JP2006505160A - 広帯域プリディストーション線形化の方法およびシステム - Google Patents

広帯域プリディストーション線形化の方法およびシステム Download PDF

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Abstract

本発明は、広帯域デジタル・プリディストーション線形化の方法およびシステムに関し、無線周波数電力増幅器におけるメモリ効果の影響を克服し、デジタル・プリディストーション線形化帯域幅を拡大し、デジタル・プリディストーション線形化性能を向上させるために用いられる。本方法および本システムは、増幅器の特性パラメータに従う帯域内プリディストーション信号と帯域外プリディストーション信号を取得でき、帯域内プリディストーション信号はアップコンバートされ、アップコンバートされた信号が、アップコンバートされていない帯域外プリディストーション信号に加算され、その合成信号が電力増幅器に入力信号として入力され、電力増幅器の出力信号の一部がフィードバック信号として動作し、元の入力信号と比較でき、帯域内プリディストーション信号および帯域外プリディストーション信号を生成するための、増幅器の特性パラメータが、比較結果に従って適応的に調整され、それによって、フィードバック信号の時間領域波形または周波数領域波形が元の入力信号の波形と可能な限り近くなるようにできる。

Description

本発明は、無線送信機の線形化の方法およびシステムに関連し、詳細には、広帯域デジタル・プリディストーション線形化手法を用いて無線送信機の線形性を改善する方法およびシステムに関する。
近年、無線通信の急速な発展に伴い、無線周波数帯資源の不足がいよいよ深刻になっている。限られた周波数帯資源をより効率的に利用するために、多くの無線通信システムで、利用効率の高い線形変調が採用されている。線形変調信号は位相と振幅の両方で有用な情報を搬送するので、そのような信号を非線形増幅すると、エラー・レートと隣接無線チャネル間の干渉が増える。こうしたことは、無線通信システムの設計では避けなければならない。これら２つの有害な影響を避けるために、無線通信システムの設計では、線形変調信号を高い線形性で増幅するようにすることが必要である。
無線周波数（ＲＦ）増幅器の線形性を改善する従来の方法は、増幅器の出力電力を１ｄＢ圧縮点よりかなり低く設定すること、すなわち、無線周波数電力増幅器の入出力特性が比較的線形であるわずかな部分を用いることにより、高線形性増幅を達成することである（これをパワー・バックオフと呼ぶ）。ただし、バックオフ手法には明らかな不利点がある。第１に、高線形性を達成するために電力効率を犠牲にしている。つまり、増幅器の電力出力容量のほとんどを使用せず、そのために、増幅器の電力効率が低下し、増幅器のコストが上がる。第２に、電力効率が低いと、ほとんどの電力を熱の形で損失する。これは、基地局全体の通風および消散のシステムにとって高負荷となる。第３に、効率が低い電力増幅器は、大容量の電源システムを必要とする。これも、送信機のコスト増につながる重大な要因である。増幅器の電力効率を改善し、送信機のコストを低減する最も一般的な方法は、電力増幅器を低線形性および高電力効率の状態に設定し、外部から何らかの手段によって増幅器の整形性を改善する方法である。そうした手段は、線形化手法として一般化されている。
従来の線形化手法として、たとえば、フィードフォワード線形化手法とフィードバック線形化手法がある。これら２つの手法は、様々な無線通信システムで広く用いられている。ただし、これらはいずれも不利点がある。フィードフォワード線形化手法は、増幅器が低効率であり、複雑な構造であり、高コストであることなどが主な問題である。フィードバック線形化手法は、ループの安定性または帯域の制限の問題がある。したがって、これら２つの手法はいずれも、次世代無線通信の基地局に必要なレベルの電力効率で高線形性の広帯域増幅器を提供することができない。
別のよく用いられている線形化手法がプリディストーション手法である。この手法は、フィードフォワード手法の場合より高い電力効率を達成できる。プリディストーション手法がフィードフォワード手法と異なるのは、増幅の前に補償を実施することである。すなわち、プリディストーション手法では、入力信号にあらかじめ歪みを与え（プリディストーション）、プリディストーションと非線形増幅によって得られる信号の全体的な結果が、線形増幅によって得られる結果と近くなるようにする。プリディストーション手法には３種類ある。すなわち、デジタル・ベースバンド・プリディストーション、アナログ・ベースバンド・プリディストーション（またはアナログ中間周波数プリディストーション）、およびＲＦプリディストーションである。これら３つのうち、デジタル信号処理の応用に基づくデジタル・ベースバンド・プリディストーション手法が近年急速に発達している。従来のプリディストーション手法では、あらかじめ計算されたプリディストーション補償パラメータが一次元プリディストーション・ルックアップ・テーブルに格納され、次に現在の入力信号の振幅に基づいてアドレス値が計算され、プリディストーション・ルックアップ・テーブルの対応する位置にある、対応するプリディストーション補償パラメータが検索された後、（たとえば、その値を元の信号に加算または乗算する）アルゴリズムによって入力信号が補正される。テーブルで補償パラメータを決定する方法は、増幅器の非線形効果をプリディストーション信号によって正確に補償する。
外的要因（季節、天候、環境、その他）および内的要因（増幅器の動作点、使用期間に伴う増幅器の特性のシフトなど）に起因する増幅器の特性の変化にプリディストーション線形化の補償効果を追従させるために、通常はフィードバック分岐が必要である。増幅器の出力の一部は、フィードバック基準信号として、このフィードバック分岐に結合され、入力信号とフィードバック信号の差に基づいて、プリディストーション・ルックアップ・テーブル内のプリディストーション・パラメータを調整する。増幅器の特性が非常に短い時間で大幅に変わるのは不可能なので、この調整は、通常、非実時間処理である。
ただし、デジタル・プリディストーション線形化手法によってもたらされる線形化帯域幅および線形化性能は、何らかの特殊な手段をとらない限り、いずれも限られたものになる。これは、増幅器にいくらかのメモリ効果があるためである。メモリ効果の存在は、プリディストーションの性能に大きく影響し、帯域幅が広いほど、メモリ効果の影響が深刻になる。時間領域から見た場合、メモリ効果が存在すると、歪み特性は、現在の入力だけでなく過去の増幅器入力にも関係する。また、周波数領域から見た場合、メモリ効果があると、増幅器の非線形歪み成分の振幅と位相が入力信号の変調周波数の変化に応じて変動する。そして、そのような変動する歪み信号は、振幅と位相が固定されたプリディストーション信号では完全には補償できない。
図１Ａ〜Ｄは、メモリ効果が存在する場合と存在しない場合の、増幅器の非線形相互変調歪みを示す。
図１Ａは、増幅器にメモリ効果が存在しない状況を示す。２トーン入力信号が増幅器によって増幅された後、増幅器の非線形性によって新しい成分が発生する。ここで、ＩＭ３Ｌ（下側波帯３次非線形相互変調歪み成分）およびＩＭ３Ｈ（上側波帯３次非線形相互変調歪み成分）が、増幅器の３次非線形性によって、それぞれ２トーン信号の下側波帯および上側波帯に発生し、増幅器にメモリ効果がないので、ＩＭ３Ｌの振幅および位相は、それぞれＩＭ３Ｈの振幅および位相と等しい。図１Ａは、相互変調歪み信号の振幅成分だけを示している。
図１Ｂは、増幅器にメモリ効果が存在する場合を示す。ＩＭ３Ｌの振幅は、増幅器のメモリ効果のため、ＩＭ３Ｈの振幅と等しくない。相互変調歪み成分の振幅の非対称は、通常、増幅器の電気的メモリ効果（electrical memory effect）が原因である。図にはＩＭ３ＬおよびＩＭ３Ｈの振幅だけを示しているが、それらの位相が等しいという意味では必ずしもない。実際、通常の条件では、ＩＭ３Ｌの振幅も位相も、ＩＭ３Ｈの振幅および位相と等しくない。
図１Ｃ〜Ｄは、増幅器にメモリ効果が存在する別の場合を示している。図３Ｃに示すように、ＩＭ３ＬとＩＭ３Ｈの振幅は等しいが、それらの位相が実際には等しくない。相互変調歪み成分の位相の非対称は、通常、増幅器の熱的メモリ効果（thermal memory effect）が原因である。ＩＭ３Ｌに対し振幅が等しく位相が逆であるプリディストーション信号があるとすると、その信号は、ＩＭ３Ｌだけを正確に補償でき、ＩＭ３Ｈを補償することはできず、最終的な結果信号は、このプリディストーション信号とＩＭ３Ｈのベクトル合成になる。明らかに、Φ≠０の場合、合成信号はゼロではなく、補償前のＩＭ３Ｈの振幅を下回らない（Φ≧３０°）。
増幅器の帯域内非線形歪み特性に基づいて発生したＩＭ３ＬおよびＩＭ３Ｈの相互変調歪み補償成分の振幅および位相が互いに一致するため、図１Ｂ〜Ｄに示したメモリ効果がＩＭ３ＬとＩＭ３Ｈを非対称にし、このことが、プリディストーション線形化の性能に深刻な影響を及ぼす。
対称な補償信号は、メモリ効果のために、非対称のＩＭ３ＬとＩＭ３Ｈを完全には補償できない。これは、プリディストーション補償の結果が、補償信号と歪み信号の間で振幅および位相が一致するかどうかに非常に敏感だからである。
デジタル・プリディストーション線形化手法は、一般に、帯域内非線形歪み特性（すなわち、振幅変調から振幅変調へ、および振幅変調から位相変調への変換特性（以降、それぞれ増幅器のＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性と呼ぶ）に従って補償パラメータを決定するものであり、この種の特性は、上側波帯と下側波帯が完全に対称である相互変調歪みだけを表すことができるため、決定された補償パラメータは、上側波帯と下側波帯が完全に対称である相互変調歪みだけを補償できる。ただし、メモリ効果が原因で上側波帯と下側波帯の相互変調歪み成分の間の非対称が発生するので、対称な補償信号が非対称な信号を補償できないのは明らかである。
図２は、先行技術による一般的な狭帯域デジタル・プリディストーション・システムの概略ブロック図である。入力信号１０１が、ベースバンド変調器１０２によってデジタル・ベースバンド信号として変調され、この信号がアドレス指定回路１０４によってアドレス信号を生成する。このアドレス信号は、入力信号の振幅に比例している。補償パラメータ・ルックアップ・テーブル１０７の対応するユニットで、対応する補償パラメータが検索され、この補償パラメータに元の変調信号が複素数乗算器１０６で乗算され、補正されたプリディストーション信号が生成される。このプリディストーション信号が、デジタル／アナログ変換器１１０によってアナログ・ベースバンドに変換され、このプリディストーション信号が直角変調器（アップ・コンバータ）１１２によって無線周波数に変調され、電力増幅器１１６で増幅された後、送信アンテナ１１８から送信される。電力増幅器１１６の出力電力の一部が、方向性結合器１１７に結合され、直角復調器（ダウン・コンバータ）１１４によってアナログ・ベースバンドに直角復調およびダウン・コンバートされ、このフィードバック信号がアナログ／デジタル変換器１１１によってデジタル・ベースバンドに変換される。デジタル・ベースバンドでは、フィードバック信号が、遅延１０３によって遅延された元の信号と信号比較器１０９において比較され、結果の誤差信号により、パラメータ更新部１０８が、補償パラメータ・ルックアップ・テーブル１０７内の増幅器用非線形補償パラメータを更新するパラメータ更新信号を生成するよう制御される。遅延１０３の遅延は、遅延調整器１０５によって調整される。遅延調整器１０５は、遅延１０３によって遅延された元の入力信号とフィードバック信号とを比較することによって遅延調整信号を得る。この装置の搬送波周波数信号は、局部発振器１１５から直角変調器１１２および直角復調器１１４に供給され、局部発振器１１５と直角復調器１１４の間に位相調整器１１３が配置される。位相調整器１１３は、フォワード増幅分岐とフィードバック分岐の間のＲＦ位相差を調整して、システム全体を安定させるように用いられる。このような補償装置は、現在の信号の振幅と増幅器のＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ特性に基づいて非線形を補正するが、増幅器のメモリ効果を考慮していないため、補償できるのは、あらかじめ決められた周波数点の近くの、メモリ無し非線形歪みだけであり、したがって、この装置で達成される線形化性能およびこの装置で提供される線形化帯域幅は限られたものになる。
米国特許第６３５６１４６号は、図２に示した狭帯域デジタル・プリディストーション補償手法を図３に示すように改善する手法を開示している。この手法では、まず、（１）複素利得補正の乗算を有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタのフィルタリング補償に変更している。このような補償の利点は、周波数によって補償が変化する場合を考慮していることにある。また、（２）ＦＩＲフィルタ２０６のパラメータが、３次元補償パラメータ・データ構造２０７に保管される。このデータ構造は、図に示すように、３つのアドレス検索エントリ、すなわち、振幅検索エントリ２０４Ａ、差動検索エントリ２０４Ｂ、および積分検索エントリ２０４Ｃを有する。データ構造全体が３次元であり、補償係数は、現在の入力信号の振幅、（前の信号の影響を示す）入力信号の積分値、および（入力信号の帯域幅を示す）入力値の差動値に関連する３つの検索エントリをアドレス指定することによって得られる。この補償は、現在の信号の振幅だけでなく、前の入力信号と、入力信号の変化率にも関係し、このような補償によって、この装置は、変調周波数によって変動する非線形特性と、時間とともに変化する増幅器の非線形特性とを補償できる。３次元補償パラメータ・データ構造２０７の検索エントリは上述の３つには限定されず、図３は、積分検索エントリ２０４Ｃの代わりになる別の検索モードを示している。このモードでは、増幅器の温度変化が温度センサ２１９によって検知され、その検知信号がデジタル／アナログ変換器２１１によってデジタル・バンドに変換され、対応する次元のアドレス値がアドレス検索計算器２０４Ｄによって計算される。ＦＩＲフィルタ２０６、３次元補償パラメータ・データ構造２０７、振幅検索エントリ２０４Ａ、差動検索エントリ２０４Ｂ、および積分検索エントリ２０４Ｃが、歪み補償信号プロセッサ２２０を構成する。この補償手法は、時間および入力信号の変調周波数とともに変動する、増幅器のＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ特性を考慮したものであり、したがって、その補償効果は、図２に示した狭帯域デジタル・プリディストーション補償手法より良好であり、また、提供される線形化帯域幅もより広い。ただし、この手法も増幅器の帯域内ＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ特性に基づいており、その、上側波帯および下側波帯のプリディストーション信号は、周波数スペクトラムでは対称であるが、帯域外歪みであるメモリ効果が通常は相互変調歪みをもたらし、上側波帯と下側波帯は対称にならない。したがって、この種の手法は、増幅器のメモリ有り非線形特性を補償できない。
プリディストーション手法と異なり、フィードフォワード手法の線形化性能はメモリ効果の影響を受けない。これは主に、信号が、増幅器によって増幅された後に補償されるためである。線形化帯域幅および線形化性能に関してのフィードフォワード手法の利点は、メモリ効果に敏感でないことである。メモリ効果に敏感であるという、プリディストーション手法における問題が解決できれば、プリディストーション手法は、線形化帯域幅および線形化性能に関して、フィードフォワード手法のレベルに到達するか、それをしのぐであろう。
本発明の目的の１つは、広帯域プリディストーション線形化の方法と、本方法に基づくシステムとを提供することである。本方法は、デジタル・プリディストーション線形化手法によって達成される線形化性能および提供される線形化帯域幅に対する、ＲＦ電力増幅器のメモリ有り非線形性に起因する制限を除去して、デジタル・プリディストーション線形化手法によって達成される線形化性能および提供される線形化帯域幅を大幅に改善できる。
本発明の別の目的は、無線通信分野においてデジタル・プリディストーション線形化手法に基づく回路およびシステムを無線送信機に提供することである。これらは、既存のデジタル・プリディストーション手法を大幅に簡略化でき、かつ、既存のプリディストーション・システムより広い線形化帯域幅と良好な線形化性能を低コストで提供できる。
本発明の上述の目的は、広帯域デジタル・プリディストーション線形化方法および広帯域デジタル・プリディストーション線形化システムを提供することによって達成される。
本発明による広帯域プリディストーション線形化方法は、以下のステップを含む。
・増幅器の特性に従って入力信号の帯域内プリディストーション補償を実行し、帯域内プリディストーション信号を得る。
・増幅器の特性に従って入力信号の帯域外プリディストーション補償を実行し、帯域外プリディストーション信号を得る。
・帯域内プリディストーション信号をアップコンバートする。
・電力増幅器の入力において、アップコンバートされた帯域内プリディストーション信号を、アップコンバートされていない帯域外プリディストーション信号に加算する。
・加算された信号を電力増幅器に入力信号として入力する。
・電力増幅器の出力の一部をフィードバック信号として結合し、この信号を元の入力信号と比較する。
・フィードバック信号の時間領域の波形または周波数スペクトラムが元の入力信号のそれとかなり近くなるように、比較結果に従って、帯域内プリディストーション信号および帯域外プリディストーション信号を生成するための増幅器の特性パラメータを適応的に調整する。
本発明による広帯域プリディストーション・システムは、帯域内信号プリディストーション処理部、直角変調器（アップ・コンバータ）、帯域外信号プリディストーション処理部、信号加算器、電力増幅器、直角復調器（ダウン・コンバータ）、および適応モデル・パラメータ抽出部を含む。入力信号の一部は、帯域内信号プリディストーション処理部によって帯域内プリディストーション信号を生成するために用いられ、入力信号の別の一部は、帯域外信号プリディストーション処理部によって帯域外プリディストーション信号を生成するために用いられる。帯域内プリディストーション信号は、直角変調器（アップ・コンバータ）によって搬送波周波数に変調およびアップコンバートされ、信号加算器において、アップコンバートされていない帯域外プリディストーション信号に直接加算される。加算された信号は、電力増幅器によって増幅された後、アンテナから送信される。電力増幅器の出力信号の一部は、直角復調器によって直角復調およびダウン・コンバートされた後、フィードバック信号として、適応モデル・パラメータ抽出部に供給される。適応モデル・パラメータ抽出部は、フィードバック信号を元の入力信号と比較し、比較結果に基づいてパラメータ更新信号を生成する。パラメータ更新信号は、帯域内信号プリディストーション処理部および帯域外信号プリディストーション処理部で必要なプリディストーション補償パラメータを適応的に調整するために、帯域内信号プリディストーション処理部および帯域外信号プリディストーション処理部に供給される。
本発明による方法およびシステムは、増幅器のメモリ効果による非線形性を補償でき、詳細には、メモリ効果に起因する、上側波帯と下側波帯が対称にならない相互変調歪みを補償できる。先行技術のデジタル・プリディストーション手法と比較すると、本発明は、メモリ効果に起因するプリディストーション性能の制限を根本的に除去し、デジタル・プリディストーションの線形化性能を大幅に改善し、デジタル・プリディストーションの線形化帯域幅を拡張する。
本発明による方法およびシステムの別の利点は、複雑なデジタル・プリディストーション線形化システムを大幅に簡略化でき、システムのコストを著しく低減できることである。
本発明の方法によれば、電力増幅器における、メモリ効果による非線形特性は、帯域内と帯域外で同時に補償され、メモリ効果は、帯域外プリディストーション信号によって補償される。また、メモリ無し非線形特性は、主に帯域内プリディストーション信号によって補償される。
帯域内プリディストーション信号は、３つの部分を含む。第１の部分は、電力増幅器のＡＭ−ＰＭ歪み特性に関して非線形歪みを補償するために用いられ（電力増幅器のＡＭ−ＡＭ歪みも同時に補償できるが、これは本発明を複雑にする）、この部分の補償信号は、現在の入力信号の振幅にのみ関連する。第２の部分は、入力信号の変調周波数に関係する線形歪み（デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）およびアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）に関係する線形周波数歪みなど）を補償するために用いられる（この部分の補償は省略可能）。この部分の補償信号は、現在の入力信号の振幅だけではなく、前の入力信号にも関係する。第３の部分も省略可能であり、理想的でないＩ／Ｑチャネル変調／復調特性に関連する歪みを補償するために直角変調／復調を用いるシステムで用いられる。本発明は、デジタル・アナログ変換／アナログ・デジタル変換および変調／復調の好ましくない特性の補償を実現するので、無線送信機の一部としての電力増幅器だけでなく、無線送信機全体も線形化できる。
帯域外プリディストーション信号は、エンベロープ（ｅｎｖｅｌｏｐｅ）注入信号と同じ意味を持つ。帯域外プリディストーション信号は、３つの部分を含む。第１の部分は、増幅器における熱的メモリ効果を補償するために用いられる。第２の部分は、増幅器における電気的メモリ効果を補償するために用いられる。第３の部分は、増幅器のＡＭ−ＡＭ歪み特性に関係する歪みを補償するために用いられる。ＡＭ−ＡＭ歪みの補償は帯域内でも処理できるため、この部分は省略可能であるが、省略すると本発明が複雑になる。
本発明の帯域内補償は、元の信号のプリディストーション補正をベースバンドで処理し、補正した信号を搬送波周波数にアップコンバートすることを意味する。従来のプリディストーション補償は、この種の帯域内補償に属している。ただし、このようなプリディストーション補償は、上側波帯と下側波帯が対称な相互変調歪みだけを補償でき、相互変調歪みの上側波帯成分と下側波帯成分が対称でない場合、すなわち、増幅器がメモリ効果を示す場合、この種の補償では不完全である。上側波帯と下側波帯が対称でない相互変調を補償する便利な方法は、帯域外補償を用いることである。
本発明の帯域外補償は、元の信号のプリディストーション補正をベースバンドで処理し、補正した信号をアップコンバートせずに、増幅器の入力において、アップコンバートされた帯域内プリディストーション信号に直接加算することを意味する。適切な帯域外信号は、メモリ効果に起因する、上側波帯と下側波帯が対称でない非線形歪みを補償できる。
本発明では、メモリ効果を、非線形相互変調歪み成分がベースバンドの変調周波数によって変化する効果として定義している。メモリ効果は、発生のメカニズムに応じて、熱的メモリ効果と電気的メモリ効果に分類される。
増幅器における熱的メモリ効果は、主に、増幅器における内部電気−熱カップリング（electro-thermal coupling）が原因である。電気−熱カップリングは、増幅器の消費電力の変化がチップ表面温度の変化を引き起こし、チップ表面温度の変化が増幅器の電気的特性の変化を引き起こす現象である。この種の現象は、熱的電力フィードバック効果（thermal power feedback effect）、電気−熱フィードバック効果（electro-thermal feedback effect）、自己加熱効果などとも呼ばれる。増幅器によって発生する熱損失電力は、装置の様々な部品間の熱抵抗と部品自体の熱容量とによって構成される熱的ローパス・フィルタ（thermal low-pass filter）を介して環境に拡散され、チップ表面上に準静的な温度分布を形成する。熱的ローパス・フィルタは、熱損失電力とチップ表面温度の間に変調周波数によって変化する時間遅延をもたらすため、熱損失電力によって引き起こされる温度変化は瞬時ではなく、周波数に応じた位相シフトが常にあり、これが熱的メモリ効果を引き起こす。
熱的メモリ効果は、主に、変調周波数が低い場合に相互変調歪みに影響を及ぼし、その結果、相互変調歪み成分が非対称になる。さらに、熱的メモリ効果の挙動は、トランジスタ内の熱的性質と電気的性質によって決まる。
増幅器の電気的メモリ効果は、増幅器の入力インピーダンスが入力信号の変調周波数によって変化することが主な原因である。増幅器が、基本周波数帯および第２高調波周波数帯の全体の範囲で入力インピーダンスを一定に保つことは比較的容易である。それは、変調周波数の範囲が中心周波数の小さな部分だけだからである。しかし、ベースバンド変調周波数の範囲では、増幅器の入力インピーダンスの変動は非常に大きくなる。通常の条件下では、メモリ効果の主な部分は、ベースバンド変調周波数での入力信号の変調周波数による入力インピーダンスの変化によって引き起こされ、第１高調波および第２高調波のメモリ効果への寄与は非常に小さい。したがって、増幅器の電気的メモリ効果を除去することは、主に、ベースバンド変調周波数での入力信号の変調周波数で変わる増幅器の入力インピーダンスの変化によって引き起こされる電気的メモリ効果を除去することを意味する。
電気的メモリ効果は、主に、入力信号の変調周波数が高い場合に相互変調歪みに影響を及ぼし、これによって、上側波帯と下側波帯の相互変調歪み成分が非対称になる。熱的メモリ効果と異なり、電気的メモリ効果の発生は、主に、トランジスタの外部バイアス回路の特性によって決まる。したがって、電気的メモリ効果と熱的メモリ効果は相互に作用することがほとんどなく、すなわち、互いへの影響が無視でき、電気的メモリ効果と熱的メモリ効果を、それぞれ独立した効果であるとほぼ見なすことができる。
増幅器内の熱的メモリ効果と電気的メモリ効果のより詳細な分析が、「Analysis,measurement and cancellation of the bandwidth and amplitude dependence of intermodulation distortion in RF power amplifier」(Joel Vuolevi、University of Oulu、Finland）から得られる。
帯域内プリディストーション信号が３つの部分に分かれるので、その処理も３つのステップに分かれる。すなわち、増幅器のメモリ無し非線形歪みを補償するステップと、増幅器の入力信号の変調周波数に関係する線形周波数歪みを補償するステップと、変調／復調の好ましくない特性を補償するステップである。第１のステップだけが必須であり、第２のステップと第３のステップは、システム要件および性能要件に応じて省略可能にすることができる。本発明は帯域外プリディストーション補償を導入するため、帯域内では増幅器のＡＭ−ＰＭ歪みの補償だけが必要である。このことにより、帯域内補償がシンプルになる。
先述のとおり、帯域外プリディストーション信号、すなわち、エンベロープ周波数での信号は、主に、熱的メモリ効果と電気的メモリ効果を含む増幅器内のメディア効果を補償するために用いられ、さらに、ＡＭ−ＡＭ歪みを補償するためにも用いられる。エンベロープ周波数信号は、増幅器と入力信号の特性パラメータに応じて生成される。増幅器のＡＭ−ＡＭ歪みとＡＭ−ＰＭ歪みは、それぞれ帯域外プリディストーションと帯域内プリディストーションによって補償される。これは、増幅器の歪み全体が小さい場合には、増幅器のＡＭ−ＡＭ歪みとＡＭ−ＰＭ歪みが直交しているからである。Ａ級動作またはＡＢ級動作の通常の電力増幅器は、この条件を満たす。
帯域外プリディストーション信号と帯域内プリディストーション信号は、以下の３つのケースにおいて、それぞれ対応する方法で生成される。
（１）メモリ効果を考慮しない場合
このケースでは、増幅器のメモリ効果は無視できるほど小さいことを理解されたい。すなわち、このケースでは、システムは高性能を必要とせず、メモリ効果を考慮しなくても性能要件を満たすことができる。
このケースでは、帯域外プリディストーション信号は、増幅器の出力（たとえば、電流）の式のパラメータに関連付けられる。（増幅器が３次の非線形性を有するとして）出力電流が次式で表されるとしよう。
Figure 2006505160
ただし、ｇｍは、増幅器の入力から出力までの線形相互コンダクタンスであり、Ｋ２ＧＭは、相互コンダクタンスの２次非線形係数であり、Ｋ３ＧＭは、相互コンダクタンスの３次非線形係数であり、ｇｏは、増幅器の出力コンダクタンスであり、Ｋ２ＧＯは、出力コンダクタンスの２次非線形係数であり、Ｋ３ＧＯは、出力コンダクタンスの３次非線形係数であり、Ｋ２ＧＭＧＯは、２次入出力クロス相互コンダクタンス（cross transconductance）であり、Ｋ３ＧＭ２ＧＯは、３次入力進相（leading）クロス相互コンダクタンスであり、Ｋ３ＧＭＧＯ２は、３次出力進相クロス相互コンダクタンスであり、ｉｏｕｔは、増幅器の出力電流であり、ＶＩＮは、増幅器の入力電圧であり、ＶＯＵＴは、増幅器の出力電圧である。増幅器の温度Ｔに関連する効果を考慮しないため、最後の行の、温度に関係する最後の３つの項は無視できる。エンベロープ注入信号の具体的な形は次式で表される。
Figure 2006505160
ただし、
Figure 2006505160
 である。ただし、ｇｖは、入力ポートから出力ポートまでの順方向電圧増幅係数である。ＩとＱは、それぞれ入力信号の同相成分と直角位相成分であり、Ｉ２＋Ｑ２は入力信号の電力エンベロープである。
この時点での対応する帯域内プリディストーション信号は次式で表される。
Figure 2006505160
 ただし、Φは、線形位相変換係数である（位相歪みは１次であるとする）。帯域内プリディストーション信号は、主に、ＡＭ−ＰＭシフトに起因する歪みを補償するために用いられる。ＡＭ−ＡＭ歪みとＡＭ−ＰＭ歪みが別々に補償されるので、補償信号は非常にシンプルな形になる。
（２）熱的メモリ効果を考慮する場合
ここで、補償の効果を高めるために、増幅器における熱的メモリ効果を考慮する。熱的メモリ効果は過去の信号の影響を反映するので、補償信号は重み付き積分の形をとる。
式（１）に示した、増幅器の入力信号の温度に関係する部分は、次式で表される。
ｉＯＵＴ−Ｔ＝Ｋ２Ｔ・Ｔ＋Ｋ３ＴＧＭ・Ｔ・ｖＩＮ＋Ｋ３ＴＧＯ・Ｔ・ｖＯＵＴ （６）
ただし、Ｋ２Ｔは２次温度係数であり、Ｋ３ＴＧＭは、入力温度相互非線形係数（cross nonlinear coefficient）であり、Ｋ３ＴＧＯは、出力温度相互非線形係数である。チップ表面温度Ｔは、次式の関数で表すことができる。
Ｔ（ｉ）＝ｆ（Ｉ２＋Ｑ２） （７）
そして、エンベロープ注入信号は次式で表される。
Figure 2006505160
この時点で、エンベロープ注入信号は、入力信号の電力エンベロープに比例する部分と、チップ表面温度に比例する部分とを含む。チップ表面温度と入力信号の間には特定の位相差があり、結果として、式（８）の前項と後項の間には位相差が存在することに注意されたい。この位相差を調整することによって、非対称相互変調歪みの特性を補償できる。
ケース（２）では、帯域内プリディストーション信号は、ケース（１）と同じである。
ただし、式（８）では、チップ表面温度Ｔの形が未知であるため、エンベロープ注入信号の具体的な形が確定していない。エンベロープ注入信号を確定するためには、チップ表面温度を確定しなければならない。増幅器のチップ表面温度は次式で表すことができる。
Ｔ＝ＴＡＭＢ＋ＲＴＨＰＤＩＳＳ（ｄｃ）＋ＺＴＨ（Ω）ＰＤＩＳＳ（Ω） （９）
ここで、チップ表面温度は次の３つの部分を含む。すなわち、（１）増幅器の周囲温度ＴＡＭＢ、（２）ＤＣ（動作点）消費電力ＰＤＩＳＳ（ｄｃ）が寄与する温度上昇、および（３）ＡＣ（エンベロープ信号）消費電力ＰＤＩＳＳ（Ω）が寄与する温度上昇である。ただし、ＲＴＨは増幅器のＤＣ熱抵抗、ＺＴＨ（Ω）は増幅器のＡＣ熱抵抗である。周囲温度ＴＡＭＢと、ＤＣ（動作点）消費電力ＰＤＩＳＳ（ｄｃ）が寄与する温度上昇は一定であるため、チップ表面温度は２つの部分、すなわち、入力信号によって変化しない部分ＴＩＮＶと、入力信号によって変化する部分ＴＶＡＲを含むと見なすことができ、これら２つの部分は次式で定義される。
ＴＩＮＶ＝ＴＡＭＢ＋ＲＴＨＰＤＩＳＳ（ｄｃ） （１０）
ＴＶＡＲ＝ＺＴＨ（Ω）ＰＤＩＳＳ（Ω） （１１）
入力信号によって変化する部分が、より強く関係している。ＺＴＨ（Ω）は周波数領域で定義されたＡＣ熱抵抗であり、時間領域においてこれに対応するインパルス応答は次式で表される。
Figure 2006505160
チップ表面温度の変化と入力信号との関係は、次式のように、インパルス応答に基づく時間領域の畳み込みによって計算できる。
Figure 2006505160
熱的メモリ効果を考慮するケースでの対応するエンベロープ信号は、式（１０）および（１３）で求められる増幅器のチップ表面温度を式（８）に代入することによって計算できる。
（３）電気的メモリ効果を考慮する場合
プリディストーション補償の精度を高めるために、電気的メモリ効果を考慮する。信号の積分の逆関数は信号の帯域幅を表すので、補償信号は、重み付け積分の逆関数の形をとる。
増幅器の電気的メモリ効果は、ベースバンド変調周波数による増幅器の入力インピーダンスの変化が主な原因なので、電気的メモリ効果を補償する可能な手段の１つは、アクティブ・インピーダンスの原理に従って増幅器の入力に特定の信号を注入することである。この信号は、増幅器の入力インピーダンスを、ベースバンド変調周波数の範囲で一定に保つ。
インピーダンスは、ノード電圧とノード電流の比として定義される。外部信号源を加えると、この信号源は、元の入力において「観測される」増幅器の入力インピーダンスがノード電流の変化に応じて変化するように、ノード電流を調整できる。これがアクティブ・インピーダンスの原理である。アクティブ・インピーダンスの原理は、ドハティ増幅器を設計する場合にも用いられる。
増幅器の電気的メモリ効果の補償信号は、以下に示すアクティブ抵抗原理（active resistant principle）に従って決定される。
増幅器の入力インピーダンスの周波数特性が既知であるとすると、時間領域においてそれに対応するインパルス応答は次式で表される。
Figure 2006505160
入力信号が電流であれば、その入力ノードにおいて対応する電圧は次式で表される。
ＶＩＮ（ω）＝ＩＳ（ω）・ＺＩＮ（ω）
上式は、時間領域では次式で表される。
Figure 2006505160
この時点で、回路の過渡入力インピーダンスは次式で表される。
Figure 2006505160
増幅器の入力インピーダンスが補償されて不変値ｚになるとすると、アクティブ抵抗原理に従い、次式が成り立つ。
Figure 2006505160
入力信号が電圧であれば、上式の分母の積分式の中の「インピーダンス」を「アドミッタンス」に置き換え、電流源を電圧源に置き換えなければならない。ただし、式の形は不変である。
電気的メモリ効果と熱的メモリ効果は互いに独立なので、互いへの影響は無視できる。完全な帯域外プリディストーション信号は、次式に示すように、すべてのエンベロープ注入信号（熱的メモリ効果エンベロープ注入信号、電気的メモリ効果エンベロープ注入信号、および増幅器のＡＭ−ＡＭ歪み特性を補正するためのエンベロープ注入信号）を重ね合わせたものでなければならない。
全体のエンベロープ注入信号＝増幅器のＡＭ−ＡＭ歪み特性を補正するためのエンベロープ注入信号＋熱的メモリ効果エンベロープ注入信号＋電気的メモリ効果エンベロープ注入信号 （２０）
式（２０）に従って生成されたエンベロープ注入信号が、元の信号の情報を搬送するＲＦ信号とともに増幅器に注入されると、増幅器のメモリ効果および非線形性が除去される。
上述の方法では、環境パラメータの変化や増幅器パラメータの時効およびずれに起因する、プリディストーション線形化効果への悪影響を防ぐために、電力増幅器の出力の一部を、フィードバック基準信号として、時間領域または周波数領域で元の入力信号と比較し、比較結果に基づいて、フィードバック基準信号が元の入力信号と非常に近くなるように、帯域内プリディストーション信号および帯域外プリディストーション信号を生成するための増幅器のモデル・パラメータを適応的に調整する。適応調整には、異なる２つの段階が含まれる。第１段階は、初期モデル・パラメータ設定段階であり、システム全体が「モデル・パラメータ同定モード」で動作する。第２段階では、システムが増幅器のモデル・パラメータの全体または一部を調整し、システム全体が「モデル・パラメータ適応調整モード」で動作する。「モデル・パラメータ同定モード」では、増幅器の通常の動作が中断され、ある特定の信号が増幅器に入力される。これによってシステムは、増幅器の出力を検査し、入力と比較することによって、増幅器の特性を記述する増幅器のモデル・パラメータの初期値を決定できる。「モデル・パラメータ適応調整モード」では、増幅器は通常動作し、システムは、増幅器の出力を検査し、入力と比較することによって、増幅器の特性を記述する増幅器のモデル・パラメータを適応的に調整する。システムの動作を開始するときや、送信機の構造を大幅に調整する（たとえば、増幅器を交換する）ときには、増幅器の初期モデル・パラメータ一式が必要であり、システムは「モデル・パラメータ同定モード」で動作しなければならない。増幅器は、すべてのパラメータの初期値が完全に確定した後、「モデル・パラメータ適応調整モード」に入る。システムが増幅器の動作点を切り替えたときに「モデル・パラメータ適応制御モード」を「モデル・パラメータ同定モード」に切り替える必要がないようにするために、「モデル・パラメータ同定モード」では、増幅器の想定される各動作点について初期パラメータを一式ずつ決定しておかなければならない。
以下、「モデル・パラメータ同定」の詳細なプロセスを説明する。
（１）増幅器のモデル・パラメータは、記述される増幅器モデルの精度に応じて異なるレベルに分類され、各精度レベルに対応する誤差レベルがあり、増幅器モデルは、一実施形態では、異なる３つのモデルに分類される。
第１レベルのモデルの精度は最も低く、このモデルのパラメータは、線形相互コンダクタンスｇｍと、相互コンダクタンスの２次非線形係数Ｋ２ＧＭと、相互コンダクタンスの３次非線形係数Ｋ３ＧＭと、出力コンダクタンスｇｏと、出力コンダクタンスの２次非線形係数Ｋ２ＧＯと、出力コンダクタンスの３次非線形係数Ｋ３ＧＯと、２次の入出力クロス相互コンダクタンスＫ２ＧＭＧＯと、３次の入力進相クロス相互コンダクタンスＫ３ＧＭ２ＧＯと、３次の出力進相クロス相互コンダクタンスＫ３ＧＭＧＯ２と、線形位相変換係数φと、増幅器の順方向電圧の増幅率ｇＶと、ループ遅延τとを含む。
第２モデルの精度は、第１モデルより高い。第２レベルの増幅器モデルはさらに、第１レベルのモデル・パラメータをベースとして、増幅器の温度インパルス応答を記述するＦＩＲフィルタ・パラメータ一式を含む。これには遅延率および重み付け係数が含まれる。
第３レベルのモデルの精度は第２レベルより高く、第３レベルの増幅器モデルはさらに、第２レベルのモデル・パラメータをベースとして、入力信号の変調周波数の変化に応じて変動する増幅器の入力インピーダンスを記述するＦＩＲフィルタ・パラメータ一式を含む。これには遅延率、重み付け係数、および２つの比例係数が含まれる。
（２）増幅器のモデル・パラメータのレベルの分類の後、第１レベルの増幅器モデル・パラメータが抽出され、第１レベルの各モデル・パラメータの初期値が計算され、その後、ある程度まで誤差が低減されるか、適応反復（adaptive iteration）の回数が所定の値に達するまで、第１レベルのモデル・パラメータが適応的に調整される。第１レベルのモデル・パラメータの初期値を計算する方法は、以下のとおりである。
増幅器の順方向増幅率ｇｖ：増幅器の入力信号が、非線形歪みが目立たないくらいまで小さい値に調整される。対応する入力信号の電圧の相対振幅がフィードバック信号の相対振幅と比較される。フィードバック分岐の利得が既知であれば、増幅器の順方向電圧増幅率を直接計算することができる。ｇｖはまた、増幅器の仕様であらかじめ決めておくこともできる。
線形位相変換係数φおよびループ遅延τ：増幅器の入力信号をフィードバック信号に乗じて、入力信号に比例するＤＣ値を得られる。すなわち、このＤＣ値は相対位相シフトの余弦に比例し、この相対位相シフトが線形位相変換係数φおよびループ遅延τに関連付けられる。上記の測定および計算が、周波数の異なる２つの入力信号について実行され、線形位相変換係数φおよびループ遅延τが次式によって計算される。
Figure 2006505160
 ただし、Ｃ１およびＣ２は、２回の測定のそれぞれで測定されたＤＣ値であり、ω１およびω２は、２回の測定のそれぞれで測定された入力信号の変調周波数であり、Ａは入力信号の振幅である。
９つのコンダクタンス係数：次式に示すように、入力バイアス電圧に関する出力電流の偏導関数と、出力バイアス電圧に関する出力電流の偏導関数が、隣接する９個のバイアス点においてそれぞれ測定される（出力電流はフィードバック信号から間接的に得られ、入力バイアス電圧と出力バイアス電圧はシステムによって設定される）。
Figure 2006505160
これにより、１８個の測定値が得られる。９つのコンダクタンス・パラメータは、１８個の測定値によって生成された１８個の式から得られる。冗長な式は、モデル・パラメータに対し、必要な冗長性を与える。
上記の計算は、第１レベルのモデル・パラメータの適応調整に必要な初期値を与える。すべての初期値が計算されるまで、このレベルのモデルに対応する帯域内および帯域外プリディストーション補正は実行されない。
（３）増幅器モデルの精度が第２レベルまで上げられる。すなわち、増幅器の熱的メモリ効果モデルが含まれる。新しく導入された各モデル・パラメータの初期値が計算され、誤差が所定のレベルに達するか、適応反復の回数が所定に値に達するまで、誤差が連続的に低減されるように、このレベルのモデル・パラメータを適応的に調整する。
第２レベルのモデル・パラメータの初期値、すなわち、熱的ＦＩＲフィルタ・パラメータの初期値が、増幅器の温度インパルス応答のカーブに従って求められる。これにより、第２レベルのモデル・パラメータの適応調整に、必要な初期値が与えられる。すべての初期値が計算されるまで、このレベルのモデルに対応する帯域内および帯域外プリディストーション補正は実行されない。
（４）増幅器モデルの精度が第３レベルまで上げられる。すなわち、増幅器の電気的メモリ効果モデルが含まれる。新しく導入された各モデル・パラメータの初期値が計算され、誤差が所定のレベルに達するか、適応反復の回数が所定に値に達するまで、誤差が連続的に低減されるように、このレベルのモデル・パラメータを適応的に調整する。
第３レベルのモデル・パラメータの初期値、すなわち、電気的ＦＩＲフィルタ・パラメータの初期値が、入力信号の変調周波数によって変化する増幅器の入力インピーダンスのカーブに従って求められる。電気的ＦＩＲフィルタの２つの比例係数の初期値は２つの設定値であり、Ｋ１は、一定のインピーダンスｚ０に設定され、Ｋ２は定数（すなわち、１）に設定される（図８を参照）。これにより、第３レベルのモデル・パラメータの適応調整に必要な初期値が与えられる。すべての初期値が計算されるまで、このレベルのモデルに対応する帯域内および帯域外プリディストーション補正は実行されない。
（５）すべてのレベルの増幅器モデル・パラメータが計算された後、システムは「モデル・パラメータ適応調整モード」にはいる。すべての増幅器モデル・パラメータが適応的に調整されることと、それらのモード・パラメータが増幅器の表象的なモデル・パラメータに過ぎないことから、モデル・パラメータの初期値を正確に計算することは必須ではない。
システムが「モデル・パラメータ同定モード」で動作しているとき、すなわち、モデル・パラメータの初期値が計算されているときは、ある特殊な入力信号が準備される必要があり、この時点では、増幅器は通常の増幅を実行できない。増幅器のすべてのモデル・パラメータに初期値が与えられたら、システムは「適応パラメータ調整モード」に入り、適応パラメータ調整を実行できる。その際、増幅器は通常動作し、増幅器の通常動作が中断されたり、増幅器を使用していないときに調整が実行されたりすることはない。
上記方法では、「モデル・パラメータ適応調整」を次のように実行する。すなわち、モデル・パラメータの初期値に従ってプリディストーション補償係数を計算し、計算したプリディストーション補償係数を用いて入力ベースバンド信号を補償し、フィードバック信号と増幅器の元の入力信号を時間合わせした後、それらを時間領域または周波数領域で比較し、比較結果から、増幅器モデルと実際の増幅器の差を表す誤差信号を生成し、誤差信号が所定の誤差範囲に収まっていれば適応パラメータ調整を終了し、誤差信号が所定の誤差範囲に収まっていない場合は、誤差が所定の値を下回るまで、適応反復アルゴリズムに従って初期モデル・パラメータを連続的に調整する。
本発明による方法では、ＦＩＲフィルタ・パラメータ以外のモデル・パラメータの適応アルゴリズムとして、ＬＭＳ（最小平均二乗）アルゴリズム、ＲＬＳ（再帰最小平均二乗誤差）（recursion least mean square error）アルゴリズムなどを用いることができる。ＦＩＲフィルタ・パラメータの適応アルゴリズムとしては、カルマン・フィルタリング・アルゴリズムなどを用いることができる。ＦＩＲフィルタ・パラメータ以外のモデル・パラメータが適応的に調整されているときは、ＦＩＲフィルタ・パラメータが一定に保たれ、ＦＩＲフィルタ・パラメータが適応的に調整されているときは、ＦＩＲフィルタ・パラメータ以外のモデル・パラメータが一定に保たれる。１つの適応ストラテジは、まず、熱的および電気的ＦＩＲフィルタ・パラメータ以外のモデル・パラメータを適応的に調整し、増幅器の調整された線形性が要件を満たしていない場合に熱的ＦＩＲフィルタ・パラメータを適応的に調整し、それでも要件を満たさない場合に電気的ＦＩＲフィルタ・パラメータを適応的に調整することである。
増幅器の非線形歪みを補正するために、補償パラメータ間の相関をフル活用して実時間計算とデジタル・フィルタリングを行うので、従来のデジタル・プリディストーション方法で用いられていた、大きな記憶領域を占有する補償パラメータ・テーブルは不要になり、その代わりに、パラメータ・メモリに格納される、増幅器のモデル・パラメータ一式を用いることができる。この、増幅器の電気的および熱的特性を記述する、増幅器のモデル・パラメータの一式は、実時間処理によって、帯域内プリディストーション信号および帯域外プリディストーション信号を生成する。そして、これらのパラメータは、プリディストーションの線形化性能および線形化帯域幅が、増幅器の老朽化やずれ、および外部環境の変化の影響を受けないようにするために、適応的に調整される。
以下、図面を参照して、本発明を説明する。
図４は、本発明の特徴を有する広帯域プリディストーション線形化システムの概略ブロック図である。入力信号３０１が、ベースバンド変調器３０２によってデジタル・ベースバンド信号に変調され、そのデジタル・ベースバンド信号が、メモリ効果を有する非線形補正装置３２０によって補正される。この補正は、以下のステップを含む。入力信号の帯域内プリディストーション補償は、帯域内プリディストーション信号を生成する帯域内信号プリディストーション処理部３０６Ａによって実行される。入力信号の帯域外プリディストーション補償は、帯域外プリディストーション信号を生成する帯域外信号プリディストーション処理部３０６Ｂによって実行される。帯域内プリディストーション信号と帯域外プリディストーション信号は、それぞれデジタル／アナログ変換器３１０Ａおよびデジタル／アナログ変換器３１０Ｂによってアナログ信号に変換される。アナログ帯域内プリディストーション信号は直角変調器３１２によってＲＦ帯域内プリディストーション信号にアップコンバートされ、アナログ帯域外プリディストーション信号はアップコンバートされずに、信号加算器３２１においてＲＦ帯域内プリディストーション信号に直接加算される。これによって生成された複合信号が、電力増幅器３１６によって増幅された後、アンテナ３１８から放射される。電力増幅器３１６の出力信号の一部が信号結合器３１７によってフィードバック信号としてフィードバック分岐に結合され、フィードバック信号が直角復調器３１４によって直角復調およびダウン・コンバートされてアナログ・ベースバンドになり、そのアナログ・フィードバック信号がアナログ／デジタル変換器３１１によってデジタル・ベースバンドに変換される。フィードバック信号は、適応モデル・パラメータ抽出部３０８によって元の入力信号とデジタル・ベースバンドで比較され、それによって、帯域内信号プリディストーション処理部の補償パラメータと帯域外信号プリディストーション処理部の補償パラメータとをそれぞれ更新するために用いられる２つのパラメータ更新信号３０９Ａおよび３０９Ｂが生成される。上記装置において、直角変調器３１２と直角復調器３１４の局部発振信号は局部発振器３１５から供給され、反転分岐（reverse branch）の局部発振信号の位相が位相調整器３１３によって調整される。この調整は、順方向分岐と反転分岐の間のＲＦシフトを補償するために、調整された位相と順方向分岐の局部発振信号とが特定の位相差を持つように行われる。
帯域内信号プリディストーション処理部は、３つの部分を含む。第１の部分は、増幅器のメモリ無し非線形プリディストーションを補正する帯域内メモリ無し非線形プリディストーション補正部である。これは、増幅器のモデル・パラメータに従って入力信号のプリディストーション補正を実時間処理で実行する装置であり、補正計算の方法は式（５）のとおりである。この第１の部分は、増幅器のＡＭ−ＰＭ歪み特性を補正するために用いられる。第２の部分は、アナログ／デジタル変換器およびデジタル／アナログ変換器に関連する線形周波数歪みを補正するために用いられる有限インパルス応答フィルタである。第３の部分は、好ましくない直角変調器−復調器の利得と位相の不整合に起因する歪みを補正するためと、システムのＤＣオフセットに起因する歪みおよび搬送波周波数漏れを補正するために用いられる。
図５は、帯域内信号プリディストーション処理部３０６Ａの概略ブロック図である。帯域内メモリ無し非線形歪み補正部６１により、増幅器のメモリ無し非線形性が、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ信号）と直角位相成分（Ｑ信号）によって補正される。帯域内メモリ無し非線形歪み補正部６１は、４つの部分を含む。入力信号を３乗する（２つの）３乗発生器（cube generator）６１Ａ、２つの固定パラメータ乗算器６１Ｂおよび６１Ｃ、および（２つの）信号加算器６１Ｄである。固定パラメータ乗算器６１Ｂは入力信号に係数−φを乗ずる。固定パラメータ乗算器６１Ｃは入力信号に係数φを乗ずる。ベースバンド同相（Ｉ）チャネル信号は、３乗発生器６１Ａで３乗された後、固定パラメータ乗算器６１Ｃによって係数φを乗じられ、これによって、直角位相成分補正信号ΔＱが生成される。ベースバンド直角位相（Ｑ）チャネル信号は、もう１つの３乗発生器６１Ａで３乗された後、固定パラメータ乗算器６１Ｃによって係数−φを乗じられ、これによって、同相成分補正信号ΔＩが生成される。同相成分補正信号ΔＩは加算器６１Ｄにおいて元の同相成分Ｉに加算され、これによって、同相成分の非線形プリディストーション信号Ｉ＋ΔＩが生成される。直角位相成分補正信号ΔＱは加算器６１Ｄにおいて元の直角位相成分Ｑに加算され、これによって、直角位相成分の非線形プリディストーション信号Ｑ＋ΔＱが生成される。補正された信号（Ｉ＋ΔＩ、Ｑ＋ΔＱ）の周波数歪みは、アナログ／デジタル変換器とデジタル／アナログ変換器によるものであるが、これは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ６２によって補正される。また、補正された信号（Ｉ＋ΔＩ、Ｑ＋ΔＱ）の歪みと搬送周波数漏れは、好ましくない直角変調器−復調器の利得と位相の不整合と、システムのＤＣオフセットによるものであるが、これは、直角変調−復調補正器６３によって補正される。これらにより、最終的に、帯域内プリディストーション信号（Ｉ＋ｄＩ、Ｑ＋ｄＱ）が生成される。
本発明による帯域外信号プリディストーション処理部は、４つの部分を含む。第１の部分は、入力信号の電力エンベロープを計算する電力エンベロープ計算装置である。無線通信のベースバンド信号は、通常、Ｉ（同相）チャネル成分とＱ（直角位相）チャネル成分とを含み、したがって、信号の電力エンベロープはＩ２＋Ｑ２である。第２の部分は、入力信号の電力エンベロープに比例する補正信号を生成する比例補正器（proportional corrector）である。これは、増幅器のＡＭ−ＡＭ歪みを補正するために用いられる。第３の部分は、熱的メモリ効果補正器である。これは有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタなので、熱的ＦＩＲフィルタと略される。このフィルタは、増幅器の熱的メモリ効果を補正するエンベロープ注入信号を生成するために、入力の電力エンベロープ信号をフィルタリングする。第４の部分は、電気的メモリ効果補正器である。その主な構成も有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタであるため、電気的ＦＩＲフィルタと略される。このフィルタは、増幅器の電気的メモリ効果を補正するエンベロープ注入信号を生成するために用いられる。上記のエンベロープ注入信号（すなわち、比例エンベロープ注入信号、熱的メモリ効果エンベロープ注入信号、および電気的メモリ効果エンベロープ注入信号）が帯域外信号プリディストーション処理部の出力に重畳され、これによって、最終的なエンベロープ注入信号が生成される。
図６は、本発明による帯域外信号プリディストーション処理部の一実施形態の概略ブロック図である。この装置は、主に、増幅器のメモリ効果を補償するために用いられ、その動作原理は次のとおりである。まず、ベースバンド信号が入力され、その電力エンベロープが電力エンベロープ計算装置によって計算される。電力エンベロープは３つのエンベロープに分けられる。第１のエンベロープは、比例部７２によって、入力信号の電力エンベロープに比例する補償信号を生成するために用いられる。この補償信号は、増幅器のＡＭ−ＡＭ歪み特性に関連するメモリ無し非線形性を補償するために用いられる。第２のエンベロープは、熱的ＦＩＲフィルタ７３によって、増幅器の熱的メモリ効果を補償する補償信号を生成するために用いられる。第３のエンベロープは、電気的ＦＩＲフィルタ７４によって、増幅器の電気的メモリ効果を補償する補償信号を生成するために用いられる。これら３つの補償は互いに独立に実行され、信号加算器７５で重畳されて、最終的な帯域外プリディストーション信号７６が生成される。
図７は、本発明による熱的メモリ効果補償ＦＩＲフィルタの一実施形態の構成を示す図である。まず、入力信号のエンベロープ電力信号３１が、あらかじめ決められた係数を有するＦＩＲフィルタによってフィルタリングされ、これによって、熱的メモリ効果の補償信号３５が生成される。この補償信号は、自己熱効果に関連する、増幅器の熱的メモリ効果を補償するために用いられる。熱的メモリ効果補償ＦＩＲフィルタの重み付け係数部３３Ａ〜３３Ｅの重み付け係数と、遅延部３２Ａ〜３２Ｄの遅延係数は、あらかじめ決められており、各遅延部の遅延係数は、各重み付け係数と異なる場合がある。ただし、これらはすべて、適応モデル・パラメータ抽出部によって更新され、その更新は、ピンポン構成（ping-pong structure）の下で実行される。
図８は、本発明による電気的メモリ効果補償ＦＩＲフィルタの一実施形態の構成を概略的に示す図である。まず、入力信号のエンベロープ電力信号が平方根発生器に入力され、入力エンベロープ信号に対応する平方根が得られる。この平方根が、あらかじめ決められた係数を有するＦＩＲフィルタ４２〜４４でフィルタリングされ、除算器４５によって、フィルタリングされた信号の逆数が得られる。除算器が逆数を求める前に、「入力信号が所定のしきい値より大きいか？」が判断されなければならない。「大きい」場合は、対応する逆数が通常の方法で計算され、「大きくない」場合は、除算器の出力がゼロになる。このような判断の目的は、逆数の計算中に除数がゼロまたは非常に小さい数になるのを避けるためである。逆数信号には、乗算器４６で、入力エンベロープ信号に比例する係数が乗じられ、加算器４８で、入力エンベロープ信号の平方根に比例した係数が加算され、最終的に電気的メモリ効果の補償信号４９が生成される。この補償信号は、入力バイアス回路に関連する電気的メモリ効果を補償するために用いられる。これら２つの比例部はそれぞれ４７Ａおよび４７Ｂである。ただし、これらの係数はすべて、適応モデル・パラメータ抽出部によって更新され、この更新はピンポン構成の下で実行される。
図９は、本発明による適応モデル・パラメータ更新部４０８のパラメータ更新プロセスを概略的に示す図である。適応モデル・パラメータ更新部４０８は、４つの部分を含む。遅延調整器４０８Ａ、信号比較器４０８Ｂ、適応アルゴリズム部４０８Ｃ、およびモデル・パラメータ初期計算部４０８Ｄである。適応モデル・パラメータ更新部４０８には２つの動作モードがある。モデル・パラメータ同定モードとモデル・パラメータ適応調整モードである。適応モデル・パラメータ更新部がモデル・パラメータ同定モードで動作するときは、遅延調整器４０８Ａが、フィードバック信号と元の信号の遅延差を調整して、両信号を時間合わせする。次にモデル・パラメータ初期計算部４０８Ｄが、時間合わせされた入力信号とフィードバック信号から、増幅器モデル・パラメータの初期値を計算する。モデル・パラメータ初期計算部４０８Ｄは、初期値計算の間に、適応アルゴリズム部４０８Ｃを呼び出して、モデル・パラメータの一部を適応的に調整する。適応モデル・パラメータ更新部がモデル・パラメータ適応調整モードで動作するときは、遅延調整器４０８Ａが、フィードバック信号と元の信号の遅延差を調整して、両信号を時間合わせする。時間合わせされた両信号は、信号比較器４０８Ｂによって時間領域または周波数スペクトラムで比較され、それによって、フィードバック信号と元の信号の差が得られる。この差は、増幅器の歪みの程度に比例する。次に、適応アルゴリズム部４０８Ｃが、この差信号に基づいて、帯域内信号プリディストーション処理部と帯域外信号プリディストーション処理部の補償パラメータを適応的に調整する。この調整の目的は、フィードバック信号と元の信号の差が所定の目標値を下回るようにすることである。
図１０は、本発明による増幅器モデル・パラメータ同定アルゴリズムのフロー・チャートである。モデル・パラメータ同定の目的は、初期値一式を得ることである。モデル・パラメータ同定のプロセスを簡略化するために、増幅器モデルを３つのレベルに分類する。第１レベルの増幅器モデルは、メモリ効果を考慮しない非線形モデルである。第２レベルの増幅器モデルは、熱的メモリ効果を考慮する、メモリ効果を有する非線形モデルである。第３レベルの増幅器モデルは、電気的メモリ効果を考慮する、メモリ効果を有する非線形モデルである。本発明では、階層型抽出および階層型最適化ストラテジをモデル・パラメータ同定に導入する。そのプロセスを以下に示す。まず、増幅器の第１レベルのモデル・パラメータを測定する（ステップ５０３）。測定時には、専用の測定入力信号を用いる。次に、測定結果に基づいて、増幅器の第１レベルのモデル・パラメータの初期値を計算する（ステップ５０５）。モデル・パラメータの初期値の一式に基づいて、増幅器の非線形性補償パラメータを計算した後、増幅器の非線形性を補償し、フィードバック信号と元の信号の差を時間領域波形および周波数スペクトラムで比較する（ステップ５０７）。誤差が、あらかじめ決められた値ｅ１より大きい場合は、適応パラメータ調整プロセスを呼び出すことによって、抽出したモデル・パラメータを適応的に調整して（ステップ５０６、ＬＭＳ適応アルゴリズム）誤差を低減し、誤差が、あらかじめ決められた値ｅ１より小さい場合は、増幅器の第２レベルのモデル・パラメータを測定して、増幅器の熱的メモリ効果を考慮する（ステップ５０９）。測定結果の計算またはあらかじめ決められた値に基づいて、増幅器の第２レベルのモデル・パラメータの初期値を取得し（ステップ５１１）、初期値一式に基づいて増幅器の非線形性補償パラメータを計算した後、増幅器の熱的メモリ効果を補償し、フィードバック信号と入力信号の差を時間領域波形および周波数スペクトラムに関して比較し（ステップ５１３）、誤差が、あらかじめ決められた値ｅ２より大きい場合は、適応パラメータ調整プロセスを呼び出すことによって、新しく抽出したモデル・パラメータを適応的に調整して（ステップ５１２、ＦＩＲフィルタ適応アルゴリズム）誤差を低減し、誤差が、あらかじめ決められた値ｅ２より小さい場合は、増幅器の第３レベルのモデル・パラメータを測定して、増幅器の電気的メモリ効果を導入する（ステップ５１５）。測定結果の計算またはあらかじめ決められた値に基づいて、増幅器の第３レベルのモデル・パラメータの初期値を取得する（ステップ５１７）。初期値一式に基づいて増幅器の非線形性補償パラメータを計算した後、増幅器の電気的メモリ効果を補償し、フィードバック信号と入力信号の差を時間領域波形および周波数スペクトラムに関して比較し（ステップ５１９）、誤差が、あらかじめ決められた値ｅ３より大きい場合は、適応パラメータ調整プロセスを呼び出すことによって、新しく抽出したモデル・パラメータを適応的に調整して（ステップ５１８、ＦＩＲフィルタ適応アルゴリズム）誤差を低減し、誤差が、あらかじめ決められた値ｅ３より小さい場合は、モデル・パラメータ同定プロセスを終了する。
図１１は、本発明による増幅器モデル・パラメータの適応アルゴリズムのフロー・チャートである。モデル・パラメータ適応調整部が、初期値一式を取得した後、すべてのモデル・パラメータを適応的に調整して、相互変調歪みを所定のレベルに収めるよう制御する。適応プロセスは以下のとおりである。まず、モデル・パラメータ（６０１）の初期値に基づいて、増幅器の非線形補償パラメータを計算し（ステップ６０３）、増幅器の補償出力を測定して、フィードバック基準信号を取得し（ステップ６０５）、増幅器のフィードバック基準信号を、元の入力信号と時間領域で位置合わせし（ステップ６０７）、時間合わせした両信号を比較し（ステップ６０９）、増幅器モデルと実際の増幅器の差を反映する誤差信号を生成する。誤差信号が、あらかじめ決められた誤差範囲に収まっているかどうかの判断を行い、「収まっている」場合は適応パラメータ調整プロセスを終了し、「収まっていない」場合は、調整が必要なパラメータがＦＩＲフィルタに属しているかどうかをさらに判断する（ステップ６１２）。「属している」場合は、ＦＩＲフィルタのパラメータを、カルマン・フィルタ・アルゴリズムなどを呼び出して適応的に調整する（ステップ６０８）。「属していない」場合は、ＦＩＲフィルタのパラメータに属していない適応調整を、ＬＭＳアルゴリズムなどを呼び出して実行する（ステップ６１０）。パラメータの適応調整によってパラメータの初期値が変更され、次の適応調整プロセスは、前に調整されたパラメータに基づいて行われる。このサイクルは、最後のフィードバック信号と元の信号との誤差が、あらかじめ決められた値を下回るまで繰り返される。
本発明は、革新的な広帯域プリディストーション方法によって、メモリ効果に起因する、プリディストーション・システムの帯域および性能の制限を除去し、デジタル・プリディストーション線形化手法の広帯域化ならびに高性能化を達成する。同時に本発明は、プリディストーション・システムの設計を大幅に簡素化して、そのコストを低減する。
本発明は、第３世代無線通信システムの基地局サブシステム、無線ＬＡＮ、その他のような、広帯域線形増幅が必要な用途に用いることができるが、それらに限定されない。本発明は、小さな変更で無線端末の電力増幅器の線形化に用いることもできる。
メモリ効果が存在する場合と存在しない場合の、増幅器の非線形相互変調歪みの比較を示す概略図である。 先行技術による一般的な狭帯域デジタル・プリディストーション補償システムのブロック図である。 時間および入力信号の変調周波数によって変動するＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ非線形歪み特性を考慮したプリディストーション補償手法のブロック図である。 本発明の特徴を有する広帯域プリディストーション線形化システムの概略ブロック図である。 帯域内信号プリディストーション処理部のブロック図である。 帯域外信号プリディストーション処理部のブロック図である。 増幅器の熱的メモリ効果を除去する熱的ＦＩＲフィルタ（thermal FIR filter）のブロック図である。 増幅器の熱的メモリ効果を除去する電気的ＦＩＲフィルタ（thermal FIR filter）のブロック図である。 適応モデル・パラメータ抽出部の動作原理を示すブロック図である。 増幅器モデル・パラメータの同定アルゴリズムのフロー・チャートである。 増幅器モデル・パラメータの適応調整アルゴリズムのフロー・チャートである。

Claims (20)

  1. ＲＦ電力増幅器のメモリ効果の影響を除去し、デジタル・プリディストーションの線形化帯域幅を拡大する広帯域プリディストーション線形化方法であって、
    前記増幅器の特性パラメータに従って入力信号の帯域内プリディストーション補償を実行して帯域内プリディストーション信号を得ることと、
    前記増幅器の特性パラメータに従って前記入力信号の帯域外プリディストーション補償を実行して帯域外プリディストーション信号を得ることと、
    前記帯域内プリディストーション信号をアップコンバートすることと、
    前記電力増幅器の入力において、前記アップコンバートされた帯域内プリディストーション信号を、アップコンバートされていない前記帯域外プリディストーション信号に加算することと、
    前記加算された信号を前記電力増幅器に入力信号として入力することと、
    前記電力増幅器の出力の一部をフィードバック信号として取り出して元の入力信号と比較することと、
    前記フィードバック信号と前記元の入力信号とが時間領域または周波数スペクトラムの波形において可能な限り近くなるように、前記比較結果に従って、前記帯域内プリディストーション信号と前記帯域外プリディストーション信号とを生成するために用いる前記増幅器の特性パラメータを適応的に調整することとを含む方法。
  2. 前記帯域外プリディストーション補償が主に前記増幅器のメモリ効果を補償し、前記帯域内プリディストーション補償が主に前記増幅器のメモリ無し非線形歪みを補償する、請求項１に記載の方法。
  3. 前記帯域内プリディストーション補償が、少なくとも、前記増幅器のＡＭ−ＰＭ歪み特性に関連する非線形歪みの補償を含む、請求項２に記載の方法。
  4. 前記帯域内プリディストーション補償が、前記入力信号の変調周波数に関連する線形歪みの補償をさらに含む、請求項３に記載の方法。
  5. 前記帯域内プリディストーション補償が、直角変調−復調を用いるシステムにおけるＩチャネルとＱチャネルの好ましくない変調−復調特性に関連する歪みの補償をさらに含む、請求項３に記載の方法。
  6. 前記帯域外プリディストーション補償が、前記増幅器における熱的メモリ効果の補償と、前記増幅器における電気的メモリ効果の補償とを含む、請求項１に記載の方法。
  7. 前記帯域外プリディストーション補償が、前記増幅器のＡＭ−ＡＭ歪み特性に関連する非線形歪みの補償をさらに含む、請求項６に記載の方法。
  8. 前記増幅器の特性パラメータの前記適応調整が、２つのモード、すなわち、モデル・パラメータ同定モードとモデル・パラメータ適応調整モードとを含む、請求項１に記載の方法。
  9. 無線電力増幅器におけるメモリ効果の影響を除去し、デジタル・プリディストーションの線形化帯域幅を拡大する広帯域プリディストーション・システムであって、
    帯域内信号プリディストーション処理部と、直角変調手段（アップコンバート手段）と、帯域外信号プリディストーション処理部と、信号加算器と、ＲＦ電力増幅器と、直角復調手段（ダウン・コンバート手段）と、適応モデル・パラメータ抽出部とを備え、
    入力信号の一部が、前記帯域内信号プリディストーション処理部によって帯域内プリディストーション信号を生成するために用いられ、前記入力信号の別の一部が、前記帯域外信号プリディストーション処理部によって帯域外プリディストーション信号を生成するために用いられ、前記帯域内プリディストーション信号が、前記直角変調手段（アップコンバート手段）によって搬送波周波数に変調およびアップコンバートされ、前記信号加算器において、アップコンバートされていない前記帯域外プリディストーション信号に直接加算され、前記加算によって得られた合成信号が前記ＲＦ電力増幅器に伝達され、増幅された後にアンテナから送出され、前記ＲＦ電力増幅器の出力信号の一部が、前記直角復調手段によって直角復調およびダウン・コンバートされた後、フィードバック信号として、前記適応モデル・パラメータ抽出部に供給され、前記適応モデル・パラメータ抽出部が、前記フィードバック信号を元の入力信号と比較し、前記比較の結果に基づいてパラメータ更新信号を生成し、前記パラメータ更新信号が、前記帯域内信号プリディストーション処理部および前記帯域外信号プリディストーション処理部で必要なプリディストーション補償パラメータを適応的に調整するために、前記帯域内信号プリディストーション処理部および前記帯域外信号プリディストーション処理部に供給されるシステム。
  10. 前記帯域内信号プリディストーション処理部の出力と前記直角変調手段との間に接続された第１のデジタル／アナログ変換器と、前記帯域外信号プリディストーション処理部の出力と前記信号加算器との間に接続された第２のデジタル／アナログ変換器とをさらに備えた、請求項９に記載のシステム。
  11. 前記直角復調手段と前記適応モデル・パラメータ抽出部との間に接続されたアナログ／デジタル変換器をさらに含む、請求項９に記載のシステム。
  12. 前記帯域内信号プリディストーション処理部が、帯域内メモリ無し非線形歪み補正部を含む、請求項９に記載のシステム。
  13. 前記帯域内信号プリディストーション処理部が、有線インパルス応答フィルタリング手段をさらに含む、請求項１２に記載のシステム。
  14. 前記帯域内信号プリディストーション処理部が、直角変調−復調誤差補正手段をさらに含む、請求項１２または１３に記載のシステム。
  15. 前記帯域外信号プリディストーション処理部が、電力エンベロープ計算装置と、熱的メモリ効果補正手段と、電気的メモリ効果補正手段とを備えた、請求項９に記載のシステム。
  16. 前記熱的メモリ効果補正手段がＦＩＲフィルタである、請求項１５に記載のシステム。
  17. 前記電気的メモリ効果補正手段がＦＩＲフィルタを含む、請求項１５に記載のシステム。
  18. 前記帯域外信号プリディストーション処理部が比例部をさらに含む、請求項１５に記載のシステム。
  19. 前記適応モデル・パラメータ抽出部が、遅延調整器と、信号比較器と、適応アルゴリズム部と、モデル・パラメータ初期計算部とを備えた、請求項９に記載のシステム。
  20. 前記適応モデル・パラメータ抽出部が、モデル・パラメータ同定機能と、モデル・パラメータ適応調整機能とを実行する、請求項１９に記載のシステム。
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Cited By (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006295828A (ja) * 2005-04-14 2006-10-26 Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc 歪み補償装置及び無線通信装置
WO2008053535A1 (fr) * 2006-10-31 2008-05-08 Panasonic Corporation Circuit de compensation de distorsion
JP2008546261A (ja) * 2005-05-27 2008-12-18 フアウェイジシュヨウシアンゴンシ ベースバンドデジタル信号に予め歪を与える装置及び方法
WO2009090825A1 (ja) * 2008-01-15 2009-07-23 Mitsubishi Electric Corporation プレディストータ
JP2009213113A (ja) * 2008-03-05 2009-09-17 Fujitsu Ltd 非線形システム逆特性同定装置及びその方法、電力増幅装置及び電力増幅器のプリディストータ
JP2009219167A (ja) * 2009-07-02 2009-09-24 Hitachi Kokusai Electric Inc プリディストーション方式歪補償機能付き増幅器
JP2010518660A (ja) * 2006-12-26 2010-05-27 ダリ システムズ カンパニー リミテッド 多チャンネル広帯域通信システムにおけるベースバンドプリディストーション線形化の方法及びシステム
JP2011066894A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Fujitsu Ltd 増幅装置およびプリディストーション制御方法
JP2011182196A (ja) * 2010-03-01 2011-09-15 Mitsubishi Electric Corp 歪み補償装置
JP2013026631A (ja) * 2011-07-14 2013-02-04 Fujitsu Ltd 歪補償装置、送信機および歪補償方法
US8401499B2 (en) 2007-12-07 2013-03-19 Dali Systems Co. Ltd. Baseband-derived RF digital predistortion
US8525592B2 (en) 2011-03-10 2013-09-03 Fujitsu Limited Power amplification device, transmitter, and power amplification control method
JP2014527372A (ja) * 2011-09-09 2014-10-09 オプティス セルラー テクノロジー， エルエルシー マルチバンド送信機における単一の電力増幅器のための線形化
JP2015061106A (ja) * 2013-09-17 2015-03-30 富士通株式会社 歪補償装置、送信装置および歪補償方法
JP2015091115A (ja) * 2013-11-07 2015-05-11 富士通株式会社 無線装置及び無線アクセスシステム
JP2018521581A (ja) * 2015-07-02 2018-08-02 ザイリンクス インコーポレイテッドＸｉｌｉｎｘ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ 移動平均およびマグニチュード・デュアルパス・デジタル・プリディストーション
US11159129B2 (en) 2002-05-01 2021-10-26 Dali Wireless, Inc. Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus
US11418155B2 (en) 2002-05-01 2022-08-16 Dali Wireless, Inc. Digital hybrid mode power amplifier system
US20220295487A1 (en) 2010-09-14 2022-09-15 Dali Wireless, Inc. Remotely reconfigurable distributed antenna system and methods
CN116031902A (zh) * 2023-02-24 2023-04-28 山东鲁能控制工程有限公司 一种火电机组的调频控制方法及系统

Families Citing this family (134)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8472897B1 (en) 2006-12-22 2013-06-25 Dali Systems Co. Ltd. Power amplifier predistortion methods and apparatus
US6985704B2 (en) 2002-05-01 2006-01-10 Dali Yang System and method for digital memorized predistortion for wireless communication
EP1573902B1 (en) * 2002-11-22 2013-01-16 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Real-time digital phase and gain adaptation method using feedback and arrangement using such a method
KR100480278B1 (ko) * 2002-12-24 2005-04-07 삼성전자주식회사 광대역 전력 증폭기를 위한 디지털 전치보상기 및 그적응화 방법
TW200507471A (en) * 2003-06-25 2005-02-16 Koninkl Philips Electronics Nv Distortion/efficiency adaptation in a variable data-rate radio transmitter
JP4356384B2 (ja) * 2003-07-09 2009-11-04 日本電気株式会社 非線形補償回路と送信装置並びに非線形補償方法
US20050111574A1 (en) * 2003-09-30 2005-05-26 Jan-Erik Muller Transmission device with digital predistortion, and method for regulating predistortion in a transmission device
US7372918B2 (en) * 2003-09-30 2008-05-13 Infineon Technologies Ag Transmission device with adaptive digital predistortion, transceiver with transmission device, and method for operating a transmission device
JP4255849B2 (ja) * 2004-01-29 2009-04-15 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ べき級数型ディジタルプリディストータ
WO2006066452A1 (fr) * 2004-12-21 2006-06-29 Zte Corporation Procede et systeme de linearisation de la predistorsion hors bande
JP2006270638A (ja) * 2005-03-24 2006-10-05 Shimada Phys & Chem Ind Co Ltd 非線形歪み補償装置
KR101244232B1 (ko) * 2005-05-27 2013-03-18 오디언스 인코포레이티드 오디오 신호 분석 및 변경을 위한 시스템 및 방법
US20070018718A1 (en) * 2005-06-20 2007-01-25 National Sun Yat-Sen University Microwave transmitter and the method for increasing envelope bandwidth
US7912151B1 (en) 2006-03-31 2011-03-22 Pmc-Sierra, Inc. Post-distortion filter for reducing sensitivity to receiver nonlinearities
US20070249290A1 (en) * 2006-04-24 2007-10-25 Sony Ericsson Mobile Communications Ab Adaptive pre-distortion
CN101479956B (zh) 2006-04-28 2013-07-31 大力系统有限公司 用于无线通信的高效率线性化功率放大器
KR100703124B1 (ko) 2006-06-16 2007-04-09 한국산업기술대학교산학협력단 선형 파워 앰프
US7844014B2 (en) * 2006-07-07 2010-11-30 Scintera Networks, Inc. Pre-distortion apparatus
US7822146B2 (en) * 2006-12-01 2010-10-26 Texas Instruments Incorporated System and method for digitally correcting a non-linear element
US7729446B2 (en) * 2006-12-01 2010-06-01 Texas Instruments Incorporated System and method for digitally correcting a non-linear element using a multiply partitioned architecture for predistortion
US9026067B2 (en) 2007-04-23 2015-05-05 Dali Systems Co. Ltd. Remotely reconfigurable power amplifier system and method
US7929927B2 (en) * 2007-10-29 2011-04-19 Freescale Semiconductor, Inc. Adaptive pre-distortion with interference detection and mitigation
US8949671B2 (en) * 2008-01-30 2015-02-03 International Business Machines Corporation Fault detection, diagnosis, and prevention for complex computing systems
US8391808B2 (en) * 2008-02-28 2013-03-05 Broadcom Corporation Method and system for estimating and compensating non-linear distortion in a transmitter using calibration
CN100571023C (zh) * 2008-05-07 2009-12-16 北京北方烽火科技有限公司 一种宽带线性化功率放大器的自适应预失真方法及系统
US8412132B2 (en) * 2008-08-21 2013-04-02 Freescale Semiconductor, Inc. Techniques for adaptive predistortion direct current offset correction in a transmitter
WO2010054499A1 (en) * 2008-11-11 2010-05-20 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) A dpd system with multiple transmitter paths
EP2204910B1 (en) * 2008-12-30 2013-07-03 ST-Ericsson SA Digital to analogue converter
JP5251565B2 (ja) 2009-02-05 2013-07-31 富士通株式会社 プリディストータ及びその遅延調整方法
RU2535917C2 (ru) * 2009-11-09 2014-12-20 Хуавэй Текнолоджиз Ко., Лтд. Способ, устройство и система для коррекции микроволновых сигналов
CN102948081B (zh) 2009-12-21 2016-06-01 大力系统有限公司 具有宽带功率放大器的远程射频头单元及方法
US8542768B2 (en) 2009-12-21 2013-09-24 Dali Systems Co. Ltd. High efficiency, remotely reconfigurable remote radio head unit system and method for wireless communications
US8351877B2 (en) 2010-12-21 2013-01-08 Dali Systems Co. Ltfd. Multi-band wideband power amplifier digital predistorition system and method
EP2524568B1 (en) * 2009-12-21 2016-08-31 Dali Systems Co. Ltd High efficiency, remotely reconfigurable remote radio head unit system and method for wireless communications
US20110250853A1 (en) * 2010-04-09 2011-10-13 Andrea Camuffo Operating point setting of an amplifier
US9363068B2 (en) 2010-08-03 2016-06-07 Intel Corporation Vector processor having instruction set with sliding window non-linear convolutional function
US8615208B2 (en) * 2010-11-02 2013-12-24 Crestcom, Inc. Transmitter linearized in response to signal magnitude derivative parameter and method therefor
US8489047B2 (en) * 2010-11-02 2013-07-16 Crestcom, Inc. Transmitter linearized using bias deviation gain adjustment and method therefor
US20120195392A1 (en) * 2011-02-02 2012-08-02 Provigent Ltd. Predistortion in split-mount wireless communication systems
US8660207B2 (en) 2011-05-12 2014-02-25 Andrew Llc Digital pre-distortion with carrier cancellation
US8542769B2 (en) 2011-06-09 2013-09-24 St-Ericsson Sa High output power digital TX
WO2013030815A1 (en) 2011-08-30 2013-03-07 Dsp Group Ltd. Amplifier linearization using predistortion
CN102426416B (zh) * 2011-09-05 2014-04-09 广东电网公司电力科学研究院 控制对象频域幅值特性辩识方法和装置
US8798561B2 (en) 2011-09-08 2014-08-05 Alcatel Lucent Radio-frequency circuit having a transcoupling element
US8649744B2 (en) 2011-09-08 2014-02-11 Alcatel Lucent Radio-frequency transmitter, such as for broadcasting and cellular base stations
EP2783492B1 (en) * 2011-10-27 2020-05-27 Intel Corporation Block-based crest factor reduction (cfr)
RU2012102842A (ru) 2012-01-27 2013-08-10 ЭлЭсАй Корпорейшн Инкрементное обнаружение преамбулы
US8536943B2 (en) * 2012-02-03 2013-09-17 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Selective narrowband feedback for a digital predistorter
CN103296976B (zh) * 2012-02-29 2018-02-16 Ge医疗系统环球技术有限公司 稳定射频放大器的静态工作点的方法、装置和磁共振设备
EP3236589B1 (en) * 2012-03-09 2019-05-08 Huawei Technologies Co., Ltd. Method, apparatus, device, and system for cancelling multi-carrier transmission interference
WO2013158101A1 (en) 2012-04-19 2013-10-24 Intel Corporation A signal amplifier with active power management
DE102012207129A1 (de) 2012-04-27 2013-10-31 Robert Bosch Gmbh Getriebespindel sowie Spindelgetriebe, sowie Verfahren zum Herstellen einer Getriebespindel
CN103428157B (zh) * 2012-05-16 2016-08-10 京信通信系统（中国）有限公司 一种射频信号的控制方法和设备
FR2991527B1 (fr) * 2012-05-30 2014-06-27 Centre Nat Etd Spatiales Procede de calibration de lineariseur et composant electronique linearise
US8787494B2 (en) * 2012-06-11 2014-07-22 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Modeling digital predistorter
US9344143B2 (en) * 2012-07-24 2016-05-17 Mediatek Inc. Signal transmitting device and signal transmitting method
US20140029683A1 (en) 2012-07-26 2014-01-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Multi-Band Observation Receiver
CN103001900B (zh) * 2012-12-11 2015-08-05 华为技术有限公司 发射机的发射通道间干扰消除方法及装置
WO2014092617A1 (en) * 2012-12-13 2014-06-19 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Digital pre-distortion for high bandwidth signals
US9001928B2 (en) * 2013-03-28 2015-04-07 Texas Instruments Incorporated Transmitter first/second digital predistortion and first/second adaption circuitry with feedback
US9923595B2 (en) 2013-04-17 2018-03-20 Intel Corporation Digital predistortion for dual-band power amplifiers
US8897728B2 (en) 2013-04-29 2014-11-25 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Method for memory effects quantification and comparison in RF transmitters and amplifiers
CN103248597B (zh) * 2013-05-17 2017-02-22 上海无线通信研究中心 基于参考信号的自适应数字预失真系统及初始化校正方法
CN103650444B (zh) * 2013-06-28 2016-03-30 华为技术有限公司 一种辨识方法、装置、系统及基站
US9036734B1 (en) * 2013-07-22 2015-05-19 Altera Corporation Methods and apparatus for performing digital predistortion using time domain and frequency domain alignment
CN104348423B (zh) * 2013-07-31 2021-06-01 Ge医疗系统环球技术有限公司 功率放大器
KR20160048120A (ko) * 2013-08-28 2016-05-03 델타노드 솔루션즈 아베 증폭 스테이지 작용점 결정
CN104639480B (zh) * 2013-11-11 2018-07-03 华为技术有限公司 一种频分双工基站的信号发射方法、装置和系统
US9461698B2 (en) * 2013-11-27 2016-10-04 Harris Corporation Communications device with simultaneous transmit and receive and related methods
EP3149860B1 (en) * 2014-05-27 2018-08-08 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method and radio node for controlling radio transmission
CN105227507B (zh) * 2014-06-13 2019-08-02 中兴通讯股份有限公司 非线性系统失真校正装置及方法
US9246523B1 (en) * 2014-08-27 2016-01-26 MagnaCom Ltd. Transmitter signal shaping
CN107078702B (zh) 2014-11-19 2019-11-29 华为技术有限公司 一种预失真处理的装置及方法
US9088472B1 (en) * 2015-01-08 2015-07-21 Freescale Semiconductor, Inc. System for compensating for I/Q impairments in wireless communication system
EP3066810B1 (en) * 2015-01-16 2018-05-16 MediaTek Singapore Pte. Ltd. Signal transmitting apparatus and signal transmitting method
US9722644B2 (en) * 2015-08-18 2017-08-01 Nokia Solutions And Networks Oy Frequency switching within time domain digital pre-distortion
US9735908B2 (en) 2015-08-18 2017-08-15 Nokia Solutions And Networks Oy Adaptive frequency band weighting within time domain
US10027367B2 (en) 2015-08-18 2018-07-17 Nokia Solutions And Networks Oy Quarter wavelength unit delay and complex weighting coefficient continuous-time filters
CN107040221A (zh) * 2016-02-03 2017-08-11 福建省北峰电讯科技有限公司 一种数字预失真功放线性化装置及其计算方法
CN107046445B (zh) * 2016-02-06 2020-07-28 富士通株式会社 谐波失真分离方法、非线性特性确定方法、装置和系统
WO2017221054A1 (en) * 2016-06-24 2017-12-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Transmitter architecture for massive-mimo
CN106341102B (zh) * 2016-06-30 2019-02-12 南京国睿安泰信科技股份有限公司 一种用于宽带系统的数字式相位非线性校正方法及装置
EP3306817B8 (en) * 2016-10-07 2021-04-21 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG Predistortion system and method
US10404322B2 (en) * 2016-12-30 2019-09-03 Google Llc Powering electronic devices in a data center
CN106603097B (zh) * 2016-12-31 2023-08-18 陕西烽火电子股份有限公司 一种电台用展宽频响的调制线性化电路
KR20230116072A (ko) * 2017-02-24 2023-08-03 서니브룩 리서치 인스티튜트 이미징에서의 노이즈 감소를 위한 시스템 및 방법
US9876657B1 (en) * 2017-03-06 2018-01-23 Xilinx, Inc. System and method for downlink processing in communication systems
US10158330B1 (en) 2017-07-17 2018-12-18 Qorvo Us, Inc. Multi-mode envelope tracking amplifier circuit
US11476809B2 (en) * 2017-08-11 2022-10-18 Nokia Solutions And Networks Oy Polyphase digital signal predistortion in radio transmitter
US10530305B2 (en) * 2017-10-06 2020-01-07 Qorvo Us, Inc. Nonlinear bandwidth compression circuitry
US10637408B2 (en) 2018-01-18 2020-04-28 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking voltage tracker circuit and related power management circuit
US10742170B2 (en) 2018-02-01 2020-08-11 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking circuit and related power amplifier system
CN108134584B (zh) * 2018-02-02 2021-09-07 东南大学 针对宽带射频功率放大器的带内与带外联合数字预失真系统及方法
CN110402442B (zh) * 2018-02-12 2022-08-26 华为技术有限公司 一种指纹录入方法及终端
US10630323B2 (en) * 2018-04-23 2020-04-21 Qualcomm Incorporated Asymmetric adjacent channel leakage ratio (ACLR) control
US10944365B2 (en) 2018-06-28 2021-03-09 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking amplifier circuit
CN108988935B (zh) * 2018-08-21 2020-09-25 清华大学 非线性功放约束下的星地协同信号传输方法及装置
US11088618B2 (en) 2018-09-05 2021-08-10 Qorvo Us, Inc. PWM DC-DC converter with linear voltage regulator for DC assist
US10911001B2 (en) 2018-10-02 2021-02-02 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking amplifier circuit
US10985702B2 (en) 2018-10-31 2021-04-20 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking system
US11018638B2 (en) 2018-10-31 2021-05-25 Qorvo Us, Inc. Multimode envelope tracking circuit and related apparatus
US10938351B2 (en) 2018-10-31 2021-03-02 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking system
US10680556B2 (en) 2018-11-05 2020-06-09 Qorvo Us, Inc. Radio frequency front-end circuit
US11031909B2 (en) 2018-12-04 2021-06-08 Qorvo Us, Inc. Group delay optimization circuit and related apparatus
US11082007B2 (en) 2018-12-19 2021-08-03 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking integrated circuit and related apparatus
US11146213B2 (en) 2019-01-15 2021-10-12 Qorvo Us, Inc. Multi-radio access technology envelope tracking amplifier apparatus
US11025458B2 (en) 2019-02-07 2021-06-01 Qorvo Us, Inc. Adaptive frequency equalizer for wide modulation bandwidth envelope tracking
US10998859B2 (en) 2019-02-07 2021-05-04 Qorvo Us, Inc. Dual-input envelope tracking integrated circuit and related apparatus
US11233481B2 (en) 2019-02-18 2022-01-25 Qorvo Us, Inc. Modulated power apparatus
US11374482B2 (en) 2019-04-02 2022-06-28 Qorvo Us, Inc. Dual-modulation power management circuit
US11082009B2 (en) 2019-04-12 2021-08-03 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power amplifier apparatus
US11018627B2 (en) 2019-04-17 2021-05-25 Qorvo Us, Inc. Multi-bandwidth envelope tracking integrated circuit and related apparatus
US11424719B2 (en) 2019-04-18 2022-08-23 Qorvo Us, Inc. Multi-bandwidth envelope tracking integrated circuit
US11031911B2 (en) 2019-05-02 2021-06-08 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking integrated circuit and related apparatus
US11349436B2 (en) 2019-05-30 2022-05-31 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking integrated circuit
US11539289B2 (en) 2019-08-02 2022-12-27 Qorvo Us, Inc. Multi-level charge pump circuit
US11309922B2 (en) 2019-12-13 2022-04-19 Qorvo Us, Inc. Multi-mode power management integrated circuit in a small formfactor wireless apparatus
US11349513B2 (en) 2019-12-20 2022-05-31 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking system
US11533070B2 (en) * 2019-12-23 2022-12-20 Analog Devices International Unlimited Company Systems and methods of compensating for narrowband distortion in power semiconductor devices
CN113037224A (zh) * 2019-12-25 2021-06-25 珠海全志科技股份有限公司 跳频数字预失真训练装置、方法和跳频数字预失真装置
CN111147412B (zh) * 2019-12-25 2021-11-09 三维通信股份有限公司 预失真处理装置、信号传输系统和预失真处理方法
US11115068B2 (en) * 2019-12-26 2021-09-07 Cypress Semiconductor Corporation Data-based pre-distortion for nonlinear power amplifier
US11592339B2 (en) * 2019-12-27 2023-02-28 Intel Corporation Device and method for determining a model related to a temperature shift
US11539330B2 (en) 2020-01-17 2022-12-27 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking integrated circuit supporting multiple types of power amplifiers
US11716057B2 (en) 2020-01-28 2023-08-01 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking circuitry
US11728774B2 (en) 2020-02-26 2023-08-15 Qorvo Us, Inc. Average power tracking power management integrated circuit
US11196392B2 (en) 2020-03-30 2021-12-07 Qorvo Us, Inc. Device and device protection system
CN111669132B (zh) * 2020-06-12 2023-11-07 西安烽火电子科技有限责任公司 一种提高短波数字预失真处理索引精度的方法
US11588449B2 (en) 2020-09-25 2023-02-21 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power amplifier apparatus
FR3115179B1 (fr) * 2020-10-09 2023-10-20 St Microelectronics Srl Procédé de linéarisation d’un signal de transmission et circuit intégré correspondant
US11728796B2 (en) 2020-10-14 2023-08-15 Qorvo Us, Inc. Inverted group delay circuit
US11909385B2 (en) 2020-10-19 2024-02-20 Qorvo Us, Inc. Fast-switching power management circuit and related apparatus
US11251819B1 (en) * 2020-12-23 2022-02-15 Xilinx, Inc. Thermal effect mitigation for digital pre-distortion
CN113162559B (zh) * 2021-03-30 2022-07-29 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） 毫米波自适应预失真线性化固态功放

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2752313B1 (fr) * 1996-08-07 1998-11-13 Alcatel Telspace Procede et dispositif de modelisation des caracteristiques am/am et am/pm d'un amplificateur, et procede de predistorsion correspondant
US5923712A (en) * 1997-05-05 1999-07-13 Glenayre Electronics, Inc. Method and apparatus for linear transmission by direct inverse modeling
US6075411A (en) 1997-12-22 2000-06-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method and apparatus for wideband predistortion linearization
US5959500A (en) * 1998-01-26 1999-09-28 Glenayre Electronics, Inc. Model-based adaptive feedforward amplifier linearizer
GB9804835D0 (en) * 1998-03-06 1998-04-29 Wireless Systems Int Ltd Predistorter
US6600792B2 (en) * 1998-06-26 2003-07-29 Qualcomm Incorporated Predistortion technique for high power amplifiers
IT1308604B1 (it) * 1999-02-12 2002-01-08 Cit Alcatel Circuito linearizzatore della risposta,particolarmente per sistemi aradiofrequenza micronde e metodo per linearizzare l'uscita di un
IT1313906B1 (it) * 1999-06-15 2002-09-26 Cit Alcatel Precorrezione digitale adattiva di non-linearita' introdotte daamplicatori di potenza.
US6798843B1 (en) 1999-07-13 2004-09-28 Pmc-Sierra, Inc. Wideband digital predistortion linearizer for nonlinear amplifiers
US6356146B1 (en) * 1999-07-13 2002-03-12 Pmc-Sierra, Inc. Amplifier measurement and modeling processes for use in generating predistortion parameters
GB9926886D0 (en) * 1999-11-12 2000-01-12 Nokia Networks Oy Linerisation of an amplifier
CN1166138C (zh) 2000-07-20 2004-09-08 华为技术有限公司 一种宽带发射机的自适应数字预失真方法和装置
CN1285169C (zh) * 2000-08-04 2006-11-15 Lg电子株式会社 预失真数字线性化电路及其增益控制方法
US6903604B2 (en) * 2001-06-07 2005-06-07 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for modeling and estimating the characteristics of a power amplifier
US6928122B2 (en) * 2001-06-07 2005-08-09 Motorola, Inc. Amplifier predistortion system and method
US6462617B1 (en) * 2001-06-08 2002-10-08 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for calculating the predistortion function from a power amplifier model
JP4015455B2 (ja) * 2002-03-29 2007-11-28 富士通株式会社 歪補償装置
US7194043B2 (en) * 2002-05-31 2007-03-20 Lucent Technologies Inc. System and method for predistorting a signal to reduce out-of-band error
US7321635B2 (en) * 2002-08-16 2008-01-22 Andrew Corporation Linearization of amplifiers using baseband detection and non-baseband pre-distortion

Cited By (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11159129B2 (en) 2002-05-01 2021-10-26 Dali Wireless, Inc. Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus
US11418155B2 (en) 2002-05-01 2022-08-16 Dali Wireless, Inc. Digital hybrid mode power amplifier system
JP4638268B2 (ja) * 2005-04-14 2011-02-23 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 歪み補償装置及び無線通信装置
JP2006295828A (ja) * 2005-04-14 2006-10-26 Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc 歪み補償装置及び無線通信装置
JP2008546261A (ja) * 2005-05-27 2008-12-18 フアウェイジシュヨウシアンゴンシ ベースバンドデジタル信号に予め歪を与える装置及び方法
US8023587B2 (en) 2005-05-27 2011-09-20 Huawei Technologies Co., Ltd. Device and method for pre-distorting a base-band digital signal
WO2008053535A1 (fr) * 2006-10-31 2008-05-08 Panasonic Corporation Circuit de compensation de distorsion
US8509347B2 (en) 2006-12-26 2013-08-13 Dali Systems Co. Ltd. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems
JP2010518660A (ja) * 2006-12-26 2010-05-27 ダリ システムズ カンパニー リミテッド 多チャンネル広帯域通信システムにおけるベースバンドプリディストーション線形化の方法及びシステム
US9246731B2 (en) 2006-12-26 2016-01-26 Dali Systems Co. Ltd. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems
US11129076B2 (en) 2006-12-26 2021-09-21 Dali Wireless, Inc. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems
US9913194B2 (en) 2006-12-26 2018-03-06 Dali Wireless, Inc. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems
US8855234B2 (en) 2006-12-26 2014-10-07 Dali Systems Co. Ltd. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communications systems
US8401499B2 (en) 2007-12-07 2013-03-19 Dali Systems Co. Ltd. Baseband-derived RF digital predistortion
US8548403B2 (en) 2007-12-07 2013-10-01 Dali Systems Co., Ltd. Baseband-derived RF digital predistortion
US8040182B2 (en) 2008-01-15 2011-10-18 Mitsubishi Electric Corporation Predistorter
WO2009090825A1 (ja) * 2008-01-15 2009-07-23 Mitsubishi Electric Corporation プレディストータ
JP5137973B2 (ja) * 2008-01-15 2013-02-06 三菱電機株式会社 プレディストータ
JP2009213113A (ja) * 2008-03-05 2009-09-17 Fujitsu Ltd 非線形システム逆特性同定装置及びその方法、電力増幅装置及び電力増幅器のプリディストータ
JP2009219167A (ja) * 2009-07-02 2009-09-24 Hitachi Kokusai Electric Inc プリディストーション方式歪補償機能付き増幅器
JP2011066894A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Fujitsu Ltd 増幅装置およびプリディストーション制御方法
JP2011182196A (ja) * 2010-03-01 2011-09-15 Mitsubishi Electric Corp 歪み補償装置
US20220295487A1 (en) 2010-09-14 2022-09-15 Dali Wireless, Inc. Remotely reconfigurable distributed antenna system and methods
US11805504B2 (en) 2010-09-14 2023-10-31 Dali Wireless, Inc. Remotely reconfigurable distributed antenna system and methods
US8525592B2 (en) 2011-03-10 2013-09-03 Fujitsu Limited Power amplification device, transmitter, and power amplification control method
US8737937B2 (en) 2011-07-14 2014-05-27 Fujitsu Limited Distortion compensation apparatus, transmitter, and distortion compensation method
JP2013026631A (ja) * 2011-07-14 2013-02-04 Fujitsu Ltd 歪補償装置、送信機および歪補償方法
JP2014527372A (ja) * 2011-09-09 2014-10-09 オプティス セルラー テクノロジー， エルエルシー マルチバンド送信機における単一の電力増幅器のための線形化
JP2015061106A (ja) * 2013-09-17 2015-03-30 富士通株式会社 歪補償装置、送信装置および歪補償方法
JP2015091115A (ja) * 2013-11-07 2015-05-11 富士通株式会社 無線装置及び無線アクセスシステム
JP2018521581A (ja) * 2015-07-02 2018-08-02 ザイリンクス インコーポレイテッドＸｉｌｉｎｘ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ 移動平均およびマグニチュード・デュアルパス・デジタル・プリディストーション
CN116031902A (zh) * 2023-02-24 2023-04-28 山东鲁能控制工程有限公司 一种火电机组的调频控制方法及系统
CN116031902B (zh) * 2023-02-24 2024-01-30 山东鲁能控制工程有限公司 一种火电机组的调频控制方法及系统

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