WO2017130519A1 - 高周波フロントエンド回路、通信装置 - Google Patents

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堀田　篤
弘嗣 森
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Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency front-end circuit that performs wireless communication.
  • Patent Document 1 describes a system that performs wireless communication using a TV white space.
  • Wireless communication using a TV white space is a technology that releases a frequency band used for television broadcasting and uses that frequency band for wireless communication.
  • Communication channel is used for wireless communication.
  • the wireless communication device selects a channel to be used from unused communication channels in a television broadcast communication band assigned by the database, and performs wireless communication using the used channel.
  • the channel used in television broadcasting varies depending on the region. For this reason, the vacant channel and the channel used vary.
  • the bandwidth of the frequency band of each television broadcast communication channel is 6 MHz or 8 MHz, and the bandwidth between the communication channels is about 0.5 to 1 MHz. The bandwidth between each communication channel is narrow.
  • an object of the present invention is to provide a high-frequency front-end circuit capable of reducing the interference wave between the adjacent channel and the adjacent channel of the fluctuating utilization channel.
  • a use channel selected from the empty communication channels of the plurality of communication channels is used.
  • a high-frequency front-end circuit for performing wireless communication wherein a transmission-side circuit that generates a transmission signal corresponding to the use channel from a pre-distortion-processed transmission signal, and unnecessary waves in at least adjacent channels adjacent to the use channel
  • a variable filter for attenuating the high-frequency signal is used.
  • the high-frequency front-end circuit further includes a signal terminal, and a calibration signal for predistorting the transmission signal that has passed through the variable filter is output to the signal terminal. Good.
  • variable filter may pass a high-frequency signal in a frequency band in the use channel and a channel adjacent to the use channel.
  • the degree to which the variable filter changes the amplitude and phase (group delay) of the distortion component appearing in the adjacent channel is reduced, so that the distortion component can be detected more accurately, and the predistortion processing can be performed with higher accuracy. Can be done. Therefore, the unwanted wave signal in the channel adjacent to the use channel is effectively attenuated.
  • variable filter may be a variable frequency type acoustic wave resonator filter.
  • an elastic wave resonator filter can be used as the variable filter to provide a narrow passband and a steep attenuation characteristic, so that the accuracy of predistortion can be effectively improved and the desired adjacent channel can be comprehensively obtained. It is possible to realize the disturbing characteristic reliably and accurately.
  • variable filter includes a parallel resonator and a series resonator, the resonance point of the parallel resonator is in the adjacent channel, and the antiresonance point of the parallel resonator is In the adjacent channel, the resonance point of the series resonator may be in the adjacent channel, and the antiresonance point of the series resonator may be in the adjacent channel.
  • variable filter may be configured by a variable low-pass filter using a parallel resonator and a variable high-pass filter using a parallel resonator.
  • a filter characteristic that allows high-frequency signals of the use channel and its adjacent channels to pass and attenuates unwanted waves of the use channel and adjacent channels is realized by controlling the cutoff frequency of each of the low-pass filter and the high-pass filter. Can do.
  • the transmission-side circuit may include an amplifier circuit that amplifies the transmission signal subjected to the predistortion process.
  • the high-frequency front-end circuit may further include a detection unit that detects a reflected signal from the antenna in the transmission signal.
  • the detection unit is provided on a transmission path of the transmission signal after passing through the variable filter, and the signal terminal is drawn from the detection unit. Also good.
  • the signal terminal and the detection unit are shared, and as a result, the number of parts can be reduced and the size can be reduced.
  • the high-frequency front-end circuit may further include a reception-side circuit, an antenna-side circuit, a branching circuit, a frequency fixed filter, and a second variable filter.
  • the reception side circuit transmits a reception signal corresponding to a use channel.
  • the antenna side circuit transmits the transmission signal and the reception signal.
  • the branching circuit connects a transmission side circuit, a reception side circuit, and an antenna side circuit.
  • the fixed frequency filter passes a high frequency signal in a specific frequency band used in the system.
  • the second variable filter is provided between the branching circuit and the variable filter, and attenuates intermodulation distortion in the specific frequency band.
  • a high-frequency signal of a use channel passes with low loss, and a frequency band other than a use channel including intermodulation distortion in the communication band and a frequency band outside the communication band.
  • the high frequency signal can be effectively attenuated.
  • the system may be a wireless communication system using a TV white space.
  • the specific frequency band may be a frequency band used in television broadcasting
  • the communication channel may be a channel used in television broadcasting.
  • This configuration shows a mode in which the frequency band of the communication channel is narrow and the frequency interval between adjacent communication channels is narrow. In such a mode, the unnecessary wave signal is attenuated more effectively.
  • a communication apparatus uses the high-frequency front-end circuit according to any one of the above, a memory in which the calibration signal is stored, and the calibration signal stored in the memory.
  • a high-frequency integrated circuit that generates a predistorted transmission signal and outputs the predistorted transmission signal to the high-frequency front-end circuit.
  • the communication apparatus further includes a baseband integrated circuit that outputs a transmission signal predistorted based on the calibration signal extracted from the signal terminal of the high-frequency front-end circuit to the high-frequency integrated circuit. Also good.
  • high-frequency communication for example, high data transfer speed and high voice quality
  • high-frequency front-end circuit is achieved by reducing the interference wave between the adjacent channel and the adjacent channel of the fluctuating usage channel by the high-frequency front-end circuit. It is possible to realize a communication device capable of
  • the present invention it is possible to reduce the interference wave between the adjacent channel and the adjacent channel of the changing usage channel.
  • FIG. 1 is a functional block diagram of a high-frequency front-end circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing pass characteristics of the high-frequency front-end circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing the adjacent channel leakage power ratio of the high-frequency front-end circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a first aspect of the resonator filter type variable frequency filter according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a graph showing pass characteristics of the frequency variable filter shown in FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a second mode of the resonator filter type variable frequency filter according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a functional block diagram of a high-frequency front-end circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing pass characteristics of the high-frequency front-end circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3
  • FIG. 7 is a functional block diagram of the high-frequency front-end circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a functional block diagram of the high-frequency front-end circuit according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a functional block diagram of a high-frequency front end circuit according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a functional block diagram of a high-frequency front end circuit according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a functional block diagram of a communication apparatus including a high-frequency front end circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • the communication device 1 includes a high-frequency front-end circuit 10, a signal processing unit 80, a baseband (BB) IC 100, and a memory 102.
  • the BBIC 100 includes a predistortion (PD) processing unit 101.
  • the memory 102 is connected to the BBIC 100.
  • the memory 102 stores in advance distortion components generated in the transmission signal by the high-frequency front-end circuit 10 (particularly, nonlinear characteristics of the transmission-side amplifier circuit 71).
  • the distortion component represents, for example, a gap between the transmission signal output from the BBIC 100 and the actual transmission signal.
  • the PD processing unit 101 calculates the distortion component based on the transmission signal acquired via the PD calibration circuit 200 and stores it in the memory 102.
  • the distortion component included in the actual transmission signal is canceled by adding the component having the opposite phase of the distortion component stored in the memory 102 to the transmission signal of the BBIC 100 and outputting the result.
  • predistortion processing or simply predistortion
  • the PD calibration circuit 200 includes, for example, a down converter and an analog-digital (AD) conversion circuit (not shown), converts the transmission signal of the high-frequency front end circuit 10 into a baseband signal, and supplies the baseband signal to the BBIC 100.
  • the PD calibration circuit 200 does not have to be a part of the communication device 1, and may be a part of an adjustment device connected to the high-frequency front end circuit 10 and the BBIC 100 only when calibrating predistortion, for example.
  • the high frequency front end circuit 10 includes an antenna ANT, an antenna matching circuit 20, a frequency fixed filter 30, a frequency variable LC filter 40, a demultiplexing circuit 50, frequency variable filters 61 and 62, a transmission side amplification circuit 71, a reception side amplification circuit 72, A transmission circuit 91, a reception circuit 92, and a PD calibration signal terminal 103 are provided.
  • the signal processing unit 80 includes a transmission signal generation unit 801, a demodulation unit 802, and a channel determination unit 810.
  • the signal processing unit 80 may be configured by, for example, a high frequency integrated circuit.
  • the frequency variable LC filter 40 corresponds to the “second variable filter” of the present invention.
  • the frequency variable filters 61 and 62 correspond to the “variable filter” of the present invention.
  • the antenna ANT is connected to the antenna matching circuit 20.
  • the antenna matching circuit 20 is connected to the frequency fixed filter 30.
  • the antenna matching circuit 20 may be a fixed matching circuit or a variable matching circuit.
  • the frequency fixed filter 30 is connected to the frequency variable LC filter 40.
  • the frequency variable LC filter 40 is connected to the antenna side terminal of the branching circuit 50.
  • the transmission side terminal of the demultiplexing circuit 50 is connected to the frequency variable filter 61.
  • the variable frequency filter 61 is connected to the transmission side amplification circuit 71.
  • the transmission side amplification circuit 71 is connected to the transmission circuit 91.
  • the transmission circuit 91 is connected to the transmission signal generation unit 801 of the signal processing unit 80.
  • the receiving side terminal of the demultiplexing circuit 50 is connected to the frequency variable filter 62.
  • the frequency variable filter 62 is connected to the reception side amplification circuit 72.
  • the reception side amplification circuit 72 is connected to the reception circuit 92.
  • the reception circuit 92 is connected to the demodulation unit 802 of the signal processing unit 80.
  • the circuit provided on the antenna ANT side from the branching circuit 50 corresponds to the “antenna side circuit” of the present invention.
  • a circuit provided on the transmission circuit 91 side from the branching circuit 50 corresponds to the “transmission side circuit” of the present invention.
  • a circuit provided on the receiving circuit 92 side from the demultiplexing circuit 50 corresponds to the “receiving circuit” of the present invention.
  • the high-frequency front end circuit 10 transmits and receives high-frequency signals using an empty communication channel in a communication band constituted by a plurality of communication channels.
  • the high-frequency front-end circuit 10 transmits and receives high-frequency signals based on TV white space specifications.
  • a UHF band of television broadcasting that is, a communication band set from 470 [MHz] to 790 [MHz]
  • each of a plurality of communication channels having a frequency bandwidth of 6 [MHz] A channel in which no television broadcast signal is transmitted is used as an empty communication channel.
  • the communication bandwidth is not limited to this.
  • the antenna matching circuit 20 performs impedance matching between the antenna ANT and the frequency fixed filter 30 and the circuit on the signal processing unit 80 side.
  • the antenna matching circuit 20 includes an inductor and a capacitor.
  • the element values of the inductor and the capacitor are set so that the reflection loss of the antenna ANT is not more than a desired value in the entire communication band.
  • the fixed frequency filter 30 includes an inductor and a capacitor.
  • the fixed frequency filter 30 is a fixed frequency LC filter.
  • the element values of the inductor and the capacitor are set so that the frequency band of the communication band is in the pass band and the frequency band outside the communication band is in the attenuation band.
  • the frequency fixed filter 30 is configured by a low-pass filter.
  • the frequency band of the communication band is in the pass band, and the frequency band higher than the frequency band of the communication band is in the attenuation band.
  • the frequency fixed filter 30 transmits the high frequency signal in the communication band with low loss, and attenuates the high frequency signal outside the communication band.
  • the fixed frequency filter 30 may pass a high-frequency signal in a frequency band used in television broadcasting and attenuate a high-frequency signal in another frequency band.
  • the frequency variable LC filter 40 includes at least a variable capacitor, and further includes at least one inductor and capacitor. That is, the frequency variable LC filter 40 is a frequency variable LC filter.
  • the frequency variable LC filter 40 is a filter having an attenuation pole such as a band pass filter or a notch filter.
  • the frequency variable LC filter 40 changes the passband and the attenuation band according to the frequency of the wireless communication channel and the communication channel in use that is the source of IMD (intermodulation distortion).
  • the wireless communication channel is a channel used for wireless communication among empty communication channels.
  • the communication channel in use is a communication channel used in television broadcasting.
  • the frequency variable LC filter 40 passes a high-frequency signal with low loss in the frequency band of the wireless communication channel, and attenuates the high-frequency signal with a desired attenuation in the frequency band of the communication channel in use that is the source of the IMD.
  • the frequency variable LC filter 40 attenuates a high-frequency signal of at least one communication channel in use among a plurality of communication channels in use that is a source of IMD.
  • the frequency variable LC filter 40 is formed by a band pass filter.
  • the frequency band of the radio communication channel is set within the pass band of the frequency variable LC filter 40.
  • the band pass filter forming the frequency variable LC filter 40 has an attenuation pole on the low frequency side of the pass band. This band pass filter may have attenuation poles on both sides of the pass band.
  • the attenuation pole on the low frequency side or the high frequency side of the band-pass filter obtains a desired attenuation amount at the frequency of at least one communication channel in use of the plurality of communication channels in use that is the source of the IMD wave.
  • the desired attenuation is an attenuation that suppresses the IMD wave and makes the reception sensitivity in the wireless communication channel equal to or higher than the reception sensitivity that enables wireless communication.
  • the near frequency region is defined by the frequency region up to three communication channels away from the frequency of the wireless communication channel.
  • the demultiplexing circuit 50 includes a circulator, a duplexer, a switch, and the like.
  • the demultiplexing circuit 50 outputs a transmission signal (high frequency signal) input from the transmission side terminal to the antenna side terminal, and outputs a reception signal (high frequency signal) input from the antenna side terminal to the reception side terminal.
  • the frequency variable filters 61 and 62 include at least a resonator and a variable capacitor, and further include at least one inductor and capacitor according to filter characteristics. That is, the frequency variable filters 61 and 62 are frequency variable type resonator filters. The frequency variable filters 61 and 62 are band pass filters using the resonance point and antiresonance point of the resonator. Specific circuit configurations of the frequency variable filters 61 and 62 will be described later. Further, since the basic configurations of the frequency variable filters 61 and 62 are the same, the frequency variable filter 61 will be described below.
  • the frequency variable filter 61 changes the pass band and the attenuation band according to the selected channel. At this time, the frequency band of the selected channel is included in the pass band.
  • the frequency variable filter 61 has attenuation poles on both sides of the pass band on the frequency axis. Since the variable frequency filter 61 is a resonator filter, the attenuation characteristic of the pass band is steeper than that of the LC filter.
  • the frequency variable filter 61 transmits the high-frequency signal of the selected channel with low loss, and attenuates the high-frequency signal of the adjacent channel adjacent to the selected channel.
  • the variable frequency filter 61 not only attenuates the high-frequency signal of the adjacent channel, but may also attenuate the high-frequency signal of the adjacent channel of the adjacent channel or the frequency band of the adjacent channel. Note that the width of the frequency band to be attenuated may be appropriately set according to the system specifications.
  • the transmission side amplification circuit 71 includes a so-called amplification element.
  • the transmission side amplification circuit 71 receives the transmission signal via the transmission circuit 91 including the matching circuit, amplifies the transmission signal, and outputs the amplified transmission signal to the frequency variable filter 61.
  • the reception side amplification circuit 72 includes a so-called LNA (low noise amplifier).
  • the reception side amplification circuit 72 amplifies the reception signal output from the frequency variable filter 62 and outputs the amplified signal to the demodulation unit 802 via the reception circuit 92 including a matching circuit.
  • the channel determination unit 810 of the signal processing unit 80 detects an empty communication channel in the communication band. For example, the channel determination unit 810 acquires a map of empty channels from the outside, and detects an empty channel based on the map. The channel determination unit 810 selects at least one of the free communication channels and sets it as the selected channel. Channel determination section 810 outputs the selected channel to transmission signal generation section 801. The transmission signal generation unit 801 generates a transmission signal with a high-frequency signal having the frequency of the selected channel, and outputs the transmission signal to the transmission side amplifier circuit 71. Although not shown, the channel determination unit 810 outputs the selected channel to the demodulation unit 802. The demodulator 802 demodulates the received signal using a local signal based on the selected channel.
  • acquisition of the map of an empty communication channel may be performed from a circuit outside the high-frequency front end circuit 10, it may be performed by demodulating a communication signal including map information received by the antenna ANT.
  • variable filter information indicating the frequency of unnecessary waves included in the communication band and indicating the attenuation amount necessary for attenuating the frequency to a desired value may be acquired.
  • the channel determination unit 810 may set at least one of the frequency variable LC filter 40 and the frequency variable filters 61 and 62 according to the variable filter information.
  • the signal processing unit 80 also has a circuit configuration that realizes desired functions such as voice communication and data communication using a communication signal wirelessly communicated by the high-frequency front-end circuit 10.
  • the channel determination unit 810 also outputs the selected channel to the frequency variable LC filter 40, the transmission side amplification circuit 71, the frequency variable filter 61, and the frequency variable filter 62.
  • the frequency variable LC filter 40, the frequency variable filter 61, and the frequency variable filter 62 realize the filter characteristics as described above using this selected channel.
  • the transmission side amplification circuit 71 performs amplification processing of the transmission signal using this selected channel.
  • FIG. 2 is a diagram showing two types of pass characteristics (Example 1 and Example 2) of the variable frequency filter 61 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 shows pass characteristics in five consecutive communication channels. Note that FIG. 2 shows a case where the center channel is a selected channel (a free communication channel for communication with the high-frequency front end circuit 10).
  • the pass characteristic of the first embodiment has substantially the same passband as the selected channel, and has attenuation poles in adjacent channels on both sides of the selected channel.
  • the pass characteristic of the second embodiment has substantially the same passband as the three communication channels including the selected channel and adjacent channels on both sides of the selected channel, and has attenuation poles on adjacent channels on both sides of the selected channel.
  • the pass band refers to a band in which signal attenuation is less than a predetermined threshold value, and the threshold value may be ⁇ 10 dB as an example.
  • giving the signal attenuation less than the threshold is also referred to as passing the signal.
  • FIG. 3 is a diagram showing the adjacent channel leakage power ratio (ACLR) of the high-frequency front-end circuit when the frequency variable filter 61 having the pass characteristics of each of the first and second embodiments is used.
  • ACLR adjacent channel leakage power ratio
  • the ACLR decreases sharply at both ends of the selected channel. This is a characteristic obtained by predistortion.
  • the bandwidth for each channel is as narrow as several MHz (for example, 6 MHz), and the channel spacing is also narrow.
  • the filter is required to have a steep attenuation characteristic with a narrow bandwidth, but a variable filter having a variable and steep attenuation characteristic according to the selected channel is complicated and complicated to design. Therefore, an excellent effect of suppressing the ACLR can be obtained by reducing distortion components generated in the transmission signal in the transmission side circuit (particularly, the transmission side amplification circuit 71) using predistortion.
  • the frequency variable filter 61 the high-frequency signal of the adjacent channel on both sides of the use channel is attenuated (Example 1) when the high-frequency signal is passed (Example 2).
  • the ACLR is reduced. This is because the frequency variable filter 61 is less likely to change the amplitude and phase (group delay) of the distortion component of the adjacent channel, so that the distortion component can be detected more accurately and predistortion can be executed with higher accuracy. it is conceivable that.
  • the frequency variable filter 61 has a passing characteristic that allows a high-frequency signal in the frequency band in the selected channel and adjacent channels on both sides of the selected channel to pass through.
  • the frequency variable filter 61 is predistorted. When used in combination, it helps to reduce adjacent channel interference.
  • the attenuation range of the frequency variable filter 61 has a frequency band in which the amount of attenuation is small in the frequency band opposite to the pass band with reference to the attenuation pole.
  • the variable frequency filter 61, the variable frequency LC filter 40, and the fixed frequency filter 30 are connected in series in the transmission path of the high frequency signal, the frequency variable filter 61 cannot obtain an attenuation amount. Even if it exists, sufficient attenuation can be obtained by the frequency variable LC filter 40 and the frequency fixed filter 30.
  • the high frequency signal of the selected channel can be transmitted with low loss, and the high frequency signal in the frequency band other than the selected channel including the adjacent channel can be attenuated. The same effect can be obtained even if the selected channel is switched.
  • the high-frequency front-end circuit 10 of the present embodiment it is selected when wireless communication is performed on a selected communication channel (selected channel) in a communication band constituted by a plurality of communication channels. Using channels, wireless communication with reduced adjacent channel interference can be realized.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a first aspect of the resonator filter type variable frequency filter according to the embodiment of the present invention.
  • the following resonator is a piezoelectric resonator such as a SAW resonator.
  • the frequency variable filter 61 includes a series arm resonance circuit 601, a first parallel arm resonance circuit 602, a second parallel arm resonance circuit 603, and connection terminals P601 and P602.
  • the series arm resonance circuit 601 is an example of a series resonator
  • the first parallel arm resonance circuit 602 and the second parallel arm resonance circuit 603 are examples of a parallel resonator.
  • the serial arm resonance circuit 601 is connected between the connection terminal P601 and the connection terminal P602.
  • the first parallel arm resonance circuit 602 is connected between the connection terminal P601 side of the series arm resonance circuit 601 and the ground potential.
  • the second parallel arm resonance circuit 603 is connected between the connection terminal P602 side of the series arm resonance circuit 601 and the ground potential.
  • the series arm resonance circuit 601 includes a capacitor 610, a resonator 611, an inductor 612, and a variable capacitor 613.
  • the resonator 611, the inductor 612, and the variable capacitor 613 are connected in parallel.
  • a capacitor 610 is connected in series to this parallel circuit.
  • This resonance circuit is connected between the connection terminal P601 and the connection terminal P602. At this time, the capacitor 610 is connected to the connection terminal P601, that is, connected to the first parallel arm resonance circuit 602.
  • the first parallel arm resonance circuit 602 includes a resonator 621, an inductor 622, and a variable capacitor 623.
  • the resonator 621, the inductor 622, and the variable capacitor 623 are connected in series. This series resonant circuit is connected between the connection terminal P601 and the ground potential.
  • the second parallel arm resonance circuit 603 includes a resonator 631, an inductor 632, and a variable capacitor 633.
  • the resonator 631, the inductor 632, and the variable capacitor 633 are connected in series. This series resonant circuit is connected between the connection terminal P602 and the ground potential.
  • the serial arm resonance circuit 601 and the first and second parallel arm resonance circuits 602 and 603 are band pass filters using the resonance points and antiresonance points of the resonators 611, 621 and 631. Then, by changing the capacitances of the variable capacitors 613, 623, 633, the frequency variable filter 61 functions as a band pass filter in which the pass band changes.
  • the impedance of the resonator 621 is lower than the impedance of the resonator 631.
  • FIG. 5 is a graph showing the pass characteristics of the frequency variable filter shown in FIG. 4 for three different selected channels. As shown in FIG. 5, by using the variable frequency filter 61, it is possible to realize a filter characteristic having a pass band width of about 10 [MHz] and having attenuation poles on both sides of the pass band.
  • the pass bandwidth with a signal attenuation of less than ⁇ 10 dB is about 18 [MHz].
  • a TV white band in which the bandwidth of one channel is 6 MHz, it corresponds to three channels of the selected channel and adjacent channels on both sides thereof. .
  • the attenuation pole is located in the adjacent channel.
  • Such characteristics include, for example, that the resonance points of the first and second parallel arm resonance circuits 602 and 603 are provided in the adjacent channel adjacent to the selected channel, and the antiresonance point is provided in the adjacent channel of the selected channel.
  • the resonance point of the resonance circuit 601 is provided in the adjacent channel, and the anti-resonance point is provided in the adjacent channel.
  • a capacitor is connected to the first parallel arm resonance circuit 602 side of the series arm resonance circuit 601, in other words, a capacitor is connected to the resonance filter side including a resonator having a low impedance.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a second mode of the resonator filter type frequency variable filter according to the embodiment of the present invention.
  • the frequency variable filter 61A includes resonance circuits 611A, 612A, 613A, 614A, an inductor 615A, a matching circuit 616A, a capacitor 617A, and connection terminals P601, P602.
  • the resonance circuits 611A, 612A, 613A, and 614A are each configured by a series resonance circuit of a resonator, an inductor, and a variable capacitor.
  • connection terminal P601 Between the connection terminal P601 and the connection terminal P602, an inductor 615A, a matching circuit 616A, and a capacitor 617A are connected in this order from the connection terminal P601 side.
  • the resonance circuit 611A is connected between a connection point between the connection terminal P601 and the inductor 615A and the ground potential.
  • the resonance circuit 612A is connected between a connection point between the inductor 615A and the matching circuit 616A and the ground potential.
  • the resonance circuit 613A is connected between a connection point between the matching circuit 616A and the capacitor 617A and the ground potential.
  • the resonance circuit 614A is connected between a connection point between the capacitor 617A and the connection terminal P602 and the ground potential.
  • the frequency variable filter 61A is composed of a low-pass filter and a high-pass filter by resonance circuits 611A, 612A, 613A, and 614A that are parallel resonators.
  • the high-frequency signal of the selected channel can pass through with low loss, and the high-frequency signal of the adjacent channel can be attenuated.
  • FIG. 7 is a functional block diagram of the high-frequency front-end circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • the high-frequency front end circuit 10A according to the present embodiment has a detection unit 90 added to the high-frequency front end circuit 10 according to the first embodiment.
  • Other configurations are the same as those of the high-frequency front-end circuit 10 according to the first embodiment.
  • the detecting unit 90 is connected between the frequency fixed filter 30 and the frequency variable LC filter 40.
  • the detection unit 90 detects the signal level (amplitude level) of each communication channel and outputs it to the channel determination unit 810.
  • the channel determination unit 810 determines a communication channel having the highest signal level as a selected channel among a plurality of empty communication channels.
  • wireless communication can be performed using a communication channel with a high reception level.
  • the detection unit 90 detects a reflection signal from the antenna ANT among the transmission signals. As a result, it is possible to detect that the predistortion has deviated greatly and to correct the value of the calibration signal stored in the memory 102, so that the effect of the predistortion can be continued even when the load of the antenna ANT varies. .
  • the detection unit 90 may be installed between the antenna ANT and the demultiplexing circuit 50 as shown in the present embodiment, or a completely separate circuit dedicated to detection may be provided.
  • the detection unit 90 may be disposed in the signal processing unit 80 or in the demodulation unit 802.
  • FIG. 8 is a functional block diagram of the high-frequency front-end circuit according to the third embodiment of the present invention.
  • the high-frequency front-end circuit 10B according to the present embodiment is different from the high-frequency front-end circuit 10A according to the second embodiment in that a PD calibration signal terminal 104 led out from the detection unit 90 is used instead of the PD calibration signal terminal 103. Is provided. Other configurations are the same as those of the high-frequency front-end circuit 10A according to the second embodiment.
  • the PD calibration signal terminal 104 and the detection unit 90 are made common, and as a result, the number of parts can be reduced and the size can be reduced.
  • FIG. 9 is a functional block diagram of a high-frequency front end circuit according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the high-frequency front end circuit 10C according to the present embodiment is different from the high-frequency front end circuit 10 according to the first embodiment in the connection position of the frequency variable LC filter 40B.
  • the frequency variable LC filter 40B is the same as the frequency variable LC filter 40 according to the first embodiment as a basic configuration.
  • FIG. 10 is a functional block diagram of a high-frequency front end circuit according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the high-frequency front end circuit 10D according to the present embodiment is different from the high-frequency front end circuit 10 according to the first embodiment in that the frequency variable LC filter 40 is omitted.
  • Other configurations are the same as those of the high-frequency front-end circuit 10 according to the first embodiment.
  • the frequency fixed filter 30 is connected to the branching circuit 50. Even with such a configuration, the same effects as those of the first embodiment can be obtained, and the number of parts can be reduced and the size can be reduced.
  • the high-frequency front-end circuit and communication device can be widely used for wireless communication, and can be particularly preferably used for wireless communication using a TV white space.

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Abstract

高周波フロントエンド回路（１０）は、システムで使用する特定の周波数帯域内にある複数の通信チャンネルによって構成された通信バンドにおいて、複数の通信チャンネルの空き通信チャンネルの中から選択された利用チャンネルを用いて、無線通信を行う高周波フロントエンド回路であって、プリディストーション処理された送信信号から、利用チャンネルに対応した送信信号を生成する送信側回路としての送信側増幅回路（７１）および送信回路（９１）と、少なくとも利用チャンネルの隣隣接チャンネルにおける不要波の高周波信号を減衰させる可変フィルタである周波数可変フィルタ（６１）と、を備える。

Description

高周波フロントエンド回路、通信装置
　本発明は、無線通信を行う高周波フロントエンド回路に関する。
　無線通信に利用する周波数帯域の有効利用のための技術が各種考案されている。例えば、特許文献１には、ＴＶホワイトスペースを利用して無線通信を行うシステムが記載されている。
　ＴＶホワイトスペースを利用した無線通信とは、テレビジョン放送に使用されていた周波数帯域が開放され、当該周波数帯域を無線通信に利用する技術であり、テレビジョン放送で使用していない空きチャンネル（空き通信チャンネル）を無線通信に利用するものである。無線通信デバイスは、データベースによって割り当てられた、テレビジョン放送の通信バンドにおける空き通信チャンネルの中から利用するチャンネルを選択し、該利用チャンネルを用いて、無線通信を行う。
特開２０１３－９０１６５号公報
　しかしながら、ＴＶホワイトスペースを利用した無線通信システムでは、テレビジョン放送において使用チャンネルが地域によって変動する。そのため、空きチャンネルや利用チャンネルが変動する。しかも、各テレビジョン放送用の通信チャンネルの周波数帯域の帯域幅は６ＭＨｚまたは８ＭＨｚであり、各通信チャンネル間の帯域幅は０．５～１ＭＨｚ程度であり、各通信チャンネルの周波数帯域の帯域幅と各通信チャンネル間の帯域幅は、狭い。
　したがって、例えば、上記ＴＶホワイトスペースのように、空きチャンネル及び利用チャンネルが変動しつつ、かつ、各通信チャンネルの周波数帯域と、各通信チャンネル間の帯域幅が狭いシステムを利用する場合には、変動する利用チャネルの隣接チャネルと隣隣接チャネルの妨害波を減衰させるのは困難である、という課題がある。
　したがって、本発明の目的は、変動する利用チャンネルの隣接チャンネルと隣隣接チャンネルの妨害波を低減することができる高周波フロントエンド回路を提供することにある。
　この発明の一態様は、システムで使用する特定の周波数帯域内にある複数の通信チャンネルによって構成された通信バンドにおいて、前記複数の通信チャンネルの空き通信チャンネルの中から選択された利用チャンネルを用いて、無線通信を行う高周波フロントエンド回路であって、プリディストーション処理された送信信号から、前記利用チャンネルに対応した送信信号を生成する送信側回路と、少なくとも前記利用チャンネルの隣隣接チャンネルにおける不要波の高周波信号を減衰させる可変フィルタと、を備える。
　この構成では、プリディストーションを用いて利用チャンネルの隣接チャンネルにおける不要波を減衰させ、可変フィルタで利用チャンネルの隣隣接チャンネルにおける不要波を減衰させる。これにより、プリディストーション及び可変フィルタのそれぞれの周波数特性が有効に作用し、総合的に所望とする隣接チャンネル妨害特性を確実且つ正確に実現することが可能になる。可変フィルタで隣接チャンネルの不要波を減衰させる必要がないため、可変フィルタの設計が簡素化され、高周波フロントエンド回路の全体的な設計が合理化される利点も大きい。
　また、この発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、さらに、信号端子を備え、前記信号端子には、前記可変フィルタを通過した送信信号をプリディストーション処理するための校正信号が出力されてもよい。
　この構成では、前記校正信号に基づいて、精度の高いプリディストーション処理を行うことが可能になる。
　また、この発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路では、前記可変フィルタは、前記利用チャンネルおよび前記利用チャンネルの隣接チャンネルにおける周波数帯域内の高周波信号を通過させてもよい。
　この構成では、可変フィルタが、隣接チャンネルに現れる歪成分の振幅や位相（グループディレイ）を変化させる度合いが小さくなるので、歪成分のより正確な検出が可能になり、プリディストーション処理をより高い精度で行うことができる。そのため、利用チャンネルの隣接チャンネルにおける不要波信号が効果的に減衰される。
　また、この発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路では、前記可変フィルタは周波数可変型の弾性波共振子フィルタであってもよい。
　この構成では、可変フィルタに弾性波共振子フィルタを用いて狭い通過帯域と急峻な減衰特性を持たせることができるので、プリディストーションの精度を効果的に向上させ、総合的に所望とする隣接チャンネル妨害特性を確実且つ正確に実現することが可能になる。
　また、この発明の一態様に係る可変フィルタは、並列共振器と直列共振器とで構成され、前記並列共振器の共振点は前記隣隣接チャンネル内にあり、前記並列共振器の反共振点は前記隣接チャンネル内にあり、前記直列共振器の共振点は前記隣接チャンネル内にあり、前記直列共振器の反共振点は前記隣隣接チャンネル内にあってもよい。
　この構成では、利用チャンネルとその隣接チャンネルの高周波信号を通過させ、利用チャンネルの隣隣接チャンネルの不要波を減衰させるフィルタ特性を、共振点および反共振点の制御により実現することができる。
　また、この発明の一態様に係る可変フィルタは、並列共振器による可変のローパスフィルタと並列共振器による可変のハイパスフィルタとで構成されてもよい。
　この構成では、利用チャンネルとその隣接チャンネルの高周波信号を通過させ、利用チャンネルの隣隣接チャンネルの不要波を減衰させるフィルタ特性を、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタのそれぞれのカットオフ周波数の制御により実現することができる。
　また、この発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路では、前記送信側回路は、前記プリディストーション処理された前記送信信号を増幅する増幅回路を備えてもよい。
　この構成では、主に増幅回路において発生する歪成分を、プリディストーションによって効果的に抑制することができる。
　また、この発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、送信信号のうちアンテナからの反射信号を検出する検出部を、さらに備えてもよい。
　この構成では、プリディストーションが大きくずれたことを検出して校正信号の値を補正することができるので、アンテナＡＮＴの負荷変動時にもプリディストーションの効果を継続することができる。
　また、この発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路では、前記検出部は、前記可変フィルタを通過した後の送信信号の伝送経路上に設けられ、前記信号端子が前記検出部から引き出されていてもよい。
　この構成では、信号端子と検出部とが共通化され、その結果、部品点数の削減、小型化が可能となる。
　また、この発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、受信側回路、アンテナ側回路、分波回路、周波数固定フィルタ、および、第２の可変フィルタをさらに備えてもよい。前記受信側回路は、利用チャンネルに対応した受信信号を伝送する。アンテナ側回路は、前記送信信号と前記受信信号とを伝送する。前記分波回路は、送信側回路および受信側回路とアンテナ側回路とを接続する。前記周波数固定フィルタは、前記システムで使用する特定の周波数帯域内の高周波信号を通過させる。前記第２の可変フィルタは、前記分波回路と前記可変フィルタとの間に設けられ、前記特定の周波数帯域内の相互変調歪を減衰させる。
　この構成では、送信と受信を共通のアンテナで行う回路において、利用チャンネルの高周波信号を低損失で通過し、通信バンド内の相互変調歪を含む利用チャンネル以外の周波数帯域および通信バンド外の周波数帯域の高周波信号を効果的に減衰することができる。
　また、この発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路では、前記システムは、ＴＶホワイトスペースを利用した無線通信システムであってもよい。また、前記特定の周波数帯域は、テレビジョン放送で使用する周波数帯域であってもよく、通信チャンネルは、テレビジョン放送で使用するチャンネルであってもよい。
　この構成では、通信チャンネルの周波数帯域が狭く、隣接する通信チャンネルとの周波数間隔が狭い態様を示しており、このような態様において不要波信号がより効果的に減衰される。
　また、この発明一態様に係る通信装置は、上述のいずれかに記載の高周波フロントエンド回路と、前記校正信号が記憶されたメモリと、前記メモリに記憶されている前記校正信号を用いて、前記プリディストーション処理された送信信号を生成し、前記高周波フロントエンド回路に、前記プリディストーション処理された送信信号を出力する、高周波集積回路と、を備える。
　また、前記通信装置は、さらに、前記高周波フロントエンド回路の前記信号端子から取り出される前記校正信号に基づいてプリディストーション処理した送信信号を、前記高周波集積回路に出力するベースバンド集積回路、を備えてもよい。
　この構成では、前記高周波フロントエンド回路によって、変動する利用チャンネルの隣接チャンネルと隣隣接チャンネルの妨害波を低減することにより、品質の高い通信（例えば、データ転送速度が速い、音声の品質が高い）が可能な通信装置を実現することができる。
　この発明によれば、変動する利用チャンネルの隣接チャンネルと隣隣接チャンネルの妨害波を低減することができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック図である。 図２は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の通過特性を示す図である。 図３は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の隣接チャンネル漏洩電力比を示す図である。 図４は、本発明の実施形態に係る共振子フィルタ型の周波数可変フィルタの第１態様を示す回路図である。 図５は、図４に示す周波数可変フィルタの通過特性を示すグラフである。 図６は、本発明の実施形態に係る共振子フィルタ型の周波数可変フィルタの第２態様を示す回路図である。 図７は、本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック図である。 図８は、本発明の第３の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック図である。 図９は、本発明の第４の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック図である。 図１０は、本発明の第５の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック図である。
　本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路を備える通信装置の機能ブロック図である。
　通信装置１は、高周波フロントエンド回路１０、信号処理部８０、ベースバンド（ＢＢ）ＩＣ１００、および、メモリ１０２を備える。ＢＢＩＣ１００は、プリディストーション（ＰＤ）処理部１０１を備える。
　メモリ１０２は、ＢＢＩＣ１００に接続されている。メモリ１０２には、高周波フロントエンド回路１０（特には、送信側増幅回路７１の非線形特性）によって送信信号に生じる歪成分があらかじめ格納されている。当該歪成分は、例えば、ＢＢＩＣ１００が出力した送信信号と実際の送信信号とのギャップを表す。
　ＰＤ処理部１０１は、ＰＤ校正回路２００を介して取得される送信信号に基づいて前記歪成分を算出し、メモリ１０２に格納する。そして、実際の通信では、ＢＢＩＣ１００の送信信号にメモリ１０２に格納されている歪成分の逆位相の成分を加えて出力することで、実際の送信信号に含まれる歪成分を打ち消す。以下では、送信信号に当該歪成分の逆位相の成分を加える処理を、プリディストーション処理（又は、単にプリディストーション）と言う。
　ＰＤ校正回路２００は、例えば、ダウンコンバータおよびアナログデジタル（ＡＤ）変換回路（図示せず）で構成され、高周波フロントエンド回路１０の送信信号を、ベースバンド信号に変換して、ＢＢＩＣ１００に供給する。ＰＤ校正回路２００は、通信装置１の一部である必要はなく、例えば、プリディストーションを校正するときだけ高周波フロントエンド回路１０およびＢＢＩＣ１００に接続される調整装置の一部であってもよい。
　高周波フロントエンド回路１０は、アンテナＡＮＴ、アンテナ整合回路２０、周波数固定フィルタ３０、周波数可変ＬＣフィルタ４０、分波回路５０、周波数可変フィルタ６１、６２、送信側増幅回路７１、受信側増幅回路７２、送信回路９１、受信回路９２、および、ＰＤ校正信号端子１０３を備える。信号処理部８０は、送信信号生成部８０１、復調部８０２、および、チャンネル決定部８１０を備える。信号処理部８０は、例えば、高周波集積回路によって構成されてもよい。
　周波数可変ＬＣフィルタ４０が本発明の「第２の可変フィルタ」に対応する。周波数可変フィルタ６１、６２が本発明の「可変フィルタ」に対応する。
　アンテナＡＮＴは、アンテナ整合回路２０に接続されている。アンテナ整合回路２０は、周波数固定フィルタ３０に接続されている。アンテナ整合回路２０は、固定整合回路でもよく、可変整合回路でもよい。周波数固定フィルタ３０は、周波数可変ＬＣフィルタ４０に接続されている。周波数可変ＬＣフィルタ４０は、分波回路５０のアンテナ側端子に接続されている。
　分波回路５０の送信側端子は、周波数可変フィルタ６１に接続されている。周波数可変フィルタ６１は、送信側増幅回路７１に接続されている。送信側増幅回路７１は、送信回路９１に接続されている。送信回路９１は、信号処理部８０の送信信号生成部８０１に接続されている。
　分波回路５０の受信側端子は、周波数可変フィルタ６２に接続されている。周波数可変フィルタ６２は、受信側増幅回路７２に接続されている。受信側増幅回路７２は、受信回路９２に接続されている。受信回路９２は、信号処理部８０の復調部８０２に接続されている。
　分波回路５０からアンテナＡＮＴ側に設けられた回路が本発明の「アンテナ側回路」に対応する。分波回路５０から送信回路９１側に設けられた回路が本発明の「送信側回路」に対応する。分波回路５０から受信回路９２側に設けられた回路が本発明の「受信側回路」に対応する。
　高周波フロントエンド回路１０は、複数の通信チャンネルによって構成される通信バンドにおいて、空きの通信チャンネルを利用して高周波信号を送受信する。例えば、高周波フロントエンド回路１０は、ＴＶホワイトスペースの仕様に基づいて高周波信号を送受信する。
　ＴＶホワイトスペースの仕様では、テレビジョン放送のＵＨＦ帯、すなわち、４７０［ＭＨｚ］から７９０［ＭＨｚ］の通信バンドに設定した、それぞれに周波数帯域幅が６［ＭＨｚ］の複数の通信チャンネルの内、テレビジョン放送の信号が伝送されていないチャンネルを空き通信チャンネルとして利用する。また、複数の隣接する空きチャンネルを同時に束ねて利用する場合、通信帯域幅はこの限りではない。
　アンテナ整合回路２０は、アンテナＡＮＴと周波数固定フィルタ３０から信号処理部８０側の回路とのインピーダンス整合を行っている。アンテナ整合回路２０は、インダクタおよびキャパシタによって構成されている。例えば、アンテナ整合回路２０は、通信バンドの全体において、アンテナＡＮＴの反射損失が所望値以下になるように、インダクタおよびキャパシタの素子値が設定されている。
　周波数固定フィルタ３０は、インダクタおよびキャパシタによって構成されている。すなわち、周波数固定フィルタ３０は、周波数固定型のＬＣフィルタである。周波数固定フィルタ３０は、通信バンドの周波数帯域が通過域内となり、通信バンド外の周波数帯域が減衰域内となるように、インダクタおよびキャパシタの素子値が設定されている。例えば、周波数固定フィルタ３０は、低域通過フィルタによって構成されている。
　周波数固定フィルタ３０では、通信バンドの周波数帯域は通過域内となり、通信バンドの周波数帯域よりも高い周波数帯域は減衰域内となっている。これにより、周波数固定フィルタ３０は、通信バンド内の高周波信号を低損失に伝送し、通信バンド外の高周波信号を減衰させる。具体的に、周波数固定フィルタ３０は、テレビジョン放送で使用する周波数帯域の高周波信号を通過させ、それ以外の周波数帯域の高周波信号を減衰させてもよい。
　周波数可変ＬＣフィルタ４０は、少なくとも可変キャパシタを備えており、さらに、インダクタおよびキャパシタを少なくとも１つ備えている。すなわち、周波数可変ＬＣフィルタ４０は、周波数可変型のＬＣフィルタである。周波数可変ＬＣフィルタ４０は、帯域通過フィルタやノッチフィルタ等の減衰極を有するフィルタである。
　周波数可変ＬＣフィルタ４０は、無線通信用チャンネルおよびＩＭＤ（相互変調歪）の元となる使用中の通信チャンネルの周波数に応じて、通過帯域および減衰域を変化させる。無線通信用チャンネルとは、空き通信チャンネルの内、無線通信に利用するチャンネルである。使用中の通信チャンネルとは、テレビジョン放送で使用している通信チャンネルである。
　周波数可変ＬＣフィルタ４０は、無線通信用チャンネルの周波数帯域では高周波信号を低損失で通過させ、ＩＭＤの元となる使用中の通信チャンネルの周波数帯域では高周波信号を所望の減衰量で減衰させる。周波数可変ＬＣフィルタ４０は、ＩＭＤの元となる複数の使用中の通信チャンネルの少なくとも１つの使用中の通信チャンネルの高周波信号を減衰させる。
　具体的に、周波数可変ＬＣフィルタ４０を帯域通過フィルタで形成する。この場合、無線通信用チャンネルの周波数帯域は、周波数可変ＬＣフィルタ４０の通過帯域内に設定されている。また、周波数可変ＬＣフィルタ４０を形成する帯域通過フィルタは、通過帯域の低周波数側に減衰極を有する。なお、この帯域通過フィルタは、通過帯域の両側に減衰極を有していてもよい。
　ここで、帯域通過フィルタの低周波数側または高周波数側の減衰極は、ＩＭＤ波の元となる複数の使用中の通信チャンネルの少なくとも１つの使用中の通信チャンネルの周波数で所望の減衰量が得られるように、周波数および減衰の深さが決定されている。この所望の減衰量とは、ＩＭＤ波が抑制され、無線通信用チャンネルにおける受信感度が、無線通信を実行可能にする受信感度以上になる減衰量である。
　このような構成とすることによって、ＩＭＤ波が無線通信用チャンネルを含む近傍周波数領域に発生することを抑制し、無線通信用チャンネルの受信感度を向上することができる。なお、近傍周波数領域は、例えば、テレビジョン放送の通信バンドでは、無線通信用チャンネルの周波数から３つ離れた通信チャンネルまでの周波数領域によって定義される。
　分波回路５０は、サーキュレータ、デュプレクサ、スイッチ等からなる。分波回路５０は、送信側端子から入力される送信信号（高周波信号）をアンテナ側端子に出力し、アンテナ側端子から入力された受信信号（高周波信号）を受信側端子に出力する。
　周波数可変フィルタ６１、６２は、共振子と可変キャパシタを少なくとも備えており、さらに、フィルタ特性に応じてインダクタおよびキャパシタを少なくとも１つ備えている。すなわち、周波数可変フィルタ６１、６２は、周波数可変型の共振子フィルタである。周波数可変フィルタ６１、６２は、共振子の共振点と反共振点とを利用した帯域通過フィルタである。周波数可変フィルタ６１、６２の具体的な回路構成は後述する。また、周波数可変フィルタ６１、６２の基本構成は同じであるので、以下では周波数可変フィルタ６１について説明する。
　周波数可変フィルタ６１は、選択チャンネルに応じて、通過帯域および減衰域を変化させる。この際、選択チャンネルの周波数帯域は、通過帯域に含まれている。
　周波数可変フィルタ６１は、周波数軸上での通過帯域の両側に減衰極を有する。周波数可変フィルタ６１は共振子フィルタであるので、通過帯域の減衰特性はＬＣフィルタよりも急峻である。
　これにより、周波数可変フィルタ６１は、選択チャンネルの高周波信号を低損失に伝送し、選択チャンネルの隣隣接チャンネルの高周波信号を減衰させる。周波数可変フィルタ６１は、隣隣接チャンネルの高周波信号を減衰させるだけでなく、隣隣接チャンネルの隣接チャンネルや、さらにその隣接チャンネルの周波数帯域の高周波信号を減衰させてもよい。なお、この減衰させる周波数帯域の幅は、システムの仕様に応じて適宜設定すればよい。
　送信側増幅回路７１は、いわゆる増幅素子を備える。送信側増幅回路７１は、整合回路を含む送信回路９１を介して送信信号を受信し、当該送信信号を増幅して周波数可変フィルタ６１に出力する。受信側増幅回路７２は、いわゆるＬＮＡ（ローノイズアンプ）を備える。受信側増幅回路７２は、周波数可変フィルタ６２から出力された受信信号を増幅して、整合回路を含む受信回路９２を介して、復調部８０２に出力する。
　信号処理部８０のチャンネル決定部８１０は、通信バンド内の空き通信チャンネルを検出する。例えば、チャンネル決定部８１０は、外部から空きチャンネルのマップを取得し、当該マップに基づいて空きチャンネルを検出する。チャンネル決定部８１０は、空き通信チャンネルの少なくとも１つを選択して、選択チャンネルに設定する。チャンネル決定部８１０は、選択チャンネルを送信信号生成部８０１に出力する。送信信号生成部８０１は、選択チャンネルの周波数からなる高周波信号で送信信号を生成し、送信側増幅回路７１に出力する。なお、図示していないが、チャンネル決定部８１０は、選択チャンネルを復調部８０２に出力する。復調部８０２は、選択チャンネルに基づくローカル信号によって、受信信号を復調する。
　なお、空き通信チャンネルのマップの取得は、高周波フロントエンド回路１０外の回路から行ってもよいが、アンテナＡＮＴで受信するマップ情報を含む通信信号を復調して行ってもよい。この際、マップ情報に代えて、通信バンド内に含まれる不要波の周波数を示し、これを所望値まで減衰させるための必要な減衰量等を示した可変フィルタ情報を取得してもよい。チャンネル決定部８１０は、可変フィルタ情報を取得した場合には、当該可変フィルタ情報に応じて、周波数可変ＬＣフィルタ４０および周波数可変フィルタ６１、６２の少なくとも１つの設定を行えばよい。
　また、信号処理部８０は、高周波フロントエンド回路１０で無線通信する通信信号を用いて音声通信、データ通信等の所望の機能を実現する回路構成も備えている。
　チャンネル決定部８１０は、周波数可変ＬＣフィルタ４０、送信側増幅回路７１、周波数可変フィルタ６１、周波数可変フィルタ６２にも選択チャンネルを出力する。周波数可変ＬＣフィルタ４０、周波数可変フィルタ６１、周波数可変フィルタ６２は、この選択チャンネルを用いて上述のようなフィルタ特性を実現する。送信側増幅回路７１は、この選択チャンネルを用いて送信信号の増幅処理を行う。
　次に、高周波フロントエンド回路１０によって得られる効果について説明する。
　図２は、本発明の第１の実施形態に係る周波数可変フィルタ６１の２種類の通過特性（実施例１および実施例２）を示す図である。図２には、連続する５つの通信チャンネルにおける通過特性を示している。なお、図２では、中央のチャンネルが選択チャンネル（高周波フロントエンド回路１０で通信する空き通信チャンネル）である場合を示している。
　実施例１の通過特性は、選択チャンネルと略同じ通過帯域を有し、選択チャンネルの両側の隣接チャンネルに減衰極を有している。実施例２の通過特性は、選択チャンネルおよび当該選択チャンネルの両側の隣接チャンネルを含む３つの通信チャンネルと略同じ通過帯域を有し、選択チャンネルの両側の隣隣接チャンネルに減衰極を有している。ここで、通過帯域とは、信号の減衰が所定のしきい値未満の帯域を言い、当該しきい値は、一例として－１０ｄＢであってもよい。また、信号に当該しきい値未満の減衰を与えることを、当該信号を通過させるとも言う。
　図３は、高周波フロントエンド回路の隣接チャンネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）を、実施例１および実施例２のそれぞれの通過特性を有する周波数可変フィルタ６１を用いた場合について示す図である。
　実施例１および実施例２の何れの通過特性を有する周波数可変フィルタ６１を用いた場合も、ＡＣＬＲは選択チャンネルの両端で急峻に低下している。これは、プリディストーションによって得られる特性である。
　ＴＶホワイトスペースの仕様では、チャンネルごとの帯域幅は数ＭＨｚ程度（例えば６ＭＨｚ）と狭く、チャンネルの間隔も狭い。そのため、フィルタには帯域幅が狭く急峻な減衰特性が求められるが、選択チャンネルに応じて可変かつ急峻な減衰特性を有する可変フィルタは複雑で設計が煩雑である。そこで、プリディストーションを用いて送信側回路（特には、送信側増幅回路７１）で送信信号に生じる歪成分を低減することで、ＡＣＬＲを抑制する優れた効果を得ることができる。
　ここで注目すべきことは、周波数可変フィルタ６１において、利用チャンネルの両側の隣接チャンネルの高周波信号を減衰させるよりも（実施例１）当該高周波信号を通過させたほうが（実施例２）、隣接チャンネルのＡＣＬＲが小さくなることである。これは、周波数可変フィルタ６１が、隣接チャンネルの歪成分の振幅や位相（グループディレイ）を変化させる度合いが小さくなるので、歪成分をより正確に検出し、プリディストーションをより高い精度で実行できるためと考えられる。
　従って、周波数可変フィルタ６１が選択チャンネルおよび当該選択チャンネルの両側の隣接チャンネルにおける周波数帯域内の高周波信号を通過させる通過特性を有していることは、必須ではないが、周波数可変フィルタ６１をプリディストーションと組み合わせて用いる場合に、隣接チャンネル妨害を低減するために役立つ。
　ところで、図２のフィルタ特性に示すように、周波数可変フィルタ６１の減衰域では、減衰極を基準にして通過帯域と反対側の周波数帯域では減衰量が小さくなる周波数帯域を有する。しかしながら、高周波信号の伝送経路において、周波数可変フィルタ６１、周波数可変ＬＣフィルタ４０、および、周波数固定フィルタ３０が直列に接続されていることにより、周波数可変フィルタ６１によって減衰量が得られない周波数帯域であっても、周波数可変ＬＣフィルタ４０および周波数固定フィルタ３０によって十分な減衰量を得ることができる。
　これにより、選択チャンネルの高周波信号を低損失に伝送し、隣接チャンネルを含む選択チャンネル以外の周波数帯域の高周波信号を減衰させることができる。これは、選択チャンネルを切り替えても同様の作用効果が得られる。
　以上のように、本実施形態の高周波フロントエンド回路１０の構成を用いることによって、複数の通信チャンネルによって構成される通信バンドにおける選択された通信チャンネル（選択チャンネル）で無線通信を行う場合に、選択チャンネルを用いて、隣接チャンネル妨害が低減された無線通信を実現することができる。
　次に、各実施形態に係る高周波フロントエンド回路における共振子フィルタ型の周波数可変フィルタの具体的な構成について説明する。図４は、本発明の実施形態に係る共振子フィルタ型の周波数可変フィルタの第１態様を示す回路図である。なお、以下の共振子は、例えばＳＡＷ共振子等の圧電共振子である。
　周波数可変フィルタ６１は、直列腕共振回路６０１、第１の並列腕共振回路６０２、第２の並列腕共振回路６０３、および、接続端子Ｐ６０１、Ｐ６０２を備える。ここで、直列腕共振回路６０１が直列共振器の一例であり、第１の並列腕共振回路６０２および第２の並列腕共振回路６０３が並列共振器の一例である。
　直列腕共振回路６０１は、接続端子Ｐ６０１と接続端子Ｐ６０２との間に接続されている。第１の並列腕共振回路６０２は、直列腕共振回路６０１の接続端子Ｐ６０１側と接地電位との間に接続されている。第２の並列腕共振回路６０３は、直列腕共振回路６０１の接続端子Ｐ６０２側と接地電位との間に接続されている。
　直列腕共振回路６０１は、キャパシタ６１０、共振子６１１、インダクタ６１２、および可変キャパシタ６１３を備える。共振子６１１、インダクタ６１２、および可変キャパシタ６１３は、並列接続されている。この並列回路にキャパシタ６１０が直列接続されている。この共振回路は、接続端子Ｐ６０１と接続端子Ｐ６０２との間に接続されている。この際、キャパシタ６１０は、接続端子Ｐ６０１に接続、すなわち、第１の並列腕共振回路６０２に接続している。
　第１の並列腕共振回路６０２は、共振子６２１、インダクタ６２２、および可変キャパシタ６２３を備える。共振子６２１、インダクタ６２２、および可変キャパシタ６２３は、直列接続されている。この直列共振回路は、接続端子Ｐ６０１と接地電位との間に接続されている。
　第２の並列腕共振回路６０３は、共振子６３１、インダクタ６３２、および可変キャパシタ６３３を備える。共振子６３１、インダクタ６３２、および可変キャパシタ６３３は、直列接続されている。この直列共振回路は、接続端子Ｐ６０２と接地電位との間に接続されている。
　直列腕共振回路６０１、第１、第２の並列腕共振回路６０２、６０３は、共振子６１１、６２１、６３１の共振点と反共振点を利用した帯域通過フィルタである。そして、可変キャパシタ６１３、６２３、６３３のキャパシタンスを変化させることよって、周波数可変フィルタ６１は、通過帯域が変化する帯域通過フィルタとして機能する。
　共振子６２１のインピーダンスは、共振子６３１のインピーダンスよりも低い。
　図５は、図４に示す周波数可変フィルタの通過特性を、選択チャンネルが異なる３つの場合について示すグラフである。図５に示すように、周波数可変フィルタ６１を用いることによって、通過帯域幅が約１０［ＭＨｚ］であり、通過帯域の両側に減衰極を有するフィルタ特性を実現することができる。
　信号の減衰が－１０ｄＢ未満の通過帯域幅は約１８［ＭＨｚ］であり、例えば１チャンネルの帯域幅が６ＭＨｚのＴＶホワイトバンドで言えば、選択チャンネルとその両側の隣接チャンネルの３チャンネルに相当する。この際、減衰極は隣隣チャンネルに位置している。このような特性は、例えば、第１、第２の並列腕共振回路６０２、６０３の共振点を選択チャンネルの隣隣接チャンネル内に設け、反共振点を選択チャンネルの隣接チャンネル内に設け、直列腕共振回路６０１の共振点を前記隣接チャンネル内に設け、反共振点を前記隣隣接チャンネル内に設けることで形成される。
　特に、図４に示すように、直列腕共振回路６０１の第１の並列腕共振回路６０２側にキャパシタを接続すること、言い換えれば、インピーダンスが低い共振子を備える共振フィルタ側にキャパシタを接続することによって、周波数軸上の通過帯域の両側に、急峻な減衰特性を有し、減衰量が大きな減衰極を形成することができる。これにより、選択チャンネルの隣接チャンネルの周波数帯域の高周波信号を大幅に減衰させることができる。
　図６は、本発明の実施形態に係る共振子フィルタ型の周波数可変フィルタの第２態様を示す回路図である。
　周波数可変フィルタ６１Ａは、共振回路６１１Ａ、６１２Ａ、６１３Ａ、６１４Ａ、インダクタ６１５Ａ、整合回路６１６Ａ、キャパシタ６１７Ａ、および、接続端子Ｐ６０１、Ｐ６０２を備える。共振回路６１１Ａ、６１２Ａ、６１３Ａ、６１４Ａは、それぞれ共振子、インダクタ、および可変キャパシタの直列共振回路によって構成されている。
　接続端子Ｐ６０１と接続端子Ｐ６０２との間には、インダクタ６１５Ａ、整合回路６１６Ａ、および、キャパシタ６１７Ａが、接続端子Ｐ６０１側からこの順に接続されている。
　共振回路６１１Ａは、接続端子Ｐ６０１とインダクタ６１５Ａとの接続点と接地電位との間に接続されている。共振回路６１２Ａは、インダクタ６１５Ａと整合回路６１６Ａとの接続点と接地電位との間に接続されている。共振回路６１３Ａは、整合回路６１６Ａとキャパシタ６１７Ａとの接続点と接地電位との間に接続されている。共振回路６１４Ａは、キャパシタ６１７Ａと接続端子Ｐ６０２との接続点と接地電位との間に接続されている。
　つまり、周波数可変フィルタ６１Ａは、並列共振器である共振回路６１１Ａ、６１２Ａ、６１３Ａ、および６１４Ａによるローパスフィルタとハイパスフィルタとで構成されている。
　このような構成であっても、選択チャンネルの高周波信号を低損失で通過させ、隣接チャンネルの高周波信号を減衰させることができる。
　次に、本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図７は、本発明の第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック図である。
　本実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０Ａは、第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０に対して、検出部９０を追加している。他の構成は、第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０と同じである。
　検出部９０は、周波数固定フィルタ３０と周波数可変ＬＣフィルタ４０との間に接続されている。検出部９０は、各通信チャンネルの信号レベル（振幅レベル）を検出して、チャンネル決定部８１０に出力する。
　チャンネル決定部８１０は、複数の空き通信チャンネルの内、信号レベルが最も高い通信チャンネルを選択チャンネルに決定する。
　このような構成とすることによって、受信レベルが高い通信チャンネルを利用して無線通信を行うことができる。
　また、検出部９０は、送信信号のうちアンテナＡＮＴからの反射信号を検出する。これにより、プリディストーションが大きくずれたことを検出してメモリ１０２に記憶されている校正信号の値を補正することができるので、アンテナＡＮＴの負荷変動時にもプリディストーションの効果を継続することができる。
　なお、検出部９０は、本実施形態に示すように、アンテナＡＮＴと分波回路５０との間に設置してもよいが、全く別の検出専用の回路を設けてもよい。また、検出部９０は、信号処理部８０の中に配置してもよく、復調部８０２の中に配置してもよい。
　次に、本発明の第３の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図８は、本発明の第３の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック図である。
　本実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０Ｂは、第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０Ａに対して、ＰＤ校正信号端子１０３の代わりに、検出部９０から引き出されているＰＤ校正信号端子１０４を設けている。他の構成は、第２の実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０Ａと同じである。
　このような構成とすることによって、ＰＤ校正信号端子１０４と検出部９０とが共通化され、その結果、部品点数の削減、小型化が可能となる。
　次に、本発明の第４の実施形態に係る高周波フロントエンド回路について、図を参照して説明する。図９は、本発明の第４の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック図である。
　本実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０Ｃは、第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０に対して、周波数可変ＬＣフィルタ４０Ｂの接続位置において異なる。周波数可変ＬＣフィルタ４０Ｂは、基本構成として、第１の実施形態に係る周波数可変ＬＣフィルタ４０と同じである。
　このような構成であっても、少なくとも送信信号に対して、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができ、また受信信号の通過損失（ロス）を軽減できる。
　なお、上述の各実施形態では、少なくとも送信系の通信信号の伝送経路に３種類のフィルタを備える態様を示したが、次の第５の実施形態に示すように、２種類のフィルタで構成することも可能である。図１０は、本発明の第５の実施形態に係る高周波フロントエンド回路の機能ブロック図である。
　本実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０Ｄは、第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０に対して、周波数可変ＬＣフィルタ４０を省略した点で異なる。他の構成は、第１の実施形態に係る高周波フロントエンド回路１０と同じである。
　この構成では、周波数固定フィルタ３０は、分波回路５０に接続されている。このような構成であっても、第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができ、部品点数の削減、小型化が可能となる。
　本発明に係る高周波フロントエンド回路および通信装置は、広く無線通信に利用でき、特には、ＴＶホワイトスペースを利用した無線通信に好適に利用できる。
　１　通信装置
　１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ　高周波フロントエンド回路
　２０　アンテナ整合回路
　３０　周波数固定フィルタ
　４０　周波数可変ＬＣフィルタ
　５０　分波回路
　６１、６２　周波数可変フィルタ
　７１　送信側増幅回路
　７２　受信側増幅回路
　８０　信号処理部
　９０　検出部
　９１　送信回路
　９２　受信回路
　１００　ベースバンド（ＢＢ）ＩＣ
　１０１　プリディストーション（ＰＤ）処理部
　１０２　メモリ
　１０３、１０４　ＰＤ校正信号端子
　２００　ＰＤ校正回路
　６０１　直列腕共振回路
　６０２、６０３　並列腕共振回路
　６１０、６１７Ａ　キャパシタ
　６１１、６２１、６３１　共振子
　６１１Ａ、６１２Ａ、６１３Ａ、６１４Ａ　共振回路
　６１２、６１５Ａ、６２２、６３２　インダクタ
　６１３、６２３、６３３　可変キャパシタ
　６１６Ａ　整合回路
　８０１　送信信号生成部
　８０２　復調部
　８１０　チャンネル決定部
　Ｐ６０１、Ｐ６０２　接続端子

Claims (13)

  1. 　システムで使用する特定の周波数帯域内にある複数の通信チャンネルによって構成された通信バンドにおいて、前記複数の通信チャンネルの空き通信チャンネルの中から選択された利用チャンネルを用いて、無線通信を行う高周波フロントエンド回路であって、
    　プリディストーション処理された送信信号から、前記利用チャンネルに対応した送信信号を生成する送信側回路と、
    　少なくとも前記利用チャンネルの隣隣接チャンネルにおける不要波の高周波信号を減衰させる可変フィルタと、
    　を備える、高周波フロントエンド回路。
  2. 　前記高周波フロントエンド回路は、さらに、信号端子を備え、
    　前記信号端子には、前記可変フィルタを通過した送信信号をプリディストーション処理するための校正信号が出力される、
    　請求項１に記載の高周波フロントエンド回路。
  3. 　前記可変フィルタは、前記利用チャンネルおよび前記利用チャンネルの隣接チャンネルにおける周波数帯域内の高周波信号を通過させる、
    　請求項１または請求項２に記載の高周波フロントエンド回路。
  4. 　前記可変フィルタは、周波数可変型の弾性波共振子フィルタである、
    　請求項３に記載の高周波フロントエンド回路。
  5. 　前記可変フィルタは、並列共振器と直列共振器とで構成され、
    　前記並列共振器の共振点は前記隣隣接チャンネル内にあり、前記並列共振器の反共振点は前記隣接チャンネル内にあり、
    　前記直列共振器の共振点は前記隣接チャンネル内にあり、前記直列共振器の反共振点は前記隣隣接チャンネル内にある、
    　請求項４に記載の高周波フロントエンド回路。
  6. 　前記可変フィルタは、並列共振器による可変のローパスフィルタと並列共振器による可変のハイパスフィルタとで構成される、
    　請求項４に記載の高周波フロントエンド回路。
  7. 　前記送信側回路は、前記プリディストーション処理された前記送信信号を増幅する増幅回路を備える、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路。
  8. 　送信信号のうちアンテナからの反射信号を検出する検出部、をさらに備える、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路。
  9. 　前記検出部は、前記可変フィルタを通過した後の送信信号の伝送経路上に設けられ、前記信号端子が前記検出部から引き出されている、
    　請求項８に記載の高周波フロントエンド回路。
  10. 　前記利用チャンネルに対応した受信信号を伝送する受信側回路と、
    　前記送信信号と前記受信信号とを伝送するアンテナ側回路と、
    　前記送信側回路および前記受信側回路と前記アンテナ側回路とを接続する分波回路と、
    　前記システムで使用する特定の周波数帯域内の高周波信号を通過させる、周波数固定フィルタと、
    　前記分波回路と前記可変フィルタとの間に設けられ、前記特定の周波数帯域内の相互変調歪を減衰させる第２の可変フィルタと、
    　をさらに備える、
    　請求項１～９のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路。
  11. 　前記システムは、ＴＶホワイトスペースを利用した無線通信システムであり、
    　前記特定の周波数帯域は、テレビジョン放送で使用する周波数帯域であり、
    　前記通信チャンネルは、前記テレビジョン放送で使用するチャンネルである、
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載の高周波フロントエンド回路。
  12. 　請求項２に記載の高周波フロントエンド回路と、
    　前記校正信号が記憶されたメモリと、
    　前記メモリに記憶されている前記校正信号を用いて、前記プリディストーション処理された送信信号を生成し、前記高周波フロントエンド回路に、前記プリディストーション処理された送信信号を出力する、高周波集積回路と、
    　を備える、通信装置。
  13. 　前記通信装置は、さらに、
    　前記高周波フロントエンド回路の前記信号端子から取り出される前記校正信号に基づいてプリディストーション処理した送信信号を、前記高周波集積回路に出力するベースバンド集積回路、を備える、
    　請求項１２に記載の通信装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10707914B2 (en) 2018-06-08 2020-07-07 Microsoft Technology Licensing, Llc Adaptive antenna and radio
EP4016877A4 (en) * 2019-08-30 2022-08-31 Huawei Technologies Co., Ltd. ANTENNA CORRECTION DEVICE AND METHOD
US20230345254A1 (en) * 2022-04-25 2023-10-26 Redline Communications Inc. Wideband operation in tvws bands

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011104804A1 (ja) * 2010-02-25 2011-09-01 日本電気株式会社 信号処理回路、無線通信装置及び信号処理方法
JP2012065318A (ja) * 2010-09-15 2012-03-29 Fujitsu Semiconductor Ltd スプリアス放射打ち消しのためのシステムおよび方法
US20140285286A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-25 Wispry, Inc. Tunable filter systems, devices, and methods
WO2014192754A1 (ja) * 2013-05-28 2014-12-04 株式会社村田製作所 チューナブルフィルタ
JP2015207887A (ja) * 2014-04-18 2015-11-19 富士通株式会社 無線送信装置及び歪補償方法

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9825414D0 (en) * 1998-11-19 1999-01-13 Symbionics Limted Linear RF power amplifier and transmitter
ATE397803T1 (de) * 2001-06-14 2008-06-15 Alcatel Lucent Verfahren und vorrichtung zur vorverzerrung eines sendesignals
JP2004120451A (ja) * 2002-09-27 2004-04-15 Hitachi Kokusai Electric Inc 増幅装置
US7915954B2 (en) * 2004-01-16 2011-03-29 Qualcomm, Incorporated Amplifier predistortion and autocalibration method and apparatus
US8412132B2 (en) * 2008-08-21 2013-04-02 Freescale Semiconductor, Inc. Techniques for adaptive predistortion direct current offset correction in a transmitter
CN102082752B (zh) * 2010-02-25 2014-03-19 电信科学技术研究院 一种数字预失真处理方法及设备
JP2013090165A (ja) 2011-10-19 2013-05-13 National Institute Of Information & Communication Technology Ｔｖ帯域へのチャネル割り当てシステム
US20130156074A1 (en) 2011-12-14 2013-06-20 Aviacomm Inc. Wideband rf front-end
EP3252949B1 (en) * 2016-06-01 2020-03-18 Intel IP Corporation Methods and devices for predistortion of signals

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011104804A1 (ja) * 2010-02-25 2011-09-01 日本電気株式会社 信号処理回路、無線通信装置及び信号処理方法
JP2012065318A (ja) * 2010-09-15 2012-03-29 Fujitsu Semiconductor Ltd スプリアス放射打ち消しのためのシステムおよび方法
US20140285286A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-25 Wispry, Inc. Tunable filter systems, devices, and methods
WO2014192754A1 (ja) * 2013-05-28 2014-12-04 株式会社村田製作所 チューナブルフィルタ
JP2015207887A (ja) * 2014-04-18 2015-11-19 富士通株式会社 無線送信装置及び歪補償方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
TAKESHI MATSUMURA ET AL.: "Up-conversion Type RF Front-end for TV White-space Wireless Communication System", IEICE TECHNICAL REPORT, vol. 110, no. 252, 20 October 2010 (2010-10-20), pages 19 - 23 *

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