JP2006345490A - 歪み補償装置及び無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】端末に要求される歪み補償の効果を、簡単な構成で、低消費電力でかつ高速に、電力増幅器の最大電力付近まで得られるようにする。
【解決手段】搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅する際に発生する非線形歪みを補償する歪み補償装置において、送信希望波信号から包絡線成分信号を演算する演算部２１〜２３と、包絡線成分の直流成分を生成する包絡線直流成分生成部１０１と、演算部で得られた包絡線成分信号から直流成分を減算し、送信希望波信号と乗算して基本波信号成分を除いた歪み補償信号を得る歪み補償信号生成部２４，２５，２６と、移相器５０、可変減衰器５１で移相及び振幅を調整して歪み補償信号を送信希望波信号に加算する加算部５２，５３とを有する。移相器５０，可変減衰器５１の補償係数は、好ましくは、出力包絡線成分信号と基準包絡線成分信号の振幅エラーに基づいて生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば無線通信システムの基地局又は端末局の送信部の電力増幅器で発生する非線形歪みを補償する場合に好適な歪み補償装置及び、無線通信装置に関する。

近年、携帯電話端末装置（以下、単に端末ともいう）は豊富なアプリケーションを搭載することによって、その様々な使い方が可能になっている。このような端末は２次電池を電力源として動作するため、２次電池を充電することなく端末を使用できる時間には制限がある。端末の連続使用時間を延ばすためには、端末の回路の低消費電力化と電池の大容量化が必要となる。

携帯電話端末では、基地局に対する送信電力を生成するために電力増幅器を内蔵している。通話時にはこの電力増幅器の消費電力が支配的であり、電力増幅器の低消費電力化が重要となる。

また、大容量電池の充電電力を十分使い切るには、端末の回路が電池の終止電圧まで動作することが望ましく、そのためには、より低電圧で無線回路が動作する必要がある。従来の無線回路で最も高い電圧を要求しているのは電力増幅器であり、電力増幅器の低電圧動作が求められる。

無線設備では、電力増幅器などで信号が歪むとチャネルのスペクトルが広がり、隣接するチャネルへの電波の漏れを生じる。この隣接チャネル漏洩電力が大きいと、隣接するチャネルを使用している端末に通信障害(混信)を与えるため、規格により許容値が規定されている。

電力増幅器の消費電力を下げる事や動作電圧を下げる事と、歪み性能を良くする事は相反する事象であり、歪み性能に要求された許容値を守りながら低消費電力化や低電圧化を行うためには、歪み補償の技術を適用することが必要となる。

従来より、無線通信装置の送信部の非線形歪みを補償する処理としては、いくつかの方式が提案され実用化されている。一般的には、負帰還法、プレディストータ法、フィードフォワード法などの非線形歪み補償法が挙げられる。

負帰還法は、送信電力増幅器の出力信号を負帰還回路を介して入力側に負帰還させることで、非線形歪みを補償する方法である。負帰還法の具体例としては、帰還信号を同相、直交成分に分解して負帰還するカーテシアンループ(cartesianloop）法が挙げられる。但し、負帰還法は、負帰還回路での安定性の点で問題がある。

プレディストータ法（プレディストーション方式ともいう）は、送信電力増幅器で発生する歪みを打ち消すために、入力信号に前もって歪ませた信号成分を加えることにより非線形歪みを補償する方法である。プレディストータ法は、負帰還法とは異なり、開ループ制御であるので安定性に優れているが、前もって歪ませた信号（プレディストーション信号）成分は、増幅器の特性パラメータに依存して適応化しなければならない。

フィードフォワード法は、送信電力増幅器で発生する歪みを検出し、この歪み成分を増幅して送信電力増幅器の出力信号から減算する方法である。フィードフォワード法は、プレディストータ法と同様に開ループ制御であるので安定性に優れているが、歪み補償するために追加した電力増幅器の非線形性や電力効率が問題となる。

上述の３つの非線形歪み補償方法のうち、今日ではプレディストータ法が安定性や電力効率の点から注目されている。ここで、従来より提案されているプレディストータ法は、非線形歪みの特性を送信信号の振幅歪み特性と位相歪み特性とで表現し、それらの逆特性の信号からプレディストーション信号を生成してＲＯＭなどの記憶手段に保持しておき、その保持されたプレディストーション信号を用いて非線形歪みを補償するようにしている。

すなわち、従来のプレディストータ法によれば、先ず、送信電力増幅器の非線形歪み特性を測定して非線形歪みを解析し、次に多項式近似によって非線形歪みを高精度に近似し、当該高精度の近似式から逆歪み特性の高精度近似式を生成し、その逆歪み特性の高精度近似式を用いて歪み補償データ（つまりプレディストーション信号）を作成し、ＲＯＭなどに保持させる。そして、入力信号レベルに応じた歪み補償データがＲＯＭから読み出され、その読み出されたデータが入力信号に加算される。

図１４は、送信電力増幅器への入力電力と、当該送信電力増幅器からの出力電力の関係の一例を示す。すなわちこの図１４は、送信電力増幅器の振幅特性が、図中振幅特性Ｇ１に示すように、ある程度の電力レベルまでは入力電力と出力電力とが直線的に変化して理想的な振幅特性Ｇ０と略々一致し、ある電力レベルを超えると非線形になっている例を示している。ここで、例えば入力電力レベルが図中のレベルＡのときの理想的な出力電力レベルはＢ’である。しかしながら、この図１４に示す振幅特性Ｇ１を有する送信電力増幅器の場合は、上述した入力電力レベルＡのときの出力電力レベルが図中Ｂになってしまう。したがって、プレディストータ法によれば、送信電力増幅器の入力に対して、その電力レベルが図中Ａ’となるようにプレディストーション信号を入力に加算する。これにより、送信電力増幅器からは、歪みのない理想的な出力電力レベルＢ’が得られることになる。

図１５は、従来のプレディストーション法を実現するための構成例を示す。この図１５は、送信電力制御を行う携帯電話端末の送信部に従来のプレディストータ法を適用した場合の構成例を示してある。

この図１５の構成において、歪み補償部１１０は、パワー計算部１１２と、テーブル１１３と、複素積演算部１１１により構成されている。パワー計算部１１２は、歪み補償前のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，ＶｑからＶｉ^２＋Ｖｑ^２で表される演算出力を算出する。この演算出力は、テーブル１１３へ送られる。また、パワー設定部４１は、送信電力制御を行うための送信出力パワー設定値を発生し、その送信出力パワー設定値をテーブル１１３とテーブル１１９へ送る。テーブル１１３は、振幅歪み補償及び位相歪み補償用の補正値が予め書き込まれている。このテーブル１１３からは、パワー計算部４１からの演算出力（Ｖｉ^２＋Ｖｑ^２）とパワー設定部４１から得る送信出力パワー設定値に応じた補正値が読み出され、複素積演算部１１１へ送られる。複素積演算部１１１は、ベースバンド信号Ｉ，Ｑとテーブル１１３から読み出された補正値との複素積を演算する。これにより、歪み補償部１１０からは、歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られる。

この歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’は、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２にてそれぞれアナログ信号に変換される。これらＤ／Ａコンバータ３１，３２からのアナログ直交ベースバンド信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３，３４により低域濾波されて直交変調部６０へ供給される。直交変調部６０は、局部発振器（図示せず）からの局部発振信号を、ＬＰＦ３３，３４が出力する低域濾波後のアナログ直交ベースバンド信号により変調する。これにより、直交変調部６０からは高周波信号が出力される。当該直交変調により得られた高周波信号は、可変ゲインアンプ７０へ送られる。

テーブル１１９には、可変ゲインアンプ７０のゲイン制御電圧を決定するための制御データが予め書き込まれている。そして、このテーブル１１９からは、パワー設定部４１による送信出力パワー設定値に応じた制御データが読み出される。当該制御データは、具体的にはＤ／Ａコンバータの電圧コードであり、この制御データが図示しないＤ／Ａコンバータにより制御電圧値に変換されて可変ゲインアンプ７０へ送られる。これにより、可変ゲインアンプ７０からは、送信電力制御がなされた高周波信号が出力されることになる。その後、当該高周波信号は、電力増幅器１０によりさらに増幅され、アンテナ接続端子１を介して図示しないアンテナへ送られる。

次に、図１６には、従来のプレディストーション法を実現するための他の構成例を示す。この図１６も図１５と同様に、送信電力制御を行う携帯電話端末の送信部に従来のプレディストータ法を適用した場合の構成例を示している。なお、図１６において、図１５と基本的に同じ構成には同一の符号を付してそれらの詳細な説明は省略する。

この図１６の構成は、送信電力増幅器１０の非線形歪みの振幅特性及び位相特性を近似する関数を、それぞれの実際の特性にフィットするように定義した上で、この関数の非線形性を打ち消すような逆関数を求め、その逆関数から歪み補償データを得るものである。

この図１６の構成の歪み補償部１２０は、振幅逆関数演算部１２３と、位相逆関数演算部１２１と、複素積演算部１２２により構成されている。振幅逆関数演算部１２１と位相逆関数演算部１２３は、歪み補償前のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑとパワー設定部４１による送信出力パワー設定値からそれぞれ振幅と位相の逆関数を演算する。振幅逆関数演算部１２１により求められた振幅逆関数の演算結果と、位相逆関数演算部１２３により求められた位相逆関数の演算結果は、複素積演算部１２２へ送られる。

複素積演算部１２２は、振幅逆関数の演算結果と位相逆関数の演算結果との複素積を演算する。これにより、歪み補償部１２０からは、歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られる。以後の処理は、図１５の構成例と同じである。

図１５及び図１６を用いて説明した従来のプレディストーション法による歪み補償方式によれば、複素積演算部での複素積演算を高速に行わなければならないため、歪み補償部１１０，１２０での演算量が膨大となる。また、歪み補償部１１０，１２０は、大規模な演算ロジックにより構成されるため、送信部の構成が大型化し、しかも消費電力が大きいという問題がある。

具体例として、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband-Code Division Multiple Access）方式の携帯電話システムを挙げて説明する。直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、例えば図１８に示すような電圧時間波形をしている。そして、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話システムの場合、シンボル点は３．８４Ｍcpsで変わり、例えば４倍サンプリングレートの１５．３６ＭＨｚの繰り返しで直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑが生成される。したがって、図１５や図１６で説明した従来の歪み補償方式の場合、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから上記複素積演算後の直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を求める処理を、１５．３６ＭＨｚの繰り返し（６５ｎｓの周期）で行う必要があり、非常に高速性が要求されることになる。

このため、本出願人は先に、特許文献１に示した歪み補償装置を提案した。図１７は、特許文献１で提案した歪み補償装置の構成例である。その構成について説明する。

図１７において、図示しないベースバンド処理部から端子５４，５５に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、歪み補償部（ベースバンド部）３０内で、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２にてそれぞれアナログ信号に変換される。これらＤ／Ａコンバータ３１，３２からのアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３，３４により低域濾波されて第１の直交変調部６０へ供給される。第１の直交変調部６０は、局部発振器６１からの局部発振信号（搬送波信号）を、低域濾波後のアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑにより変調する。

即ち、局部発振器６１からの搬送波信号を、位相シフタ６０ａで相互に位相がシフトした２つの搬送波信号とし、その２つの搬送波信号を乗算器６０ｂ，６０ｃに供給して、アナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑで変調し、それぞれの変調信号を加算器６０ｄで加算して、直交変調された高周波信号ＲＦ（以下、第１の高周波信号ＲＦと表記する）が出力される。当該第１の高周波信号ＲＦは、可変ゲインアンプ７０へ送られる。

また、パワー設定部４１には、可変ゲインアンプ７０，７１のゲイン及び移相器６４での位相調整量を制御するための制御データが書き込まれている。各制御データは、Ｄ／Ａコンバータ４２，４３，４４を介して可変ゲインアンプ７０，７１及び移相器６４に供給される。

可変ゲインアンプ７０からは、送信電力制御がなされた高周波信号が出力されることになる。その後、当該高周波信号は、加算器１９及びバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８０を介して電力増幅器１０に供給されて、電力増幅器１０によりさらに増幅され、端子１を介して図示しないアンテナへ送られる。

そして、歪み補償部３０内で、電力増幅器１０により発生する非線形歪みを補償するための歪み補償信号としての、直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを生成させて、端子５６，５７に得るようにしてある。この歪み補償信号としての直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、次に示す演算で算出される。

まず、３次の非線形歪みを発生する電力増幅器１０のモデルは、式（１）により表される。なお、式中のＶoは出力信号電圧、Ｖiは入力信号電圧、ａは実数である。
Ｖo＝ａ_１*Ｖi＋ａ_２*Ｖi^２＋ａ_３*Ｖi^３・・・(1)

また、電力増幅器１０への入力信号電圧Ｖi(t)は、直交ベースバンド信号のＩ，Ｑにより式（２）のように表される。なお、式中のω_ｃは周波数、ｔは時間である。
Ｖi(t)＝Ｉ(t)*cos(ω_ｃ・t)−Ｑ(t)*sin(ω_ｃ・t) ・・・(2)

この式（２）を式（１）の電力増幅器１０のモデル式に代入し、基本波成分Vofund(t)を抽出すると、式（３）が得られる。
Ｖofund(t)＝ａ_１*{I(t)*cos(ω_ｃ・t)−Q(t)*sin(ω_ｃ・t)}
＋(3/4)*ａ_３* {I(t)²＋Q(t)²}*{I(t)*cos(ω_ｃ・t)−Q(t)*sin(ω_ｃ・t)} ・・・(3)

式（３）は、送信希望波信号としての直交ベースバンド信号のＩとＱを直交変調した成分と、電力増幅器１０により発生する３次歪み成分に相当する｛I(t) ^２+Q(t) ^２｝*I(t)及び｛I(t)^２+Q(t)^２｝*Q(t)を直交変調した成分がａ_１とａ_３で決まる振幅比と位相差で加算されたものとして表されることがわかる。

すなわち、下記式（４）で表される直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを直交変調した後の高周波信号ＲＦimの振幅比（つまり電力比）と位相差を、予め電力増幅器１０により発生する３次歪み成分（歪みの振幅成分と位相成分）をキャンセルできる最適な値に調整し、その振幅比と位相差の調整後の高周波信号ＲＦimを、元の直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調した高周波信号ＲＦへ加算すれば、電力増幅器１０にて発生する歪み成分がキャンセルされることがわかる。
Iim＝｛I(t)^２+Q(t)^２｝*I(t)
Qim＝｛I(t)^２+Q(t)^２｝*Q(t) ・・・(4)

以上のようにして電力増幅器１０により発生する歪み成分をキャンセルする信号を演算で生成させて、図１７に示すように端子５６，５７に供給する。

このようにして生成された歪み成分をキャンセルする直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、Ｄ／Ａコンバータ４５，４６にてそれぞれアナログ信号に変換される。これらＤ／Ａコンバータ４５，４６からのアナログ直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、ローパスフィルタ４７，４８により低域濾波されて第２の直交変調部６２へ供給される。当該第２の直交変調部６２は、上記第１の直交変調部６０とは独立して設けられており、局部発振器６１からの局部発振信号（搬送波信号）を、直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimにより変調する。即ち、局部発振器６１からの搬送波信号を、位相シフタ６２ａで相互に位相がシフトした２つの搬送波信号とし、その２つの搬送波信号を乗算器６２ｂ，６２ｃに供給して、アナログ直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimで変調し、それぞれの変調信号を加算器６２ｄで加算して、直交変調された高周波信号ＲＦim（以下、第２の高周波信号ＲＦimと表記する）が出力される。この第２の高周波信号ＲＦimは、電力増幅器１０にて発生する歪み成分（歪みの位相成分）をキャンセルするのに最適な位相となるように移相器６４により移相され、さらに電力増幅器１０にて発生する歪み成分（歪みの振幅成分）をキャンセルするのに最適な振幅となるように可変減衰器７１により減衰された後、加算器１９へ送られる。

加算器１９では、可変減衰器７１と移相器６４により減衰及び移相された後の第２の高周波信号ＲＦimと、第１の直交変調部６０からの第１の高周波信号ＲＦとを加算する。これにより、当該加算器１９での加算後の高周波信号は、後段の電力増幅器１０にて発生する歪み成分をキャンセルできる信号となる。その後、この加算器１０での加算処理後の高周波信号は、前述した電力増幅器１０へ送られる。

特許文献１には、図１７に示した構成の送信回路についての記載がある。
特開２００４−２００７６７号公報（図１） 特開２００２−９５５６号公報 特開２００２−１６６５３号公報

図１７に記載した構成によると、元の直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅に応じた演算をする必要がないので、高速性な処理を必要とせず、機器の消費電力を下げることができ、大規模な高速演算回路を削減することができる。しかしながら、図１７に示した構成の歪み補償方式では、補償を行おうとする電力増幅器の最大電力付近においては、注入する歪み補償信号が大きいために、歪み補償信号による新たな歪みが発生し、十分な補償ができなくなる問題がある。

特許文献２、３には、帯域内を補償するプレディストーション方式の歪み補償を使用し、電力増幅器出力の包絡線成分信号を検出し、この結果に基づいて補償係数を適正値に補正する適応制御方法が紹介されている。この様な帯域内を補償する歪み補償方式では、補償後の利得圧縮が変化するため電力増幅器出力の包絡線成分信号も変化する。そのため、歪み補償を開始する、電力増幅器出力の包絡線成分信号を検出する、補償係数を適正値に補正する、再度電力増幅器出力の包絡線成分信号を検出する、再度補償係数を適正値に補正する、といった処理を何度も繰り返した後に帯域外漏洩電力の低減効果が得られるのであって、収束時間が長い、処理量が大きいなどの問題がある。Ｗ−ＣＤＭＡ方式やｃｄｍａ２０００方式等の携帯電話端末では高速で細かな送信パワーコントロールが行われているため、このような携帯電話端末には収束時間が長い歪み補償の方式は不適である。

本発明は、このような背景においてなされたものであり、端末に要求される歪み補償の効果を、簡単な構成で、低消費電力でかつ高速に、電力増幅器の最大電力付近まで得られるようにすることを企図する。

本発明は、搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅する際に発生する非線形歪みを補償する歪み補償装置において、送信希望波信号から包絡線成分信号を演算する演算部と、包絡線成分の直流成分を生成する包絡線直流成分生成部と、演算部で得られた包絡線成分信号から包絡線直流成分生成部で生成された直流成分を減算し、送信希望波信号と乗算して歪み補償信号を得る歪み補償信号生成部と、歪み補償信号生成部で得られた歪み補償信号を送信希望波信号に加算する加算部とを有するものである。

このようにしたことで、歪み補償信号に基本波成分が含まれなくなり、電力増幅器の最大電力付近においても適正な歪み補償信号が得られ、適正な歪み補償を行うことができる。

本発明による他の歪み補償装置は、送信希望波信号から歪み成分信号を生成し、この歪み成分信号の振幅と位相を調整し、送信希望波信号に加算して増幅器に入力し、増幅器出力での非線形歪みを低減する、プレディストーション方式の歪み補償装置において、送信希望波信号に基づきその基本波信号成分を除いた歪み成分信号を生成する歪み信号生成部と、前記増幅器の出力信号から出力包絡線成分信号を検出する第１のエンベロープ検出部と、前記出力包絡線成分信号に対する基準包絡線成分信号を検出する第２のエンベロープ検出部と、前記基準包絡線成分信号と前記出力包絡線成分信号とを比較し、前記出力包絡線成分信号に含まれる振幅エラーを計測する振幅エラー計測部と、前記振幅エラーに基づいて、前記歪み信号生成部で生成された歪み成分信号に対する歪み補償に必要な補償係数を生成する補償係数生成部とを有することを特徴とする。

歪み信号生成部は、送信希望波信号に基づきその基本波信号成分を除いた歪み成分信号を生成する。すなわち、この歪み補償装置は帯域内を補償しない方式であり、補償前後の利得圧縮は同じ状態で、振幅エラーは同じ値を保っている。それゆえ補償前後で補償係数の変更が無く、計算処理時間が短くて済む。

また、振幅エラー計測部は、前記基準包絡線成分信号と前記出力包絡線成分信号とを比較し、前記出力包絡線成分信号に含まれる振幅エラーを計測し、補償係数生成部は、前記振幅エラーに基づいて、前記歪み信号生成部で生成された歪み成分信号に対する歪み補償に必要な補償係数を生成する。すなわち、理想的な基準包絡線成分信号と増幅器の利得圧縮によって生ずる振幅エラーを含む出力包絡線成分信号との振幅差分である振幅エラーを検出し、この振幅エラーに基づいて電力増幅器の歪み補償に必要な振幅成分の補償係数と位相成分の補償係数が決定されるため、出力パワー、温度、周波数、電源電圧等の多数のパラメータに基づく大規模な参照テーブルを持つ必要が無くなる。

本発明の構成で歪み補償を行うことで、直交ベースバンド信号の電圧の瞬時値に応じて複素積演算を行うことが不要であり、大規模な演算ロジックを不要とし、消費電力を下げることができる。

歪補償信号としての直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは簡単な演算で得られるため、歪補償部をベースバンド部に集積でき、その他に部品を追加すること無く実現できるので、装置を小型化できる。

本発明の歪み補償を適用することにより、歪み補償の効果が得られる上限の電力を、従来の方式より大きくすることが可能である。また、電力増幅器の電源電圧を下げることが可能となり、電池を使用した無線通信端末の使用時間を延ばす事が可能となる。

さらに、本発明の歪み補償を適用することにより、従来の電力増幅器を使用してピークファクタの大きな信号を増幅することが可能になる。

送信希望波信号に基づきその基本波信号成分を除いた歪み成分信号を生成し、これを歪み補償に用いるので、増幅器に入力する歪み成分信号に帯域内希望波信号を含まない。このため、歪み補償の前後で振幅エラー検出値が変化しない。その結果、反復処理を必要とせず高速に歪み補償が行える効果が得られる。これは、高速で細かな送信パワーコントロールを行う携帯電話端末の無線通信装置に適する。

また、プレディストーション方式の歪み補償において、出力包絡線成分信号と基準包絡線成分信号との振幅エラーに基づいて歪み成分信号の振幅補償係数と位相補償係数を調整する構成によれば、多数の入力パラメータの組み合わせに対応して補償係数を用意する必要がなくなるので、必要なデータテーブルのサイズ、ひいてはメモリ容量を低減できる。その結果、端末製造時にこのデータテーブルを作成するための調整工程に掛かる時間を短縮でき、かつ、端末の部品点数を増やす必要もないので、製造コストを低減することができる。

まず、具体的な実施の形態の例について説明する前に、本発明における歪み補償処理の原理について、数式を用いて説明する。本発明における歪み補償は、無線送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する場合において、送信する直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを用いて、歪み成分の直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを生成し、送信する直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと歪み成分の直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimとを、適正な電力比及び位相差で加算して、歪み補償を行うようにしたものであり、歪み成分の直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを生成させる基本的な原理は、既に説明した式(1)〜式(4)で説明したものとほぼ同じである。但し本例においては、後述するように、さらに別の処理を加えるようにしてある。ここで、再度、数式を用いて、本発明における歪み補償処理の原理について説明する。

まず、３次の非線形歪みを発生する電力増幅器のモデルは、式（１）により表される。なお、式中のＶoは出力信号電圧、Ｖiは入力信号電圧、ａは実数である。
Ｖo＝ａ_１*Ｖi＋ａ_２*Ｖi^２＋ａ_３*Ｖi^３・・・(1)

また、非線形歪みを発生する電力増幅器への入力信号電圧Ｖi(t)は、直交ベースバンド信号のＩ，Ｑにより式（２）のように表される。なお、式中のω_ｃは周波数、ｔは時間である。
Ｖi(t)＝Ｉ(t)*cos(ω_ｃ・t)−Ｑ(t)*sin(ω_ｃ・t) ・・・(2)

この式（２）を式（１）の電力増幅器のモデル式に代入し、基本波成分Vofund(t)を抽出すると、式（３）が得られる。
Ｖofund(t)＝ａ_１*{I(t)*cos(ω_ｃ・t)−Q(t)*sin(ω_ｃ・t)}＋(3/4)*ａ_３* {I(t)²＋Q(t)²}*{I(t)*cos(ω_ｃ・t)−Q(t)*sin(ω_ｃ・t)} ・・・(3)

式（３）は、送信希望波信号としての直交ベースバンド信号のＩとＱを直交変調した成分と、電力増幅器により発生する３次歪み成分に相当する｛I(t)^２+Q(t)^２｝*I(t)及び｛I(t)^２+Q(t)^２｝*Q(t)を直交変調した成分がａ_１とａ_３で決まる振幅比と位相差で加算されたものとして表されることがわかる。

すなわち、｛I(t) ^２+Q(t) ^２｝*I(t)及び｛I(t)^２+Q(t)^２｝*Q(t)をキャンセルするような信号を、予め電力増幅器に入力すれば良い。ここまでは［背景技術］の欄で既に説明したものと同じであるが、本実施の形態においては、｛I(t)^２+Q(t)^２｝には、ＤＣ成分（直流成分）が含まれていることに着目して、そのＤＣ成分を除去するようにしたものである。つまり、上述した式に示した｛I(t)^２+Q(t)^２｝には、ＤＣ成分が含まれているために、歪み補償信号として、｛I(t)^２+Q(t) ^２｝*I(t)と｛I(t)^２+Q(t)^２｝*Q(t)を入力したとすると、この信号にはＩ，Ｑの成分を含み、この成分が出力電力の大きな領域では新たな３次歪み成分を生成するため、歪み補償の効果が低くなる。そこで、本発明では、歪み補償信号の直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを、次の式（５）により定義する。

Iim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*I(t)
Qim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*Q(t) ・・・(5)
ここで、βは｛I(t)^２+Q(t) ^２｝の平均ＤＣ成分である。

このベースバンド信号を直交変調した信号を、予め電力増幅器の３次歪み成分がキャンセルされるように、振幅と位相を適正に調整して、元の信号に加算して電力増幅器の入力とすれば、不要な歪み成分である隣接チャンネル漏洩電力をキャンセルし、しかも大電力領域で使用可能となる。

なお、式（５）では３次歪みをキャンセルする信号を示しているが、同様に５次歪みをキャンセルする信号は、次の式（６）又は式（７）により示すことができる。
Iim₅＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝^２*I(t)
Qim₅＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝^２*Q(t) ・・・(6)

Iim₅＝[｛I(t)^２+Q(t)^２｝^２-γ]*I(t)
Qim₅＝[｛I(t)^２+Q(t)^２｝^２-γ]*Q(t) ・・・(7)

ここで、送信信号の波形から見た歪み改善例について示すと、例えば直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑで直交変調された希望波信号としては、図９に示すスペクトラム波形であるとする。ここで、図１７に示した従来の処理構成による３次歪み成分としては、図１０に示すスペクトラム波形となるのに対し、式（５）で算出処理した３次歪み成分としては、図１１に示すようになり、図９に示す希望波信号を良好に取り出すことができる波形となっていることが判る。

また、図１７に示した従来の処理構成による５次歪み成分としては、従来処理構成では図１２に示すスペクトラム波形となるのに対し、式（６）で算出処理した５次歪み成分としては、図１３に示すようになり、図９に示す希望波信号を良好に抽出できる波形となっていることが判る。

次に、このような原理で歪み補償が行われる各実施の形態について説明する。まず、本発明の第１の実施の形態を、図１〜図４を参照して説明する。本実施の形態では、電力増幅器の歪み成分の内で、３次歪み成分の補正を行うようにしたものであり、ベースバンド信号処理で補正するようにしたものである。この図１〜図４において、背景技術の欄で説明した図１５〜図１７に対応する部分には同一符号を付す。

図１は、上述した歪み補償方式によって送信部の電力増幅器の非線形歪みが補償される無線通信装置の一例を示し、デジタル携帯電話システムの電話端末の場合である。図１において、図示しないベースバンド処理部から端子５４，５５に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、歪み補償部３０内で、加算器５２，５３により歪み補償信号を加算した後、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２にてそれぞれアナログ信号に変換される。これらＤ／Ａコンバータ３１，３２からのアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３，３４により低域濾波されて直交変調部６０へ供給される。

直交変調部６０では、局部発振器６１からの局部発振信号（搬送波信号）を、低域濾波後のアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑにより変調する。即ち、局部発振器６１からの搬送波信号を、位相シフタ６０ａで相互に位相がシフトした２つの搬送波信号とし、その２つの搬送波信号を乗算器６０ｂ，６０ｃに供給して、アナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑで変調し、それぞれの変調信号を加算器６０ｄで加算して、直交変調された高周波信号ＲＦが出力される。当該高周波信号ＲＦは、可変ゲインアンプ７０へ送られる。

可変ゲインアンプ７０のゲインは、パワー設定部４１の出力をＤ／Ａコンバータ４２で変換した信号により制御される。即ち、パワー設定部４１は、可変ゲインアンプ７０のゲインと、移相器５０での移相量θと、可変減衰器５１の減衰量αとを制御する制御データが書き込まれている。移相器５０と可変減衰器５１は、歪み補償部３０内に設けた回路である。

可変ゲインアンプ７０からは、送信電力制御がなされた高周波信号が出力されることになる。その後、当該高周波信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８０を介して電力増幅器１０に供給されて、電力増幅器１０によりさらに増幅され、端子１を介して図示しないアンテナへ送られる。

次に、歪み補償部３０内で、電力増幅器１０により発生する非線形歪みを補償するための歪み補償信号としての、直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを生成させる構成について説明する。本例においては、歪み補償用の直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、端子５４，５５に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと、メモリで構成された記憶部１０１に記憶された値βを使用した演算処理で生成させる。記憶部１０１に記憶された値βは、上述した式（５）で説明した｛I(t) ^２+Q(t) ^２｝のＤＣ成分に対応した値であり、予めその平均ＤＣ成分に対応した一定の値を記憶させてある。

端子５４，５５に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと記憶部１０１に記憶された値βを使用した演算処理構成について説明すると、式（５）に示したIim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*I(t)と、Qim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*Q(t)を算出する構成を具体化した構成としてある。

即ち、乗算器２２で端子５５に得られる直交ベースバンド信号Ｑを二乗して二乗信号Ｉ²を得、乗算器２２で端子５４に得られる直交ベースバンド信号Ｉを二乗して二乗信号Ｑ²を得る。そして、両乗算信号Ｉ²，Ｑ²を、加算器２３で加算して、I^２+Q^２を得る。この加算器２３の出力I^２+Q^２を減算器２４に供給して、記憶部１０１に記憶された値βを減算し、｛I^２+Q^２−β｝を得る。

この減算器２４の出力｛I^２+Q^２−β｝を、乗算器２５に供給して、端子５４に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉと乗算し、｛I^２+Q^２−β｝*Iを得、この乗算出力を端子５６に供給する。また、減算器２４の出力｛I^２+Q^２−β｝を、乗算器２６に供給して、端子５５に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｑと乗算し、｛I^２+Q^２−β｝*Ｑを得、この乗算出力を端子５７に供給する。このような演算処理構成としたことで、式（５）に示したIim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*I(t)と、Qim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*Q(t)が、端子５６と端子５７に得られるようになっている。

そして、端子５６、５７に得られるこれらの信号を、移相器５０に供給して、パワー設定部４１で指示された移相量θの移相処理を行い、さらに可変減衰器５１で、パワー設定部４１で指示された減衰量αの減衰処理を行う。そして、移相器５０及び可変減衰器５１で処理されたデジタル直交ベースバンド信号Iimを加算器５２に供給して、端子５４に得られるデジタル直交ベースバンド信号Iと加算し、同様に、移相器５０及び可変減衰器５１で処理されたデジタル直交ベースバンド信号Ｑimを加算器５３に供給して、端子５５に得られるデジタル直交ベースバンド信号Ｑと加算して、３次歪み成分をキャンセルさせる。移相器５０での移相量θは、電力増幅器１０にて発生する歪み成分（歪みの位相成分）をキャンセルするのに最適な位相となるような移相量である。同様に、可変減衰器５１での減衰量αは、電力増幅器１０にて発生する歪み成分（歪みの振幅成分）をキャンセルするのに最適な振幅とするための減衰量である。

このようにして歪み補償信号を生成する包絡線成分からＤＣ成分を除去することで、直交ベースバンド信号の段階で複素積演算が不要で構成が簡単であるという、本方式が持つ効果がそのまま得られるとともに、図１７に示した従来構成よりも小さい電力で同等の歪み補償効果が得られ、歪み補償回路（つまり歪み補償回路を備えた送信回路）の消費電力を低減させることができる。即ち、図２は、図１の構成での歪み補償（図中の本方式による補償特性）と、図１７に示した従来構成による歪み補償（図中の従来方式による補償特性）と、いずれの歪み補償もしない場合とを比較した特性図である。縦軸のＡＣＰＲ(Adjacent-Channel Power Ratio)は歪みの量を示したもので、横軸は電力増幅器１０の出力電力を示す。この図２から判るように、出力電力が高い領域で特に歪み補償の効果が従来に比べて大きくなっていることが判る。

図３は、本実施の形態による歪み補償処理を行うことで、電力増幅器１０の電源電圧を低電圧化できることを示した図である。図３の縦軸はＡＣＰＲであり、横軸は電源電圧である。図３に示した４つの特性の内で、上の２つは５ＭＨｚ離調のＡＣＰＲであり、白抜きの四角で示した特性が、本例の歪み補償処理を行った場合の例である。また、下の２つは１０ＭＨｚ離調のＡＣＰＲであり、白抜きの三角で示した特性が、本例の歪み補償処理を行った場合の例である。いずれの周波数帯域であっても、歪み量を同じとした場合に、電源電圧が大幅に低電圧化し、電池を使用する場合の使用時間を延ばす事が可能であることが判る。

図４は、電力増幅器１０の出力電力Ｐｏｕｔ毎の、可変ゲインアンプ７０のゲイン（ＶＧＡ Ｇａｉｎ）と、可変減衰器５１の減衰量α（α１）と、移相器５０での移相量θ（θ１）の設定例を示した図である。この図４に示すように設定することで良好な調整が可能となる。なお、図４の値は一例であり、この例に限定されるものはない。例えば、図４の例では、出力パワーに対する可変減衰器５１の減衰量αと移相器５０での移相量θを、１対１で対応させるようにしたが、温度、周波数、電源電圧などの要因で、減衰量α及び移相量θを別々に設定させるようにしてもよい。なお、図４の減衰量α２及び移相量θ２は、後述する別の実施の形態の例を示したものである。

次に、本発明の第２の実施の形態を、図５を参照して説明する。本実施の形態では、電力増幅器の歪み成分の内で、３次歪み成分の補正を行うようにしたものであり、３次歪みのベースバンド信号成分で直交変調された信号を、原信号に加算して、歪みのキャンセルを行う構成としたものである。この図５において、背景技術の欄で説明した図１５〜図１７、及び第１の実施の形態で説明した図１〜図４に対応する部分には同一符号を付す。

図５において、図示しないベースバンド処理部から端子５４，５５に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２にてそれぞれアナログ信号に変換される。これらＤ／Ａコンバータ３１，３２からのアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３，３４により低域濾波されて第１の直交変調部６０へ供給される。

第１の直交変調部６０では、局部発振器６１からの局部発振信号（搬送波信号）を、低域濾波後のアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑにより変調して、直交変調された第１の高周波信号ＲＦが出力される。当該第１の高周波信号ＲＦは、可変ゲインアンプ７０へ送られる。

可変ゲインアンプ７０のゲインは、パワー設定部４１の出力をＤ／Ａコンバータ４２で変換した信号により制御される。即ち、パワー設定部４１には、可変ゲインアンプ７０のゲインと、可変ゲインアンプ７１のゲインと、移相器５０での移相量θとを制御する制御データが書き込まれている。移相器５０は、歪み補償部３０内に設けた回路である。

可変ゲインアンプ７０からは、送信電力制御がなされた第１の高周波信号が出力されることになる。この第１の高周波信号は、加算器１９で第２の高周波信号と加算されて、歪み補償処理が行われた後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）８０を介して電力増幅器１０に供給されて、電力増幅器１０によりさらに増幅され、端子１を介して図示しないアンテナへ送られる。

歪み補償部３０内で、電力増幅器１０により発生する非線形歪みを補償するための歪み補償信号としての、直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを生成させる構成としては、端子５４，５５に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと、メモリで構成された記憶部１０１に記憶された値βを使用した演算処理で生成させる。記憶部１０１に記憶された値βは、上述した式（５）で説明した｛I(t) ^２+Q(t) ^２｝の平均ＤＣ成分に対応した値であり、予めそのＤＣ成分に対応した一定の値を記憶させてある。

端子５４，５５に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと記憶部１０１に記憶された値βを使用した演算処理構成としては、乗算器２１で端子５５に得られる直交ベースバンド信号Ｑを二乗して二乗信号Ｑ²を得、乗算器２２で端子５４に得られる直交ベースバンド信号Ｉを二乗して二乗信号Ｉ²を得る。そして、両乗算信号Ｉ²，Ｑ²を、加算
器２３で加算して、I^２+Q^２を得る。この加算器２３の出力I^２+Q^２を減算器２４に供給して、記憶部１０１に記憶された値βを減算し、｛I^２+Q^２−β｝を得る。

この減算器２４の出力｛I^２+Q^２−β｝を、乗算器２５に供給して、端子５４に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉと乗算し、｛I^２+Q^２−β｝*Iを得、この乗算出力を端子５６に供給する。また、減算器２４の出力｛I^２+Q^２−β｝を、乗算器２６に供給して、端子５５に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｑと乗算し、｛I^２+Q^２−β｝*Ｑを得、この乗算出力を端子５７に供給する。このような演算処理構成としたことで、式（５）に示したIim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*I(t)と、Qim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*Q(t)が、端子５６と端子５７に得られるようになっている。

そして、端子５６、５７に得られるこれらの信号を、移相器５０に供給して、パワー設定部４１で指示された移相量θの移相処理を行う。そして、移相器５０で処理されたデジタル直交ベースバンド信号Iim，Ｑimを、Ｄ／Ａコンバータ４５，４６にてそれぞれアナログ信号に変換し、変換されたアナログ直交ベースバンド信号Iim，Ｑimを、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４７，４８により低域濾波してから、第２の直交変調部６２へ供給する。

第２の直交変調部６２では、局部発振器６１からの局部発振信号（搬送波信号）を、直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimにより変調する。即ち、局部発振器６１からの搬送波信号を、位相シフタ６２ａで相互に位相がシフトした２つの搬送波信号とし、その２つの搬送波信号を乗算器６２ｂ，６２ｃに供給して、アナログ直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimで変調し、それぞれの変調信号を加算器６２ｄで加算して、直交変調された第２の高周波信号ＲＦimが出力される。この第２の高周波信号ＲＦimは、電力増幅器１０にて発生する歪み成分（歪みの振幅成分）をキャンセルするのに最適な振幅となるように可変減衰器７１により減衰された後、加算器１９へ送られ、第１の高周波信号ＲＦとの加算で、３次歪みのキャンセル処理が行われる。

図５に示した本実施の形態によると、直交変調された後での加算で、第１の実施の形態の場合と同様の良好な歪み補正処理が行える。

次に、本発明の第３の実施の形態を、図６を参照して説明する。本実施の形態では、電力増幅器１０で発生する歪み成分の内で、３次歪み成分の補正だけでなく、５次歪み成分の補正についても行うようにしたものであり、ベースバンド信号処理で歪みのキャンセルを行う構成としたものである。この図６において、背景技術の欄で説明した図１５〜図１７、及び第１，第２の実施の形態で説明した図１〜図５に対応する部分には同一符号を付す。

図６に示すように、本例においては、歪み補償部３０内で、３次歪み補償信号生成部９０と、５次歪み補償信号生成部９１とを設けて、それぞれで生成された３次歪み補償信号及び５次歪み補償信号を、加算器５２，５３でデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑに加算するようにしたものである。加算器５２，５３より後段の後述については、図１と同一であり、説明を省略する。

３次歪み補償信号生成部９０については、図１に示した歪み補償部３０内で３次歪み補償信号を生成させる構成と同じである。即ち、乗算器２１で端子５５に得られる直交ベースバンド信号Ｑを二乗して二乗信号Ｑ²を得、乗算器２２で端子５４に得られる直交ベースバンド信号Ｉを二乗して二乗信号Ｉ²を得る。そして、両乗算信号Ｉ²，Ｑ²を、加算器２３で加算して、I^２+Q^２を得る。この加算器２３の出力I^２+Q^２を減算器２４に供給して、記憶部１０１に記憶された値βを減算し、｛I^２+Q^２−β｝を得る。

この減算器２４の出力｛I^２+Q^２−β｝を、乗算器２５に供給して、端子５４に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉと乗算し、｛I^２+Q^２−β｝*Iを得、この乗算出力を端子５６に供給する。また、減算器２４の出力｛I^２+Q^２−β｝を、乗算器２６に供給して、端子５５に供給されたデジタル直交ベースバンド信号Ｑと乗算し、｛I^２+Q^２−β｝*Ｑを得、この乗算出力を端子５７に供給する。このような演算処理構成としたことで、式（５）に示したIim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*I(t)と、Qim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*Q(t)が、端子５６と端子５７に得られるようになっている。

端子５６、５７に得られるこれらの信号を、第１の移相器５０に供給して、パワー設定部４１で指示された移相量θ１の移相処理を行い、さらに第１の可変減衰器５１で、パワー設定部４１で指示された減衰量α１の減衰処理を行う。移相器５０及び可変減衰器５１で処理されたデジタル直交ベースバンド信号Iimを加算器５２に供給して、端子５４に得られるデジタル直交ベースバンド信号Iと加算し、同様に、移相器５０及び可変減衰器５１で処理されたデジタル直交ベースバンド信号Ｑimを加算器５３に供給して、端子５５に得られるデジタル直交ベースバンド信号Ｑと加算して、３次歪み成分をキャンセルさせる。移相器５０での移相量θ１は、電力増幅器１０にて発生する３次歪み成分（歪みの位相成分）をキャンセルするのに最適な位相となるような移相量である。同様に、可変減衰器５１での減衰量α１は、電力増幅器１０にて発生する３次歪み成分（歪みの振幅成分）をキャンセルするのに最適な振幅とするための減衰量である。

５次歪み補償信号生成部９１としては、減算器２４の出力{I^２+Q^２-β}を乗算器２７に供給して二乗し、二乗信号(I^２+Q^２-β)²を得る。この二乗信号(I^２+Q^２-β)²をさらに乗算器２８に供給し、端子５４に得られるデジタル直交ベースバンド信号Iと加算して、５次歪み成分のデジタル直交ベースバンド信号Iim₅を端子９３に得る。また、二乗信号(I^２+Q^２-β)²を乗算器２９に供給し、端子５５に得られるデジタル直交ベースバンド信号Ｑと加算して、５次歪み成分のデジタル直交ベースバンド信号Ｑim₅を端子９２に得る。

端子９２、９３に得られるこれらの信号を、第２の移相器５８に供給して、パワー設定部４１で指示された移相量θ２の移相処理を行い、さらに第２の可変減衰器５９で、パワー設定部４１で指示された減衰量α２の減衰処理を行う。そして、移相器５８及び可変減衰器５９で処理されたデジタル直交ベースバンド信号Iim₅を加算器５２に供給して、端子５４に得られるデジタル直交ベースバンド信号Iと加算し、同様に、移相器５８及び可変減衰器５９で処理されたデジタル直交ベースバンド信号Ｑim₅を加算器５３に供給して、端子５５に得られるデジタル直交ベースバンド信号Ｑと加算して、５次歪み成分をキャンセルさせる。移相器５８での移相量θ２は、電力増幅器１０にて発生する５次歪み成分（歪みの位相成分）をキャンセルするのに最適な位相となるような移相量である。同様に、可変減衰器５９での減衰量α２は、電力増幅器１０にて発生する５次歪み成分（歪みの振幅成分）をキャンセルするのに最適な振幅とするための減衰量である。

なお、各移相器５０，５８での移相量θ１，θ２と各可変減衰器５１，５９での減衰量α１，α２は、可変ゲインアンプ７０のゲインとともに電力増幅器１０での出力電力に対応して設定され、例えば図４に示すように設定される。この例の場合にも、温度、周波数、電源電圧などの要因で、減衰量α１，α２及び移相量θ１，θ２を別々に設定させるようにしてもよい。

この図６に示した構成としたことで、電力増幅器１０で発生する歪み成分の内で、３次歪み成分の補正だけでなく、５次歪み成分の補正についても行われ、より良好な歪み補償が行える。但し、本実施の形態の場合には、５次歪み成分については、(I^２+Q^２)²成分のＤＣ成分を完全には除去していないが、５次歪み成分は３次歪み成分に比べて、それ程大きなレベルの歪み成分ではなく、実用上十分な歪み補償が行える。

次に、本発明の第４の実施の形態を、図７を参照して説明する。本実施の形態では、電力増幅器１０で発生する歪み成分の内で、３次歪み成分の補正だけでなく、５次歪み成分の補正についても行う構成し、その５次歪み成分についても、(I^２+Q^２)²成分のＤＣ成分を除去してから、キャンセルさせる構成としたものであり、ベースバンド信号処理で歪みのキャンセルを行う構成としたものである。この図７において、背景技術の欄で説明した図１５〜図１７、及び第１，第２，第３の実施の形態で説明した図１〜図６に対応する部分には同一符号を付す。

図７に示すように、本例においては、歪み補償部３０内で、３次歪み補償信号生成部９０と、５次歪み補償信号生成部９１とを設けて、それぞれで生成された３次歪み補償信号及び５次歪み補償信号を、加算器５２，５３でデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑに加算するようにしたものである。加算器５２，５３より後段の後述については、図１と同一であり、説明を省略する。

３次歪み補償信号生成部９０については、図６に示した３次歪み補償信号生成部９０と同じである。そして、５次歪み補償信号生成部９１としては、加算器２３の出力
I^２+Q^２を乗算器２７に供給して二乗し、二乗信号(I^２+Q^２)²を得る。この二乗信号(I^２+Q^２)²を、減算器１０３に供給して、メモリで構成された記憶部１０２に記憶された(I^２+Q^２)²成分のＤＣ成分に相当する信号γを減算する。この信号γは、既に示した式（７）に示したγであり、予め設定された一定値を記憶させてある。

この記憶部１０２に記憶されたＤＣ成分γを減算器１０３で減算することで、式（７）に示した５次歪み成分のＤＣ成分γの減算処理が行われる。この減算器２３の出力を乗算器２８に供給し、端子５４に得られるデジタル直交ベースバンド信号Iと乗算して、５次歪み成分のデジタル直交ベースバンド信号Iim₅を端子９３に得る。また、減算器１０３の出力を乗算器２９に供給し、端子５５に得られるデジタル直交ベースバンド信号Ｑと乗算して、５次歪み成分のデジタル直交ベースバンド信号Ｑim₅を端子９２に得る。

端子９２、９３に得られるこれらの信号を、第２の移相器５８に供給して、パワー設定部４１で指示された移相量θ２の移相処理を行い、さらに第２の可変減衰器５９で、パワー設定部４１で指示された減衰量α２の減衰処理を行う。そして、移相器５８及び可変減衰器５９で処理されたデジタル直交ベースバンド信号Iim₅を加算器５２に供給して、端子５４に得られるデジタル直交ベースバンド信号Iと加算し、同様に、移相器５８及び可変減衰器５９で処理されたデジタル直交ベースバンド信号Ｑim₅を加算器５３に供給して、端子５５に得られるデジタル直交ベースバンド信号Ｑと加算して、５次歪み成分をキャンセルさせる。移相器５８での移相量θ２は、電力増幅器１０にて発生する５次歪み成分（歪みの位相成分）をキャンセルするのに最適な位相となるような移相量である。同様に、可変減衰器５９での減衰量α２は、電力増幅器１０にて発生する５次歪み成分（歪みの振幅成分）をキャンセルするのに最適な振幅とするための減衰量である。

この図７に示した構成としたことで、電力増幅器１０で発生する歪み成分の内で、３次歪み成分の補正だけでなく、５次歪み成分の補正についても行われ、より良好な歪み補償が行える。しかも本実施の形態の場合には、５次歪み成分についても歪み成分のＤＣ成分の除去が行われ、より良好な歪み補償が行える。

次に、本発明の第５の実施の形態を、図８を参照して説明する。本実施の形態では、電力増幅器１０で発生する歪み成分の内で、３次歪み成分の補正だけでなく、５次歪み成分の補正についても行う構成し、その５次歪み成分についても、(I^２+Q^２)²成分のＤＣ成分を除去してから、キャンセルさせる構成としたものであり、直交変調された後での加算で歪みのキャンセルを行う構成としたものである。この図８において、背景技術の欄で説明した図１５〜図１７、及び第１〜第４の実施の形態で説明した図１〜図７に対応する部分には同一符号を付す。

図８に示すように、本例においては、歪み補償部３０内で、３次歪み補償信号生成部９０と、５次歪み補償信号生成部９１とを設けて、それぞれで生成された３次歪み補償信号と５次歪み補償信号を、加算器１０４，１０５で加算した後、これらの加算信号で直交変調された第２の高周波信号を、加算器１９で、デジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑで直交変調された第１の高周波信号と加算するようにしたものである。第１及び第２の直交変調部６０及び６２で第１及び第２の高周波信号を得る変調部６５の構成及びその後の両信号を加算して送信処理する構成については、既に図２に示した構成と同一であり、説明を省略する。

３次歪み補償信号生成部９０については、図７に示した３次歪み補償信号生成部９０から可変減衰器５１を省略した構成としてある。５次歪み補償信号生成部９１については、図７に示した５次歪み補償信号生成部９１と同一の構成である。

３次歪み補償信号生成部９０で生成された３次歪み成分と、５次歪み補償信号生成部９１で生成された５次歪み成分とを、加算器１０４，１０５に供給して加算し、デジタル直交ベースバンド信号Iim＋Iim₅，Ｑim＋Ｑim₅を、Ｄ／Ａコンバータ４５，４６にてそれぞれアナログ信号に変換し、変換されたアナログ直交ベースバンド信号Iim＋Iim₅，Ｑim＋Ｑim₅を、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４７，４８により低域濾波してから、第２の直交変調部６２へ供給する。

図８に示した本実施の形態によると、直交変調された後での加算で、第４の実施の形態の場合と同様の良好な歪み補正処理が行える。

次に、本発明のさらに第６の実施の形態について説明する。
図２２は、図１に示した無線通信装置にパワー設定部４１に関連する、より具体的な構成例を示した図である。この図から分かるように、図１に示したパワー設定部４１は広義のパワー設定部である。本例における広義のパワー設定部４１は補償係数設定テーブル４０と狭義のパワー設定部４１ａを含む。

図１において、説明したとおり、この装置では、デジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを加算器５２，５３のそれぞれの一方の入力端子に入力するとともに、これらのＩ，Ｑを基に生成した歪み成分のデジタル直交ベースバンド信号Ｉｉｍ，Ｑｉｍに対して移相器５０で位相を変え可変減衰器５１でそれらの大きさを調整した信号を加算器５２，５３のそれぞれの他方の入力端子に入力し、Ｉ＋Ｉｉｍ、Ｑ＋Ｑｉｍの加算を行う。加算器５２，５３の出力はＤ／Ａコンバータ３１，３２に供給されて、それぞれアナログ信号に変換され、そのアナログ直交ベースバンド信号が、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３，３４を通じて直交変調部６０に供給されて、直交変調部６０から局部発振器６１の周波数で直交変調された高周波信号が得られる。無線通信装置の出力パワーによらずＩ，Ｑの平均パワーは一定となっている。パワー設定部４１がＤ／Ａコンバータ４２を介して設定する可変ゲインアンプ７０のゲイン変化によって無線通信装置の出力パワーが変わる。このようにして、希望信号としてのＩとＱを直交変調した信号と、補償用信号としてのＩｉｍ，Ｑｉｍを直交変調した信号とを加算し、電力増幅器１０で増幅する。これにより、電力増幅器１０で発生した３次歪み成分が補償用信号として生成した歪み成分で打ち消され、結果として電力増幅器の歪みが補償される。

ここで可変減衰器５１の減衰量α及び移相器５０の移相量θの設定値は、例えば出力パワーに対してあらかじめ記憶された値を格納した補償係数設定テーブル４０を参照して決定される。さらに、温度、周波数、電源電圧に対しても減衰量α及び移相量θを対応付けする必要がある。この様な出力パワー、温度、周波数、電源電圧に対する補償係数の対応は参照テーブルとして無線通信装置のメモリに格納しておく必要がある。

図２２の構成では、歪み成分の直交ベースバンド信号Ｉｉｍ ，Ｑｉｍを上記式(５)に従って生成する。この式（５）によりあらかじめ電力増幅器の３次歪み成分がキャンセルされるように、歪み成分直交ベースバンド信号の振幅と位相を適度に調整して元の信号に加算し、この信号で直交変調した信号を電力増幅器に入力すれば、電力増幅器で発生する３次歪みが、ベースバンド部で加算した３次歪み成分によりキャンセルされ、不要な歪み成分である隣接チャネル漏洩電力が低減される。さらにこの構成では、直流成分βの処理を行うことで、加算する３次歪み成分から希望波の成分が除かれる。その結果、βの処理を行わない（帯域内の補償を含む）プレディストーション方式の歪み補償に比べて大電力領域での歪み補償効果が得られる。

図２３は、直交ベースバンド信号ＩとＱで直交変調した希望波高周波信号のスペクトラム波形を示している。この図は図９に示したものと同様であるが、縦横軸に数値を示した具体例である。図２４は、式（５）でβ＝０として生成し、帯域内の補償を含む（特許文献１参照）歪み成分直交ベースバンド信号を使用した、３次歪み成分信号のスペクトラム波形である。この図は図１０に示したものと同様であるが、縦横軸に数値を示した具体例である。図２５は、式（５）にて生成した歪み成分直交ベースバンド信号を使用した、３次歪み成分信号のスペクトラム波形である。この図は図１１に示したものと同様であるが、縦横軸に数値を示した具体例である。

このように帯域内の補償を含む歪み成分信号のスペクトラム（図２４）には、３次歪み成分より１０ｄＢ程度大きな希望波帯域信号が存在し、これにより利得圧縮を改善する等の帯域内の補償を行っている。

図２８はＷ−ＣＤＭＡ携帯端末用電力増幅器出力スペクトラムの例を示している。Ｗ−ＣＤＭＡ端末の送信帯域幅は５ＭＨｚとなっている。図２８は２つのスペクトラムを重ねて表示している。そのうち上側の波形は電力増幅器に歪み補償を行う前の非線形歪みが大きく帯域外漏洩電力が高い状態を示し、下側の波形は図２２の歪み補償によって非線形歪みを低減し帯域外漏洩電力が１５ｄＢ程低減した例を示している。携帯端末において歪み補償を使用する目的は、図２８の様に帯域外漏洩電力を低減し規格内に収めるためであって、電力増幅器の利得圧縮を改善するためではない。

上述した図１４のグラフから、電力増幅器の利得圧縮が理解される。電力増幅器の振幅特性Ｇ１として、ある程度のレベルまでは入力電力と出力電力とが直線的に変化し、理想的な振幅特性Ｇ０とほぼ一致するが、あるレベルを越えると非線形特性となっているとする。このとき、例えば入力電力レベルがＡであるとすると、その理想的な出力電力レベルはＢ’であるが、実際にはそのままでは振幅特性Ｇ１の非線形性により出力レベルがＢとなってしまう。このように入力電力レベルが小さい時の電力増幅器の利得はＧ０の傾きと同じであるが、入力電力レベルが増えるに従い利得はＧ１の傾きに示されるように下がっていく。例えば入力電力レベルがＡの時の利得圧縮は（Ｂ’−Ｂ）として表される。

帯域内を補償するプレディストーション方式の歪み補償では、増幅器の入力がレベルＡからレベルＡ’となるようにプレディストーション信号を入力に加算することで、出力が、歪みのない理想的な出力電力レベルＢ’に補正されるものである。

一方、図２２に示したような帯域内を補償しないプレディストーション方式の歪み補償では、歪み補償によって帯域外漏洩電力を低減した後も、増幅器の利得圧縮は変わらず出力レベルがＢのままである。

図２６は、図２２に示した装置の歪み補償で使用されうる、出力パワー（Ｐｏｕｔ）に対する振幅調整値（ＡＴＴ）及び位相調整値（Ｐｈａｓｅ）を定めた補償係数参照テーブルの例を示している。この図では、参照テーブルの入力値と出力値が１対１に対応付けられた様子を、便宜上、直交軸Ｘ対Ｙのグラフとして表わしている。図２６（ａ）の参照テーブルは、電源電圧Ｖｄｄ＝３．５Ｖのときの出力パワーに対応する振幅調整値（ＡＴＴ）を定めている。図２６（ｂ）の参照テーブルは、電源電圧Ｖｄｄ＝３．５Ｖのときの出力パワーに対応する位相調整値（Ｐｈａｓｅ）を定めている。ここではＶｄｄ＝３．５Ｖについてのみ示しているが、採りうるすべての異なる電源電圧Ｖｄｄ（所定単位量毎）の値に対して、それぞれ別個の振幅調整値及び位相調整値の補償係数参照テーブルが用意される。

同様に、図２７（ａ）（ｂ）は、図２２の装置構成の歪み補償で使用する、電源電圧Ｖｄｄに対する振幅調整値（ＡＴＴ）及び位相調整値（Ｐｈａｓｅ）を定めた補償係数参照テーブルの例を示している。携帯電話端末では電池電圧をそのまま電力増幅器の電源電圧としているため、電池の放電に従って低下する電源電圧に合わせて図２７の参照テーブルを参照し補償係数を変えていく必要がある。図２７（ａ）（ｂ）の参照テーブルは、それぞれ、出力パワーＰｏ＝２５．５ｄＢｍのときの電源電圧Ｖｄｄに対する振幅調整値（ＡＴＴ）及び位相調整値（Ｐｈａｓｅ）を定めている。この場合にも、採りうる全ての異なる出力パワーＰｏの値に対して、それぞれ別個の振幅調整値及び位相調整値の補償係数参照テーブルが用意される。

図示しないが、出力パワーや電源電圧のほか、温度や周波数についても同様の参照テーブルが用意される。

補償係数設定テーブル４４は、実際には、上記のような出力パワー、電源電圧、温度、周波数等の幾つもの状態（入力パラメータ）のあらゆる組み合わせに対して、適正な振幅調整値（減衰量α）と位相調整値（移相量θ）を対応付けたデータを、無線通信装置内のメモリに格納したものである。

このように、図２２の構成におけるプレディストーション方式の歪み補償装置では、電力増幅器の非線形歪みの特性を変化させる要因である出力パワー、温度、周波数、電源電圧等に対するいくつもの入力パラメータの組み合わせに対応したデータテーブルである補償係数参照テーブルを持つ必要がある。しかし、そのためには端末上に大容量のメモリを用意する必要がある。更に端末の幾つもの状態（出力パワー、温度、周波数、電源電圧等）を検知し、補償係数を逐次変更する必要があり、処理が煩雑になる。また端末製造時にこのデータテーブルを作成するための調整工程に掛かる時間が大きくなる。

本実施の形態では、増幅器出力での非線形歪みを低減するプレディストーション方式の歪み補償装置において、データテーブル構成を簡略化するとともに、高速の歪み補償を行えるようにすることを企図する。

図１９は、本発明の第６の実施の形態に係る歪み補償装置の構成例を示している。これは、本発明の歪み補償方式によって送信部の電力増幅器の非線形歪みが補償される無線通信装置の一例としての、デジタル携帯電話システムの電話端末に利用される歪み補償装置である。図１９において、図２２に示した要素と同様の要素には同じ参照符号を付してある。

この装置では、入力端子５４，５５から入力されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを加算器５２，５３のそれぞれの一方の入力端子に入力するとともに、これらのＩ，Ｑを基に生成した歪み成分のデジタル直交ベースバンド信号Ｉｉｍ，Ｑｉｍに対して移相器５０で位相を変え可変減衰器５１でそれらの大きさを調整した信号を加算器５２，５３のそれぞれの他方の入力端子に入力し、Ｉ＋Ｉｉｍ，Ｑ＋Ｑｉｍの加算を行う。

図３２に歪み信号生成部４３の構成を示す。歪み信号生成部４３は記憶部１１０と、この記憶された値β及びデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑに対して、式（１）の演算を行う演算部１００により構成される。演算部１００は、乗算器２２，２１，２５，２６、及び加算器２３および減算器２４により構成される。歪み成分信号(I^２+Q^２)*Iおよび(I^２+Q^２)*Qは、包絡線成分(I^２+Q^２)と基本波信号成分ＩおよびＱとを乗算して得られる。包絡線成分は、直流成分を含み、且つ帯域を持った信号である。包絡線成分に含まれた直流成分と、基本波信号成分ＩおよびＱとが乗算される結果、歪み成分信号に基本波信号成分を含んでしまう。そこで、「包絡線成分の直流成分β」を除去する(I^２+Q^２-β)ことにより、歪み成分信号から基本波信号成分(β*Iおよびβ*Q)を除去している。

図１９に戻り、加算器５２，５３の出力はＤ／Ａコンバータ３１，３２に供給され、それぞれアナログ信号に変換され、そのアナログ直交ベースバンド信号が、ローパスフィルタ３３，３４を通じて直交変調部６０に供給されて、直交変調部６０から局部発振器６１の周波数で直交変調された高周波信号が得られる。この高周波信号は帯域通過フィルタ８０で不要な雑音を除去され、電力増幅器１０で増幅され、方向性結合器１１を経て、出力端子１に出力される。

入力端子５４，５５に入力されるデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの平均パワーは無線通信装置の出力パワーによらず一定となっている。このようにして、希望信号としてのＩとＱを直交変調した信号と、補償用信号としてのＩｉｍ，Ｑｉｍ（振幅及び位相を調整済み）を直交変調した信号とを加算し、電力増幅器１０で増幅する。この際、電力増幅器１０で発生した３次歪み成分が補償用信号として生成した歪み成分で打ち消され、結果として電力増幅器の歪みが補償される。可変減衰器５１のαａ及び移相器５０の移相量θの設定値は、例えば補償係数設定テーブル４４で決定される。補償係数設定テーブル４４の構成については後述する。

図１９の構成において、歪み信号生成部４３により、歪み成分の直交ベースバンド信号Ｉｉｍ ，Ｑｉｍを、
Iim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*I(t)
Qim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*Q(t)・・・(５)
として生成する。ここで、βは｛I(t)^２+Q(t)^２｝の平均直流（ＤＣ）成分である。なお、この式（５）は上述した同式を再掲したものである。

このように、あらかじめ電力増幅器の３次歪み成分がキャンセルされるように、歪み成分直交ベースバンド信号Ｉｉｍ，Ｑｉｍの振幅と位相を適度に調整して元の信号Ｉ，Ｑに加算し、この信号で搬送波信号を直交変調した信号を電力増幅器に入力すれば、電力増幅器で発生する３次歪みと、ベースバンド部で加算した３次歪み成分とがキャンセルされ、不要な歪み成分である隣接チャネル漏洩電力が低減される。さらにこの構成は、歪み信号生成部４３内で直流成分βの処理を行うことで、加算する３次歪み成分から希望波の成分が除かれ、βの処理を行わない（帯域内の補償を含む）プレディストーション方式の歪み補償に比べて大電力領域での歪み補償効果が得られる。

電力増幅器１０の出力は方向性結合器１１を経由して送信出力端子１に供給される。電力増幅器出力の一部は方向性結合器１１の結合端子からエンベロープ検出器１２に供給される。エンベロープ検出器１２は、例えばダイオードとコンデンサで構成され、高周波電圧を平滑し、電力増幅器出力電力の瞬時変動に応じたエンベロープ（包絡線）電圧を出力する。このエンベロープ電圧は、本発明における「出力包絡線成分信号」を構成し、電力増幅器の利得圧縮が大きいほど振幅が制限され理想的なエンベロープ電圧との差異が大きくなる。

一方、エンベロープ生成部８５は、デジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑからの演算により理想的なエンベロープアナログ電圧（基準包絡線成分信号）を生成する。比較器８６はエンベロープ生成部８５の出力電圧とを比較し、両者の振幅差に応じた電圧を出力する。ピーク検出器８７は比較器８６出力電圧のピーク電圧を検出し、Ａ／Ｄコンバータ８８はこのピーク電圧をデジタイズして出力する。

なお、エンベロープ生成部８５は、歪み信号生成部４３と別個の要素として示しているが、包絡線成分(I^２+Q^２)は歪み信号生成部４３においても生成されるので、基準包絡線成分信号として歪み信号生成部４３で生成されたものを利用するようにしてもよい。

補償係数設定テーブル４４には、エンベロープ差電圧に対応した歪み補償用補償係数としての振幅調整値（減衰量α）と位相調整値（移相量θ）が記憶されており、Ａ／Ｄコンバータ８８からの入力値に応じて、可変減衰器５１の振幅調整値（減衰量α）と移相器５０の位相調整値（移相量θ）とを決定する。図２２の装置構成における補償係数設定テーブル４０が多数の入力パラメータの組み合わせに対して振幅調整値と位相調整値とを設定したのに対し、補償係数設定テーブル４４では単一の入力パラメータに対して振幅調整値と位相調整値とを設定すればよいので、このテーブルに必要なメモリ容量は大幅に低減される。また、多数の入力パラメータの検出は不要となり、代わりに二つのエンベロープを検出すれば足りる。また、図１９に破線ブロックで示したベースバンド部３０ａは集積化が容易であり、図２２のベースバンド部３０に比べ何ら部品を追加することなく実現可能である。

式（５）の処理により得られた補償信号には帯域内成分が存在しないため、帯域内の補償が行われない。このため歪み補償前後で比較器８６の出力電圧の変化が無く、よって従来のエンベロープを利用した技術（特許文献２，３）のように収束に時間を要することがなく、安定で高速な動作が得られる。

本実施の形態によれば、電力増幅器の出力電力が一定であっても、温度変動、電源電圧変動などで電力増幅器の利得圧縮量が変化した場合、あるいは無線通信端末の周波数チャネルが変更されて電力増幅器の利得圧縮量が変化した場合には、エンベロープ検出器１２に出力される電圧振幅が変化し、新たなエンベロープ差電圧に対応した歪み補償用補償係数が呼び出され、可変減衰器５１と移相器５０に再設定されることで、常に最適な補償が可能となる。

図３０は、デジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを演算して生成した理想的なエンベロープ電圧波形（エンベロープ生成部８５の出力に対応）と、電力増幅器出力を検波したエンベロープ電圧波形（エンベロープ検出器１２の出力に対応）の例を示している。電力増幅器の利得圧縮のために後者のエンベロープ電圧波形の振幅が制限され振幅エラーが発生している様子が示されている。図１９の比較器８６はこの両者の振幅差（振幅エラー）を検出し、ピーク検出器８７がこの振幅エラーのピーク電圧を出力する。

図２０は、本発明の第７の実施の形態に係る歪み補償装置の構成例を示している。これは、送信パワーを可変できるデジタル携帯電話システムの電話端末に適用して好適な例である。図１９に示した要素と同様の要素には同じ参照符号を付して、重複した説明を省略する。

図２０の構成において、無線通信装置の送信パワーによらずＩ，Ｑの平均パワーは一定となっており、パワー設定部４１が設定する可変ゲインアンプ７０のゲイン変化によって無線通信装置の出力パワーが変わる。

電力増幅器１０の出力は方向性結合器１１を経由して送信出力端子１に供給される。電力増幅器出力の一部は方向性結合器１１の結合端子からエンベロープ検出器１２に供給される。エンベロープ検出器１２は、例えばダイオードとコンデンサで構成され、高周波電圧を平滑し、電力増幅器出力電力の瞬時変動に応じたエンベロープ（包絡線）電圧を出力する。このエンベロープ電圧は、送信パワー検出部１６と比較部４９とに入力される。エンベロープ電圧には送信パワーに応じた直流電圧が含まれており、送信パワー検出部１６は所望の送信パワーとなるようにパワー設定部４１の出力電圧を制御する。この様な送信パワーの制御は、後述する図３１のような一般的な送信装置に使用されており、従ってエンベロープ検出器１２も一般的な送信装置に使用されているものを利用できる。

エンベロープ検出器１２から得られるエンベロープ電圧は、上記のように送信パワーに応じて変化するが、そのエンベロープ電圧の平均値と、エンベロープ生成部８５の出力の平均値（それぞれＬＰＦ４９ａ，４９ｂで生成）が等しくなるように、エンベロープ検出器１２の出力は、ＬＰＦ４９ａ，４９ｂの出力を比較する比較器４９ｃの出力に基づいて可変ゲインアンプ４９ｄでその電圧を制御される。比較部４９は、さらに比較器４９ｅで、エンベロープ生成部８５の出力と可変ゲインアンプ４９ｄの出力とを比較し、両者の振幅差に応じた電圧を出力する。ピーク検出器８７は比較部４９の出力電圧のピーク電圧を検出し、Ａ／Ｄコンバータ８８はこのピーク電圧をデジタイズして出力する。図１９の場合と同様に、電力増幅器の利得圧縮が大きいほど振幅が制限され理想的なエンベロープ電圧との差異が大きくなる。

比較部４９はベースバンド部３０ｂと一緒に集積化することが可能であり、図２２のベースバンド部に比べ何ら部品を追加することなく実現可能である。

図２９は、振幅エラーのピーク電圧に対する補償係数を求めるための補償係数設定テーブルの例を説明するためのグラフである。上述したように、端末が設定した出力パワーや電源電圧の状態、温度、周波数などによって電力増幅器の利得圧縮の程度が変化するが、この振幅エラーのピーク電圧がある値になったときの振幅エラーのピーク電圧と、これに対応する振幅調整値（減衰量α）及び位相調整値（移相量θ）とを１対１に対応付け、端末のメモリに格納しておく。この図２９のグラフは、出力パワーに対する補償係数設定テーブルと電源電圧に対する補償係数設定テーブルの２種類のテーブルを、振幅エラーのピーク電圧に対する補償係数を求めるための補償係数設定テーブルの形に変換してプロットしており、これらの２つの曲線が良く一致している事を示している。つまり異種の２つのテーブルを、振幅エラーのピーク電圧に対する補償係数設定テーブルの形に変換した事で、複数のテーブルが１種類のテーブルで制御可能となったことを示している。温度、周波数についても同様である。

また、特に図示しないが、位相調整値についても同様である。

図２１は、本発明の第８の実施の形態に係る歪み補償装置の構成例を示している。この実施の形態では、エンベロープ生成部８５の代わりにエンベロープ検出器１４を使用した例である。電力増幅器１０の入力では歪みが少ないため、電力増幅器１０よりも前段の信号のエンベロープを基準エンベロープとして使用すれば、図１９と同様の効果が得られる。そのため、電力増幅器１０の前段に方向性結合器１５を設け、ここからエンベロープ検出器１４の入力信号を得ている。このベースバンド部３０ｃではベースバンド部３０ａ、３０ｂで使用されていたエンベロープ生成部８５を削除することができる。エンベロープ検出器１４の出力信号は比較器８６の一方の入力端に入力される。

図３１は一般的なデジタル携帯電話システムの電話端末の送信部の構成例を示している。この図において、図１９〜図２１に示した要素と同様の要素には同じ参照符号を付してある。図１９〜図２１では、図３１の構成に対して、各実施の形態における付加的な要素が追加されていることが分かる。

図３１のシンボルデータ(Symbol Data)（Ｉ）３８，シンボルデータ（Ｑ）３９は、例えばＷ−ＣＤＭＡ方式携帯電話の場合にはシンボル点が３．８４Ｍｃｐｓ周期の拡散信号で拡散された直交データである。これらのシンボルデータは、それぞれ、符号間干渉を発生しないように帯域を制限するロールオフフィルタ３５，３６に入力され、例えば４倍サンプリングレートの１５．３６ＭＨｚの周期で離散的値を持つデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑ信号を生成する。このＩ，Ｑ信号は、それぞれ、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２に供給されて、それぞれアナログ信号に変換される。これらのアナログ直交ベースバンド信号は、さらに、ローパスフィルタ３３，３４を介して直交変調部６０に供給されて、直交変調部６０から局部発振器６１の周波数で直交変調された高周波信号が得られ、可変ゲインアンプ７０でパワー調整され、帯域通過フィルタ８０で不要な雑音が除去され、電力増幅器１０で所望の電力まで増幅される。ここでは図示していないが、実際には送信部出力１とアンテナ間にはアイソレータ、デュープレクサ、アンテナスイッチ等を介してアンテナに送信電力を供給する。送信部の出力パワーによらずＩ，Ｑ信号の平均パワーは一定であるが、パワー設定部４１がＤ／Ａコンバータ４２を介して設定する可変ゲインアンプ７０のゲイン変化によって送信部の出力パワーが変わる。

電力増幅器１０の出力の一部は方向性結合器１１の結合端子から検波器１２ａに供給される。検波器１２ａは、例えばダイオードとコンデンサで構成される。検波器１２ａの出力には送信パワーに応じた直流電圧が含まれており、送信パワー検出部１６はこの直流電圧を基準電圧と比較する事で、所望の送信パワーとなるようにパワー設定部４１の出力電圧を制御する。図１９〜図２１に示したエンベロープ検出器１２としては、このような検波器１２ａを利用することができる。

以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、上記で言及した以外にも種々の変形、変更を行うことが可能である。例えば、上記説明では、デジタル携帯電話システムの電話端末の送信部に適用した例を説明したが、他の無線通信器に適用してもよい。例えば、デジタル携帯電話システムの基地局側に適用してもよい。あるいは、携帯電話システム以外のシステム用の端末の送信部に適用してもよい。第６〜第８の実施の形態は、第１の実施の形態に対応するもののみを示したが、第２〜第５の実施の形態にも同様に対応可能である。

本発明の第１の実施の形態による送信部の歪み補償構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態による歪み補償状態の例を示した特性図である。 本発明の第１の実施の形態による低電圧化の例を示した特性図である。 本発明の第１の実施の形態による出力電力毎の設定例を示した説明図である。 本発明の第２の実施の形態による送信部の歪み補償構成例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施の形態による送信部の歪み補償構成例を示すブロック図である。 本発明の第４の実施の形態による送信部の歪み補償構成例を示すブロック図である。 本発明の第５の実施の形態による送信部の歪み補償構成例を示すブロック図である。 本発明の補償原理を説明するための波形図（希望波信号の例）である。 本発明の補償原理を説明するための波形図（従来の３次歪み成分の例）である。 本発明の補償原理を説明するための波形図（本発明による３次歪み成分の例）である。 本発明の補償原理を説明するための波形図（従来の５次歪み成分の例）である。 本発明の補償原理を説明するための波形図（本発明による５次歪み成分の例）である。 プレディストーション法による歪み補償特性例を示す特性図である。 従来の歪み補償構成例を示すブロック図である。 従来の別の歪み補償構成例を示すブロック図である。 従来のさらに別の歪み補償構成例を示すブロック図である。 ベースバンド信号電圧波形の例を示す波形図である。 本発明の第６の実施の形態に係る歪み補償装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の第７の実施の形態に係る歪み補償装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の第８の実施の形態に係る歪み補償装置の構成例を示すブロック図である。 図１に示した無線通信装置にパワー設定部に関連する、より具体的な送信部の歪み補償構成例を示すブロック図である。 直交ベースバンド信号ＩとＱで直交変調した希望波高周波信号のスペクトラム波形を示すグラフである。 式（５）でβ＝０として生成し、帯域内の補償を含む歪み成分直交ベースバンド信号を使用した、３次歪み成分信号のスペクトラム波形を示すグラフである。 式（５）にて生成した歪み成分直交ベースバンド信号を使用した、３次歪み成分信号のスペクトラム波形を示すグラフである。 図２２の装置構成の歪み補償で使用する、出力パワーに対する振幅調整値及び位相調整値を定めた補償係数設定テーブルの例を説明するためのグラフである。 図２２の装置構成の歪み補償で使用する、電源電圧Ｖｄｄに対する振幅調整値及び位相調整値を定めた補償係数設定テーブルの例を説明するためのグラフである。 Ｗ−ＣＤＭＡ携帯端末用電力増幅器出力スペクトラムの例を示すグラフである。 本発明における振幅エラーのピーク電圧に対する補償係数を求めるための補償係数設定テーブルの例を示す図である。 デジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを演算して生成した理想的なエンベロープ電圧波形と、電力増幅器出力を検波したエンベロープ電圧波形の例を示すグラフである。 一般的なデジタル携帯電話システムの電話端末の送信部の構成例を示したブロック図である。 本発明の実施の形態における歪み信号生成部の構成例を示す図である。

符号の説明

１…送信信号出力端子、１０…電力増幅器、１１…方向性結合器、１２…エンベロープ検出器、１２ａ…検波器、１４…エンベロープ検出器、１５…方向性結合器、１６…送信パワー検出部、１９…加算器、２２，２１，２５，２６…乗算器、２３…加算器、２４…減算器、３０，３０ａ，３０ｂ，３０ｃ…ベースバンド部（歪み補償部）、３１，３２…Ｄ／Ａコンバータ、３３，３４…ローパスフィルタ、３５，３６…ロールオフフィルタ、４０…補償係数設定テーブル、４１…パワー設定部、４２…Ｄ／Ａコンバータ、４３…歪み信号生成部、４４…補償係数設定テーブル、４５，４６…Ｄ／Ａコンバータ、４７，４８…ローパスフィルタ、４９…比較部、４９ｃ…比較器、４９ｄ…可変ゲインアンプ、４９ｅ…比較器、５０，５８…移相器、５１，５９…可変減衰器、５２，５３…加算器、５４，５５…入力端子、６０…直交変調部、６１…局部発振器、６２…直交変調部、６４…加算器、７０，７１…可変ゲインアンプ、８０…帯域通過フィルタ、８５…エンベロープ生成部、８６…比較器、８７…ピーク検出器、８８…Ａ／Ｄコンバータ、１００…演算部、１０１，１０２…記憶部

Claims (21)

1. 搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅する際に発生する非線形歪みを補償する歪み補償装置において、
   前記送信希望波信号から包絡線成分信号を演算する演算部と、
   前記包絡線成分の直流成分を生成する包絡線直流成分生成部と、
   前記演算部で得られた包絡線成分信号から前記包絡線直流成分生成部で生成された直流成分を減算し、送信希望波信号と乗算して歪み補償信号を得る歪み補償信号生成部と、
   前記歪み補償信号生成部で得られた歪み補償信号を送信希望波信号に加算する加算部と
   を備えたことを特徴とする歪み補償装置。
2. 請求項１記載の歪み補償装置において、
   前記送信希望波信号の直交ベースバンド信号をＩ(t)，Ｑ(t)とし、
   前記歪み補償信号の直交ベースバンド信号をＩim(t)，Ｑim(t)とし、前記包絡線成分の直流成分をβとしたとき、
   前記包絡線直流成分生成部は、直流成分βとして、｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２｝の直流成分として設定した一定の値を生成させ、
   歪み補償信号生成部は、前記歪み成分信号Ｉim(t)，Ｑim(t)を、
   Ｉim(t)＝｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２−β｝＊Ｉ(t)及びＱim(t)＝｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２−β｝＊Ｑ(t)として得る
   ことを特徴とする歪み補償装置。
3. 請求項１記載の歪み補償装置において、
   前記歪み補償信号生成部が生成する歪み補償信号は直交ベースバンド信号であり、
   前記歪み補償信号生成部が生成した直交ベースバンド歪み補償信号を、前記加算部で直交ベースバンド信号の送信希望波信号に加算する
   ことを特徴とする歪み補償装置。
4. 請求項３記載の歪み補償装置において、
   前記歪み補償信号生成部が生成した直交ベースバンド歪み補償信号の振幅及び位相を、前記送信希望波信号の送信パワーに応じて調整してから、前記加算部で直交ベースバンド信号の送信希望波信号に加算する
   ことを特徴とする歪み補償装置。
5. 請求項１記載の歪み補償装置において、
   前記送信希望波信号を搬送波信号で直交変調する第１の直交変調部と、
   前記歪み補償信号生成部が生成する歪み補償信号を搬送波信号で直交変調する第２の直交変調部とを備え、
   前記加算部は、前記第１及び第２の直交変調部の出力を加算する
   ことを特徴とする歪み補償装置。
6. 請求項５記載の歪み補償装置において、
   前記第２の直交変調部が出力した直交変調歪み補償信号の振幅及び位相を、前記送信希望波信号の送信パワーに応じて調整してから、前記加算部で直交変調送信希望波信号に加算する
   ことを特徴とする歪み補償装置。
7. 請求項１記載の歪み補償装置において、
   前記歪み補償信号生成部で、第１の歪み補償信号と第２の歪み補償信号を得る
   ことを特徴とする歪み補償装置。
8. 請求項７記載の歪み補償装置において、
   送信希望波信号の直交ベースバンド信号をＩ(t)，Ｑ(t)とし、
   前記第１の歪み補償信号の直交ベースバンド信号を３次歪みに対応したＩim３(t)，Ｑim３(t)とし、前記歪み成分信号の第２の歪み補償信号の直交ベースバンド信号を５次歪みに対応したＩim５(t)，Ｑim５(t)とし、前記包絡線成分の直流成分をβとしたとき、
   前記包絡線直流成分生成部は、直流成分βとして、｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２｝の直流成分として設定した一定の値を生成させ、
   歪み補償信号生成部は、前記第１の歪み成分信号Ｉim３(t)，Ｑim３(t)を、
   Ｉim３(t)＝｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２−β｝＊Ｉ(t)及びＱim３(t)＝｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２−β｝＊Ｑ(t)として得、
   前記第２の歪み成分信号Ｉim５(t)，Ｑim５(t)を、
   Ｉim５(t)＝｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２−β｝^２＊Ｉ(t)及びＱim５(t)＝｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２−β｝^２＊Ｑ(t)として得る
   ことを特徴とする歪み補償装置。
9. 請求項７記載の歪み補償装置において、
   送信希望波信号の直交ベースバンド信号をＩ(t)，Ｑ(t)とし、
   前記第１の歪み補償信号の直交ベースバンド信号を３次歪みに対応したＩim３(t)，Ｑim３(t)とし、前記歪み成分信号の第２の歪み補償信号の直交ベースバンド信号を５次歪みに対応したＩim５(t)，Ｑim５(t)とし、前記包絡線成分の直流成分をβ及びγとしたとき、
   前記包絡線直流成分生成部は、直流成分βとして、｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２｝の直流成分として設定した一定の値を生成させ、直流成分γとして、｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２｝^２の直流成分として設定した一定の値を生成させ、
   歪み補償信号生成部は、前記第１の歪み補償信号Ｉim３(t)，Ｑim３(t)を、
   Ｉim３(t)＝｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２−β｝＊Ｉ(t)及びＱim３(t)＝｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２−β｝＊Ｑ(t)として得、
   前記第２の歪み補償信号Ｉim５(t)，Ｑim５(t)を、
   Ｉim５(t)＝[｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２｝^２−γ]＊Ｉ(t)及びＱim５(t)＝[｛Ｉ(t)^２＋Ｑ(t)^２｝^２−γ]＊Ｑ(t)として得る
   ことを特徴とする歪み補償装置。
10. 搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅する際に発生する非線形歪みを補償する歪み補償装置において、
    前記送信希望波信号から包絡線成分信号を演算する演算回路と、
    前記包絡線成分の直流成分を記憶するメモリと、
    前記演算回路で得られた包絡線成分信号から、前記メモリより読み出した直流成分を減算する減算回路と、
    前記減算回路の出力と送信希望波信号とを乗算して得られる歪み補償信号を送信希望波信号に加算する加算回路とを備えた
    ことを特徴とする歪み補償装置。
11. 請求項１または１０の歪み補償装置において、
    前記歪み補償信号の振幅および位相を調整する調整部と、その調整のための補償係数を生成する補償係数生成部とを備え、前記補償係数生成部は、出力パワー、電源電圧、温度、周波数のうちの少なくとも複数のパラメータに対応づけて振幅補償係数及び位相補償係数を記憶したデータテーブルにより構成される
    ことを特徴とする歪み補償装置。
12. 請求項１または１０の歪み補償装置において、
    前記電力増幅の出力の包絡線成分信号と前記出力包絡線成分信号に対する基準包絡線成分信号との振幅エラーを計測する振幅エラー計測部と、前記振幅エラーの出力値に対応づけて振幅補償係数及び位相補償係数を記憶したデータテーブルにより構成される
    ことを特徴とする歪み補償装置。
13. 搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅して無線送信する無線通信装置において、
    前記送信希望波信号から包絡線成分信号を演算する演算部と、
    前記包絡線成分の直流成分を生成する包絡線直流成分生成部と、
    前記演算部で得られた包絡線成分信号から前記包絡線直流成分生成部で生成された包絡線直流成分を減算し、送信希望波信号と乗算して歪み補償信号を得る歪み補償信号生成部と、
    前記歪み補償信号生成部で得られた歪み補償信号を送信希望波信号に加算する加算部と、
    前記加算部で加算された信号を無線送信する無線送信部と
    を備えたことを特徴とする無線通信装置。
14. 送信希望波信号から歪み成分信号を生成し、この歪み成分信号の振幅と位相を調整し、送信希望波信号に加算して増幅器に入力し、増幅器出力での非線形歪みを低減する、プレディストーション方式の歪み補償装置において、
    送信希望波信号に基づきその基本波信号成分を除いた歪み成分信号を生成する歪み信号生成部と、
    前記増幅器の出力信号から出力包絡線成分信号を検出する第１のエンベロープ検出部と、
    前記出力包絡線成分信号に対する基準包絡線成分信号を検出する第２のエンベロープ検出部と、
    前記基準包絡線成分信号と前記出力包絡線成分信号とを比較し、前記出力包絡線成分信号に含まれる振幅エラーを計測する振幅エラー計測部と、
    前記振幅エラーに基づいて、前記歪み信号生成部で生成された歪み成分信号に対する歪み補償に必要な補償係数を生成する補償係数生成部と
    を備えたことを特徴とする歪み補償装置。
15. 請求項１４の歪み補償装置において、
    前記送信希望波信号の直交ベースバンド信号をＩ（ｔ），Ｑ（ｔ）とし、その歪み成分の直交ベースバンド信号をＩim，Ｑimとしたとき、前記歪み信号生成部は、
    Iim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*I(t)
    Qim＝｛I(t)^２+Q(t)^２−β｝*Q(t)
    とし、
    ここで、βは｛I(t)^２+Q(t)^２｝の平均直流成分である
    ことを特徴とする歪み補償装置。
16. 請求項１４の歪み補償装置において、
    前記第２のエンベロープ検出部は、前記直交ベースバンド信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）の演算により前記基準包絡線成分信号を求めることを特徴とする歪み補償装置。
17. 請求項１４の歪み補償装置において、
    前記第２のエンベロープ検出部は、前記電力増幅器の入力の一部を取り出して前記基準包絡線成分信号を求めることを特徴とする請求項１記載の歪み補償装置。
18. 請求項１４の歪み補償装置において、
    前記出力包絡線成分信号と前記基準包絡線成分信号との平均値が等しくなるように前記出力包絡線成分信号を可変ゲインアンプで調整し、前記振幅エラー計測部は、調整後の出力包絡線成分信号と前記基準包絡線成分信号とを比較することを特徴とする歪み補償装置。
19. 請求項１４の歪み補償装置において、
    前記振幅エラー計測部は、前記基準包絡線成分信号と前記出力包絡線成分信号との振幅差に応じた信号を生成する比較器と、この比較器の出力のピークを検出するピーク検出器とを備えたことを特徴とする歪み補償装置。
20. 請求項１４または１９の歪み補償装置において、
    前記補償係数生成部は、前記振幅エラー計測部の出力値に対応づけて振幅補償係数及び位相補償係数を記憶したデータテーブルにより構成される歪み補償装置。
21. 搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅して無線送信する無線通信装置であって、
    前記送信希望波信号から歪み成分信号を生成し、この歪み成分信号の振幅と位相を調整し、送信希望波信号に加算して増幅器に入力し、増幅器出力での非線形歪みを低減する、プレディストーション方式の歪み補償装置を備え、
    前記歪み補償装置は、
    送信希望波信号に基づきその基本波信号成分を除いた歪み成分信号を生成する歪み信号生成部と、
    前記増幅器の出力信号から出力包絡線成分信号を検出する第１のエンベロープ検出部と、
    前記出力包絡線成分信号に対する基準包絡線成分信号を検出する第２のエンベロープ検出部と、
    前記基準包絡線成分信号と前記出力包絡線成分信号とを比較し、前記出力包絡線成分信号に含まれる振幅エラーを計測する振幅エラー計測部と、
    前記振幅エラーに基づいて、前記歪み信号生成部で生成された歪み成分信号に対する歪み補償に必要な補償係数を生成する補償係数生成部と
    を備えたことを特徴とする無線通信装置。