの２つの成分に対して２つの増幅器が必要である。例えば、図１２の帯域幅可変可能なフィルタ１１８、１１９を参照されたい。これに対し本実施形態のように第１ミキサ１０ｄの後段に利得可変増幅器１０ｂを設けた場合は、ＲＦ信号を増幅することになるので、１つの増幅器でよい。即ち、第１ミキサ１０ｄの後段に利得可変増幅器１０ｂを設けることにより増幅器の個数を減らすことができる利点がある。

さらに、ＢＢ信号を増幅する場合には、フリッカ雑音の影響を受け易いが、ＲＦ信号を増幅する場合にはフリッカ雑音は無視できるようになる。このためフリッカ雑音の影響を受け易い狭帯域で動作させる場合には、第１ミキサ１０ｄの後段に利得可変増幅器１０ｂを設けることで、増幅器の個数を減らしながら送信機の雑音が低減できるようになる。

なお、図５では図４と同様に位相、電力比較をデジタル部で行っているが、図３のようにアナログで行ってもいい。
＜第５の実施形態＞
次に、本発明の第５実施形態を説明する。なお、上述した各実施形態と同一構成に関しては、同一符号を用いて説明を適宜省略する。図６は、本実施形態にかかる負帰還型送信機２Ｅのブロック図である。

電力増幅器１０ｅにおいて、増幅を高効率で動作させるには、歪みの原因である送信器の非線形性と逆特性となる非線形性を、入力信号に与える。これにより、送信器で発生する歪を打ち消せるので、出力信号は歪みを含まない信号になる。このような技術に、デジタル歪補償（ＤＰＤ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が知られている。

そこで、本実施形態においては、このようなデジタル歪補償を行う歪補償部１７を設けると共に、この歪補償部１７に帰還信号Ｇ２が入力するように出力先設定回路１４であるスイッチ１４ａの出力先を３つにした。即ち、スイッチ１４ａは、帰還信号Ｇ２を信号処理部１６ｂ、加算器１０ａ、歪補償部１７の少なくとも一方に入力するように出力先を切替えている。

そして、帰還信号Ｇ２に基づき歪み補償部１７で歪補償のための信号を生成して、加算器１０ａに入力する信号に対して補正が行われる。補正が行われた信号は入力信号Ｇ１として加算器１０ａに入力する。従って、カルテシアン・ループより消費電力とデジタル回路の演算量が増加するものの、広帯域動作、もしくは高歪補償が可能になる。
図７はこれまでの実施形態に関して、送信開始までの動作を示したフローチャートである。所望の出力電力と信号帯域幅の範囲に対してまず歪補償を行うか判断する（ステップ１１）。出力電力が小さい等の理由で歪補償を行わない場合は、利得可変増幅器１０ｂの利得を適切に設定した後、オープンループで送信を開始する（ステップ１５）。これに対し、歪補償を行う場合は、負帰還を用いるか否かを判断する（ステップ１２）。広帯域で高歪補償させたい等の理由で負帰還を用いない場合には、ＤＰＤを用いて送信を開始する（ステップ１６）。しかし、負帰還を用いる場合には、所望帯域幅に対して利得可変増幅器１１ｂのステップＳ１３に進み、利得設定等に関する適切な情報を保持しているか否かを判断する（ステップ１３）。そして、情報を保持している場合には、帯域可変フィルタ１０ｃや利得可変増幅器１０ｂ、可変減衰器１１ｂなどを適切に設定し、送信を開始する（ステップ１４）。また、設定情報を保持していない場合には、オープンループで位相余裕を算出し、適切な値を取得し、設定する（ステップ７）。
＜第６の実施形態＞
次に、本発明の第６実施形態を説明する。なお、上述した各実施形態と同一構成に関しては、同一符号を用いて説明を適宜省略する。

これまで説明した第２実施形態〜第５実施形態においては、帰還信号Ｇ２を信号処理部１６ｂや加算器１０ａ等のいずれかに入力するようにスイッチ１４ａの出力先設定回路１４を設けた。

しかし、本発明はかかる構成に限定されるものではなく、第２ミキサ１１ａからの帰還信号Ｇ２を信号処理部１６ｂや加算器１０ａ等に分配して供給するようにしても良い。

図８は、本実施形態にかかる負帰還型送信機２Ｆのブロック図である。この負帰還型送信機２Ｆの出力先設定回路１４は、第２方向性結合器１４ｂを含んでいる。なお、他の実施形態にかかる送信機の出力先設定回路のスイッチをこの第２方向性結合器に置換えることは可能である。

負帰還型送信機２Ｆは、第２ミキサ１１ａからの帰還信号Ｇ２を信号処理部１６ｂと加算器１０ａに分配する第２方向性結合器１４ｂを備えている。そして、第２ミキサ１１ａからの帰還信号Ｇ２は、第２方向性結合器１４ｂにより加算器１０ａと信号処理部１６ｂとに分配される。

このような構成の特徴は、帰還信号Ｇ２は信号処理部１６ｂと加算器１０ａとに常に入力するため、信号処理部１６ｂでループを保ったまま発振等が常時監視でき、かつ、調整できるようになることである。従って、リアルタイムに適切な制御が可能になり、故障等の突発的な要因によって発生する異常にも対処できるようになる。
＜第７の実施形態＞
次に、本発明の第７実施形態を説明する。なお、上述した各実施形態と同一構成に関しては、同一符号を用いて説明を適宜省略する。

例えば、第６実施形態では、第２方向性結合器１４ｂを経た帰還信号Ｇ２は、加算器１０ａ又は信号処理部１６ｂに直接入力する構成であった。これに対し本実施形態は、信号処理制御回路１６に電力検出器１６ｄを追設した。そして、電力検出器１６ｄで、第２方向性結合器１４ｂで分配された帰還信号Ｇ２の電力を検出し、その検出結果を信号処理部１６ｂに入力するようにした。

図９は、本実施形態にかかる負帰還型送信機２Ｇのブロック図である。上述したように、第２方向性結合器１４ｂからの帰還信号Ｇ２の電力を検出する電力検出器１６ｄが設けられている。

例えば、入力信号Ｇ１がない（信号レベルがゼロ）、又は、非常に小さいときに、負帰還型送信機２Ｇの内部で発生する雑音により発振を起した場合を考える。この発信は、電力の増加で確認することができる。そこで、電力検出器１６ｄで電力の増加が検出されたときには、発信していると判断して、そのことを示す信号が信号処理部１６ｂに出力される。信号処理部１６ｂは電力増加を示す信号を受信すると位相余裕信号Ｇ１４を生成して、制御部１６ａに出力する。

なお、入力信号Ｇ１が十分大きい場合は発振が信号に埋もれる可能性があるため本形態は使用できないが、微小信号を用いることで簡易な発振検出が可能になる。ただし微小信号での送信機の特性と通常の信号を入力した際の送信機の特性が完全に一致するとはかぎらないため、この方法で送信機を調整する場合、ある程度安定性に余裕を持たせるのが望ましい。
以上、実施形態（及び実施例）を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態（及び実施例）に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる
この出願は、２０１３年１月１６日に出願された日本出願特願２０１３−００５４５１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

２Ａ〜２Ｇ 負帰還型送信機
１０ フォワード回路
１０ａ 加算器
１０ｂ 利得可変増幅器
１０ｃ 帯域可変フィルタ
１０ｄ 第１ミキサ
１０ｅ 電力増幅器
１０ｆ 第１方向性結合器
１１ フィードバック回路
１１ａ 第２ミキサ
１１ｂ 可変減衰器
１１ｃ 移相器
１４ 出力先設定回路
１４ａ スイッチ
１４ｂ 第２方向性結合器
１６ 信号処理制御回路
１６ａ 制御部
１６ｂ 信号処理部
１６ｃ 位相・電力比較器
１６ｄ 電力検出器
１７ 歪補償部

Claims (10)

1. 入力信号を増幅する電力増幅器を含むフォワード回路と、該フォワード回路からの出力信号に基づき前記入力信号を補正するための帰還信号を生成して前記フォワード回路に出力するフィードバック回路とを含む負帰還型送信機であって、
   前記電力増幅器の前段に、入力した信号の帯域幅に応じて利得が設定される利得可変増幅器手段と、
   前記電力増幅器の前段に、入力した信号の帯域に応じて帯域幅が設定される帯域可変フィルタ手段と、が設けられて、
   前記帯域幅が所定帯域以下の狭帯域の場合の前記利得可変増幅器手段の前記利得は、前記帯域幅が前記所定帯域以上の場合の前記利得可変増幅器手段の前記利得より大きく設定され、前記帯域幅が所定帯域以上の広い帯域の場合の前記利得可変増幅器手段の前記利得は、前記帯域幅が前記所定帯域以下の場合の前記利得可変増幅器手段の前記利得より小さく設定されることを特徴とする負帰還型送信機。
2. 請求項１に記載の負帰還型送信機であって、
   前記電力増幅器の前段に入力した信号を変調する第１ミキサ手段が設けられて、前記電力増幅器の前段側から前記利得可変増幅器手段、前記帯域可変フィルタ手段、前記第１ミキサ手段が、この順序で配置されていることを特徴とする負帰還型送信機。
3. 請求項１に記載の負帰還型送信機であって、
   前記電力増幅器の前段に入力した信号を変調する第１ミキサ手段が設けられて、前記電力増幅器の前段側から前記帯域可変フィルタ手段、前記第１ミキサ手段、前記利得可変増幅器手段が、この順序で配置されていることを特徴とする負帰還型送信機。
4. 請求項２又は３に記載の負帰還型送信機であって、
   前記フィードバック回路からの前記帰還信号と前記フォワード回路に入力する入力信号とが入力して、これらに基づき位相余裕を算出し、該位相余裕を位相余裕信号として前記フィードバック回路に出力する信号処理制御回路手段と、
   前記帰還信号を前記フォワード回路と前記信号処理制御回路手段との少なくとも一方に出力させる出力先設定回路手段と、を備えることを特徴とする負帰還型送信機。
5. 請求項４に記載の負帰還型送信機であって、
   前記出力先設定回路手段は、出力先の回路を切替えるスイッチ手段であることを特徴とする負帰還型送信機。
6. 請求項４に記載の負帰還型送信機であって、
   前記出力先設定回路手段は、入力した前記帰還信号を、２以上の出力先の回路に分配する方向性結合器手段であることを特徴とする負帰還型送信機。
7. 請求項２乃至６のいずれか１項に記載の負帰還型送信機であって、
   前記信号処理制御回路手段は、
   前記帰還信号と前記入力信号との位相差及び電力差を算出する位相・電力比較器手段と、
   前記位相差及び電力差から前記位相余裕を算出し、該位相余裕を位相余裕信号として出力する信号処理手段と、を含むことを特徴とする負帰還型送信機。
8. 請求項２乃至６のいずれか１項に記載の負帰還型送信機であって、
   前記信号処理制御回路手段は、
   前記帰還信号の電力を検出する電力検出手段と、
   該電力検出手段で検出された電力から位相余裕を算出して出力する信号処理手段と、を含むことを特徴とする負帰還型送信機。
9. 請求項２乃至８のいずれか１項に記載の負帰還型送信機であって、
   前記帰還信号に基づきデジタルプリディストーションによる歪補償を行う歪み補償手段を備えることを特徴とする負帰還型送信機。
10. 入力信号を増幅する電力増幅器を含むフォワード回路と、該フォワード回路からの出力信号に基づき前記入力信号を補正する帰還信号を生成してフォワード回路に出力する前記フィードバック回路とを含む負帰還型送信機の歪み補償方法であって、
    入力した信号の帯域幅に応じて利得可変増幅器手段の利得を設定し、
    入力した信号の帯域に応じて帯域可変フィルタ手段の帯域幅を設定し、
    前記帯域幅が所定帯域以下の狭帯域の場合の前記利得可変増幅器手段の前記利得は、前記帯域幅が前記所定帯域以上の場合の前記利得可変増幅器手段の前記利得より大きい値に設定し、前記帯域幅が所定帯域以上の広い帯域の場合の前記利得可変増幅器手段の前記利得は、前記帯域幅が前記所定帯域以下の場合の前記利得可変増幅器手段の前記利得より小さい値に設定することを特徴とする負帰還型送信機の歪み補償方法。

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