JP6098336B2 - 歪補償装置および無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、歪補償装置および無線通信装置に関する。

高出力増幅器（Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、以下「ＨＰＡ」という。）などの増幅器を用いて、電力を増幅する場合、増幅器の非線形な歪特性のため、所望の入出力特性を得ることができないことがある。
特に、増幅したい無線信号の周波数が高い場合には、非線形歪特性を補正して増幅器を線形化するために、デジタル信号処理を用いて増幅器の非線形歪特性を打ち消す前置歪補償（Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を施す必要がある。このような、前置歪補償を行うには、増幅器の出力をモニタしたモニタ信号が必要となる。

特表２００７−５３１４１４号公報

歪を補償する場合、一般的に、送信したい本来の信号の５倍程度の帯域を補償することが多い。
そのため、例えば、送信したい本来の信号の帯域が２０ＭＨｚである場合、１００ＭＨｚ以上のモニタ速度が必要となり、装置のコスト増大の原因となる。
また、仮に、送信したい信号帯域が１００ＭＨｚに拡大すると、５００ＭＨｚ以上のモニタ速度が必要となり、現実的なコストでの実現が非常に困難となる。

ここで、特許文献１では、歪を補償するのに必要な帯域よりも、モニタ帯域を狭くすることが記載されている。
モニタ帯域を狭くすることで、モニタ速度を抑えることができ、コスト低減が可能となる。

しかし、本発明者は、単にモニタ帯域を狭くすると、モニタ帯域外における歪信号がモニタできないために、歪補償装置が不安定になる場合があることを見出した。

そこで、本発明は、モニタ帯域を狭くしても、歪補償装置が安定的に動作できるようにすることを目的とする。

本発明は、増幅器の歪を補償する歪補償装置であって、前記増幅器の増幅器モデルに基づいて、前記増幅器に与えられる信号に対する前置歪補償処理を行って補償信号を出力する歪補償処理部と、前記増幅器モデルを推定する推定部と、フィルタとを備え、前記推定部は、前記補償信号と、前記増幅器の出力をモニタしたモニタ信号と、に基づいて、前記モデルを推定し、前記推定部に与えられる前記モニタ信号のモニタ帯域は、前記補償信号の帯域よりも狭く、前記フィルタは、前記補償信号の信号成分のうち前記モニタ帯域外の信号成分が、前記推定部による前記増幅器モデルの推定に与える影響を除去するように設けられていることを特徴とする歪補償装置である。

本発明によれば、モニタ帯域を狭くしても、歪補償装置を安定的に動作させることができる。

第１実施形態に係る歪補償装置を有する増幅回路の回路図である。 補償信号の周波数スペクトラムである。 増幅回路の各部における信号帯域を示す図である。 第２実施形態に係る歪補償装置を有する増幅回路の回路図である。 第３実施形態に係る増幅回路の回路図である。 第３実施形態に係る歪特性推定部を示し、（ａ）は歪モデル確定前の構成図、（ｂ）は歪モデル確定後の構成図である。 第４実施形態に係る増幅回路の回路図である。 第４実施形態に係る増幅器特性推定部を示し、（ａ）は順モデル確定前の構成図、（ｂ）は順モデル確定後の構成図である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
（１）ある観点から見た本発明は、増幅器の歪を補償する歪補償装置であって、前記増幅器の増幅器モデルに基づいて、前記増幅器に与えられる信号に対する前置歪補償処理を行って補償信号を出力する歪補償処理部と、前記増幅器の前記増幅器モデルを推定する推定部と、フィルタとを備え、前記推定部は、前記補償信号と、前記増幅器の出力をモニタしたモニタ信号とに基づいて、前記増幅器モデルを推定し、前記推定部に与えられる前記モニタ信号のモニタ帯域は、前記補償信号の帯域よりも狭く、前記フィルタは、前記補償信号の信号成分のうち前記モニタ帯域外の信号成分が、前記推定部による前記増幅器モデルに推定に与える影響を除去するように設けられていることを特徴とする歪補償装置である。
本発明によれば、フィルタが、補償信号の信号成分のうちモニタ帯域外の信号成分が、増幅器モデルの推定に与える影響を除去するため、モニタ帯域を狭くしても、歪補償装置を安定的に動作させることができる。

（２）前記フィルタは、前記推定部側に与えられる前記補償信号の帯域を前記モニタ信号の帯域に制限するように設けられているのが好ましい。この場合、推定部側に与えられる補償信号の帯域をモニタ信号の帯域に制限することができる。

（３）前記推定部は、前記増幅器の出力をモニタしたモニタ信号に基づいて前記補償信号のレプリカ信号を生成し、前記補償信号に対する前記レプリカ信号の誤差を示す誤差信号の帯域に制限するように設けられているのが好ましい。この場合、誤差信号の帯域をモニタ信号の帯域に制限することができる。

（４）前記歪補償処理部に入力される入力信号と、前記モニタ信号と、に基づいて、前記増幅器および前記歪補償処理部とを含む増幅系列の系列モデルを推定するとともに、推定した系列モデルに基づいて、前記入力信号に対する歪付加処理を行って歪付加信号を出力する系列特性推定部と、前記系列特性推定部から出力される歪付加信号を用いてＡＣＬＲを算出するＡＣＬＲ算出部と、を更に備えているのが好ましい。この場合、前記モニタ信号に比べて、広い帯域での隣接周波数成分が反映された歪付加信号を用いて、増幅器の出力信号のＡＣＬＲを算出する。従って、モニタ信号を用いて、増幅器の出力信号のＡＣＬＲを算出する構成に比べて、精度よくＡＣＬＲを算出することができる。

（５）前記系列特性推定部は、前記入力信号に基づいて前記増幅器から出力される出力信号のレプリカ信号を生成し、前記モニタ信号に対する前記レプリカ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、前記系列モデルを推定する。この場合、前記入力信号から前記系列モデルを算出することができる。

（６）前記補償信号と、前記モニタ信号と、に基づいて、前記増幅器モデルを推定するとともに、当該増幅器モデルに基づいて、前記入力信号に対する歪付加処理を行って歪付加信号を出力する増幅器特性推定部と、前記増幅器モデル管理部から出力される歪付加信号を用いてＡＣＬＲを算出するＡＣＬＲ算出部と、を更に備えているのが好ましい。この場合、前記モニタ信号に比べて、広い帯域での隣接周波数成分が反映された歪付加信号を用いて、増幅器の出力信号のＡＣＬＲを算出する。従って、前記モニタ信号を用いて、増幅器の出力信号のＡＣＬＲを算出する構成に比べて、精度よくＡＣＬＲを算出することができる。

（７）前記増幅器特性推定部は、前記補償信号に基づいて前記増幅器から出力される出力信号のレプリカ信号を生成し、前記モニタ信号に対する前記レプリカ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、前記増幅器モデルを推定するのが好ましい。この場合、前記補償信号から前記増幅器モデルを算出することができる。

（８）前記増幅器は、電力効率が３０％以上であるのが好ましい。電力効率が３０％以上の高効率の増幅器の場合、歪が大きくなりやすく、補償信号の帯域が広くなりやすいため、モニタ信号の帯域に制限しても歪補償装置を安定的に動作させることができる本発明の適用が特に有用となる。

（９）前記歪補償処理部による前置歪補償処理が行われる前の信号の帯域は、２０ＭＨｚ以上であるのが好ましい。信号の帯域が２０ＭＨｚ以上の場合、前記歪補償処理の必要性が高いため、本発明の適用が特に有用となる。

（１０）他の観点から見た本発明は、前記（１）〜（９）のいずれか１項に記載の歪補償装置を備えている無線通信装置である。

［実施形態の詳細］
以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［１．第１実施形態］
図１は、第１実施形態に係る歪補償装置４を有する増幅回路１を示している。この増幅回路１は、無線基地局装置などの無線通信装置に搭載され、無線信号として送信される送信信号の増幅を行うために用いられる。なお、増幅回路１は、受信信号の増幅に用いていてもよい。

図１において、＊［ｎ］は、サンプリング間隔Ｔ（秒）としたときに、時刻ｎ×Ｔにサンプリングしたデジタル複素ベースバンドＩＱ表現の信号を示す。また、＊（ｔ）は、時刻ｔにおけるアナログ信号を示す。

増幅回路１は、主要な構成要素として、高出力増幅器（ＨＰＡ）２と、歪補償装置４とを備えている。増幅器２は、入力された信号を増幅する。増幅器２は、例えば、３０％以上の電力効率を有する高効率なものであり、更に好ましくは、４０％以上の電力効率を有する高効率なものである。増幅器２は高効率になるほど歪を生じやすく、歪補償装置４から出力される補償信号の帯域を広くとる必要がある。

歪補償装置４は、デジタル信号処理によって歪補償を行う。歪補償装置４は、増幅器２のモデル（増幅器モデル）を推定する推定部７と、信号ｘ［ｎ］（＝ｘ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｘ_Ｑ［ｎ］）に対して前置歪補償（Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）処理を行う歪補償処理部８と、を備える。信号ｘ［ｎ］は、増幅回路１に与えられる入力信号であり、デジタル信号として生成される。

本実施形態の推定部７は、増幅器２のモデル（増幅器モデル）として、増幅器２の逆特性を示す逆モデルを推定する逆特定推定部７として構成されている。但し、増幅器２のモデルは、逆モデルである必要はなく、順モデルであってもよい。
本実施形態の推定部７におけるモデルの推定方法については後述する。

歪補償処理部８は、推定部７によって推定された増幅器２の逆モデルを取得し、その逆モデルに基づいて、信号ｘ［ｎ］に対して歪補償処理を行い、歪補償後の補償信号ｕ［ｎ］（＝ｕ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｕ_Ｑ［ｎ］）を出力する。
増幅器２の歪特性とは逆の特性で補償した補償信号ｕ［ｎ］を、歪特性を有する増幅器２へ与えることで、歪が抑制された増幅器出力ｙ［ｎ］を得ることができる。

増幅回路１は、歪補償装置４および増幅器２以外の要素も有している。
図１において、歪補償装置４の出力側には、デジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡＣ（ＤＡ変換器）３２ａ，３２ｂが設けられている。ＤＡＣ３２ａ，３２ｂによってアナログ信号に変換された補償信号（アナログＩＱベースバンド信号）が、直交変調器３３によって直交変調される。直交変調後の信号は、周波数変換部３４によってアップコンバートされる。アップコンバート後の信号は、１または複数の駆動増幅器３５ａ，３５ｂに与えられ、増幅される。駆動増幅器３５ａ，３５ｂの出力は、増幅器２に与えられる。

図１において、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）は、カプラ３６によって検出され、可変減衰器（１／Ｇ）３７を介して、周波数変換部３８に与えられる。周波数変換部３８は、信号（アナログ信号）をダウンコンバートする。周波数変換後の信号は、直交復調器４２に与えられる。
直交復調器４２は、直交復調されたアナログＩＱベースバンド信号を出力する。アナログＩ信号およびアナログＱ信号それぞれは、ローパスフィルタ（またはバンドパスフィルタ）３９ａ，３９ｂを通って、ＡＤＣ（ＡＤ変換器）４０ａ，４０ｂに与えられる。
ＡＤＣ４０ａ，４０ｂは、それぞれ、アナログＩ信号およびアナログＱ信号をデジタル信号に変換し、その出力を信号処理部４１に与える。信号処理部４１は、デジタルＩ信号およびデジタルＱ信号に対して、必要な信号処理を行う。

信号処理部４１は、デジタルＩ信号およびデジタルＱ信号を、モニタ信号として、歪補償装置４に与える。この信号処理部４１は、サンプリング周波数変換機能を有する。
なお、図１では、アナログ直交復調を行っているが、直交復調前の信号をＡＤ変換器にてデジタル信号に変換し、そのデジタル信号に対して信号処理部４１によってデジタル直交復調を行ってもよい。

ｘ［ｎ］は、歪補償装置４による歪補償前の入力信号である。
図１におけるｘ_Ｉ［ｎ］は、ｘ［ｎ］の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）であり、図１におけるｘ_Ｑ［ｎ］は、ｘ［ｎ］の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）である。即ち、ｘ［ｎ］＝ｘ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｘ_Ｑ［ｎ］である。
ｕ［ｎ］は、歪補償装置４による歪補償後の入力信号（補償信号）である。
図１におけるｕ_Ｉ［ｎ］は、ｕ［ｎ］の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）であり、図１におけるｕ_Ｑ［ｎ］は、ｕ［ｎ］の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）である。即ち、ｕ［ｎ］＝ｕ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｕ_Ｑ［ｎ］である。

ｕ’［ｎ］は、逆特性推定用のレプリカ信号である。図１におけるｕ_Ｉ’［ｎ］は、ｕ’［ｎ］の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）であり、図１におけるｕ_Ｑ’［ｎ］は、ｕ’［ｎ］の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）である。即ち、ｕ’［ｎ］＝ｕ_Ｉ’［ｎ］＋ｉ×ｕ_Ｑ’［ｎ］である。
ｙ［ｎ］は、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）をモニタしたモニタ信号であり、ｙ_Ｉ［ｎ］は、ｙ［ｎ］の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）であり、ｙ_Ｑ［ｎ］は、ｙ［ｎ］の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）である。即ち、ｙ［ｎ］＝ｙ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｙ_Ｑ［ｎ］である。

推定部７は、歪補償処理部８から出力された補償信号（デジタル信号）ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］と、増幅器２の出力信号をモニタしたモニタ信号（デジタル信号）ｙ_Ｉ［ｎ］、ｙ_Ｑ［ｎ］とを取得し、これらの信号ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］、ｙ_Ｉ［ｎ］、ｙ_Ｑ［ｎ］に基づいて、増幅器２のモデル（逆モデル）を推定する。

推定部７では、モニタ信号ｙ_Ｉ［ｎ］、ｙ_Ｑ［ｎ］に対して、推定部７が現在有する逆モデルに基づく歪補償を行い、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］のレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］、ｕ_Ｑ’［ｎ］を求める。
そして、推定部７は、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］と、そのレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］、ｕ_Ｑ’［ｎ］との誤差ｅｒｒｏｒを示す誤差信号（ｕ_Ｉ’［ｎ］−ｕ_Ｉ［ｎ］）、（ｕ_Ｑ’［ｎ］−ｕ_Ｑ［ｎ］）を取得する。

推定部７は、誤差信号が最小化されるように、増幅器モデル（逆モデル）を最適化する処理を行う。つまり、誤差信号に基づいて、推定部７が有する逆モデルが更新され、新たな逆モデルが得られる。逆モデルの更新は、誤差信号が最小化されるように、逆モデルを表現するパラメータを求めることによって行われる。
推定部７により得られた逆モデル（逆モデルを表現するパラメータ）は、歪補償処理部８にコピーされ、歪補償処理部８における歪補償処理に用いられる。

本実施形態において、増幅回路１に入力される入力信号（前置歪補償処理前の信号）ｘ［ｎ］の帯域は、２０ＭＨｚである。入力信号ｘ［ｎ］の帯域は、特に限定されるものではないが、２０ＭＨｚ以上が好ましい。

この信号ｘ［ｎ］が、増幅器２によって増幅されると、増幅器２の歪特性によって図２に示すように、３次歪および５次歪等の高次歪が生じる。３次歪は、元の信号（主信号）ｘ［ｎ］の帯域２０ＭＨｚの３倍の６０ＭＨｚの帯域を持つ。５次歪は、元の信号（主信号）ｘ［ｎ］の帯域２０ＭＨｚの５倍の１００ＭＨｚの帯域を持つ。

例えば、５次歪までの歪を歪補償装置４にて補償して打ち消そうとした場合、歪補償処理部８から出力される補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］は、３次歪および５次歪に対応する逆歪を有することになる。従って、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］は、図２に示すものと同様に、１００ＭＨｚの帯域を持つことになる。
つまり、歪補償装置４が歪補償に用いる増幅器モデルは、５次歪に対応する帯域である１００ＭＨｚの帯域において、増幅器をモデル化したものとなっている。

そして、デジタル信号である補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］をアナログ信号に変換するＤＡＣ３２ａ、３２ｂのサンプリング周波数は、１００ＭＨｚ以上となる。

図３に示すように、歪補償装置４の増幅器モデルが最適化されていない状態では、増幅器２の出力信号ｙ［ｎ］に前述の３次歪および５次歪等の高次歪が残っている。
従って、増幅器モデルを最適化するためには、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）の帯域全体（５次歪まで）をモニタすべきである。つまり、モニタ信号の帯域（モニタ帯域）は、５次歪の帯域に対応した１００ＭＨｚにすべきである。
つまり、入力信号ｘ［ｎ］の信号帯域である２０ＭＨｚの５倍のモニタ速度（モニタ帯域）が必要となる。

モニタ帯域が１００ＭＨｚであると、アナログのモニタ信号をデジタル信号に変換するＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）のサンプリング周波数は、ＤＡＣ３２ａ，３２ｂと同様に、１００ＭＨｚ以上にすべきことになる。

ただし、本実施形態では、ＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）のサンプリング周波数を、ＤＡＣ３２ａ，３２ｂのサンプリング周波数（１００ＭＨｚ）よりも低くしている。本実施形態におけるＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）のサンプリング周波数は、例えば、６０ＭＨｚである。
従って、ＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）から出力されたデジタルモニタ信号（デジタル複素ＩＱベースバンド信号）の帯域は、図３に示すように、６０ＭＨｚである。

ただし、モニタ信号の帯域は６０ＭＨｚに限定されるものではなく、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］、ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域よりも小さければよい。モニタ信号の帯域の下限は、特に、限定されるものではなく、例えば、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域の１８％〜３０％の範囲内、或いは、４０％、５０％、６０％に設定されてもよい。
ところで、モニタ信号の帯域が小さくなると、ＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）のサンプリング周波数（モニタ速度）を低くすることができる。そして、ＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）は、サンプリング周波数の低い仕様のものほどそのコストが低くなる。例えば、ＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）のサンプリング周波数（モニタ速度）を、ＤＡＣ３２ａ，３２ｂよりも低くすることで、増幅回路１のコストを低くすることができる。これらのことを考慮すれば、上記下限値は１８％〜３０％の範囲内が好ましい。
一方、モニタ信号の帯域が小さくなると、増幅回路１の歪補償性能が低下する傾向にある。この点に関して、発明者らは、モニタ信号の帯域が、入力信号ｘ［ｎ］の帯域と同程度（例えば、入力信号ｘ［ｎ］の帯域が補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の２０％に相当する場合、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域の１８％〜２５％の範囲内）であれば、増幅回路１の歪補償性能の急激な低下はないことを確認している。また、増幅回路１の歪補償性能は、その増幅回路１の用途等から定まる許容範囲とトレードオフの関係にある。即ち、増幅回路１の用途から、許容範囲が広ければ、歪補償性能は低くてもよい。この場合、増幅回路１の歪補償性能が許容範囲内である限り、モニタ信号の帯域を小さくすることができる。

ＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）の手前に設けられたフィルタ３９（３９ａ，３９ｂ）は、ＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）から出力されたデジタルモニタ信号の帯域を６０ＭＨｚになることに対応して、予め、デジタルモニタ信号の帯域を６０ＭＨｚに制限する。

モニタ信号の帯域が制限されることで、推定部７に与えられるモニタ信号ｙ［ｎ］＝ｙ_Ｉ［ｎ］＋ｉ×ｙ_Ｑ［ｎ］の帯域（６０ＭＨｚ）は、同じく推定部７に与えられる補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域（１００ＭＨｚ）よりも狭帯域となる。

前述のように、推定部７では、モニタ信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］に基づいて、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］のレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］を求める。本実施形態では、モニタ信号ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ［ｎ］の帯域が６０ＭＨｚになっているため、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］のレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］の帯域も６０ＭＨｚとなる。
この結果、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域（１００ＭＨｚ）よりも、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］のレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］の帯域（６０ＭＨｚ）のほうが狭くなる。

従って、補償信号と補償信号のレプリカ信号との誤差ｅｒｒｏｒを示す誤差信号には、補償信号の信号成分のうち、レプリカ信号の帯域（＝モニタ信号の帯域＝６０ＭＨｚ）外の信号成分が、そのまま残ることになる。
誤差信号におけるレプリカ信号の帯域外の信号成分の存在は、推定部７にとっては、推定部７が有する逆モデルが、レプリカ信号の帯域外において、増幅器２の実際の歪特性の逆特性と一致していないものと認識されることになる。

推定部７は、そのような誤差信号に基づいて逆モデルを更新するため、誤差信号におけるレプリカ信号の帯域外の信号成分を打ち消すべく、歪補償処理部８から出力される補償信号は、レプリカ信号（モニタ信号）の帯域外の信号成分が大きくなって、より大きく歪んだ補償信号となる。

つまり、レプリカ信号（モニタ信号）の帯域外の信号成分に関しては、補償信号に正帰還がかかった状態となり、逆モデルの更新を行う度に、補償信号が不必要に歪んでいくことになる。
このように、レプリカ信号（モニタ信号）の帯域が、補償信号の帯域よりも狭いと、歪補償装置の動作が不安定になる。

これに対し、本実施形態では、図１に示すように、歪補償処理部８から出力されて推定部７側へ与えられる補償信号の帯域を、レプリカ信号（モニタ信号）の帯域（６０ＭＨｚ）に制限するローパスフィルタ４５ａ，４５ｂまたはバンドパスフィルタが設けられている。
補償信号の帯域をレプリカ信号（モニタ信号）の帯域（６０ＭＨｚ）に制限するフィルタ４５ａ，４５ｂを設けることで、誤差信号を求めるための補償信号の帯域とレプリカ信号の帯域とが一致する。この結果、誤差信号の帯域も６０ＭＨｚとなり、誤差信号にレプリカ信号（モニタ信号）の帯域外の信号成分は含まれなくなる。

ここで、誤差信号の帯域が６０ＭＨｚであると、逆モデル更新の当初は、専ら、６０ＭＨｚの帯域内で観測できる３次歪が打ち消されるようなモデルに最適化される。そして、３次歪が十分に打ち消されると、６０ＭＨｚの帯域内に存在する５次歪が観測できるようになる。
推定部７が推定する逆モデルは、５次歪までを打ち消すことができるように増幅器２をモデル化したものであるため、６０ＭＨｚの帯域内で部分的に観測された５次歪を用いても、逆モデルの推定を行うと、６０ＭＨｚの帯域内の５次歪だけでなく、１００ＭＨｚの帯域の５次歪全体を抑制することができる。

従って、モニタ帯域（６０ＭＨｚ）が、本来、モニタすべき帯域（１００ＭＨｚ）よりも狭くても、フィルタ４５ａ，４５ｂが、補償信号成分のうちモニタ帯域外の信号成分が、推定部によるモデル推定に与える影響を除去して、モニタすべき帯域に対応した帯域における歪を安定して抑制することができる。
よって、モニタ帯域を狭くしても、歪補償装置４の動作を安定させることができる。

［２．第２実施形態］
図４は、第２実施形態に係る歪補償装置４を備えた増幅回路１を示している。
第２実施形態に係る歪補償装置４では、フィルタ４５ａ，４５ｂの設けられている位置が、第１実施形態に係る歪補償装置４と異なっている。
第２実施形態において、フィルタ４５ａ，４５ｂは、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］とそのレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］との誤差ｅｒｒｏｒを示す誤差信号の帯域を、モニタ信号の帯域（６０ＭＨｚ）に制限するように設けられている。

第２実施形態において、誤差信号の算出の基になる補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］の帯域は１００ＭＨｚであり、同じく誤差信号の算出の基になるレプリカ信号ｕ_Ｉ’［ｎ］，ｕ_Ｑ’［ｎ］の帯域は、６０ＭＨｚである。

従って、補償信号と補償信号のレプリカ信号との誤差ｅｒｒｏｒを示す誤差信号には、補償信号の信号成分のうち、レプリカ信号の帯域（＝モニタ信号の帯域＝６０ＭＨｚ）外の信号成分が、そのまま残る。
第２実施形態では、レプリカ信号の帯域（＝モニタ信号の帯域＝６０ＭＨｚ）外の信号成分は、フィルタ４５ａ，４５ｂによってカットされる。従って、推定部７に与えられる誤差信号は、帯域がレプリカ信号の帯域（モニタ信号の帯域）に制限され、推定部７に与えられる誤差信号は、レプリカ信号の帯域外の信号成分を持たないものとなる。

従って、モニタ帯域（６０ＭＨｚ）が、本来、モニタすべき帯域（１００ＭＨｚ）よりも狭くても、フィルタ４５ａ，４５ｂが、補償信号成分のうちモニタ帯域外の信号成分が、推定部によるモデル推定に与える影響を除去して、モニタすべき帯域に対応した帯域における歪を安定して抑制することができる。
よって、第２実施形態の歪補償装置４においても、第１実施形態の歪補償装置４と同様に、モニタ帯域を狭くしても、歪補償装置４の動作を安定させることができる。

なお、第２実施形態において、特に説明していない点については、第１実施形態と同様である。

［３．第３実施形態］
ところで、従来から、無線局毎に使用周波数（以下、「チャネル」と称する。）を割り当てて、限られた電波資源を複数の無線局で共用することが行われている。
ここで、ある無線局が、自己のチャネルに隣接する他の無線局に割り当てられたチャネルに電力を放射してしまうと、両者で混信が生じてしまう。

そこで、従来から、各無線局から放射される電波について、隣接チャネル漏洩電力、以下、「ＡＣＬＲ（Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌｅａｋａｇｅ Ｒａｔｉｏ）」と称する。）についての規格（例えば、ＡＲＩＢ：Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ ｏｆ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｓ ａｎｄ Ｂｕｓｉｎｅｓｓｅｓの定める標準規格等）が設けられている。従って、増幅回路１を無線通信装置に搭載して使用する場合、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）のＡＣＬＲを計算し、前述のような規格を満足するか否かを評価することが重要となる。

ＡＣＬＲの計算では、一般的に、まず、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）から、所定の使用帯域の電力値と、当該使用帯域に対して周波数軸方向における両側で隣接する隣接周波数成分の電力値とを用いる。ここにおいて、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）をモニタして得られるモニタ信号ｙ［ｎ］を用いるのが一般的である。そして、モニタ信号ｙ［ｎ］の各周波数成分から、ＡＣＬＲ（使用帯域の周波数成分の電力平均値と、隣接周波数成分の電力平均値との比率）を算出する。

ところで、ＡＣＬＲ計算時に、モニタ信号に必要な周波数成分が含まれていないと、正確なＡＣＬＲを計算できなくなる問題が生じる。入力信号ｘ［ｎ］が２０ＭＨｚ帯域の場合は５倍のモニタ速度（モニタ帯域）：１００ＭＨｚが必要となる。

ところが、実施の形態１および２に係る増幅回路１では、ＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）の手前にフィルタ３９（３９ａ，３９ｂ）が設けられている。これにより、ＡＤＣ４０（４０ａ，４０ｂ）から得られるモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］は、隣接周波数成分の一部（例えば、６０ＭＨｚの帯域の外側の周波数成分）がカットされている。従って、このモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］をそのまま用いてＡＣＬＲを計算すると、カットされた隣接周波数成分が計算に反映されないため、正確なＡＣＬＲが求められない虞がある。
なお、前述したように、＊［ｎ］は、サンプリング間隔をＴ［ｓｅｃ］とした場合、時刻ｎ×Ｔにサンプリングしたデジタル信号を表す。そして、＊［ｎｄ］（ｎｄは、正の整数）は、サンプリング間隔をＴｄ（＞Ｔ）［ｓｅｃ］とした場合、時刻ｎｄ×Ｔｄにサンプリングしたデジタル信号を表す。
また、ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］は、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂから出力されるモニタ信号を表す。ここで、ｒ_Ｉ［ｎｄ］は、モニタ信号の実部（Ｉ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表し、ｒ_Ｑ［ｎｄ］は、モニタ信号の虚部（Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌ）を表す。即ち、モニタ信号は、ｒ_Ｉ［ｎｄ］＋ｉ×ｒ_Ｑ［ｎｄ］（ｉは虚数）の形で表される。

これに対して、第３実施形態に係る増幅回路２０１では、まず、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］とモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］とを用いて、後述の歪モデルを推定する。そして、推定した歪モデルを用いて、カットされた隣接周波数帯域の一部を復元し、復元した隣接周波数成分をＡＣＬＲの計算に反映させる。以下、本実施形態に係る増幅器２０１について詳細に説明する。

図５は、本実施形態に係る増幅回路２０１を示している。
増幅回路２０１は、第１、第２実施形態に係る増幅回路１と略同様であり、歪補償装置２０４が、歪特性推定部２０７とＡＣＬＲ算出部２０９とを備える点が第１、第２実施形態に係る増幅回路１と相違する。なお、第１、第２実施形態に係る増幅回路１と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。
歪特性推定部２０７は、歪補償処理部８、ＤＡＣ３２（３２ａ，３２ｂ）、直交変調器３３、周波数変換部３５ａおよび増幅器２から構成される増幅系列に対応する系列モデル（以下、「歪モデル」と称する。）を推定する。ここで、歪特性推定部２０７は、歪補償処理部８に入力される入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］と、モニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］とに基づいて、前述の系列モデルを推定する。
そして、歪特性推定部２０７は、推定した系列モデルに基づいて、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］に対する歪付加処理を行って歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］を出力する。

ＡＣＬＲ算出部２０９は、歪特性推定部２０７から出力される歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］を用いて、ＡＣＬＲを算出する。具体的には、ＡＣＬＲ算出部２０９は、まず、歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］から入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］の使用帯域の周波数成分と、それ以外の隣接周波数成分とを抽出する。ここで、使用帯域は、例えば、予め設定されている。そして、ＡＣＬＲ算出部２０９は、抽出した各周波数成分から、ＡＣＬＲ（使用帯域の周波数成分の電力平均値と、隣接周波数成分の電力平均値との比率）を算出する。
次に、歪特性推定部２０７の構成および動作について詳細に説明する。

図６に、歪特性推定部２０７の構成を示し、（ａ）は歪モデルが確定する前、（ｂ）は歪モデルが確定した後の様子である。
歪特性推定部２０７は、歪モデル管理部２７１と、２つのセレクタ２７２ａ，２７２ｂと、フィルタ２７３ａ，２７３ｂと、２つのデジメーションフィルタ２７４ａ，２７４ｂと、差分器２７５ａ，２７５ｂとを備える。

歪モデル管理部２７１は、歪モデルを管理している。ここで、「管理」とは、歪モデルの保持や歪モデルの更新等を意味する。そして、歪モデル管理部２７１は、歪モデルおよび入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］からレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を算出して出力する。この歪モデルは、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］と、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］との間に成立する関係式で表される。この関係式は、例えば、増幅系列内部で発生するメモリ効果を考慮しないとすれば、下記式（１）で表される。

ここで、ｙ’［ｎ］は、レプリカ信号、ｘ［ｎ］は、入力信号、ｇ_ｋ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ）は、係数パラメータを示す。また、Ｋは、歪モデルの非線形特性の最大次数である。例えば、歪モデルとして５次の非線形項まで考慮する場合は、Ｋが５に設定される。

セレクタ２７２ａ，２７２ｂは、歪モデル２７２ａ，２７２ｂから出力されるレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の伝送経路の設定を行う。具体的には、セレクタ２７２ａ，２７２ｂは、前述の伝送経路を、歪モデル管理部２７１からフィルタ２７３ａ，２７３ｂに至る経路か、歪モデル管理部２７１から歪特性推定部２０７の外部に至る経路のいずれかに設定する。

フィルタ２７３ａ，２７３ｂは、フィルタ３９ａ，３９ｂと同じ周波数特性を有する。即ち、フィルタ２７３ａ，２７３ｂは、ローパスフィルタ或いはバンドパスフィルタから構成される。

デジメーションフィルタ２７４ａ，２７４ｂは、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］に対して、ＡＤＣ４０ａ，４０ｂからモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に対応するデータ以外を間引く間引き処理を施す。

差分器２７５ａ，２７５ｂは、誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）を算出して出力する。この誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）は、前述の間引き処理が施されたレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］と、モニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］との誤差に相当する信号である。
次に、歪特性推定部２０７の動作について説明する。ここでは、歪モデルが、前述の式（１）の関係式で表されているものとして説明する。

まず、歪モデル管理部２７１が、係数パラメータｇ_ｋ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ）が初期値に設定された式（１）を用いて、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］からレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を算出して出力する。ここで、セレクタ２７２ａ，２７２ｂは、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の伝送経路を、歪モデル管理部２７１からフィルタ２７３ａ，２７３ｂに至る経路に設定している。

次に、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］に対して、フィルタ２７３ａ，２７３ｂによるフィルタリング並びにデジメーションフィルタ２７４ａ，２７４ｂによる間引き処理が施される。

続いて、差分器２７５ａ，２７５ｂは、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］とモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］から誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）を算出して出力する。

その後、歪モデル管理部２７１は、差分器２７５ａ，２７５ｂから入力される誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）が所定の基準値よりも大きい場合、係数パラメータｇ_ｋ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ）を更新する。そして、歪モデル管理部２７１は、再度、式（１）を用いて入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］からレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を算出して出力する。

そして、歪モデル管理部２７１は、誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）が所定の基準値以下に収束するまで、係数パラメータの更新を繰り返しながら、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の出力を繰り返す。そして、歪モデル管理部２７１は、誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）が所定の基準値以下まで収束したときに、歪モデルが確定したと判定し、係数パラメータｇｋ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ）の更新を止める。なお、歪モデル管理部２７１は、例えば、単位データ数毎に誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］），（ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）の値の総和を算出し、算出した総和が所定の基準値よりも小さい値に収束したときに、歪モデルが確定したと判定してもよい。
ここで、セレクタ２７２ａ，２７２ｂは、歪モデルが確定した後、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の伝送経路を、歪モデル管理部２７１から歪特性推定部２０７の外部に至る経路に設定する。
このとき（歪モデルが確定した後）、歪特性推定部２０７の外部に出力されるレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］が、歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］に相当する。また、歪モデル管理部２７１が、歪モデル確定後、式（１）を用いて、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］から歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］を算出する処理が、歪付加処理に相当する。

以上のように、歪特性推定部２０７は、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］に基づいて、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を生成する。そして、歪特性推定部２０７は、モニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に対するレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の誤差を示す誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］），（ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）に基づいて、歪モデルを推定する。

結局、本実施形態に係る増幅回路２０１では、モニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に比べて、広い帯域での隣接周波数成分が反映された歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］を用いて、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）のＡＣＬＲを算出する。従って、モニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］を用いて、増幅器２の出力信号のＡＣＬＲを算出する構成に比べて、精度よくＡＣＬＲを算出することができる。

［４．第４実施形態］
第４実施形態に係る増幅回路３０１は、第３実施形態に係る増幅回路２０１と同様に、ＡＣＬＲの計算を行う機能を有する。本実施形態に係る増幅回路３０１は、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］とモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］とを用いて、増幅器２のモデル（増幅器モデル）を推定する。この増幅回路３０１が第３実施形態に係る増幅回路２０１と異なる点は、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］を用いてモデル推定を行うのではなく、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］を用いてモデル推定を行う点である。そして、推定した増幅器モデルを用いて、カットされた隣接周波数帯域の一部を復元し、復元した隣接周波数成分をＡＣＬＲの計算に反映させる。以下、本実施形態に係る増幅器３０１について詳細に説明する。

図７、本実施形態に係る増幅回路３０１を示している。
増幅回路３０１は、第３実施形態に係る増幅回路２０１と略同様であり、歪補償装置３０４が、歪特性推定部２０７の代わりに増幅器特性推定部３０７を備える点が第３実施形態に係る増幅回路２０１と相違する。なお、第３実施形態に係る増幅回路２０１と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。
増幅器特性推定部３０７は、増幅器２の増幅器モデル（順モデル）を推定する。ここで、増幅器特性推定部３０７は、歪補償処理部８から出力される補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］と、モニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］とに基づいて、順モデルを推定する。ここにおいて、本実施形態に係る順モデルは、いわゆるＥＴ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ）方式でない（非ＥＴ方式の）増幅器のモデルに相当する。
そして、増幅器特性推定部３０７は、推定した順モデルに基づいて、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］に対する歪付加処理を行って歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］を出力する。
次に、増幅器特性推定部３０７の構成および動作について詳細に説明する。

図８に、増幅器特性推定部３０７の構成を示し、（ａ）は順モデル確定前、（ｂ）は順モデル確定後の様子である。
増幅器特性推定部３０７は、順モデル管理部３７１と、２つのセレクタ２７２ａ，２７２ｂと、フィルタ２７３ａ，２７３ｂと、２つのデジメーションフィルタ２７４ａ，２７４ｂと、差分器２７５ａ，２７５ｂとを備える。なお、第３実施形態に係る歪特性推定部２０７と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

順モデル管理部３７１は、順モデルを管理している。ここで、「管理」とは、順モデルの保持や順モデルの更新等を意味する。そして、順モデル管理部３７１は、順モデルおよび補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］からレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を算出して出力する。この順モデルは、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］と、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］との間に成立する関係式で表される。この関係式は、例えば、増幅系列内部で発生するメモリ効果を考慮しないとすれば、下記式（２）で表される。

ここで、ｙ’［ｎ］は、レプリカ信号、ｕ［ｎ］は、補償信号、ｈ_ｋ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ）は、係数パラメータを示す。また、Ｋは、順モデルの非線形特性の最大次数である。例えば、順モデルとして５次の非線形項まで考慮する場合は、Ｋが５に設定される。
次に、増幅器特性推定部３０７の動作について説明する。ここでは、順モデルが、前述の式（１）の関係式で表されているものとして説明する。

まず、順モデル管理部３７１が、係数パラメータｈ_ｋ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ）が初期値に設定された式（１）を用いて、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］からレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を算出して出力する。ここで、セレクタ２７２ａ，２７２ｂは、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の伝送経路を、順モデル管理部３７１からフィルタ２７３ａ，２７３ｂに至る経路に設定している。

次に、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］に対して、フィルタ２７３ａ，２７３ｂによるフィルタリング並びにデジメーションフィルタ２７４ａ，２７４ｂによる間引き処理が施される。

続いて、差分器２７５ａ，２７５ｂは、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］とモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］から誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］），（ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）を算出して出力する。

その後、順モデル管理部３７１は、差分器２７５ａ，２７５ｂから入力される誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）が所定の基準値よりも大きい場合、係数パラメータｈ_ｋ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ）を更新する。そして、順モデル管理部３７１は、再度、式（２）を用いて補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］からレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を算出して出力する。

そして、順モデル管理部３７１は、誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］），（ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）が所定の基準値以下に収束するまで、係数パラメータの更新を繰り返しながら、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の出力を繰り返す。そして、順モデル管理部３７１は、誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］），（ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）が所定の基準値以下まで収束したときに、順モデルが確定したと判定し、係数パラメータｈｋ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ）の更新を止める。なお、順モデル管理部２７１は、例えば、単位データ数毎に誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］），（ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）の値の総和を算出し、算出した総和が所定の基準値よりも小さい値に収束したときに、順モデルが確定したと判定してもよい。
ここで、セレクタ２７２ａ，２７２ｂは、順モデルが確定した後、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の伝送経路を、順モデル管理部３７１から増幅器特性推定部３０７の外部に至る経路に設定する。
このとき（順モデルが確定した後）、増幅器特性推定部３０７の外部に出力されるレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］が、歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］に相当する。また、順モデル管理部３７１が、順モデル確定後、式（２）を用いて、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］から歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］を算出する処理が、歪付加処理に相当する。

以上のように、増幅器特性推定部３０７は、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］に基づいて、レプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］を生成する。そして、増幅器特性推定部３０７は、モニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に対するレプリカ信号ｙ_Ｉ’［ｎ］，ｙ_Ｑ’［ｎ］の誤差を示す誤差信号（ｙ_Ｉ’［ｎ］−ｙ_Ｉ［ｎ］），（ｙ_Ｑ’［ｎ］−ｙ_Ｑ［ｎ］）に基づいて、順モデルを推定する。

結局、本実施形態に係る増幅回路３０１では、モニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に比べて、広い帯域での隣接周波数成分が反映された歪付加信号ｙ_Ｉ”［ｎ］，ｙ_Ｑ”［ｎ］を用いて、増幅器２の出力信号ｙ（ｔ）のＡＣＬＲを算出する。従って、モニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］を用いて、増幅器２の出力信号のＡＣＬＲを算出する構成に比べて、精度よくＡＣＬＲを算出することができる。

なお、順モデルは、非ＥＴ方式の増幅器に対応するモデル限定されるものではなく、ＥＴ方式の増幅器に対応するモデルであってもよい。この場合、増幅器特性推定部３０７は、補償信号ｕ_Ｉ［ｎ］，ｕ_Ｑ［ｎ］およびモニタ信号ｒ_Ｉ［ｎｄ］，ｒ_Ｑ［ｎｄ］に加えて、入力信号ｘ_Ｉ［ｎ］，ｘ_Ｑ［ｎ］に基づいて、順モデルを推定することになる。具体的には、順モデル管理部３７１が管理する順モデルが、下記式（３）の関係式で表されることになる。

ここで、ｙ’［ｎ］は、レプリカ信号、ｘ［ｎ］は、入力信号、ｕ［ｎ］は、補償信号、ｈ_ｋ（ｋ=０，１，２，・・・，Ｋ）は、係数パラメータを示す。また、Ｋは、順モデルの非線形特性の最大次数である。例えば、順モデルとして５次の非線形項まで考慮する場合は、Ｋが５に設定される。

［５．付記］
なお、今回開示された実施形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
また、歪補償装置４は、増幅器の逆モデルを推定して、推定された逆モデルを用いて歪補償を行うものに限られず、増幅器の順モデル（増幅器の増幅特性そのもの）を推定し、推定された順モデルから増幅器の逆特性を求め、その逆特性を用いて歪補償を行っても良い。

１，２０１，３０１ 増幅回路
２ 増幅器
４ 歪補償装置
７ 推定部
８ 歪補償処理部
３２ａ，３２ｂ ＤＡＣ（ＤＡ変換器）
３９ａ，３９ｂ ローパスフィルタ
４０ａ，４０ｂ ＡＤＣ（ＡＤ変換器）
４５ａ，４５ｂ ローパスフィルタ（フィルタ）
２０７ 歪特性推定部（系列特性推定部）
２０９ ＡＣＬＲ算出部
３０７ 増幅器特性推定部

Claims (8)

1. 増幅器の歪を補償する歪補償装置であって、
   前記増幅器の増幅器モデルに基づいて、前記増幅器に与えられる信号に対する前置歪補償処理を行って補償信号を出力する歪補償処理部と、
   前記増幅器モデルを推定する推定部と、
   フィルタと、を備え、
   前記推定部は、前記補償信号と、前記増幅器の出力をモニタしたモニタ信号と、に基づいて、前記増幅器モデルを推定し、
   前記推定部に与えられる前記モニタ信号のモニタ帯域は、前記補償信号の帯域よりも狭く、
   前記フィルタは、前記補償信号の信号成分のうち前記モニタ帯域外の信号成分が、前記推定部による前記増幅器モデルの推定に与える影響を除去するように設けられ、
   前記推定部は、前記増幅器の出力をモニタしたモニタ信号に基づいて前記補償信号のレプリカ信号を生成し、前記補償信号に対する前記レプリカ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、前記増幅器モデルを推定し、
   前記フィルタは、前記誤差信号の帯域を前記モニタ信号の帯域に制限するように設けられている
   ことを特徴とする歪補償装置。
2. 前記歪補償処理部に入力される入力信号と、前記モニタ信号と、に基づいて、前記増幅器および前記歪補償処理部とを含む増幅系列の系列モデルを推定するとともに、推定した系列モデルに基づいて、前記入力信号に対する歪付加処理を行って歪付加信号を出力する系列特性推定部と、
   前記系列特性推定部から出力される歪付加信号を用いてＡＣＬＲを算出するＡＣＬＲ算出部と、を更に備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の歪補償装置。
3. 前記系列特性推定部は、
   前記入力信号に基づいて前記増幅系列から出力される出力信号のレプリカ信号を生成し、前記モニタ信号に対する前記レプリカ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、前記系列モデルを推定する
   ことを特徴とする請求項２記載の歪補償装置。
4. 前記補償信号と、前記モニタ信号と、に基づいて、前記増幅器モデルを推定するとともに、当該増幅器モデルに基づいて、前記入力信号に対する歪付加処理を行って歪付加信号を出力する増幅器特性推定部と、
   前記増幅器特性推定部から出力される歪付加信号を用いてＡＣＬＲを算出するＡＣＬＲ算出部と、を更に備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の歪補償装置。
5. 前記増幅器特性推定部は、前記補償信号に基づいて前記増幅器から出力される出力信号のレプリカ信号を生成し、前記モニタ信号に対する前記レプリカ信号の誤差を示す誤差信号に基づいて、前記増幅器モデルを推定する ことを特徴とする請求項４記載の歪補償装置。
6. 前記増幅器は、電力効率が３０％以上である
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の歪補償装置。
7. 前記歪補償処理部による前置歪補償処理が行われる前の信号の帯域は、２０ＭＨｚ以上である
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の歪補償装置。
8. 請求項１記載の歪補償装置を備えている無線通信装置。