JP2006295828A - 歪み補償装置及び無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 端末に要求される歪み補償の効果を、簡単な構成で、低消費電力で、電力増幅器の最大電力付近まで得られるようにする。
【解決手段】 無線送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する場合において、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから、第２高調波に相当するバースバンド信号Ｉ₂，Ｑ₂を直接演算により生成し、これを希望波の２倍の周波数で直交変調された高周波信号と、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調した高周波信号とを、適当な電力比と位相差で加算することで歪み補償を行うようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は、例えば無線通信端末の送信部の増幅器で発生する非線形歪を補償する場合に適用して好適な非線形歪補償装置に関する。

近年、携帯電話装置が豊富なアプリケーションを搭載することによって、様々な使い方が可能になっていると共に、なるべく長い使用時間を持つ事が要求されている。端末は２次電池を電力源として動作するため、端末の使用時間を延ばすためには、端末の回路の低消費電力化と電池の大容量化が必要となる。携帯電話装置では、基地局に対する送信電力を生成するために電力増幅器を内蔵しており、通話時にはこの電力増幅器の消費電力が支配的であり、電力増幅器の低消費電力化が重要となる。

また、大容量電池を十分使い切るには端末の回路が電池の終止電圧まで動作する必要があり、より低電圧で無線回路が動作する必要がある。従来の無線回路でもっとも高い電圧を要求しているのは電力増幅器であり、電力増幅器の低電圧動作が求められる。

無線設備では、電力増幅器などで信号が歪むとチャネルのスペクトルが広がり、隣接するチャネルへの電波の漏れを生じ、この隣接チャネル漏洩電力が大きいと、隣接するチャネルを使用している端末に通信障害(混信)を与えるため、規格により許容値が規定されている。電力増幅器の消費電力を下げる事や動作電圧を下げる事と、歪み性能を良くする事は相反しており、歪み性能に要求された許容値を守りながら低消費電力化や低電圧化を行うためには、歪み補償の技術を適用することが必要となる。

W-CDMA方式の携帯電話では、現状の周波数帯域幅のままデータ通信時の通信速度を高くするためHSDPA（High Speed Downlink Packet Access）方式が採用される予定であるが、HSDPA方式に使用する信号はピークファクタが大きく、この信号を従来の電力増幅器で増幅すると歪性能が劣化する。このように今後のピークファクタが大きい信号でも効率よく電力増幅するためには、歪み補償技術が期待される。

従来の歪み補償方式は、回路規模が大きい、消費電流が大きい等の理由で無線端末への搭載は難しいなどの問題があった。また、使用電圧を下げる目的、ピークファクタが大きい信号を使用する場合の歪みを低減する目的などでは、電力増幅器の最大出力電力にて歪み補償の効果を得る必要があるため、なるべく高い出力電力で効果が出る歪み補償方式が望ましい。

従来から無線通信機に使用される歪み補償方式として、いくつかの方式が提案されているが、安定性や電力効率の点からプレディストータ法が、注目されている。従来、提案されていたプレディストータ法においては、非線形歪の特性を送信信号の振幅歪特性と位相歪特性とで表現し、これらの逆特性をデータとしてＲＯＭなどの記憶手段に保持して、非線形歪を補償するようにしている。

即ち、従来のプレディストータ法においては、送信電力増幅器の非線形歪特性を測定して、非線形歪を解析し、多項式近似によって非線形歪を高精度に近似している。そして、この高精度の近似式から逆歪特性の高精度近似式を生成し、その逆歪特性の高精度近似式を用いて歪補償データを作成し、ＲＯＭ などに保持させて、入力信号レベルに応じて、その保持されたＲＯＭ の対応したアドレスのデータを読み出して、その読み出したデータを入力信号に加算するようにしていた。

図４は、従来のプリディストーション法の１つの例を示し、補償用データを作成する手段としてテーブルを用いるものである。図４の構成について説明すると、歪み補償前のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを端子９１，９２に得て、その直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを歪み補償部９０に供給する。歪み補償部９０では、パワー計算部９４で、補償前のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，Ｖｑから、Ｖｉ²＋Ｖｑ²で表される演算出力が算出され、その演算出力（Ｖｉ²＋Ｖｑ²）によって、テーブル９５から、これにあらかじめ書き込まれた、演算出力（Ｖｉ² ＋Ｖｑ² ）に対応する振幅歪み補償用データおよび位相歪み補償用データが読み出され、複素積演算部９３で、ベースバンド信号Ｉ，Ｑとテーブル９５から読み出された補償用データとの複素積が演算されて、歪み補償部９０から歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られる。

この歪み補償されたデジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’は、Ｄ／Ａコンバータ３１ａ，３２ａに供給されて、それぞれアナログ信号に変換され、そのアナログ直交ベースバンド信号が、ローパスフィルタ３１ｂ，３２ｂを通じて直交変調部６５に供給されて、直交変調部６５から直交変調された高周波信号が得られ、その高周波信号が、可変ゲイン増幅器７０で可変増幅され、さらに電力増幅器１０で増幅され、端子１を経由して送信アンテナに供給される。可変ゲイン増幅器７０は、パワー設定部９８で設定されたパワーに基づいて、テーブル９９からゲインが指示される。補償用データを供給するテーブル９５についても、パワー設定部９８で設定されたパワーに基づいてデータが補正される。

この図４に示した従来の歪補償方式は、複素積演算部での複素積演算を高速に行うため、歪み補償部での演算量が膨大となり、歪み補償部として大規模な演算ロジックを必要とし、しかも消費電力が大きいという問題がある。直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、例えば図５に示すような電圧時間波形をしており、例えばW-CDMA方式携帯電話の場合にはシンボル点が3.84Mcpsで変わっており、例えば４倍サンプリングレートの15.36MHzの繰り返しでＩ，Ｑ信号を生成している。図４に示した従来の歪補償方式では、複素積演算部での複素積演算を15.36MHzの繰り返し（65ｎSの周期）で行う必要があり、非常に高速性を要求される。

図６は、従来の別の歪み補償方式の回路構成である。この例では、歪み補償前のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを端子９１，９２に得て、その直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑをベースバンド部３０に供給する。ベースバンド部３０では、Ｄ／Ａコンバータ及びローパスフィルタ３１，３２を介してアナログ直交ベースバンド信号とし、直交変調部６０に供給する。直交変調部６０では、発振器６１からの搬送波信号を、移相器６０ａで相互に移相させて、ミキサ６０ｂ，６０ｃに供給して各系統のアナログ直交ベースバンド信号に乗算し、それぞれの乗算信号を加算器６０ｄで１系統の信号にして、直交変調された信号を得る。

直交変調された信号は、可変ゲイン増幅器７０で増幅した後、加算器１９及びバンドパスフィルタ８０を介して電力増幅器１０に供給されて増幅され、端子１を経由して送信アンテナに供給される。加算器１９では、歪み補償用の信号が、適当な電力比と位相差で加算される。

その歪み補償用の信号の生成処理としては、ベースバンド部３０内で、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを用いて、歪み成分の直交ベースバンド信号Iim ，Qimを演算部４７で生成し、これをＤ／Ａコンバータ及びローパスフィルタ４５，４６を介してアナログ直交ベースバンド信号とし、直交変調部６２に供給する。直交変調部６２では、発振器６１からの搬送波信号を、移相器６２ａで相互に移相させて、ミキサ６２ｂ，６２ｃに供給して各系統のアナログ直交ベースバンド信号に乗算し、それぞれの乗算信号を加算器６２ｄで１系統の信号にして、直交変調された信号を得る。

直交変調された信号は、移相器６４で位相調整された後、可変ゲイン増幅器７１で増幅した後、加算器１９に供給され、送信信号に加算される。

各可変ゲイン増幅器７０，７１でのゲインと移相器６４での位相調整量は、パワー設定部４１からの信号で制御される。それぞれに供給される信号は、Ｄ／Ａコンバータ４２，４３，４４でアナログ信号に変換されて供給される。

この図６の例では、歪み成分の直交ベースバンド信号Iim ，Qimを用いて独立に直交変調部６２で直交変調された高周波信号と、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調した高周波信号とを、適当な電力比と位相差で加算することで歪み補償を行うものである。電力比と位相差は、出力するパワー設定からあらかじめ用意したテーブルを参照して決定する。Ｉ，Ｑの振幅に応じて演算をする必要が無いので、高速性な処理を必要とせず、機器の消費電流を下げる事ができ、大規模な高速演算装置を減らす事ができる。

しかしながら、図６に示した従来の歪補償方式では、補償を行おうとする電力増幅器の最大電力付近においては、注入する歪み補償信号が大きいために、希望波の信号と歪み補償信号とで新たな歪みを発生し、十分な補償ができなくなる問題がある。

図７は、非特許文献１に示された、第２高調波注入方式による従来の歪補償の例である。この例では、端子１１に得られる送信する高周波信号を、加算器１９を介して電力増幅器１０に供給して、その電力増幅器１０の出力を、端子１２を介して送信させるものである。ここで、高調波検出器２０で、電力増幅器１０の出力から搬送波の２倍の周波数２ｆ₀の第２高調波を検出し、その検出信号をフィルタ１６、移相器１５、可変抵抗器１４を介して調整された後、加算器１９に供給して加算して補償するようにしたものである。

図８は、非特許文献２に示された、第２高調波注入方式による従来の歪補償の例である。この例は、端子１１に得られる送信する高周波信号を、分岐器１８を介してフィルタ１７に供給し、搬送波周波数ｆ₀の信号を通過させて、加算器１９に供給し、第２高調波を加算した後、電力増幅器１０で増幅して、端子１２を介して送信させるものである。

加算器１９で加算する第２高調波としては、増幅器１３、可変抵抗器１４、移相器１５、フィルタ１６を通過させて、搬送波の２倍の周波数２ｆ₀の第２高調波を取り出し、加算器１９に供給して加算させる。
M.R.Moazzam, C.S.Aitchison, "A Low Third Order Intermodulation Amplifier With Harmonic Feedback Circuitry", IEEE MTT-S Digest, pp.827-830, 1996. D. Jing, W.S Chan, C.W. Li, "New Linearization Method Using InterstageSecond Harmonic Enhancement", IEEE Microwave and Guided Wave Letters, vol.8, No.11, Nov. 1998, pp.402-404.

図７、図８に記載した第２高調波注入方式による歪補償は、他の方式と比べて比較的シンプルな構成であること、注入信号による新たな歪みの発生が少なく電力増幅器の最大電力付近においても歪み補償効果を得られることに利点があるが、注入信号の位相と振幅を希望波の２倍の周波数にて細かく調整する必要があり、コストやサイズなどの理由で端末での実現が難しい。

本発明の目的は、端末に要求される歪み補償の効果を、簡単な構成で、低消費電力で、電力増幅器の最大電力付近まで得られるようにすることにある。

本発明は、無線送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する場合において、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから、第２高調波に相当するバースバンド信号Ｉ₂，Ｑ₂を直接演算により生成し、これを希望波の２倍の周波数で直交変調された高周波信号と、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調した高周波信号とを、適当な電力比と位相差で加算することで歪み補償を行うようにしたものである。

このようにしたことで、複雑な複素積演算や高速な演算を必要とすることなく、歪み補償を行うことができる。

本発明の構成で歪み補償を行うことで、直交ベースバンド信号の電圧の瞬時値に応じて複素積演算を行うことが不要であり、大規模な演算ロジックを不要とし、消費電力を下げることができる。
歪補償信号としての直交ベースバンド信号Ｉ₂，Ｑ₂は簡単な演算で得られるため、歪補償部をベースバンドに集積でき、その他に部品を追加すること無く実現できるため、装置を小型化できる。
また、歪み補償の効果が得られる上限の電力を、従来の方式より大きくすることが可能である。
また、本発明の歪み補償を適用することにより、電力増幅器の電源電圧を下げることが可能となり、電池を使用した無線通信端末の使用時間を延ばす事が可能となる。
さらに、本発明の歪み補償を適用することにより、従来の電力増幅器を使用してピークファクタの大きな信号を増幅することが可能になり、低消費電力で通信速度の高い無線通信端末を実現できる。

以下、本発明の第１の実施の形態を、図１及び図２を参照して説明する。

まず、本発明の第１の実施の形態における歪み補償処理の原理について、数式を用いて説明する。本実施の形態における歪み補償は、無線送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する場合において、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから、第２高調波に相当するバースバンド信号Ｉ₂，Ｑ₂を直接演算により生成し、これを希望波の２倍の周波数で直交変調された高周波信号と、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調した高周波信号とを、適当な電力比と位相差で加算することで歪み補償を行うものである。ここで、電力比と位相差は、出力するパワー設定からあらかじめ用意したテーブルを参照して決定する。

まず、３次歪みを発生する電力増幅器のモデルを以下のように示す。

直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを、ω_cの角周波数で直交変調した希望波信号と、第２高調波に相当するバースバンド信号Ｉ₂，Ｑ₂をω_cの2倍の角周波数で直交変調した注入波信号とを合成して、電力増幅器へ入力する。この入力信号は以下のように表される。

ここで、Ｉ₂＝（Ｉ²―Ｑ²）／２、Ｑ₂＝Ｉ・Ｑとすれば(2)式は、次のようになる。

これを（１）式の電力増幅器のモデルに代入し、基本波成分を抽出すると、次のようになる。

(4)式において、β＝（３・ａ₃）／（２・ａ₂）となるように振幅を調整し、位相を反転となるよう調整すれば、３次歪み成分としての{Ｉ(t)²+Ｑ(t) ²}＊Ｉ(t)と{Ｉ(t)²+Ｑ(t) ²}＊Ｑ(t)がキャンセルされる。すなわち、

をベースバンド信号として希望波の２倍の周波数で直交変調した信号を、あらかじめ電力増幅器の３次歪み成分がキャンセルされるように、振幅と位相を適度に調整して加算しておけば、歪み成分をキャンセルできることがわかる。

次に、このような原理で歪み補償される回路構成を、図１及び図２を参照して説明する。図１は、上述した歪み補償方式によって送信部の電力増幅器の非線形歪みが補償される無線通信装置の一例を示し、デジタル携帯電話システムの端末電話機の場合である。

端子５３，５４に得られる送信する希望波信号のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、演算部３０内で、Ｄ／Ａコンバータおよびローパスフィルタ３１，３２に供給されて、これらＤ／Ａコンバータおよびローパスフィルタ３１，３２の出力を、直交変調部６２に供給して、局部発振器６１の発振周波数の１／２（希望波に要求される中心周波数）で直交変調された希望波高周波信号を得る。直交変調部６２では、局部発振器６１の発振出力を、周波数１／２回路６３で１／２の周波数として、その出力から移相器６２ａで所定の位相差の２つの信号を得て、それぞれの信号をミキサ６２ｂ，６２ｃに供給して、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと混合して、混合信号を加算器６２ｄで加算して１系統の信号とし、直交変調された希望波高周波信号を得る。

一方、演算部３０内の第２高調波成分演算部５５は、端子５３，５４に得られるベースバンド信号Ｉ，Ｑを元に、既に説明した（5）式による演算で、注入波信号のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ₂，Ｑ₂を生成する。この注入波信号のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ₂，Ｑ₂は、可変減衰器４５で信号の大きさを調整し、さらに移相器４４で位相を変え、Ｄ／Ａコンバータおよびローパスフィルタ４８，４９を介して、直交変調部６０に供給し、局部発振器６１の発振周波数（希望波の倍の周波数）で直交変調された注入波高周波信号を得る。直交変調部６０では、局部発振器６１の発振出力から移相器６０ａで所定の位相差の２つの信号を得て、それぞれの信号をミキサ６０ｂ，６０ｃに供給して、注入波信号の直交ベースバンド信号Ｉ₂，Ｑ₂と混合して、混合信号を加算器６０ｄで加算して１系統の信号とし、直交変調された注入波高周波信号を得る。

直交変調部６０，６２で得られた２つの高周波信号は加算器６４で加算され、可変ゲインアンプ７０、帯域通過フィルタ８０、電力増幅器１０を通過して、送信出力端子１に必要とされる電力を供給する。無線通信装置の出力パワーは、パワー設定部４１がＤ／Ａコンバータ４３を介して設定する可変ゲインアンプ７０のゲイン変化によって変わる。

ここで可変減衰器４５の減衰量ａおよび移相器４４の移相量θの設定値は、例えば出力パワーに対してあらかじめ記憶された値を参照してパワー設定部４１で決定される。無線通信装置の出力パワーによらずＩ，Ｑの平均パワーは一定となっており、減衰量ａおよび移相量θの設定値は、無線通信装置の出力パワーが一定であれば直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅及び位相の瞬時値が変化しても一定である。

図２は、演算部３０内の第２高調波成分演算部５５の構成例を示した図である。図２の構成について説明すると、端子５３，５４に得られるベースバンド信号Ｉ，Ｑを、乗算器５５ａに供給して乗算し、注入波信号の直交ベースバンド信号Ｑ₂として出力端子５５Ｑに供給する。また、端子５４に得られるベースバンド信号Ｑどうしを乗算器５５ｂに供給して２乗し、さらに端子５３に得られるベースバンド信号Ｉどうしを乗算器５５ｂに供給して２乗された信号とし、それぞれの信号を減算器５５ｄに供給して減算し、その減算出力を１／２回路５５ｅに供給して、１／２のレベルの信号とし、注入波信号の直交ベースバンド信号Ｉ₂として端子５５Ｉに供給する。このように構成したことで、上述した（５）式の演算が行われていることが判る。

この図１、図２に示すように構成したことで、希望信号としてのＩ，Ｑを直交変調した信号と、注入波信号としてのＩ₂，Ｑ₂を直交変調した信号とを加算し、電力増幅器１０で増幅するが、電力増幅器１０で発生した希望信号の３次歪み成分が、注入波信号と希望信号とを乗算して生成した歪み成分で打ち消され、結果として電力増幅器の歪みが補償される。

このように構成した本例の送信回路によると、歪み補償処理として、直交ベースバンド信号の段階で複素積演算を行うことが不要となり、大規模な演算ロジックを不要とし、消費電力も下げることができる。また、注入波信号の振幅と位相の調整は、ベースバンド部で生成する注入波信号の直交ベースバンド信号Ｉ₂，Ｑ₂と希望波の直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑ信号との振幅比と位相差を調整する事で可能であり、デジタルベースバンド部内で演算できる。注入波信号の直交変調部は、希望波用の直交変調部の２倍の周波数で直交変調すれば良く、これら２つの直交変調部は集積が容易である。

このようにした本実施の形態による歪み補償回路は、注入波信号の生成、振幅調整、位相調整をデジタルベースバンド部に集積し、２倍周波数の直交変調部は従来の希望波用直交変調部に集積することができるため、従来回路から大きな部品追加無く実現可能である。

なお、図１の例では、出力パワーに対する可変減衰器４５の減衰量および移相器４４の移相量を１対１に対応づけた例としてあるが、さらに温度、周波数、電源電圧に対して減衰量および移相量を対応付けして変化させることも可能である。

次に、本発明の第２の実施の形態を、図３を参照して説明する。この第２の実施の形態においても、歪み補償を行う基本的な原理は、第１の実施の形態と同じであり、デジタル携帯電話システムの端末電話機の送信部に適用したものであり、図３において、図１に対応する部分には同一符号を付す。本実施の形態においては、希望波高周波信号用の可変ゲインアンプとは別に、注入波高周波信号用の可変ゲインアンプを用意した構成としたものである。

即ち、図３に示すように、ベースバンド部３０内の第２高調波成分演算部５５で、端子５３，５４に得られるベースバンド信号Ｉ，Ｑを元に、既に説明した（5）式による演算で、注入波信号のデジタル直交ベースバンド信号Ｉ₂，Ｑ₂を生成し、移相器４４、Ｄ／Ａコンバータおよびローパスフィルタ４８，４９を介して、直交変調部６０に供給し、局部発振器６１の発振周波数（希望波の倍の周波数）で直交変調された注入波高周波信号を得る。

この直交変調部６０で得た直交変調された注入波高周波信号は、希望波高周波信号用の可変ゲインアンプ７０とは別の、注入波高周波信号用の可変ゲインアンプ７１に供給して増幅する。そして、可変ゲインアンプ７１の出力を加算器１９で帯域通過フィルタ８０が出力する希望波高周波信号と加算し、電力増幅器１０を通過して、送信出力端子１に必要とされる電力を供給する。可変ゲインアンプ７１のゲインは、パワー設定部４１からＤ／Ａコンバータ４２を介して供給される信号で設定される。

ここで、希望波と注入波との減衰量の比は、可変ゲインアンプ７０と可変ゲインアンプ７１の設定の差によって行い、希望信号と補償信号との位相差は、第１の実施の形態（図１の構成）と同様に、移相器４４の移相量θで行う。

このように構成したことで、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、歪み補償処理として、直交ベースバンド信号の段階で複素積演算を行うことが不要となり、簡単な構成で良好な歪み補償が行える。そして本実施の形態においては、直交変調器のベースバンド入力ダイナミックレンジが、希望信号と補償信号に要求される振幅比に比べて十分でない場合にも対処できる効果を有する。希望信号と補償信号を別々に直交変調し、直交変調出力後に入れた可変ゲインアンプの利得を別々に設定することで、希望波信号直交ベースバンド信号と注入波信号直交ベースバンド信号の振幅が同等であっても、十分な振幅比が得られる。

以上説明したように、第１及び第２の実施の形態による歪み補償は、電力増幅器の歪みが小さくなるように、希望信号と補償信号との減衰量の比と位相差を開ループ制御で設定することで実現できる。減衰量の比は、第１の実施の形態の図１の構成のように、ベースバンド部３０の中でデジタル的な演算をする処理構成でも可能であるし、第２の実施の形態の図３のように別々に直交高周波信号に変換した後に別々の可変ゲインアンプで電力比をつける処理構成でも可能である。

位相差については、第１の実施の形態の図１のようにベースバンド部３０の中でデジタル的な演算をする構成でも可能であるし、従来例として図６に示した構成のように、別々に高周波信号に変換した後に移相器を用いる処理構成でも、あるいは図示はしないが、図３に示した直交変調器６０と直交変調器６２の局部発振器の位相をずらす処理でも可能である。

なお、上述した各実施の形態では、デジタル携帯電話システムの端末電話機の送信部に適用した例としたが、その他の無線通信機にも適用可能である。

本発明の第１の実施の形態による送信部の歪み補償構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態による演算部の構成例を示した回路図である。 本発明の第２の実施の形態による送信部の歪み補償構成例を示すブロック図である。 従来のプレディストーション法による歪み補償構成例を示すブロック図である。 ベースバンド信号の電圧波形例を示す波形図である。 従来の別の歪み補償構成例を示すブロック図である。 従来の第２高調波注入方式による歪み補償構成例を示すブロック図である。 従来の別の第２高調波注入方式による歪み補償構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１…送信信号出力端子、１０…電力増幅器、３０…ベースバンド部、３１，３２…Ｄ／Ａコンバータ及びローパスフィルタ、４１…パワー設定部、４３…Ｄ／Ａコンバータ、４４移相器、４５可変減衰器、４８，４９…Ｄ／Ａコンバータ及びローパスフィルタ、５５…演算部、６０…直交変調部、６１…局部発振器、６２…直交変調部、６４…加算器、７０…可変ゲインアンプ、８０…フィルタ

Claims (10)

1. 搬送波信号が送信希望波直交ベースバンド信号により直交変調された送信希望波信号を電力増幅することにより発生する非線形歪みを、２倍搬送波信号が注入波直交ベースバンド信号により直交変調された注入波信号と送信希望波信号とを合成して電力増幅することで補償する歪み補償装置であって、
   送信希望波直交ベースバンド信号から２次高調波となる注入波直交ベースバンド信号を生成する２次高調波生成部と、
   送信希望波直交ベースバンド信号を搬送波信号で直交変調し送信希望波高周波信号を生成する第１の直交変調部と、
   前記２次高調波生成部で生成された注入波直交ベースバンド信号を２倍の搬送波信号で直交変調し注入波高周波信号を生成する第２の直交変調部と、
   送信希望波高周波信号と注入波高周波信号とを加算する加算部とを有することを特徴とする
   歪み補償装置。
2. 搬送波信号が送信希望波直交ベースバンド信号により直交変調された送信希望波信号を電力増幅することにより発生する非線形歪みを、２倍搬送波信号が注入波直交ベースバンド信号により直交変調された注入波信号と送信希望波信号とを合成して電力増幅することで補償する歪み補償装置であって、
   送信希望波直交ベースバンド信号から注入波直交ベースバンド信号を生成する演算部と、
   送信希望波信号と注入波信号との間の振幅比を、電力増幅の際に発生する非線形歪みの振幅成分を打ち消す所望の振幅比に調整する振幅比調整部と、
   送信希望波信号と注入波信号との間の位相差を、電力増幅の際に発生する非線形歪みの位相成分を打ち消す所望の位相差に調整する位相差調整部と、
   送信希望波直交ベースバンド信号を搬送波信号で直交変調し送信希望波高周波信号を生成する第１の直交変調部と、
   注入波直交ベースバンド信号を２倍の搬送波信号で直交変調し注入波高周波信号を生成する第２の直交変調部と、
   送信希望波高周波信号と注入波高周波信号とを加算する加算部とを有し、
   所望の振幅比の調整値と所望の位相差の調整値は、送信希望波直交ベースバンド信号の振幅や位相によらず一定であることを特徴とする
   歪み補償装置。
3. 請求項２記載の歪み補償装置において、
   送信電力制御のための送信出力パワーを設定するパワー設定部と、
   送信出力パワーの設定値に応じて、所望の振幅比の調整値と所望の位相差の調整値を決定する調整値決定部とを有し、
   振幅比調整部は、上記決定された振幅比の調整値により、送信希望波信号と注入波信号との間の振幅比の調整を行い、
   位相差調整部は、上記決定された位相差の調整値により、送信希望波信号と注入波信号との間の位相差の調整を行うことを特徴とする
   歪み補償装置。
4. 請求項３記載の歪み補償装置において、
   調整値決定部は、複数の振幅比の調整値及び複数の位相差の調整値と、複数の送信出力パワーとの対応表を有し、上記送信出力パワーの設定値に応じた振幅比の調整値と位相差の調整値を選択的に決定することを特徴とする
   歪み補償装置。
5. 請求項４記載の歪み補償装置において、
   上記対応表は、複数の温度値、複数の周波数値、複数の電源電圧値の少なくとも何れかと、上記振幅比の調整値の補正値及び上記位相差の調整値の補正値との対応表を含むことを特徴とする
   歪み補償装置。
6. 請求項２記載の歪み補償装置において、
   送信希望波直交ベースバンド信号をＩ(t),Ｑ(t)とし、
   注入波直交ベースバンド信号をＩ₂(t),Ｑ₂(t)としたとき、
   Ｉ₂＝（Ｉ²−Ｑ²）／２及びＱ₂＝Ｉ・Ｑ
   の演算により求めることを特徴とする
   歪み補償装置。
7. 請求項２記載の歪み補償装置において、
   送信希望波信号と注入波信号との振幅比と位相差の調整は、送信希望波直交ベースバンド信号と注入波直交ベースバンド信号の位相差の調整をベースバンド信号として行い、送信希望波信号と注入波信号との振幅比の調整を各々の直交変調後の振幅比を調整することで行うことを特徴とする
   歪み補償装置。
8. 請求項２記載の歪み補償装置において、
   送信希望波信号と注入波信号との振幅比と位相差の調整は、送信希望波直交ベースバンド信号と注入波直交ベースバンド信号の位相差と振幅比の調整をベースバンド信号として行うことを特徴とする
   歪み補償装置。
9. 請求項２記載の歪み補償装置において、
   送信出力パワーが所定の閾値より小さいとき、
   注入波の直交変調と位相差の調整と振幅比の調整を停止することで消費電力を下げることを特徴とする
   歪み補償装置。
10. 搬送波信号が送信希望波直交ベースバンド信号により直交変調された送信希望波信号を電力増幅することにより発生する非線形歪みを、２倍搬送波信号が注入波直交ベースバンド信号により直交変調された注入波信号と送信希望波信号とを合成して電力増幅することで、送信信号の歪み補償を行う無線通信装置であって、
    送信希望波直交ベースバンド信号から２次高調波となる注入波直交ベースバンド信号を生成する２次高調波生成部と、
    送信希望波直交ベースバンド信号を搬送波信号で直交変調し送信希望波高周波信号を生成する第１の直交変調部と、
    前記２次高調波生成部で生成された注入波直交ベースバンド信号を２倍の搬送波信号で直交変調し注入波高周波信号を生成する第２の直交変調部と、
    送信希望波高周波信号と注入波高周波信号とを加算する加算部とを有することを特徴とする
    無線通信装置。

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