JP2012065318A - スプリアス放射打ち消しのためのシステムおよび方法 - Google Patents

スプリアス放射打ち消しのためのシステムおよび方法 Download PDF

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Abstract

【課題】Ｃ−ＩＭ３歪みを含む送信機においてスプリアス放射をなくす。
【解決手段】本開示のいくつかの実施形態によれば、方法は、Ｃ−ＩＭ３歪み項の逆位相を用いて、デジタル・ベースバンド信号にデジタル的に予歪を与え、該予歪とＣ−ＩＭ３歪みが送信機において互いに打ち消し合うようにすることを含んでいてもよい。本方法はまた、送信機のベースバンド・フィルタおよびデジタル・ハーフバンド・フィルタを含む複合フィルタの平坦な振幅応答を提供し、前記複合フィルタの線形位相応答を提供するために、前記予歪を与えられたデジタル信号をデジタル的に調整することをも含んでいてもよい。
【選択図】図２

Description

本開示は概括的には無線通信に、より詳細には、無線通信装置におけるスプリアス放射の打ち消しに関する。
無線通信システムは、多様な遠隔通信システム、テレビジョン、ラジオおよびその他のメディア・システム、データ通信ネットワークおよび他のシステムにおいて、無線送信機および無線受信機を使って遠隔地点間で情報を伝達するために使用されている。送信機は、通例アンテナを援用して、ラジオ、テレビジョンまたは他の遠隔通信といった電磁信号を伝搬させる電子装置である。送信機はしばしば、無線周波（radio-frequency）またはその他の信号を受け取り、該信号を所定の利得によって増幅し、増幅された信号を通信する信号増幅器を含む。他方、受信機は、やはり通例アンテナを援用して、無線電磁信号を受信および処理する電子装置である。ある種の事例では、送信機および受信機は、トランシーバと呼ばれる単一の装置に組み合わされてもよい。
無線通信システムは普通、スプリアス放射を受ける。スプリアス放射とは、電子設備において、所望される信号の高調波周波数に現れる望まれない信号である。送信機およびトランシーバの送信経路では、４倍ベースバンドまたは「４×ＢＢ」スプリアス放射として知られる型のスプリアス放射が起こることがある。４×ＢＢ放射はしばしば、送信経路におけるベースバンド・フィルタ、上方変換ミキサーおよび可変利得増幅器の間のインターフェースにおいて発生し、無線周波信号の搬送波周波数の各側に二つの歪み項を引き起こす。４×ＢＢのピークはしばしば、ベースバンド信号オフセット周波数の４倍に等しい量だけ搬送波周波数より高いか低い周波数に現れる。４×ＢＢスプリアス放射はＣ−ＩＭ３（３次歪み）および畳まれたＣ−ＩＭ３（５次歪み）としても知られることがある。場合によっては、４×ＢＢスプリアス放射は、関連する無線通信規格（たとえば第三世代パートナーシップ・プロジェクト（3rd Generation Partnership Project）すなわち「３ＧＰＰ」）に違反したり、無線通信装置において動作上の問題を引き起こしたりしうる大きさで起こることがある。
４×ＢＢスプリアス放射は、ベースバンド信号および搬送波信号に対する無線通信装置の非線形効果によって生じると見られ、よって４×ＢＢ放射は、予測される放射の逆位相を用いてデジタル・ベースバンド信号にデジタル的に予歪を与えることによって打ち消されうる。
放射およびノイズを制限するために、送信機においてデジタル・フィルタとともにアナログ・フィルタが配備される。送信される信号帯域幅と比較可能となるため、複合フィルタの３デシベル（ｄＢ）帯域幅がしばしば選ばれる。３ＧＰＰロングターム・エボルーション（LTE: Long-Term Evolution）システムにおける周波数ホッピングのため、どんなデジタル予歪も、効果的に機能するためには、複合フィルタは、直流から４×ＢＢ歪み項の周波数まで平坦な振幅応答をもつ必要がある。さらに、複合フィルタは線形の位相応答をもつことが望ましい。線形位相応答は、デジタル予歪の予測された放射にプリエンファシス・フィルタを適用することによって達成されてもよい。
効果的なプリエンファシス（pre-emphasis）および予歪（pre-distortion）は、数多くの要因によって複雑にされうる。その要因は次のものを含む：
・アナログ・フィルタ応答の変動を引き起こしうるプロセス変動；
・温度変動は、アナログ・フィルタの物理的特性の変動を引き起こし、よってアナログ・フィルタ応答の変動につながりうる；
・温度変動は、４×ＢＢ放射を引き起こす非線形効果のように、切り換えミキサーと可変利得アレイ入力との間のインターフェースにおけるインピーダンス変化を引き起こしうる；
・パワー制御システムはＬＴＥ時間スロット境界上で可変利得増幅器の利得を変え、よってミキサーが見る負荷を変えうる；
・パワー制御システムはミキサーへの信号強度を変えうる。
上記の要因は、パフォーマンスを最大にするために異なる予歪およびプリエンファシス・フィルタ設計を必要としうる。
上記のセクションは、単に、本開示の実施形態の背景を与えるものであって、そのいかなる部分も従来技術の自認と解釈してはならない。
本開示のいくつかの実施形態によれば、方法は、Ｃ−ＩＭ３歪み項の逆位相を用いて、デジタル・ベースバンド信号にデジタル的に予歪を与え、該予歪とＣ−ＩＭ３歪みが送信機において互いに打ち消し合うようにすることを含んでいてもよい。本方法はまた、送信機のベースバンド・フィルタおよびデジタル・ハーフバンド・フィルタを含む複合フィルタの平坦な振幅応答を提供し、前記複合フィルタの線形位相応答を提供するために、前記予歪を与えられたデジタル信号をデジタル的に調整する（conditioning）ことをも含んでいてもよい。
本開示の一つまたは複数の実施形態の技術的利点は、Ｃ−ＩＭ３歪みを含む送信機においてスプリアス放射をなくすための効果的な機構を含むことがある。
本開示のさまざまな実施形態は、上に挙げた技術的利点の一部を含んでいてもよいし、全部を含んでいてもよいし、一つも含まなくてもよい。さらに、本開示の他の技術的利点は、図面、詳細な説明および請求項から当業者にはすぐに明白となりうる。
本開示ならびにその特徴および利点のより完全な理解のために、ここで、付属の図面とともに以下の詳細な説明を参照する。
本開示のある種の実施形態に基づく例示的な無線通信システムのブロック図である。 本開示のある種の実施形態に基づく例示的な送信および／または受信要素の選択された構成要素のブロック図である。 本開示のある種の実施形態に基づく、予歪モジュールにおいて予歪成分を生成するための論理を示す図である。 本開示のある種の実施形態に基づく、プリエンファシス・フィルタの設計のための例示的な方法のフローチャートである。 プリエンファシス・フィルタの設計のための例示的な方法のフローチャートである。
図１は、本開示のある種の実施形態に基づく例示的な無線通信システム１００のブロック図である。簡単のため、図１には二つの端末１１０と二つの基地局１２０しか示していない。端末１１０はリモート・ステーション、移動局、アクセス端末、ユーザー装置（UE: user equipment）、無線通信装置、携帯電話または他の何らかの用語で称されてもよい。基地局１２０は固定ステーションであってもよく、アクセス・ポイント、ノードＢまたは他の何らかの用語で称されてもよい。モバイル切り換えセンター（MSC: mobile switching center）１４０がこれらの基地局１２０に結合されていてもよく、これらの基地局１２０のための調停（coordination）および制御を与えてもよい。
端末１１０は、衛星１３０からの信号を受信する機能があってもなくてもよい。衛星１３０は、よく知られた全地球測位システム（GPS: Global Positioning System）のような衛星測位システムに属していてもよい。各GPS衛星はGPS信号を送信してもよく、該GPS信号には地球上のGPS受信機がGPS信号の到達時間を測定することを許容する情報がエンコードされていてもよい。GPS受信機の三次元位置を精密に推定するために、十分な数のGPS衛星についての測定を使用しうる。端末１１０はまた、ブルートゥース（Bluetooth）送信機、ワイヤレス・フィデリティ（Wi-Fi: Wireless Fidelity）送信機、無線ローカル・エリア・ネットワーク（WLAN）送信機、IEEE802.11送信機および他の任意の好適な送信機といった他の型の送信源からの信号を受信する機能があってもよい。
図１では、各端末１１０は複数の送信源から同時に信号を受信するものとして示されている。ここで、送信源は基地局１２０でも衛星１３０でもよい。ある種の実施形態では、端末１１０は送信源でもあってもよい。一般に、端末１１０は、任意の所与の瞬間において、０個、１個または複数の送信源からの信号を受信しうる。
システム１００は、符号分割多重アクセス（CDMA: Code Division Multiple Access）システム、時分割多重アクセス（TDMA: Time Division Multiple Access）システムまたは他の何らかの無線通信システムであってもよい。CDMAシステムは、IS-95、IS-2000（「1x」としても一般に知られる）、IS-856（「1xEV-DO」としても一般に知られる）、広帯域CDMA（W-CDMA: Wideband-CDMA）などといった一つまたは複数のCDMA規格を実装してもよい。TDMAシステムは、グローバル移動通信システム（GSM: Global System for Mobile Communications）のような一つまたは複数のTDMA規格を実装してもよい。W-CDMA規格は3GPPとして知られるコンソーシアムによって定義されており、IS-2000およびIS-856規格は3GPP2として知られるコンソーシアムによって定義されている。
図２は、本開示のある種の実施形態に基づく、例示的な送信および／または受信要素２００（たとえば、端末１００、基地局１２０または衛星１３０）の選択された構成要素のブロック図を示している。要素２００は、送信経路２０１および／または受信経路２２１を含んでいてもよい。要素２００の機能に依存して、要素２００は送信機、受信機またはトランシーバと考えられてもよい。
図２に描かれるように、要素２００はデジタル回路２０２を含んでいてもよい。デジタル回路２０２は、受信経路２２１を介して受信されたデジタル信号および情報を処理するよう構成された、および／または送信経路２０１を介した送信のためのデジタル信号および情報を処理するよう構成されたいかなるシステム、デバイスまたは装置を含んでいてもよい。そのようなデジタル回路２０２は、一つまたは複数のマイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサおよび／または他の好適な装置を含んでいてもよい。
送信経路２０１は同相（Iチャネル）経路２５２および直交位相（Qチャネル）経路２５４を含んでいてもよい。Iチャネル経路２５２は信号の同相成分を搬送してもよく、一方、Qチャネル経路２５４は信号の直交成分を搬送してもよい。
Iチャネル経路２５２およびQチャネル経路２５４のそれぞれは、デジタル予歪モジュール２０３を含んでいてもよい。予歪モジュール２０３は、デジタル回路２０２からデジタル信号を受信し、Ｃ−ＩＭ３歪み項の逆位相を用いてデジタル信号に予歪を与え、送信経路の他の構成要素による信号のデジタル‐アナログ変換および変調後に予歪とＣ−ＩＭ３歪みが互いに打ち消し合うようにするよう構成されたいかなるシステム、デバイスまたは装置であってもよい。予歪モジュール２０３は以下でより詳細に論じる。
Iチャネル経路２５２およびQチャネル経路２５４のそれぞれはさらに、デジタル・プリエンファシス・フィルタ２０５を含んでいてもよい。プリエンファシス・フィルタ２０５は、対応する予歪モジュール２０３から予歪を与えられたデジタル信号を受け取り、対応する予歪モジュール２０３によって生成された予歪に対する、アップコンバータ２０８のアナログ・ベースバンド・フィルタ２０６およびデジタル・ハーフバンド・フィルタ２０９の効果を相殺するよう構成されたいかなるシステム、デバイスまたは装置であってもよい。デジタル・プリエンファシス・フィルタ２０５は、複合的なアナログ・ベースバンド・フィルタ２０６およびデジタル・ハーフバンド・フィルタ２０９の平坦な振幅応答を提供し、該複合フィルタについての線形位相応答を提供するために、予歪を与えられたデジタル信号を修正してもよい。追加的または代替的に、プリエンファシス・フィルタ２０５は、受信経路２２１の帯域ノイズ（band noise）を回避するために狭いベースバンド・フィルタの帯域幅が使われる場合には、対応するベースバンド・フィルタ２０６のアナログ垂れ下がり（droop）を補償するよう構成されていてもよい。
図２に示されるように、Iチャネル経路２５２およびQチャネル経路２５４のそれぞれはまた、デジタル・ハーフバンド・フィルタ２０９を含んでいてもよい。デジタル・ハーフバンド・フィルタ２０９は、プリエンファシス・フィルタ２０５から受信されるアナログ信号の高周波成分をさらに減衰させるよう構成されたいかなるシステム、デバイスまたは装置であってもよい。
Iチャネル経路２５２およびQチャネル経路２５４のそれぞれはまた、デジタル‐アナログ変換器（DAC: digital-to-analog converter）２０４を含んでいてもよい。DAC ２０４は、予歪を与えられ、プリエンファシスを加えられたデジタル信号を対応するプリエンファシス・フィルタ２０５から受信し、そのようなデジタル信号をアナログ信号に変換するよう構成されていてもよい。そのようなアナログ信号は、次いで、ベースバンド・フィルタ２０６を含む送信経路２０１の一つまたは複数の他の構成要素に渡されてもよい。
ベースバンド・フィルタ２０６は、低周波数信号は通過させるが、カットオフ周波数またはベースバンド周波数より高い周波数をもつ信号は減衰させるよう構成されたいかなるシステム、デバイスまたは装置をも含みうる。よって、ベースバンド・フィルタ２０６は対応するDAC ２０４からアナログ信号を受信して、そのようなアナログ信号の高周波数成分を減衰させてもよい。
上方変換器２０８は、ベースバンド・フィルタ２０６から受信されたアナログ信号を、発振器２１０によって与えられる発振器信号に基づく無線周波数の無線通信信号に周波数上方変換〔アップコンバート〕するよう構成されていてもよい。
発振器２１０は、アナログ信号の無線通信信号への変調または上方変換のための、あるいは無線通信信号からアナログ信号への復調または下方変換のための特定の周波数のアナログ波形を生成するよう構成されたいかなる好適なデバイス、システムまたは装置であってもよい。いくつかの実施形態では、発振器２１０はデジタル制御された結晶発振器（crystal oscillator）であってもよい。
送信経路２０１は、送信のために上方変換された信号を増幅するための可変利得増幅器（VGA: variable-gain amplifier）２１４およびVGA ２１４からの増幅された信号を受け取り、関心のある帯域内の信号成分は通過させ、帯域外のノイズおよび望まれない信号は除去するよう構成された帯域通過フィルタ２１６を含んでいてもよい。帯域通過フィルタ処理された信号は、パワー増幅器２２０によって受領されてもよく、ここで、アンテナ２１８を介した送信のために増幅されてもよい。アンテナ２１８は、そのような増幅された信号を受領し、送信してもよい（たとえば、端末１１０、基地局１２０および／または衛星１３０のうちの一つまたは複数に）。
受信経路２２１は、アンテナ２１８を介して（たとえば端末１１０、基地局１２０および／または衛星１３０から）無線通信信号を受信するよう構成された帯域通過フィルタ２３６を含んでいてもよい。帯域通過フィルタ２３６は、関心のある帯域内の信号成分を通過させ、帯域外のノイズおよび望まれない信号を除去してもよい。さらに、受信経路２２１は、帯域通過フィルタ２３６から受領された信号を増幅するための低ノイズ増幅器（LNA: low-noise amplifier）２３４を含んでいてもよい。
受信経路２２１はまた下方変換器２２８を含んでいてもよい。下方変換器２２８は、アンテナ２１８を介して受信され、LNA ２３４によって増幅された無線通信信号を、発振器２１０によって与えられる発振器信号によって周波数下方変換〔ダウンコンバート〕（たとえばベースバンド信号への下方変換）するよう構成されていてもよい。受信経路２２１はさらに、関心のある無線周波チャネル内の信号成分を通過させるおよび／または下方変換プロセスによって生成されうるノイズおよび望まれない信号を除去するために、下方変換された無線通信信号をフィルタ処理するよう構成されたフィルタ２３８を含んでいてもよい。さらに、受信経路２２１は、フィルタ２３８からアナログ信号を受信し、そのようなアナログ信号をデジタル信号に変換するよう構成されたアナログ‐デジタル変換器（ADC: analog-to-digital converter）２２４を含んでいてもよい。そのようなデジタル信号は次いで、処理のためにデジタル回路２０２に渡されてもよい。
上で論じたように、予歪モジュール２０３は、デジタル回路２０２からデジタル信号を受領し、Ｃ−ＩＭ３歪み項の逆位相を用いて該デジタル信号に予歪を与え、送信経路の他の構成要素による信号のデジタル‐アナログ変換および変調後に予歪とＣ−ＩＭ３歪みが打ち消し合うようにするよう構成されていてもよい。Iチャネル経路２５２およびQチャネル経路２５４が存在するので、予歪は信号の同相成分および直交成分の両方に加えられてもよい。Ｃ−ＩＭ３歪みを予測するおよび／または予歪を生成するために、いくつかの公式が使われてもよい。そうした公式は、限定するものではないが、下記を含む：
Ip＝αI3およびQp＝βQ3；
Ip＝αI2QおよびQp＝βIQ2；
Ip＝αIQ2およびQp＝βI2Q；
ここで、IおよびQはベースバンド周波数応答の基本同相および直交成分であり、IpおよびQpは予測された（predicted）Ｃ−ＩＭ３スプリアス放射の同相および直交成分（すなわち、デジタル領域においてIおよびQに加えられるべき予歪）であり、αおよびβは予歪係数と名付けてもよい実定数である。予歪モジュール２０３において予歪成分を生成するための論理３００は図３に描かれている。
図３に示されるように、論理３００は、IおよびQのそれぞれ、つまりデジタル・ベースバンド信号の基本成分の同相および直交成分を二乗するための乗算器３０２ａを含んでいてもよい。I2およびQ2のそれぞれは、マルチプレクサ３０４ａの入力に加えられてもよく、各乗算器は、選択信号mux_select0に基づいてI2およびQ2の一方を選択する。乗算器の出力はラッチ３０６ａによってラッチされてもよい。一つのラッチ３０６ａの出力は、乗算器３０２ｂによってIを乗算されて、I3またはIQ2の結果を与えてもよい。もう一つのラッチ３０６ａの出力は乗算器３０２ｂによってQを乗算されて、I2QまたはQ3の結果を与えてもよい。各マルチプレクサ３０４ｂは、選択信号mux_select1に基づいて乗算器３０２ｂの出力の間で選択してもよい。マルチプレクサ３０４ｂの出力はI3、I2Q、IQ2またはQ3のうちの一つでありうるが、これはラッチ３０６ｂによってラッチされてもよい。一つのラッチ３０６ｂの出力は、乗算器３０２ｃによって予歪係数αを乗算され、予測されるＣ−ＩＭ３スプリアス放射の同相成分Ipを与えてもよい。もう一つのラッチ３０６ｂの出力は、乗算器３０２ｃによって予歪係数βを乗算され、予測されるＣ−ＩＭ３スプリアス放射の直交成分Qpを与えてもよい。Ipは加算器３０８において基本同相成分Iに加えられてもよく、Qpはもう一つの加算器３０８において基本直交成分Qに加えられてもよい。加算器３０８の結果は、ラッチ３０６ｃによってラッチされてもよい。一つのラッチ３０６ｃの出力は、Iチャネル経路２５２の予歪モジュール２０５の出力をなしてもよく、他方のラッチ３０６ｃの出力はQチャネル経路２５４の予歪モジュール２０５の出力をなしてもよい。
いくつかの実施形態では、予歪係数αおよびβは、要素２００の電源投入および／またはリセット時の「コールド較正」手順によって、いかなる好適な探索アルゴリズムを介して取得されてもよい。たとえば、αおよび／またはβは、可能性のある値の範囲を横断して掃引されてもよく、Ｃ−ＩＭ３振幅が受信要素２２４において測定されてもよく、測定された結果が動作中に使用されるべき係数の値を導出するために使われてもよい。その際、最低振幅のＣ−ＩＭ３歪みを与える係数値が、要素２００の動作の際に使用されるべき値として選択されてもよい。無線周波切り換え利得（radio-frequency switching gains）が要求される設計（たとえば、段階的な（stepped）可変利得増幅器が使用されるなど）では、予歪係数は、すべての必要とされる利得段に対してコールド較正手順を実行することによって得られてもよい。他の実施形態では、予歪係数は、実験室検証（lab validation）によって決定されてもよく、あらかじめ決定された係数が要素２００のメモリおよび／またはファームウェアに記憶されてもよい。さらに他の実施形態では、予歪係数が、要素２００またはその構成要素のハードウェア試験（たとえばシリコン最終試験（silicon final test））を介して決定されてもよい。ここで、該試験の間に４×ＢＢ項が解析され、係数が決定されてメモリに記憶されてもよい。電源投入またはリセット時に、要素２００は記憶された係数をメモリから読んでもよい。
要素２００の特性は要素２００の電源投入および／またはリセット後に変化することがある（たとえば、温度上昇により要素２００のある種の構成要素の電気的性質が変化することがある）ので、そのような変動に対応するために、動作中に予歪係数が修正されうることが望まれることがありうる。たとえば、可変利得増幅器VGA ２１４の利得の変化の場合、予歪係数の一方または両方が修正されてもよい。もう一つの例として、送信経路２０１のデジタル利得の変化（たとえば、DAC ２０４の出力レベルの変化）の場合、予歪係数の一方または両方が、デジタル利得の変化に基づいてスケーリングされてもよい（たとえば、α新＝α旧×√(新利得／旧利得)）。さらなる例として、送信経路２０１の構成要素の温度の変化の場合、予歪係数の一方または両方が、温度の変化に基づいてスケーリングされてもよい（たとえば、α新＝α旧×T新／T旧）。上記に開示された以外の方法が、利得または温度の変化に応答して予歪係数をスケーリングするために使用されてもよい。スケーリングのための厳密な公式は、トランシーバ・アーキテクチャに基づく実験室特性評価または他の好適なアプローチによって得られてもよい。
また、上で論じたように、プリエンファシス・フィルタ２０５は、なかでも、予歪モジュール２０３から予歪を与えられたデジタル信号を受け取って、予歪モジュール２０３によって生成された予歪に対する、上方変換器２０８のアナログ・ベースバンド・フィルタ２０６およびデジタル・ハーフバンド・フィルタ２０９の効果に抗するよう構成されてもよい。プリエンファシス・フィルタ２０５は、ベースバンド・フィルタ２０６の振幅応答および位相応答に基づいて、ゼロ・フォーシング（zero-forcing）・アルゴリズムまたは他の任意の好適な手段を使って設計されてもよい。ベースバンド・フィルタ２０６の振幅応答および線形位相からの位相偏移は、要素２００の電源投入またはリセット時のコールド較正手順で得られる情報から、あるいはベースバンド・フィルタ２０６のシミュレーションに基づいて導出されてもよい。プリエンファシス・フィルタ２０５は、ベースバンド・フィルタ２０６、デジタル・ハーフバンド・フィルタ２０９およびプリエンファシス・フィルタ２０５の組み合わされた応答が平坦な大きさの応答および線形位相応答（または一定の群遅延）を生成し、それにより予歪を与えられた信号がＣ−ＩＭ３スプリアス放射を打ち消すよう設計されてもよい。プリエンファシス・フィルタの設計にゼロ・フォーシング・アルゴリズムが使われる実装では、そのようなフィルタの設計は、図４に描かれるステップに従って行われる。
図４は、プリエンファシス・フィルタ２０５の設計のための例示的な方法４００のフローチャートを描いている。ある実施形態によれば、方法４００はステップ４０２で開始されてもよい。上述したように、本開示の教示は、システム１００の多様な構成において実装されてもよい。よって、方法４００のための初期化点および方法４００をなすステップ４０２〜４１２の順序は、選ばれる実装に依存してもよい。
ステップ４０２では、当技術分野で既知の通常のNタップのゼロ・フォーシング等化器が生成されてもよい。ステップ４０４では、該Nタップのゼロ・フォーシング等化器についてのパフォーマンス関数（performance function）がセットアップされる。これは、複合的なアナログ・ベースライン・フィルタ、デジタル・ハーフバンド・フィルタおよび予歪モジュール／プリエンファシス・フィルタについての、理想的な平坦な組み合わされた大きさ応答および組み合わされた群遅延応答からの、リプル偏移を含む。そのようなパフォーマンス関数の値が評価されてもよい。
ステップ４０６では、小さな、実数のランダムな数のN元ベクトルが等化器係数に加えられてもよく、パフォーマンス関数が再評価されてもよい。ステップ４０８では、パフォーマンス関数が、以前のパフォーマンス関数よりよい結果を生じたかどうかに関して判定がなされてもよい。そうでない場合、ステップ４０６が繰り返されてもよい。それ以外の場合、方法４００はステップ４１０に進んでもよい。
ステップ４１０では、等化器係数が、ステップ４０６でのN元ベクトルの加算後のこれらの新しい値を用いて更新されてもよい。ステップ４１２では、複合的なアナログ・ベースバンド・フィルタ、デジタル・ハーフバンド・フィルタおよび予歪モジュール／プリエンファシス・フィルタについての満足のいくパフォーマンス関数が達成されるかどうかに関して判定がなされてもよい。そうである場合、方法４００は終了してもよい。それ以外の場合、方法４００は再びステップ４０６に進んでもよい。
図４は、方法４００に関して取られるべき具体的ないくつかのステップを開示しているが、方法４００は、図４に描かれているより多数のまたは少数のステップをもって実行されてもよい。さらに、図４は方法４００に関して取られるべきステップのある順序を開示しているが、方法４００をなすステップはいかなる好適な順序で完遂されてもよい。
方法４００は、電源投入時のコールド較正において、あるいはオフラインで、要素２００の任意の構成要素および／または方法４００を実装するよう動作可能な他の任意のシステムの特徴付けを介して、実装されてもよい。プリエンファシス・フィルタ２０５設計がコールド較正時に実行される場合、特徴付けられるプロセスは、要素２００において描かれている受信経路２２１を使って振幅および位相応答を測定することによって実行される。プリエンファシス・フィルタ２０５設計がオフラインで実行される場合、特徴付けプロセスはシミュレーションおよび／またはシリコン検証によって実行されてもよい。後者の場合（図５に描かれるようなシリコン検証）、最悪ケースのプロセス変動をカバーする一組の係数が設計され、ファームウェアに記憶されてもよい。電源投入時に、コールド較正が3dbコーナー周波数を測定してもよく、ファームウェアはその3dBコーナー周波数に基づいて係数を選択してもよい。ある種の実施形態では、方法４００は部分的または完全に、コンピュータ可読媒体に具現されているソフトウェアおよび／またはファームウェアで実装されてもよい。
予歪モジュール２０３と同様、プロセス変動および動作条件はプリエンファシス・フィルタ２０５のパフォーマンスを変動させることがある。そこで、ある種の実施形態では、（図４に関して上で論じたようにして）複数の可能なプリエンファシス・フィルタが設計されてもよく、要素２００において選択のために利用可能であってもよい。電源投入および／またはリセット時に、コールド較正手順は要素２００の特性（たとえば複合的なデジタル・ハーフバンド・フィルタ２０９、DAC ２０４およびベースバンド・フィルタ２０６の3dB減衰する点（3dB周波数））を測定し、そのような特性に基づいて、前記複数の可能なプリエンファシス・フィルタのうちの一つを、要素２００の動作のためのプリエンファシス・フィルタ２０５として選択してもよい。動作の間、選択されたプリエンファシス・フィルタ２０５は、その機能を変更しうる動作条件（たとえば温度変動）を考慮に入れるよう修正されてもよい。温度情報は、オンチップの温度センサーまたはオフチップの温度の読みから得られてもよい。たとえば、要素２００において送信コマンドが発されるのに応答して、プリエンファシス・フィルタ２０５のゼロ・フォーシング等化器のための等化器係数は、組み合わされたフィルタ応答のための所望される3dBコーナー周波数を達成するよう修正されてもよい。コールド較正手順およびオンライン修正に関するさらなる詳細は図５において後述する。
図５は、プリエンファシス・フィルタ２０５の設計のための例示的な方法５００のフローチャートを描いている。ある実施形態によれば、方法５００はステップ５０２で始まりうる。上記のように、本開示の教示はシステム１００の多様な構成において実装されうる。よって、方法５００のための初期化点および方法５００をなすステップ５０２〜５１４の順序は選択される実装に依存することがある。
ステップ５０２において、プリエンファシス・フィルタ２０５または要素２００の他の構成要素が、複合のデジタル・ハーフバンド・フィルタ２０９、DAC ２０４およびアナログ・ベースバンド・フィルタ２０６のための信号伝達関数を、該複合フィルタの構成要素およびそれらの許容差（tolerance）に基づいて取得してもよい。ステップ５０４では、プリエンファシス・フィルタ２０５または要素２００の他の構成要素が、変動許容差（variation tolerance）がないと仮定して複合フィルタ応答を決定し、変動許容差がないと仮定して可能なプリエンファシス・フィルタを設計しうる。
ステップ５０６では、プリエンファシス・フィルタ２０５または要素２００の他の構成要素は、（たとえば500kHzステップの）特定の周波数での3デシベル（dB）の変化を与える変動許容差を決定し、そのような周波数ステップ帯域幅の3dB間隔をもつ可能なプリエンファシス・フィルタの組を生成してもよい。そのようなすべての可能なプリエンファシス・フィルタは、対応するフィルタ係数によって表してもよく、それらの係数はその3dB周波数をインデックスとして使って記憶されてもよい。
ステップ５０８では、3dB周波数が複合フィルタについて決定されてもよい。たとえば、電源投入またはリセット時に、一組のトーン信号が送信経路２０１を通じて通信され、受信経路２２１によって受信された対応する信号を解析して複合フィルタの3dB周波数を計算してもよい。
ステップ５１０では、（ステップ５０８で決定された）複合フィルタについての3dB周波数が（ステップ５０６で生成された）一組の係数を選択するために使用されてもよい。選択された係数は、プリエンファシス・フィルタ２０５内にロードされてもよい。一組の信号（たとえばトーンまたは変調された信号）が要素２００を通じて送信されてもよい。受信経路２２１によって受信された信号は、４×ＢＢ項について解析されてもよい。これらの解析結果は次いで、係数αおよびβを決定するために使用されてもよい。この解析手順は、限定することなく、以下のものを含みうる：
・αの可能な値を通じて探索し、最小の４×ＢＢ放射につながるものを選択する；
・限られた集合のα値で４×ＢＢ項を測定し、測定された結果を使ってαについての最適な値を導出する。
ステップ５１２および５１４は、実際の通信において使用されうる手順を記述している。ステップ５１２では、要素２００について送信コマンドが受信されるとき、ステップ５０８および５１０において3dB周波数に基づいて決定された係数がプリエンファシス・フィルタ２０５にロードされてもよい（たとえば、ステップ５１０で決定されたαおよびβの値が予歪フィルタ２０５にロードされてもよい）。ステップ５１４では、可変利得増幅器２１４の利得、デジタル利得および／または温度の変化に応答して、プリエンファシス・フィルタ２０５または要素２００の他の構成要素がプリエンファシス・フィルタ係数をスケーリングしてもよい。
図５は、方法５００に関して取られるべき具体的ないくつかのステップを開示しているが、方法５００は、図５に描かれているより多数のまたは少数のステップをもって実行されてもよい。さらに、図５は方法５００に関して取られるべきステップのある順序を開示しているが、方法５００をなすステップはいかなる好適な順序で完遂されてもよい。
方法５００は、要素２００の任意の構成要素および／または方法５００を実装するよう動作可能な他の任意のシステムを使って実装されてもよい。ある種の実施形態では、方法５００は部分的または完全に、コンピュータ可読媒体に具現されているソフトウェアおよび／またはファームウェアで実装されてもよい。
本開示の範囲からシステム１００に対して修正、追加または省略が加えられてもよい。システム１００の構成要素は統合されていても分離されていてもよい。さらに、システム１００の動作はより多数、より少数または他の構成要素によって実行されてもよい。本稿での用法では、「各」「それぞれ」は、集合の各要素または集合の部分集合の各要素を指す。
本開示についていくつかの実施形態を用いて記述してきたが、さまざまな変更および修正が当業者には思いつくことがありうる。本開示は、付属の請求項の範囲内にはいるそのような変更および修正を包含することが意図されている。
以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
デジタル・ベースバンド信号をアナログ・ベースバンド信号に変換するよう構成されたデジタル‐アナログ変換器と；
前記アナログ・ベースバンド信号をフィルタ処理するよう構成されたベースバンド・フィルタと；
前記アナログ・ベースバンド信号を変調して無線周波信号を与えるよう構成された上方変換器と；
前記無線周波信号を増幅するよう構成された可変利得増幅器と；
Ｃ−ＩＭ３歪み項の逆位相を用いて前記デジタル・ベースバンド信号に予歪を与えて前記予歪とＣ−ＩＭ３歪みが互いに打ち消し合うようにするよう構成されたデジタル予歪モジュールと；
前記ベースバンド・フィルタおよびデジタル・ハーフバンド・フィルタを含む複合フィルタの平坦な振幅応答を与え、前記複合フィルタの線形位相応答を与えるために、前記予歪を与えられたデジタル信号を調整するよう構成されたデジタル・プリエンファシス・フィルタとを有する、
送信機。
（付記２）
前記デジタル予歪モジュールの応答が一つまたは複数の予歪項に基づき、各予歪項は三次多項式を含み、前記多項式の変数は前記デジタル・ベースバンド信号の周波数応答成分を含み、前記多項式の三次の項の係数は予歪係数を含む、付記１記載の送信機。
（付記３）
前記予歪係数が、当該送信機の電源投入またはリセット時に探索アルゴリズムに基づいて決定される、付記２記載の送信機。
（付記４）
前記予歪係数が、電源投入またはリセット時に、可能性のある値の範囲にわたって掃引され；
前記の値のそれぞれについて、Ｃ−ＩＭ３歪みの振幅が測定され；
最低の振幅のＣ−ＩＭ３歪みを与える値が、前記予歪モジュールの動作のための予歪係数として選択される、
付記３記載の送信機。
（付記５）
前記予歪係数の値が、動作中、当該送信機の動作特性の変化に応答して修正されうる、付記４記載の送信機。
（付記６）
前記動作特性が、前記可変利得増幅器の利得の変化；送信経路のデジタル利得の変化；当該送信機の一つまたは複数の構成要素の温度の変化のうちの少なくとも一つを含む、付記５記載の送信機。
（付記７）
前記予歪係数が、当該送信機の実験室検証によって決定され、当該送信機のメモリに記憶される、付記２記載の送信機。
（付記８）
前記予歪係数が当該送信機のハードウェア試験によって、前記Ｃ−ＩＭ３歪み項の解析に基づいて決定され、当該送信機のメモリに記憶され、さらに、前記予歪係数が当該送信機の電源投入またはリセットの際に前記メモリからロードされうる、付記２記載の送信機。
（付記９）
前記プリエンファシス・フィルタが複数の可能なプリエンファシス・フィルタから選択され、該選択は、選択されたプリエンファシス・フィルタが前記複合フィルタについての所望される3dB周波数を与えるように行われる、付記１記載の送信機。
（付記１０）
前記プリエンファシス・フィルタの特性が、動作中、当該送信機の動作特性の変化に応答して修正されうる、付記７記載の送信機。
（付記１１）
無線通信信号を受信し、該無線通信信号をデジタル信号に変換するよう構成された受信経路と；
デジタル信号を無線通信信号に変換するよう構成された送信経路とを有する無線通信要素であって、前記送信経路は：
デジタル・ベースバンド信号をアナログ・ベースバンド信号に変換するよう構成されたデジタル‐アナログ変換器と；
前記アナログ・ベースバンド信号をフィルタ処理するよう構成されたベースバンド・フィルタと；
前記アナログ・ベースバンド信号を変調して無線周波信号を与えるよう構成された上方変換器と；
前記無線周波信号を増幅するよう構成された可変利得増幅器と；
Ｃ−ＩＭ３歪み項の逆位相を用いて前記デジタル・ベースバンド信号に予歪を与えて前記予歪とＣ−ＩＭ３歪みが互いに打ち消し合うようにするよう構成されたデジタル予歪モジュールと；
前記ベースバンド・フィルタおよびデジタル・ハーフバンド・フィルタを含む複合フィルタの平坦な振幅応答を与え、前記複合フィルタの線形位相応答を与えるために、前記予歪を与えられたデジタル信号を調整するよう構成されたデジタル・プリエンファシス・フィルタとを有する、
無線通信要素。
（付記１２）
前記デジタル予歪モジュールの応答が一つまたは複数の予歪項に基づき、各予歪項は三次多項式を含み、前記多項式の変数は前記デジタル・ベースバンド信号の周波数応答成分を含み、前記多項式の三次の項の係数は予歪係数を含む、付記１１記載の無線通信要素。
（付記１３）
前記予歪係数が、当該要素の電源投入またはリセット時に探索アルゴリズムに基づいて決定される、付記１２記載の要素。
（付記１４）
前記予歪係数が、電源投入またはリセット時に、可能性のある値の範囲にわたって掃引され；
前記の値のそれぞれについて、Ｃ−ＩＭ３歪みの振幅が測定され；
最低の振幅のＣ−ＩＭ３歪みを与える値が、前記予歪モジュールの動作のための予歪係数として選択される、
付記１３記載の要素。
（付記１５）
前記予歪係数の値が、動作中、当該要素の動作特性の変化に応答して修正されうる、付記１４記載の要素。
（付記１６）
前記動作特性が、前記可変利得増幅器の利得の変化；前記送信経路のデジタル利得の変化；当該要素の一つまたは複数の構成要素の温度の変化のうちの少なくとも一つを含む、付記１５記載の要素。
（付記１７）
前記予歪係数が、前記送信機の実験室検証によって決定され、前記送信機のメモリに記憶される、付記１２記載の要素。
（付記１８）
前記予歪係数が当該要素のハードウェア試験によって、前記Ｃ−ＩＭ３歪み項の解析に基づいて決定され、当該要素のメモリに記憶され、さらに、前記予歪係数が当該要素の電源投入またはリセットの際に前記メモリからロードされうる、付記１２記載の要素。
（付記１９）
前記プリエンファシス・フィルタが複数の可能なプリエンファシス・フィルタから選択され、該選択は、選択されたプリエンファシス・フィルタが前記複合フィルタについての所望される3dB周波数を与えるように行われる、付記１１記載の要素。
（付記２０）
前記プリエンファシス・フィルタの特性が、動作中、当該要素の動作特性の変化に応答して修正されうる、付記１７記載の要素。
（付記２１）
Ｃ−ＩＭ３歪み項の逆位相を用いてデジタル・ベースバンド信号にデジタル的に予歪を与えて、送信機において前記予歪とＣ−ＩＭ３歪みが互いに打ち消し合うようにする段階と；
前記送信機のベースバンド・フィルタおよびデジタル・ハーフバンド・フィルタを含む複合フィルタの平坦な振幅応答を与え、前記複合フィルタの線形位相応答を与えるために、前記予歪を与えられたデジタル信号をデジタル的に調整する段階とを含む、
方法。
（付記２２）
前記デジタル予歪モジュールの応答が一つまたは複数の予歪項に基づき、各予歪項は三次多項式を含み、前記多項式の変数は前記デジタル・ベースバンド信号の周波数応答成分を含み、前記多項式の三次の項の係数は予歪係数を含み、当該方法がさらに：
電源投入またはリセット時に、前記予歪係数を可能性のある値の範囲にわたって掃引し；
前記の値のそれぞれについて、Ｃ−ＩＭ３歪みの振幅を測定し；
最低の振幅のＣ−ＩＭ３歪みを与える値を、前記デジタル・ベースバンド信号にデジタル的に予歪を与えるための予歪係数として選択することを含む、
付記２１記載の方法。
（付記２３）
前記予歪係数の値を、動作中に、前記送信機の動作特性の変化に応答して修正する段階をさらに含む、付記２２記載の方法。
（付記２４）
前記プリエンファシス・フィルタを複数の可能なプリエンファシス・フィルタから選択する段階をさらに含み、該選択は、選択されたプリエンファシス・フィルタが前記複合フィルタについての所望される3dB周波数を与えるように行われる、付記２１記載の方法。
（付記２５）
送信機において信号を処理する方法であって：
デジタル・ベースバンド信号および記憶されている係数から４×ＢＢスプリアス放射の３次歪みを予測する段階と；
予測された３次歪みを逆位相にしたものを用いて前記デジタル・ベースバンド信号にデジタル的に予歪を与えて、前記予歪と前記３次歪みが互いに打ち消し合うようにする段階と；
プリエンファシス・フィルタによって、予歪を与えられたデジタル信号をデジタル的に調整する段階とを含み、前記プリエンファシス・フィルタによる調整は、調整された信号を処理する前記送信機の複合フィルタおよび前記プリエンファシス・フィルタの組み合わされた応答が平坦な振幅応答および線形位相応答を与えるものである、
方法。
１００ 無線通信システム
１１０ 端末（リモート・ステーション、移動局、アクセス端末、ユーザー装置（UE）、無線通信装置、携帯電話）
１２０ 基地局（アクセス・ポイント、ノードＢ）
１３０ 衛星
１４０ モバイル切り換えセンター（MSC）
２００ 送信および／または受信要素（たとえば、端末１００、基地局１２０または衛星１３０）
２０２ デジタル回路
２０３ 予歪モジュール
２０４ DAC（デジタル‐アナログ変換器）
２０５ プリエンファシス・フィルタ
２０６ ベースバンド・フィルタ
２０８ 上方変換器（アップコンバーター）
２０９ デジタル・ハーフバンド・フィルタ
２１０ 発振器
２１４ VGA（可変利得増幅器）
２１６ 帯域通過フィルタ
２１８ アンテナ
２２０ パワー増幅器
２２４ ADC（アナログ‐デジタル変換器）
２２８ 下方変換器（ダウンコンバーター）
２３４ LNA（低ノイズ増幅器）
２３６ 帯域通過フィルタ
２３８ フィルタ
２５２ Iチャネル
２５４ Qチャネル
３０２ 乗算器
３０４ マルチプレクサ
３０６ ラッチ
４００ 方法
４０２ 通常のNタップのゼロ・フォーシング等化器を設計
４０４ 理想的な平坦な組み合わされた大きさ応答および組み合わされた群遅延応答からのリプル逸脱を含むパフォーマンス関数を設定し、その値を評価
４０６ 小さな、実数のランダムな数のN元ベクトルを等化器係数に加え、パフォーマンス関数を再評価
４０８ パフォーマンス関数改善？
４１０ 新しい値を用いて等化器係数を更新
４１２ 満足のいくパフォーマンス関数が得られたか？
５００ 方法
５０２ 複合フィルタ（ベースバンド・フィルタ２０６およびデジタル・ハーフバンド・フィルタ２０９およびそれらの変動許容差）の構成要素に基づいて信号伝達関数を取得
５０４ 正規プロセスについて複合フィルタ応答を決定し、変動許容差がないと仮定してプリエンファシス・フィルタ２０５を設計
５０６ 特定の周波数帯域で3dBの変化を与える変動許容差を決定し、そのような周波数帯域の帯域幅の3dB間隔をもつプリエンファシス・フィルタの組を生成
５０８ 複合フィルタについて3dB周波数を決定
５１０ 3dB周波数に基づいて係数値αおよびβを決定
５１２ 送信コマンドが受領されるとき、フィルタの3dB周波数に基づく係数をプリエンファシス・フィルタにロード
５１４ パワー変化コマンドが受領されるとき、可変利得増幅器VGA２１４の利得、デジタル利得および／または温度の変化に基づいて予歪係数をスケーリング

Claims (8)

  1. デジタル・ベースバンド信号をアナログ・ベースバンド信号に変換するよう構成されたデジタル‐アナログ変換器と；
    前記アナログ・ベースバンド信号をフィルタ処理するよう構成されたベースバンド・フィルタと；
    前記アナログ・ベースバンド信号を変調して無線周波信号を与えるよう構成された上方変換器と；
    前記無線周波信号を増幅するよう構成された可変利得増幅器と；
    Ｃ−ＩＭ３歪み項の逆位相を用いて前記デジタル・ベースバンド信号に予歪を与えて前記予歪とＣ−ＩＭ３歪みが互いに打ち消し合うようにするよう構成されたデジタル予歪モジュールと；
    前記ベースバンド・フィルタおよびデジタル・ハーフバンド・フィルタを含む複合フィルタの平坦な振幅応答を与え、前記複合フィルタの線形位相応答を与えるために、前記予歪を与えられたデジタル信号を調整するよう構成されたデジタル・プリエンファシス・フィルタとを有する、
    送信機。
  2. 前記デジタル予歪モジュールの応答が一つまたは複数の予歪項に基づき、各予歪項は三次多項式を含み、前記多項式の変数は前記デジタル・ベースバンド信号の周波数応答成分を含み、前記多項式の三次の項の係数は予歪係数を含む、請求項１記載の送信機。
  3. 前記予歪係数が、電源投入またはリセット時に、可能性のある値の範囲にわたって掃引され；
    前記の値のそれぞれについて、Ｃ−ＩＭ３歪みの振幅が測定され；
    最低の振幅のＣ−ＩＭ３歪みを与える値が、前記予歪モジュールの動作のための予歪係数として選択される、
    請求項２記載の送信機。
  4. 前記予歪係数の値が、動作中、当該送信機の動作特性の変化に応答して修正されうる、請求項３記載の送信機。
  5. 前記プリエンファシス・フィルタが複数の可能なプリエンファシス・フィルタから選択され、該選択は、選択されたプリエンファシス・フィルタが前記複合フィルタについての所望される3dB周波数を与えるように行われる、請求項１記載の送信機。
  6. 無線通信信号を受信し、該無線通信信号をデジタル信号に変換するよう構成された受信経路と；
    デジタル信号を無線通信信号に変換するよう構成された送信経路とを有する無線通信要素であって、前記送信経路は：
    デジタル・ベースバンド信号をアナログ・ベースバンド信号に変換するよう構成されたデジタル‐アナログ変換器と；
    前記アナログ・ベースバンド信号をフィルタ処理するよう構成されたベースバンド・フィルタと；
    前記アナログ・ベースバンド信号を変調して無線周波信号を与えるよう構成された上方変換器と；
    前記無線周波信号を増幅するよう構成された可変利得増幅器と；
    Ｃ−ＩＭ３歪み項の逆位相を用いて前記デジタル・ベースバンド信号に予歪を与えて前記予歪とＣ−ＩＭ３歪みが互いに打ち消し合うようにするよう構成されたデジタル予歪モジュールと；
    前記ベースバンド・フィルタおよびデジタル・ハーフバンド・フィルタを含む複合フィルタの平坦な振幅応答を与え、前記複合フィルタの線形位相応答を与えるために、前記予歪を与えられたデジタル信号を調整するよう構成されたデジタル・プリエンファシス・フィルタとを有する、
    無線通信要素。
  7. Ｃ−ＩＭ３歪み項の逆位相を用いてデジタル・ベースバンド信号にデジタル的に予歪を与えて、送信機において前記予歪とＣ−ＩＭ３歪みが互いに打ち消し合うようにする段階と；
    前記送信機のベースバンド・フィルタおよびデジタル・ハーフバンド・フィルタを含む複合フィルタの平坦な振幅応答を与え、前記複合フィルタの線形位相応答を与えるために、前記予歪を与えられたデジタル信号をデジタル的に調整する段階とを含む、
    方法。
  8. 送信機において信号を処理する方法であって：
    デジタル・ベースバンド信号および記憶されている係数から４×ＢＢスプリアス放射の３次歪みを予測する段階と；
    予測された３次歪みを逆位相にしたものを用いて前記デジタル・ベースバンド信号にデジタル的に予歪を与えて、前記予歪と前記３次歪みが互いに打ち消し合うようにする段階と；
    プリエンファシス・フィルタによって、予歪を与えられたデジタル信号をデジタル的に調整する段階とを含み、前記プリエンファシス・フィルタによる調整は、調整された信号を処理する前記送信機の複合フィルタおよび前記プリエンファシス・フィルタの組み合わされた応答が平坦な振幅応答および線形位相応答を与えるものである、
    方法。
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