JP2001267850A - 無線装置及びその送信波の歪補償方法 - Google Patents
無線装置及びその送信波の歪補償方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタル無線装置及びその歪補償方法に関
し、送信変調波の歪量検出のための直交検波器を不要に
し、装置の小型化、低消費電力化、低価格化を図り、且
つ、煩雑なオフセット補償を不要にして歪補償の性能向
上を図る。 【解決手段】 演算制御部１−１は、Ｉ，Ｑ成分の送信
ベースバンド信号に歪補償して直交変調器１−３に送出
する。直交変調器１−３から出力される送信変調波は電
力増幅器１−４で非線型歪を受けて増幅され、空中線１
−５を介して送出される。電力増幅器１−４の出力信号
は分岐され、Ｉ（又はＱ）成分の基準搬送波により混合
器１−６で振幅検波され、演算増幅器１−１に帰還され
る。演算増幅器１−１は、直交する二つのＩ，Ｑ成分の
送信ベースバンド信号を順次入力し、その帰還信号によ
り振幅歪量及び位相歪量を順次算出する。該歪量を元に
歪補償量を算出し、送信ベースバンド信号に逆歪を付加
して歪補償を行う。
し、送信変調波の歪量検出のための直交検波器を不要に
し、装置の小型化、低消費電力化、低価格化を図り、且
つ、煩雑なオフセット補償を不要にして歪補償の性能向
上を図る。 【解決手段】 演算制御部１−１は、Ｉ，Ｑ成分の送信
ベースバンド信号に歪補償して直交変調器１−３に送出
する。直交変調器１−３から出力される送信変調波は電
力増幅器１−４で非線型歪を受けて増幅され、空中線１
−５を介して送出される。電力増幅器１−４の出力信号
は分岐され、Ｉ（又はＱ）成分の基準搬送波により混合
器１−６で振幅検波され、演算増幅器１−１に帰還され
る。演算増幅器１−１は、直交する二つのＩ，Ｑ成分の
送信ベースバンド信号を順次入力し、その帰還信号によ
り振幅歪量及び位相歪量を順次算出する。該歪量を元に
歪補償量を算出し、送信ベースバンド信号に逆歪を付加
して歪補償を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線装置及びその
送信波の歪補償方法に関し、特に、ディジタル非線型歪
補償方式のエンベロープ検出型歪補償方式において、送
信部に歪量検出のための直交検波器を不要にした無線装
置及びその送信波の歪補償方法に関する。
送信波の歪補償方法に関し、特に、ディジタル非線型歪
補償方式のエンベロープ検出型歪補償方式において、送
信部に歪量検出のための直交検波器を不要にした無線装
置及びその送信波の歪補償方法に関する。
【０００２】近年、無線通信における周波数資源の逼迫
に伴って、ディジタル化による高能率伝送方式が多く用
いられるようになっている。ディジタル無線通信におい
て、線型変調方式を適用する場合、送信部、特に送信電
力増幅器の増幅特性を線型化して非線型歪を抑え、歪に
基づく帯域の拡散によって隣接チャネルヘ漏洩電波が放
出されるのを防止する技術が必要であり、特に、電力効
率の向上を図るため、線型特性の劣る電力増幅器を使用
する場合は、それによる歪発生を補償する技術が必須で
ある。
に伴って、ディジタル化による高能率伝送方式が多く用
いられるようになっている。ディジタル無線通信におい
て、線型変調方式を適用する場合、送信部、特に送信電
力増幅器の増幅特性を線型化して非線型歪を抑え、歪に
基づく帯域の拡散によって隣接チャネルヘ漏洩電波が放
出されるのを防止する技術が必要であり、特に、電力効
率の向上を図るため、線型特性の劣る電力増幅器を使用
する場合は、それによる歪発生を補償する技術が必須で
ある。
【０００３】
【従来の技術】このような歪補償技術としては、ＬＩＮ
Ｃ（Linear Amplification By Combination OfC-Class
Amplification ）、フィードフォワード方式、アナログ
カルテシアン方式、ポーラループ方式、非線型素子によ
るプリディストーション方式等、多くの種類のアナログ
方式の歪補償方式が既に提案され、実際に採用されてい
る。
Ｃ（Linear Amplification By Combination OfC-Class
Amplification ）、フィードフォワード方式、アナログ
カルテシアン方式、ポーラループ方式、非線型素子によ
るプリディストーション方式等、多くの種類のアナログ
方式の歪補償方式が既に提案され、実際に採用されてい
る。
【０００４】しかしながら、これらの歪補償方式は、一
般に回路構成が複雑であり、装置の小型化やコストダウ
ン化の障害になり、また、装置の調整が複雑である等の
欠点を有していた。また、これらの方式による歪補償に
は性能的な限界を生じていた。
般に回路構成が複雑であり、装置の小型化やコストダウ
ン化の障害になり、また、装置の調整が複雑である等の
欠点を有していた。また、これらの方式による歪補償に
は性能的な限界を生じていた。
【０００５】これに対して、近年、ＬＳＩ技術の進歩に
よって、ディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）の処
理速度が格段に向上してきたため、ディジタル信号処理
技術を用いて歪補償する方式が実現可能になってきた。
よって、ディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）の処
理速度が格段に向上してきたため、ディジタル信号処理
技術を用いて歪補償する方式が実現可能になってきた。
【０００６】ディジタル非線型歪補償方式としては、ビ
クトリア大学（オーストラリア）で提唱された、「プリ
ディストーションを用いた適応線型化方式（Michael Fs
ulkner & Mats Johanson；“Adaptive Linearisation U
sing Predistortion Experimental Results”,IEEE TR
ANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY,VOL.43,NO.2,MAY
1994 ）」等、多くの論文が発表され、理論としては周
知のものとなっている。この方式は理論的には歪を受け
た信号を無歪状態にまで改善できる優れた理論である。
クトリア大学（オーストラリア）で提唱された、「プリ
ディストーションを用いた適応線型化方式（Michael Fs
ulkner & Mats Johanson；“Adaptive Linearisation U
sing Predistortion Experimental Results”,IEEE TR
ANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY,VOL.43,NO.2,MAY
1994 ）」等、多くの論文が発表され、理論としては周
知のものとなっている。この方式は理論的には歪を受け
た信号を無歪状態にまで改善できる優れた理論である。
【０００７】図８は、直交ディジタル変調方式における
電力増幅器の非線型歪を補償する従来の代表的な構成例
を示す。同図の構成例において、送信するディジタルデ
ータ群は、Ｉ，Ｑのベースバンド信号に変換され、演算
制御部８−１（多くの場合、ＤＳＰで構成される）に入
力される。
電力増幅器の非線型歪を補償する従来の代表的な構成例
を示す。同図の構成例において、送信するディジタルデ
ータ群は、Ｉ，Ｑのベースバンド信号に変換され、演算
制御部８−１（多くの場合、ＤＳＰで構成される）に入
力される。
【０００８】このＩ及びＱのベースバンド信号は、ＤＡ
コンバータ８−２によりアナログ信号に変換され、直交
変調器８−３により線型変調波（例えばＱＰＳＫ，ＱＡ
Ｍ等）が生成される。この変調波（基準搬送波を中心に
した帯域信号）は、電力増幅器８−４により所要電力に
増幅され、空中線８−５を通して送出される。
コンバータ８−２によりアナログ信号に変換され、直交
変調器８−３により線型変調波（例えばＱＰＳＫ，ＱＡ
Ｍ等）が生成される。この変調波（基準搬送波を中心に
した帯域信号）は、電力増幅器８−４により所要電力に
増幅され、空中線８−５を通して送出される。
【０００９】ここで、電力増幅器８−４の非線型性によ
り変調信号は歪を受け、振幅成分及び位相成分に原信号
からの変位を生じ、周波数スペクトラムが広がってしま
う。ここで、電力増幅器８−４による変調信号の歪を、
図９を参照して説明する。図９の（ａ）は電力増幅器８
−４の入力側Ａ点のコンスタレーション波形を、図９の
（ｂ）は電力増幅器８−４の出力側Ｂ点のコンスタレー
ション波形例を示している。同図に示すように、電力増
幅器８−４の出力側Ｂ点のコンスタレーション波形は、
振幅が元の波形のα倍、位相が元の波形からθずれ、Ａ
Ｍ変換及びＰＭ変換が為されたような歪を受ける。
り変調信号は歪を受け、振幅成分及び位相成分に原信号
からの変位を生じ、周波数スペクトラムが広がってしま
う。ここで、電力増幅器８−４による変調信号の歪を、
図９を参照して説明する。図９の（ａ）は電力増幅器８
−４の入力側Ａ点のコンスタレーション波形を、図９の
（ｂ）は電力増幅器８−４の出力側Ｂ点のコンスタレー
ション波形例を示している。同図に示すように、電力増
幅器８−４の出力側Ｂ点のコンスタレーション波形は、
振幅が元の波形のα倍、位相が元の波形からθずれ、Ａ
Ｍ変換及びＰＭ変換が為されたような歪を受ける。
【００１０】このような歪を補償するため図８に示すよ
うに、該変調信号を電力増幅器８−４の出力側から分岐
し、直交検波器８−６に入力する。この直交検波器８−
６において、再生搬送波は送信側の基準搬送波８−７を
用いるので、正確に送信変調波のＩ及びＱのベースバン
ド信号が再現される。
うに、該変調信号を電力増幅器８−４の出力側から分岐
し、直交検波器８−６に入力する。この直交検波器８−
６において、再生搬送波は送信側の基準搬送波８−７を
用いるので、正確に送信変調波のＩ及びＱのベースバン
ド信号が再現される。
【００１１】このベースバンド信号は、ＡＤコンバータ
８−８によりディジタル信号に変換され、演算制御部８
−１に入力される。演算制御部８−１は、機能的に、送
信信号と直交検波器８−６で復調された復調信号とを比
較する比較器８−１１と、比較器８−１１から出力され
る送信信号と復調信号との差がゼロとなるように歪補償
係数ｈ（ｐ）を演算、更新する歪補償係数演算部８−１
２と、送信信号電力に応じた歪補償係数ｈ（ｐ）を用い
て該送信ベースバンド信号に歪補償処理（プリディスト
ーション）を施すプリディストーション部８−１３とを
備えている。
８−８によりディジタル信号に変換され、演算制御部８
−１に入力される。演算制御部８−１は、機能的に、送
信信号と直交検波器８−６で復調された復調信号とを比
較する比較器８−１１と、比較器８−１１から出力され
る送信信号と復調信号との差がゼロとなるように歪補償
係数ｈ（ｐ）を演算、更新する歪補償係数演算部８−１
２と、送信信号電力に応じた歪補償係数ｈ（ｐ）を用い
て該送信ベースバンド信号に歪補償処理（プリディスト
ーション）を施すプリディストーション部８−１３とを
備えている。
【００１２】演算制御部８−１は、送信するＩ及びＱ
のベースバンド信号より送信電力を演算して求め、送
信するＩ及びＱのベースバンド信号と帰還したＩ，Ｑ信
号との比較による誤差信号により、電力増幅器８−４の
歪量を検出し、該歪量を基に送信電力毎の歪補償係数
ｈ（ｐ）を演算により求め、送信するＩ及びＱのベース
バンド信号に該歪補償係数ｈ（ｐ）を乗算して歪補償
（逆歪付加）を行う。
のベースバンド信号より送信電力を演算して求め、送
信するＩ及びＱのベースバンド信号と帰還したＩ，Ｑ信
号との比較による誤差信号により、電力増幅器８−４の
歪量を検出し、該歪量を基に送信電力毎の歪補償係数
ｈ（ｐ）を演算により求め、送信するＩ及びＱのベース
バンド信号に該歪補償係数ｈ（ｐ）を乗算して歪補償
（逆歪付加）を行う。
【００１３】即ち、演算制御部８−１は、送信したＩ，
Ｑのベースバンド信号と、帰還したそれらとを利用し
て、比較器８−１１の出力が最小になるように歪補償係
数ｈ（ｐ）を更新する演算を行う。歪補償係数演算部８
−１２は、送信電力レベル（Ｉ，Ｑ信号のレベルから送
信電力が算出される）に応じて、推定歪補償係数及び比
較器８−１１の誤差検出結果を用い、歪が解消される
（即ち比較器８−１１の誤差がゼロとなる）まで演算を
行い歪を補償する。
Ｑのベースバンド信号と、帰還したそれらとを利用し
て、比較器８−１１の出力が最小になるように歪補償係
数ｈ（ｐ）を更新する演算を行う。歪補償係数演算部８
−１２は、送信電力レベル（Ｉ，Ｑ信号のレベルから送
信電力が算出される）に応じて、推定歪補償係数及び比
較器８−１１の誤差検出結果を用い、歪が解消される
（即ち比較器８−１１の誤差がゼロとなる）まで演算を
行い歪を補償する。
【００１４】この演算は基本的には、誤差が少なくなる
方向（歪が少なくなる方向）に、逆歪の量を変化させて
いくが、速やかに収束（誤差がゼロになり補償が完了）
する手法として、摂動アルゴリズムや、最小二乗法を用
いた適応アルゴリズム等の既知の手法を用いることがで
きる。
方向（歪が少なくなる方向）に、逆歪の量を変化させて
いくが、速やかに収束（誤差がゼロになり補償が完了）
する手法として、摂動アルゴリズムや、最小二乗法を用
いた適応アルゴリズム等の既知の手法を用いることがで
きる。
【００１５】しかしながら、このようなディジタル非線
型歪補償方式によるエンベロープ検出型歪補償方式は、
送信するベースバンド信号に逆歪を付加して歪を解消す
るために、送信側と全く同じタイミングのベースバンド
信号を再現する必要がある。
型歪補償方式によるエンベロープ検出型歪補償方式は、
送信するベースバンド信号に逆歪を付加して歪を解消す
るために、送信側と全く同じタイミングのベースバンド
信号を再現する必要がある。
【００１６】そのため、直交検波器８−６を備える必要
があり、且つ、その直交検波器８−６は、所要ダイナミ
ックレンジが歪改善量より大きいことが必要で、大型、
高消費電力（所要ダイナミックレンジを確保するため往
々にしてＤＢＭ等が用いられる）の高性能な検波器を用
いる必要がある。
があり、且つ、その直交検波器８−６は、所要ダイナミ
ックレンジが歪改善量より大きいことが必要で、大型、
高消費電力（所要ダイナミックレンジを確保するため往
々にしてＤＢＭ等が用いられる）の高性能な検波器を用
いる必要がある。
【００１７】なお、直交変調器８−３は、ギルバート・
セル等の安価な差動増幅器型のものでも良い。何故な
ら、送信側の直交変調器８−３による歪は、本歪補償機
能によって解消されるからである。
セル等の安価な差動増幅器型のものでも良い。何故な
ら、送信側の直交変調器８−３による歪は、本歪補償機
能によって解消されるからである。
【００１８】また、図８に示す従来の非線型歪補償方式
は、ベースバンド信号に対して帯域信号の歪を補償する
ため、ベースバンド信号のＩ，Ｑ信号の正確な分離が前
提条件となる。直交変調器８−３及び直交検波器８−６
において、Ｉ，Ｑベースバンド信号と帯域信号との変換
が正確に行われないと、歪補償が正常に行なわれなくな
る。そのため直交変調器８−３及び直交検波器８−６の
動作点のオフセット補償が必須となるが、該オフセット
補償を行うために複雑な回路構成を追加しなければなら
ない。
は、ベースバンド信号に対して帯域信号の歪を補償する
ため、ベースバンド信号のＩ，Ｑ信号の正確な分離が前
提条件となる。直交変調器８−３及び直交検波器８−６
において、Ｉ，Ｑベースバンド信号と帯域信号との変換
が正確に行われないと、歪補償が正常に行なわれなくな
る。そのため直交変調器８−３及び直交検波器８−６の
動作点のオフセット補償が必須となるが、該オフセット
補償を行うために複雑な回路構成を追加しなければなら
ない。
【００１９】エンベロープ検出型歪補償方式は、送出信
号を帰還検波し、帰還信号の振幅をディジタル変換する
とともに、この帰還信号と入力信号のエンベロープから
歪補償量を決定するものであるため、送信側の直交変調
器８−３と帰還系の直交検波器８−６との間に動作点の
オフセットがあると、検波した帰還信号の振幅の大きさ
に誤差を生じ、歪補償が正常に行なわれなくなってしま
うという大きな問題がある。
号を帰還検波し、帰還信号の振幅をディジタル変換する
とともに、この帰還信号と入力信号のエンベロープから
歪補償量を決定するものであるため、送信側の直交変調
器８−３と帰還系の直交検波器８−６との間に動作点の
オフセットがあると、検波した帰還信号の振幅の大きさ
に誤差を生じ、歪補償が正常に行なわれなくなってしま
うという大きな問題がある。
【００２０】すなわち、送信側の直交変調器８−３と帰
還系の直交検波器８−６との間に動作点のオフセットが
あると、例えば第一象限では同じ振幅であっても、第二
象限では振幅値が異なって観測され、歪補償量が異なる
ことになる。
還系の直交検波器８−６との間に動作点のオフセットが
あると、例えば第一象限では同じ振幅であっても、第二
象限では振幅値が異なって観測され、歪補償量が異なる
ことになる。
【００２１】現在、一般に使用されているアナログ式の
直交変調回路及び直交検波回路は、周知のようにギルバ
ート・セルの差動増幅器等により構成されているので、
素子の性能のばらつきや温度環境の変化等によって、オ
フセットを生じたり、又はディジタルアナログ（Ｄ／
Ａ）変換後に使用する直流増幅器のオフセット変動の影
響を受けたりする。
直交変調回路及び直交検波回路は、周知のようにギルバ
ート・セルの差動増幅器等により構成されているので、
素子の性能のばらつきや温度環境の変化等によって、オ
フセットを生じたり、又はディジタルアナログ（Ｄ／
Ａ）変換後に使用する直流増幅器のオフセット変動の影
響を受けたりする。
【００２２】これらのオフセットは、現在の技術では不
可避的なものであり、このオフセットの調整がエンベロ
ープ検出型歪補償方式を実用化する上で、大きな技術的
障壁となっている。この課題の解決を図ったものとし
て、既に多くの手法が提案されている。
可避的なものであり、このオフセットの調整がエンベロ
ープ検出型歪補償方式を実用化する上で、大きな技術的
障壁となっている。この課題の解決を図ったものとし
て、既に多くの手法が提案されている。
【００２３】例えば、特開平９−８３５８７号公報の
「歪補償方式」は、直交変調器のオフセットによるキャ
リア洩れのエネルギーを検出し、それが最小になるよう
に直交変調器の入力レベルを調整することによって、直
交変調器のオフセットを解消する、或いは直交変調器と
直交検波器の基準搬送波に周波数差又は位相差を与え
て、直交変調器のオフセットと直交検波器のオフセット
を、それぞれ演算可能にして、オフセットの影響を排除
することによって、より確実に送信信号の歪を除去する
技術を開示している。
「歪補償方式」は、直交変調器のオフセットによるキャ
リア洩れのエネルギーを検出し、それが最小になるよう
に直交変調器の入力レベルを調整することによって、直
交変調器のオフセットを解消する、或いは直交変調器と
直交検波器の基準搬送波に周波数差又は位相差を与え
て、直交変調器のオフセットと直交検波器のオフセット
を、それぞれ演算可能にして、オフセットの影響を排除
することによって、より確実に送信信号の歪を除去する
技術を開示している。
【００２４】また、特開平１０−７９６９３号公報の
「送信装置」は、送信系非線型歪補償部、補償信号生成
部、ディジタル加算器、減衰器、ＤＣオフセット推定部
を設け、直交検波部の入力信号を遮断し、直交ベースバ
ンド信号がゼロになるようにＤＣオフセット補償データ
を更新し、次に直交検波部の入力信号を有効にし、直交
ベースバンド信号に基づいてＤＣオフセット補償データ
を更新することによって、変調系と復調系のＤＣオフセ
ットを独立に検出することを可能にし、簡単なディジタ
ル演算でＤＣオフセットを自動補償し、精度の高い送信
系非線型歪補信をする手段を備えた送信装置を開示して
いる。
「送信装置」は、送信系非線型歪補償部、補償信号生成
部、ディジタル加算器、減衰器、ＤＣオフセット推定部
を設け、直交検波部の入力信号を遮断し、直交ベースバ
ンド信号がゼロになるようにＤＣオフセット補償データ
を更新し、次に直交検波部の入力信号を有効にし、直交
ベースバンド信号に基づいてＤＣオフセット補償データ
を更新することによって、変調系と復調系のＤＣオフセ
ットを独立に検出することを可能にし、簡単なディジタ
ル演算でＤＣオフセットを自動補償し、精度の高い送信
系非線型歪補信をする手段を備えた送信装置を開示して
いる。
【００２５】更に、高効率動作時に発生する送信電力増
幅器の歪成分を除去する非線型歪補償方式として、ＤＳ
Ｐを用いたベースバンド帯でのディジタル信号処理、デ
ィジタル直交復調器を有するフィードハック回路、ＲＯ
Ｍテーブルと低次数の近似式を複合した適応制御等から
成る「ハイブリッド・アダプティブ・プリディストーシ
ョン方式」等が提案されている。
幅器の歪成分を除去する非線型歪補償方式として、ＤＳ
Ｐを用いたベースバンド帯でのディジタル信号処理、デ
ィジタル直交復調器を有するフィードハック回路、ＲＯ
Ｍテーブルと低次数の近似式を複合した適応制御等から
成る「ハイブリッド・アダプティブ・プリディストーシ
ョン方式」等が提案されている。
【００２６】この方式は、ディジタル処理による直交変
調及び復調を行って歪補償手段を構成することによりオ
フセットを無くしたもので、他の先行例にくらべ、煩雑
なオフセット補償が不要となるので有効的である。
調及び復調を行って歪補償手段を構成することによりオ
フセットを無くしたもので、他の先行例にくらべ、煩雑
なオフセット補償が不要となるので有効的である。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、これらの従来
技術は、オフセット補償のためにＤＳＰによる煩雑な演
算やオフセットキャリア検出のためのハードウェアの追
加、又はＤＣオフセット推定部等々のハードウェアの追
加、又はディジタル化直交変調器及び復調器を設ける必
要があるなど、ハードウェア規模が増大し、装置の小型
化、低価格化を困難にしている。
技術は、オフセット補償のためにＤＳＰによる煩雑な演
算やオフセットキャリア検出のためのハードウェアの追
加、又はＤＣオフセット推定部等々のハードウェアの追
加、又はディジタル化直交変調器及び復調器を設ける必
要があるなど、ハードウェア規模が増大し、装置の小型
化、低価格化を困難にしている。
【００２８】即ち、従来のエンベロープ検出型歪補償方
式は何れも、送出信号を帰還検波するための直交検波受
信部が必要であり、該直交検波受信部を送信部に実装し
なければならないため、無線装置のハードウェア規模の
削減が阻まれていた。
式は何れも、送出信号を帰還検波するための直交検波受
信部が必要であり、該直交検波受信部を送信部に実装し
なければならないため、無線装置のハードウェア規模の
削減が阻まれていた。
【００２９】本発明は、ディジタル非線型歪補償方式の
エンベロープ検出型歪補償機能を具備した無線装置にお
いて、プレディストーションのための直交検波器を不要
にすることを目的とし、装置の小型化、低消費電力化、
低価格化を図る。また、煩雑なオフセット補償を不要に
することを目的とする。
エンベロープ検出型歪補償機能を具備した無線装置にお
いて、プレディストーションのための直交検波器を不要
にすることを目的とし、装置の小型化、低消費電力化、
低価格化を図る。また、煩雑なオフセット補償を不要に
することを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】本発明の無線装置は、
（１）二つの独立した信号成分の組より成る情報信号の
各信号成分によりそれぞれ位相が９０度異なる二つの搬
送波を変調し、該変調後の被変調波を増幅して送信波を
送出する無線装置において、二つの独立した信号成分の
組より成る互いに異なる第１及び第２のテスト情報信号
を順次生成するテスト情報信号生成手段と、該テスト情
報信号生成手段から順次生成され入力される前記第１及
び第２のテスト情報信号による前記被変調波の増幅後の
送信波を、前記二つの搬送波の何れか一方を分岐した信
号と又は該一方の搬送波と周波数が略等しい他の信号と
それぞれ順次混合し、該第１及び第２のテスト情報信号
のそれぞれに対する第１及び第２の振幅成分を抽出する
受信部と、前記テスト情報信号生成手段により生成され
た第１及び第２のテスト情報信号の信号成分並びに前記
受信部により抽出された第１及び第２の振幅成分を用い
て演算を行い、前記情報信号を補正する演算・補正手段
と、を備え、前記増幅後の送信波の歪を抑制するもので
ある。
（１）二つの独立した信号成分の組より成る情報信号の
各信号成分によりそれぞれ位相が９０度異なる二つの搬
送波を変調し、該変調後の被変調波を増幅して送信波を
送出する無線装置において、二つの独立した信号成分の
組より成る互いに異なる第１及び第２のテスト情報信号
を順次生成するテスト情報信号生成手段と、該テスト情
報信号生成手段から順次生成され入力される前記第１及
び第２のテスト情報信号による前記被変調波の増幅後の
送信波を、前記二つの搬送波の何れか一方を分岐した信
号と又は該一方の搬送波と周波数が略等しい他の信号と
それぞれ順次混合し、該第１及び第２のテスト情報信号
のそれぞれに対する第１及び第２の振幅成分を抽出する
受信部と、前記テスト情報信号生成手段により生成され
た第１及び第２のテスト情報信号の信号成分並びに前記
受信部により抽出された第１及び第２の振幅成分を用い
て演算を行い、前記情報信号を補正する演算・補正手段
と、を備え、前記増幅後の送信波の歪を抑制するもので
ある。
【００３１】また、（２）二つの独立した信号成分の組
より成る情報信号の各信号成分によりそれぞれ位相が９
０度異なる二つの搬送波を変調し、該変調後の被変調波
を増幅して送信波を送出する無線装置において、二つの
独立した信号成分の組より成る互いに異なる第１及び第
２のテスト情報信号を順次生成するテスト情報信号生成
手段と、該テスト情報信号生成手段から順次生成され入
力される前記第１及び第２のテスト情報信号による前記
被変調波の増幅後の送信波を、前記二つの搬送波の何れ
か一方を分岐した信号と又は該一方の搬送波と周波数が
略等しい他の信号とそれぞれ順次混合し、該第１及び第
２のテスト情報信号のそれぞれに対する第１及び第２の
振幅成分を抽出する受信部と、前記テスト情報信号生成
手段により生成された第１及び第２のテスト情報信号の
信号成分並びに前記受信部により抽出された第１及び第
２の振幅成分を用いて演算を行い、前記増幅後の送信波
の歪特性を算出する演算手段と、を備えたものである。
より成る情報信号の各信号成分によりそれぞれ位相が９
０度異なる二つの搬送波を変調し、該変調後の被変調波
を増幅して送信波を送出する無線装置において、二つの
独立した信号成分の組より成る互いに異なる第１及び第
２のテスト情報信号を順次生成するテスト情報信号生成
手段と、該テスト情報信号生成手段から順次生成され入
力される前記第１及び第２のテスト情報信号による前記
被変調波の増幅後の送信波を、前記二つの搬送波の何れ
か一方を分岐した信号と又は該一方の搬送波と周波数が
略等しい他の信号とそれぞれ順次混合し、該第１及び第
２のテスト情報信号のそれぞれに対する第１及び第２の
振幅成分を抽出する受信部と、前記テスト情報信号生成
手段により生成された第１及び第２のテスト情報信号の
信号成分並びに前記受信部により抽出された第１及び第
２の振幅成分を用いて演算を行い、前記増幅後の送信波
の歪特性を算出する演算手段と、を備えたものである。
【００３２】また、（３）二つの独立した信号成分の組
より成る情報信号を互いに直交する信号に変換し、該直
交する信号を合成・増幅した送信波を送出する無線装置
において、二つの独立した信号成分の組より成る互いに
異なる第１及び第２のテスト情報信号を順次生成するテ
スト情報信号生成手段と、該テスト情報信号生成手段か
ら順次生成され入力される前記第１及び第２のテスト情
報信号の前記合成・増幅後の送信波を、前記直交する信
号に変換した際の直交信号の何れか一方の信号と順次混
合し、それぞれ第１及び第２のテスト情報信号に対する
第１及び第２の振幅成分を抽出する受信部と、前記テス
ト情報信号生成手段により生成された第１及び第２のテ
スト情報信号の信号成分並びに前記受信部により抽出さ
れた第１及び第２の振幅成分を用いて演算を行い、前記
増幅後の送信波の歪特性を算出する演算手段と、を備え
たものである。
より成る情報信号を互いに直交する信号に変換し、該直
交する信号を合成・増幅した送信波を送出する無線装置
において、二つの独立した信号成分の組より成る互いに
異なる第１及び第２のテスト情報信号を順次生成するテ
スト情報信号生成手段と、該テスト情報信号生成手段か
ら順次生成され入力される前記第１及び第２のテスト情
報信号の前記合成・増幅後の送信波を、前記直交する信
号に変換した際の直交信号の何れか一方の信号と順次混
合し、それぞれ第１及び第２のテスト情報信号に対する
第１及び第２の振幅成分を抽出する受信部と、前記テス
ト情報信号生成手段により生成された第１及び第２のテ
スト情報信号の信号成分並びに前記受信部により抽出さ
れた第１及び第２の振幅成分を用いて演算を行い、前記
増幅後の送信波の歪特性を算出する演算手段と、を備え
たものである。
【００３３】また、（４）Ｉ信号成分及びＱ信号成分か
ら成る送信ベースバンド信号により搬送波を直交変調
し、該直交変調した信号を電力増幅した信号を送信波と
して送出する無線装置において、前記Ｉ信号成分又はＱ
信号成分の何れか一方により変調される搬送波と同相の
搬送波と、前記電力増幅後の信号とを混合して、前記電
力増幅後の信号の振幅成分を抽出する帰還受信部と、順
次入力される互いに異なる第１及び第２の送信ベースバ
ンド信号の直交変調前のそれぞれのＩ信号成分及びＱ信
号成分並びにそれら第１及び第２の送信ベースバンド信
号の前記帰還受信部から抽出されるそれぞれの振幅成分
から、前記電力増幅後の信号の振幅歪量及び位相歪量を
算出し、それらの歪量に応じて前記送信ベースバンド信
号に対する歪補償量を演算する歪補償量演算部と、該歪
補償量を基に、送信ベースバンド信号に逆歪を付加する
歪補償部と、を備えたものである。
ら成る送信ベースバンド信号により搬送波を直交変調
し、該直交変調した信号を電力増幅した信号を送信波と
して送出する無線装置において、前記Ｉ信号成分又はＱ
信号成分の何れか一方により変調される搬送波と同相の
搬送波と、前記電力増幅後の信号とを混合して、前記電
力増幅後の信号の振幅成分を抽出する帰還受信部と、順
次入力される互いに異なる第１及び第２の送信ベースバ
ンド信号の直交変調前のそれぞれのＩ信号成分及びＱ信
号成分並びにそれら第１及び第２の送信ベースバンド信
号の前記帰還受信部から抽出されるそれぞれの振幅成分
から、前記電力増幅後の信号の振幅歪量及び位相歪量を
算出し、それらの歪量に応じて前記送信ベースバンド信
号に対する歪補償量を演算する歪補償量演算部と、該歪
補償量を基に、送信ベースバンド信号に逆歪を付加する
歪補償部と、を備えたものである。
【００３４】また、（５）Ｉ信号成分及びＱ信号成分か
ら成る送信ベースバンド信号によりダイレクトディジタ
ルシンセサイザを用いて直交変調し、該直交変調した信
号を電力増幅した信号を送信波として送出する無線装置
において、前記ダイレクトディジタルシンセサイザから
出力されるＩ信号成分又はＱ信号成分の何れか一方の被
変調波と、前記電力増幅後の信号とを混合して、前記電
力増幅後の信号の振幅成分を抽出する帰還受信部と、順
次入力される互いに異なる第１及び第２の送信ベースバ
ンド信号の直交変調前のそれぞれのＩ信号成分及びＱ信
号成分並びにそれら第１及び第２の送信ベースバンド信
号の前記帰還受信部から抽出されるそれぞれの振幅成分
から、前記電力増幅後の信号の振幅歪量及び位相歪量を
算出し、それらの歪量に応じて前記送信ベースバンド信
号に対する歪補償量を演算する歪補償量演算部と、該歪
補償量を基に、送信ベースバンド信号に対して電力に応
じて逆歪を付加する歪補償部と、を備えたものである。
ら成る送信ベースバンド信号によりダイレクトディジタ
ルシンセサイザを用いて直交変調し、該直交変調した信
号を電力増幅した信号を送信波として送出する無線装置
において、前記ダイレクトディジタルシンセサイザから
出力されるＩ信号成分又はＱ信号成分の何れか一方の被
変調波と、前記電力増幅後の信号とを混合して、前記電
力増幅後の信号の振幅成分を抽出する帰還受信部と、順
次入力される互いに異なる第１及び第２の送信ベースバ
ンド信号の直交変調前のそれぞれのＩ信号成分及びＱ信
号成分並びにそれら第１及び第２の送信ベースバンド信
号の前記帰還受信部から抽出されるそれぞれの振幅成分
から、前記電力増幅後の信号の振幅歪量及び位相歪量を
算出し、それらの歪量に応じて前記送信ベースバンド信
号に対する歪補償量を演算する歪補償量演算部と、該歪
補償量を基に、送信ベースバンド信号に対して電力に応
じて逆歪を付加する歪補償部と、を備えたものである。
【００３５】また、（６）前記歪補償量演算部は、実デ
ータを送信しないプリアンブル期間において、前記第１
の送信ベースバンド信号として、前記帰還受信部で混合
する前記搬送波又は被変調波と同相の成分が所定の値を
有し、直交する他方の成分がゼロとなる送信ベースバン
ド信号が入力されたときに、該第１の送信ベースバンド
信号とその帰還信号とから振幅歪量を算出し、前記第２
の送信ベースバンド信号として、前記帰還受信部で混合
する前記搬送波又は被変調波と同相の成分がゼロとな
り、直交する他方の成分が所定の値を有する送信ベース
バンド信号が入力されたときに、該第２の送信ベースバ
ンド信号とその帰還信号と前記振幅歪量とから位相歪量
を算出するものである。
ータを送信しないプリアンブル期間において、前記第１
の送信ベースバンド信号として、前記帰還受信部で混合
する前記搬送波又は被変調波と同相の成分が所定の値を
有し、直交する他方の成分がゼロとなる送信ベースバン
ド信号が入力されたときに、該第１の送信ベースバンド
信号とその帰還信号とから振幅歪量を算出し、前記第２
の送信ベースバンド信号として、前記帰還受信部で混合
する前記搬送波又は被変調波と同相の成分がゼロとな
り、直交する他方の成分が所定の値を有する送信ベース
バンド信号が入力されたときに、該第２の送信ベースバ
ンド信号とその帰還信号と前記振幅歪量とから位相歪量
を算出するものである。
【００３６】また、（７）前記帰還受信部及び歪補償量
演算部は、前記無線装置に対して着脱可能に構成され、
且つ、前記無線装置は、前記歪補償量を記憶した歪補償
量テーブルを備え、前記帰還受信部及び歪補償量演算部
を無線装置から分離した状態のとき、前記歪補償部は、
前記歪補償量テーブルに記憶された歪補償量を基に、送
信ベースバンド信号に対して電力に応じて逆歪を付加す
る構成を有するものである。
演算部は、前記無線装置に対して着脱可能に構成され、
且つ、前記無線装置は、前記歪補償量を記憶した歪補償
量テーブルを備え、前記帰還受信部及び歪補償量演算部
を無線装置から分離した状態のとき、前記歪補償部は、
前記歪補償量テーブルに記憶された歪補償量を基に、送
信ベースバンド信号に対して電力に応じて逆歪を付加す
る構成を有するものである。
【００３７】また、本発明の送信波の歪補償方法は、
（８）Ｉ信号成分及びＱ信号成分から成る送信ベースバ
ンド信号により搬送波を直交変調し、該直交変調した信
号を電力増幅した信号を送信波として送出する無線装置
の歪補償方法において、前記Ｉ信号成分又はＱ信号成分
の何れか一方により変調される搬送波と同相の搬送波又
は該被変調波と、前記電力増幅後の信号とを混合して、
前記電力増幅後の信号の振幅成分を抽出し、該振幅成分
を帰還信号として帰還し、順次入力される互いに異なる
第１及び第２の送信ベースバンド信号の直交変調前のそ
れぞれのＩ信号成分及びＱ信号成分並びにそれら第１及
び第２の送信ベースバンド信号の前記帰還信号から、前
記電力増幅後の信号の振幅歪量及び位相歪量を算出し、
それらの歪量に応じて前記送信ベースバンド信号に対す
る歪補償量を演算し、該歪補償量を基に、送信ベースバ
ンド信号に対して電力に応じて逆歪を付加するものであ
る。
（８）Ｉ信号成分及びＱ信号成分から成る送信ベースバ
ンド信号により搬送波を直交変調し、該直交変調した信
号を電力増幅した信号を送信波として送出する無線装置
の歪補償方法において、前記Ｉ信号成分又はＱ信号成分
の何れか一方により変調される搬送波と同相の搬送波又
は該被変調波と、前記電力増幅後の信号とを混合して、
前記電力増幅後の信号の振幅成分を抽出し、該振幅成分
を帰還信号として帰還し、順次入力される互いに異なる
第１及び第２の送信ベースバンド信号の直交変調前のそ
れぞれのＩ信号成分及びＱ信号成分並びにそれら第１及
び第２の送信ベースバンド信号の前記帰還信号から、前
記電力増幅後の信号の振幅歪量及び位相歪量を算出し、
それらの歪量に応じて前記送信ベースバンド信号に対す
る歪補償量を演算し、該歪補償量を基に、送信ベースバ
ンド信号に対して電力に応じて逆歪を付加するものであ
る。
【００３８】また、（９）実データを送信しないプリア
ンブル期間において、前記第１の送信ベースバンド信号
として、前記搬送波又は被変調波と同相の成分が所定の
値を有し、他方の成分がゼロとなる送信ベースバンド信
号が入力されたときに、該第１の送信ベースバンド信号
とその帰還信号とから振幅歪量を算出し、前記第２の送
信ベースバンド信号として、前記搬送波又は被変調波と
同相の成分がゼロとなり、他方の成分が所定の値を有す
る送信ベースバンド信号が入力されたときに、該第２の
送信ベースバンド信号とその帰還信号と前記振幅歪量と
から位相歪量を算出するものである。
ンブル期間において、前記第１の送信ベースバンド信号
として、前記搬送波又は被変調波と同相の成分が所定の
値を有し、他方の成分がゼロとなる送信ベースバンド信
号が入力されたときに、該第１の送信ベースバンド信号
とその帰還信号とから振幅歪量を算出し、前記第２の送
信ベースバンド信号として、前記搬送波又は被変調波と
同相の成分がゼロとなり、他方の成分が所定の値を有す
る送信ベースバンド信号が入力されたときに、該第２の
送信ベースバンド信号とその帰還信号と前記振幅歪量と
から位相歪量を算出するものである。
【００３９】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施形態の
説明図である。送信するディジタルデータ群は、Ｉ，Ｑ
のベースバンド信号に変換され、演算制御部１−１に入
力される。このＩ及びＱのベースバンド信号は、ＤＡコ
ンバータ１−２によりアナログ信号に変換され、直交変
調器１−３により線型被変調波（例えばＱＰＳＫ，ＱＡ
Ｍ等）が生成される。この被変調波は電力増幅器１−４
により所要電力に増幅され、空中線１−５を通して送出
される。また、通信相手装置からの無線信号を受信する
受信部１−９を備える。
説明図である。送信するディジタルデータ群は、Ｉ，Ｑ
のベースバンド信号に変換され、演算制御部１−１に入
力される。このＩ及びＱのベースバンド信号は、ＤＡコ
ンバータ１−２によりアナログ信号に変換され、直交変
調器１−３により線型被変調波（例えばＱＰＳＫ，ＱＡ
Ｍ等）が生成される。この被変調波は電力増幅器１−４
により所要電力に増幅され、空中線１−５を通して送出
される。また、通信相手装置からの無線信号を受信する
受信部１−９を備える。
【００４０】ここで、電力増幅器１−４の非線型性によ
り、被変調波は歪を受け、振幅成分及び位相成分に、原
信号からの変位を生じ、前述の図９の（ｂ）に示したよ
うに、電力増幅器１−４の出力側Ｂ点のコンスタレーシ
ョン波形は、ＡＭ変換及びＰＭ変換が為されたような歪
を受ける。
り、被変調波は歪を受け、振幅成分及び位相成分に、原
信号からの変位を生じ、前述の図９の（ｂ）に示したよ
うに、電力増幅器１−４の出力側Ｂ点のコンスタレーシ
ョン波形は、ＡＭ変換及びＰＭ変換が為されたような歪
を受ける。
【００４１】このような歪を補償するため、該被変調波
を電力増幅器１−４の出力側から分岐し、混合器１−６
により送信用の基準搬送波１−７を用いて該帰還変調信
号を検波（例えば、ホモダイン検波）し、検波した振幅
をＡＤコンバータ１−８によりディジタル信号に変換
し、演算制御部１−１の歪補償量演算部１−１１に入力
する。
を電力増幅器１−４の出力側から分岐し、混合器１−６
により送信用の基準搬送波１−７を用いて該帰還変調信
号を検波（例えば、ホモダイン検波）し、検波した振幅
をＡＤコンバータ１−８によりディジタル信号に変換
し、演算制御部１−１の歪補償量演算部１−１１に入力
する。
【００４２】歪補償量演算部１−１１には、ベースバン
ド信号のＩ及びＱ成分と、該ベースバンド信号のＩ又は
Ｑ成分の何れかの直交変調に用いた基準搬送波１−７と
同相の搬送波により検波した帰還信号とが入力され、歪
補償量演算部１−１１はそれらの入力信号を基に歪補償
量を演算する。
ド信号のＩ及びＱ成分と、該ベースバンド信号のＩ又は
Ｑ成分の何れかの直交変調に用いた基準搬送波１−７と
同相の搬送波により検波した帰還信号とが入力され、歪
補償量演算部１−１１はそれらの入力信号を基に歪補償
量を演算する。
【００４３】今、歪量を観測するために、二つの観測用
ベースバンド信号（Ｉ1 ，Ｑ1 ），（Ｉ2 ，Ｑ2 ）を、
順次、演算増幅器１−１に入力するものとする。また、
入力ベースバンド信号に対して、振幅がα倍、位相がθ
分の歪が電力増幅器１−４等により加えられるものとす
る。
ベースバンド信号（Ｉ1 ，Ｑ1 ），（Ｉ2 ，Ｑ2 ）を、
順次、演算増幅器１−１に入力するものとする。また、
入力ベースバンド信号に対して、振幅がα倍、位相がθ
分の歪が電力増幅器１−４等により加えられるものとす
る。
【００４４】すると、二つの観測用ベースバンド信号
（Ｉ1 ，Ｑ1 ），（Ｉ2 ，Ｑ2 ）を入力したときに、そ
れぞれ、Ｉベースバンド信号と同相の帰還信号として入
力される信号Ｉ1 ´，Ｉ2 ´は、 Ｉ1 ´＝α・ｃｏｓθ・Ｉ1 ＋α・ｓｉｎθ・Ｑ1 ・・・（１） Ｉ2 ´＝α・ｃｏｓθ・Ｉ2 ＋α・ｓｉｎθ・Ｑ2 ・・・（２） となる。
（Ｉ1 ，Ｑ1 ），（Ｉ2 ，Ｑ2 ）を入力したときに、そ
れぞれ、Ｉベースバンド信号と同相の帰還信号として入
力される信号Ｉ1 ´，Ｉ2 ´は、 Ｉ1 ´＝α・ｃｏｓθ・Ｉ1 ＋α・ｓｉｎθ・Ｑ1 ・・・（１） Ｉ2 ´＝α・ｃｏｓθ・Ｉ2 ＋α・ｓｉｎθ・Ｑ2 ・・・（２） となる。
【００４５】歪補償量演算部１−１１には、観測用ベー
スバンド信号（Ｉ1 ，Ｑ1 ），（Ｉ 2 ，Ｑ2 ）及び帰還
信号Ｉ1 ´，Ｉ2 ´が入力され、歪補償量演算部１−１
１はそれらの値を測定し、上記式（１）及び式（２）に
それらの値を代入して演算することにより、振幅成分の
歪量α及び位相成分の歪量θを算出する。なお、解を得
るためには信号点ベクトルが非平行、即ち、（Ｉ1 ，Ｑ
1 ）≠（Ｉ2 ，Ｑ2 ）、かつ、（Ｉ1 ，Ｑ1 ）≠（−Ｉ
2 ，−Ｑ2 ）である必要がある。
スバンド信号（Ｉ1 ，Ｑ1 ），（Ｉ 2 ，Ｑ2 ）及び帰還
信号Ｉ1 ´，Ｉ2 ´が入力され、歪補償量演算部１−１
１はそれらの値を測定し、上記式（１）及び式（２）に
それらの値を代入して演算することにより、振幅成分の
歪量α及び位相成分の歪量θを算出する。なお、解を得
るためには信号点ベクトルが非平行、即ち、（Ｉ1 ，Ｑ
1 ）≠（Ｉ2 ，Ｑ2 ）、かつ、（Ｉ1 ，Ｑ1 ）≠（−Ｉ
2 ，−Ｑ2 ）である必要がある。
【００４６】そして、歪補償量演算部１−１１は、該歪
量α，θを基に歪補償係数ｈ（ｐ）を演算し、歪補償
（プリディストーション）部１−１２は、該歪補償係数
ｈ（ｐ）を送信信号データに乗算して歪補償処理（逆歪
付加）を施す。
量α，θを基に歪補償係数ｈ（ｐ）を演算し、歪補償
（プリディストーション）部１−１２は、該歪補償係数
ｈ（ｐ）を送信信号データに乗算して歪補償処理（逆歪
付加）を施す。
【００４７】即ち、二つの異なるＩ，Ｑベースバンド信
号を、該Ｉ，Ｑベースバンド信号の送信変調波を分岐し
て振幅検波（例えば、ホモダイン検波）した帰還信号と
ともに、順次、歪補償量演算部１−１１に入力すること
により、直交検波を行うことなく、振幅歪量及び位相歪
量を算出する。なお、上記振幅検波における基準搬送波
は、直交変調におけるＩ又はＱ成分の何れか一方の基準
搬送波と同相のものを用いる。
号を、該Ｉ，Ｑベースバンド信号の送信変調波を分岐し
て振幅検波（例えば、ホモダイン検波）した帰還信号と
ともに、順次、歪補償量演算部１−１１に入力すること
により、直交検波を行うことなく、振幅歪量及び位相歪
量を算出する。なお、上記振幅検波における基準搬送波
は、直交変調におけるＩ又はＱ成分の何れか一方の基準
搬送波と同相のものを用いる。
【００４８】このように、帰還信号受信部に直交検波器
を具備する必要がないので、直交検波器のオフセット補
償等の複雑な処理を行うことなく、同等の性能を維持し
たまま装置の簡素化及び小型化及び低コスト化を行うこ
とが可能となる。
を具備する必要がないので、直交検波器のオフセット補
償等の複雑な処理を行うことなく、同等の性能を維持し
たまま装置の簡素化及び小型化及び低コスト化を行うこ
とが可能となる。
【００４９】更に、上記式（１）及び式（２）を基にし
た振幅歪量α及び位相歪量θの算出において、二つの観
測用ベースバンド信号（Ｉ1 ，Ｑ1 ），（Ｉ2 ，Ｑ2 ）
を適切に選定することにより、振幅歪量α及び位相歪量
θの算出を簡素化することができる。
た振幅歪量α及び位相歪量θの算出において、二つの観
測用ベースバンド信号（Ｉ1 ，Ｑ1 ），（Ｉ2 ，Ｑ2 ）
を適切に選定することにより、振幅歪量α及び位相歪量
θの算出を簡素化することができる。
【００５０】ここで、二つの観測用ベースバンド信号と
して、（Ｉ1 ，０），（０，Ｑ2 ）のようなそれぞれ他
方の直交成分がゼロとなる二つの観測用ベースバンド信
号を順次入力するものとする。
して、（Ｉ1 ，０），（０，Ｑ2 ）のようなそれぞれ他
方の直交成分がゼロとなる二つの観測用ベースバンド信
号を順次入力するものとする。
【００５１】図２は電力増幅器の入力側Ａ点及び出力側
Ｂ点の各ベースバンド信号のコンスタレーションを示
す。同図の（ａ）は入力信号（ＩS ，ＱS ）と、該入
力信号（ＩS ，ＱS ）に対する電力増幅器の出力側信
号（ＩR ，ＱR ）を示している。該出力側信号
（ＩR ，ＱR ）は、振幅歪及び位相歪を受け、入力信
号（Ｉ S ，ＱS ）と異なる信号成分となっていること
を示す。
Ｂ点の各ベースバンド信号のコンスタレーションを示
す。同図の（ａ）は入力信号（ＩS ，ＱS ）と、該入
力信号（ＩS ，ＱS ）に対する電力増幅器の出力側信
号（ＩR ，ＱR ）を示している。該出力側信号
（ＩR ，ＱR ）は、振幅歪及び位相歪を受け、入力信
号（Ｉ S ，ＱS ）と異なる信号成分となっていること
を示す。
【００５２】同図の（ｂ）は入力する観測用ベースバン
ド信号（Ｉ1 ，０）と、該ベースバンド信号が歪を受
けた電力増幅器の出力側信号と、その帰還信号として
観測されるＩ信号成分Ｉ1 ´を示している。即ち、Ｉ成
分が或る値Ｉ1 で、Ｑ成分がゼロの観測用ベースバンド
信号を入力した場合のコンスタレーションを示す。
ド信号（Ｉ1 ，０）と、該ベースバンド信号が歪を受
けた電力増幅器の出力側信号と、その帰還信号として
観測されるＩ信号成分Ｉ1 ´を示している。即ち、Ｉ成
分が或る値Ｉ1 で、Ｑ成分がゼロの観測用ベースバンド
信号を入力した場合のコンスタレーションを示す。
【００５３】このようなベースバンド信号の場合、歪を
受けた信号は、Ｉ及びＱの両成分が現れる（位相歪に
よりＩ→Ｑ変位が起こる）が、観測可能な信号はこのＩ
成分の振幅Ｉ1 ´のみである。この場合、観測される振
幅Ｉ1 ´は、前述の式（１）から、 Ｉ1 ´＝α・ｃｏｓθ・Ｉ1 ・・・（３） を満たす。
受けた信号は、Ｉ及びＱの両成分が現れる（位相歪に
よりＩ→Ｑ変位が起こる）が、観測可能な信号はこのＩ
成分の振幅Ｉ1 ´のみである。この場合、観測される振
幅Ｉ1 ´は、前述の式（１）から、 Ｉ1 ´＝α・ｃｏｓθ・Ｉ1 ・・・（３） を満たす。
【００５４】次に、図２（ｃ）のように、Ｉ成分がゼロ
で、Ｑ成分が或る値Ｑ2 の観測用ベースバンド信号
（０，Ｑ2 ）を入力した場合、電力増幅器により歪を
受け、その出力信号は、Ｉ，Ｑ両成分を有する（位相
歪によりＱ→Ｉ変位が起こる）が、観測可能な信号Ｉ2
´は、位相歪によるＩ成分への漏れ込み分である。
で、Ｑ成分が或る値Ｑ2 の観測用ベースバンド信号
（０，Ｑ2 ）を入力した場合、電力増幅器により歪を
受け、その出力信号は、Ｉ，Ｑ両成分を有する（位相
歪によりＱ→Ｉ変位が起こる）が、観測可能な信号Ｉ2
´は、位相歪によるＩ成分への漏れ込み分である。
【００５５】即ち、帰還信号として観測されるＩ成分の
振幅Ｉ2 ´は前述の式（２）から、 Ｉ2 ´＝α・ｓｉｎθ・Ｑ2 ・・・（４） を満たす。
振幅Ｉ2 ´は前述の式（２）から、 Ｉ2 ´＝α・ｓｉｎθ・Ｑ2 ・・・（４） を満たす。
【００５６】上記式（３）及び式（４）より、 α＝｛（Ｉ1 ´／Ｉ1 ）2 ＋（Ｉ2 ´／Ｑ2 ）2 ｝1/2 ・・・（５） θ＝ｔａｎ―1｛（Ｉ1 ／Ｉ1 ´）・（Ｉ2 ´／Ｑ2 ）｝ ・・・（６） として算出される。
【００５７】なお、位相歪θが小さく、ｃｏｓθ≒０，
ｓｉｎθ≒θと近似される場合は、式（３）及び式
（４）から、 α＝Ｉ1 ´／Ｉ1 ・・・（７） θ＝（Ｉ1 ／Ｉ1 ´）・（Ｉ2 ´／Ｑ2 ） ＝（１／α）・（Ｉ2 ´／Ｑ2 ） ・・・（８） として算出される。
ｓｉｎθ≒θと近似される場合は、式（３）及び式
（４）から、 α＝Ｉ1 ´／Ｉ1 ・・・（７） θ＝（Ｉ1 ／Ｉ1 ´）・（Ｉ2 ´／Ｑ2 ） ＝（１／α）・（Ｉ2 ´／Ｑ2 ） ・・・（８） として算出される。
【００５８】即ち、本発明は、図２の（ｂ）に示すベー
スバンド信号の振幅Ｉ1 とその帰還信号の振幅Ｉ1 ´
とから、振幅歪量αが算出され、次に、図２の（ｃ）に
示すベースバンド信号の振幅Ｑ2 とその帰還信号の振
幅Ｉ2 ´と振幅歪量αとから、位相歪量θが算出され、
直行検波器を用いて検出した従来例と同等な信号を得る
ことができ、同様に歪補償演算を行うことが可能とな
る。
スバンド信号の振幅Ｉ1 とその帰還信号の振幅Ｉ1 ´
とから、振幅歪量αが算出され、次に、図２の（ｃ）に
示すベースバンド信号の振幅Ｑ2 とその帰還信号の振
幅Ｉ2 ´と振幅歪量αとから、位相歪量θが算出され、
直行検波器を用いて検出した従来例と同等な信号を得る
ことができ、同様に歪補償演算を行うことが可能とな
る。
【００５９】なお、図２の（ｂ），（ｃ）に示したよう
に、Ｉ，Ｑ信号の片側の信号がゼロとなる信号しか歪量
観測に用いない場合、歪補償が完了するまでの収束時間
が増加するが、これに対しては、実データを送信しない
プリアンブル期間に上記の歪量観測用のベースバンド信
号をテストパターンとして入力し、該プリアンブル期間
に歪補償を完了する構成とすることができる。
に、Ｉ，Ｑ信号の片側の信号がゼロとなる信号しか歪量
観測に用いない場合、歪補償が完了するまでの収束時間
が増加するが、これに対しては、実データを送信しない
プリアンブル期間に上記の歪量観測用のベースバンド信
号をテストパターンとして入力し、該プリアンブル期間
に歪補償を完了する構成とすることができる。
【００６０】或いは、装置の点検時等の調整段階におい
て又はプリアンブル期間に演算した歪補償量（歪補償係
数）を、送信ベースバンド信号の電力対応にメモリにテ
ーブル化して格納し、該メモリに格納した歪補償量を基
に歪補償を行う構成として歪補償の収束を高速化するこ
とができる。
て又はプリアンブル期間に演算した歪補償量（歪補償係
数）を、送信ベースバンド信号の電力対応にメモリにテ
ーブル化して格納し、該メモリに格納した歪補償量を基
に歪補償を行う構成として歪補償の収束を高速化するこ
とができる。
【００６１】逆に、高性能な直交検波器を使用する必要
がない構成としたため、送信部の直交変調器のみのオフ
セット補償を行えば良く、オフセット補償の簡略化が可
能となり、また、ＡＤコンバータの削減（２個が１個
に）されるなどの利点が多く、結果として、装置の小
型、低コスト化、低消費電力化が可能となる。
がない構成としたため、送信部の直交変調器のみのオフ
セット補償を行えば良く、オフセット補償の簡略化が可
能となり、また、ＡＤコンバータの削減（２個が１個
に）されるなどの利点が多く、結果として、装置の小
型、低コスト化、低消費電力化が可能となる。
【００６２】図３は本発明の第２の実施形態を示す。こ
の実施形態は、ダイレクトディジタルシンセサイザ（Ｄ
ＤＳ）を用いて直交ディジタル変調波を生成する実施形
態である。図３において、送出されるディジタルデータ
群はマッピング処理され、Ｉ信号とＱ信号に分離され、
演算制御部３−１に入力される。
の実施形態は、ダイレクトディジタルシンセサイザ（Ｄ
ＤＳ）を用いて直交ディジタル変調波を生成する実施形
態である。図３において、送出されるディジタルデータ
群はマッピング処理され、Ｉ信号とＱ信号に分離され、
演算制御部３−１に入力される。
【００６３】演算制御部３−１は、前述の第１の実施形
態と同様に、歪補償量演算部３−１１により、帰還信号
を基に入力信号（Ｉ信号、Ｑ信号）に逆歪を付加して歪
補償を行い、該入力信号（Ｉ信号、Ｑ信号）をダイレク
トディジタルシンセサイザ（ＤＤＳ１，ＤＤＳ２）より
成る直交ディジタル変調部３−３に出力する。
態と同様に、歪補償量演算部３−１１により、帰還信号
を基に入力信号（Ｉ信号、Ｑ信号）に逆歪を付加して歪
補償を行い、該入力信号（Ｉ信号、Ｑ信号）をダイレク
トディジタルシンセサイザ（ＤＤＳ１，ＤＤＳ２）より
成る直交ディジタル変調部３−３に出力する。
【００６４】ダイレクトディジタルシンセサイザは、デ
ィジタル直接合成発振器とも称され、図４に示すよう
に、アドレス演算器４−１、１周期分の波形データを記
憶した波形メモリ４−２、ＤＡコンバータ４−３、ロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）４−４より構成される。
ィジタル直接合成発振器とも称され、図４に示すよう
に、アドレス演算器４−１、１周期分の波形データを記
憶した波形メモリ４−２、ＤＡコンバータ４−３、ロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）４−４より構成される。
【００６５】アドレス演算器４−１は、位相増加分（周
波数データ）Ｘとラッチデータとを加算するＮビットフ
ルアダー４−１１と該Ｎビットフルアダー４−１１の加
算結果を保持するラッチ部４−１２とから構成され、該
ラッチ部４−１２の出力データを波形メモリ４−２のア
ドレス情報として出力する。
波数データ）Ｘとラッチデータとを加算するＮビットフ
ルアダー４−１１と該Ｎビットフルアダー４−１１の加
算結果を保持するラッチ部４−１２とから構成され、該
ラッチ部４−１２の出力データを波形メモリ４−２のア
ドレス情報として出力する。
【００６６】アドレス演算器４−１は、周波数Ｆclk の
基準クロックを用いてリアルタイムで波形の位相を求
め、該位相に対応する波形メモリ４−２のアドレスを発
生する。波形メモリ４−２は、基準クロックＦclk に同
期してアドレス演算器４−１からのアドレス情報を基に
波形データを読出し、そのデータはＤＡコンバータ４−
３及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）４−４によりアナロ
グ波形に変換されて出力される。
基準クロックを用いてリアルタイムで波形の位相を求
め、該位相に対応する波形メモリ４−２のアドレスを発
生する。波形メモリ４−２は、基準クロックＦclk に同
期してアドレス演算器４−１からのアドレス情報を基に
波形データを読出し、そのデータはＤＡコンバータ４−
３及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）４−４によりアナロ
グ波形に変換されて出力される。
【００６７】波形メモリ４−２はＹ個のアドレスを有
し、１周期分の波形データをＹ個のデータとして記憶し
ているものとすると、Ｎビットフルアダー４−１１はＹ
の値でオーバフローしてリセットされ、再び、基準クロ
ックＦclk に同期して位相増加分Ｘを積算する。このた
め、アドレス演算器４−１はフェーズ・アキュムレータ
として機能する。
し、１周期分の波形データをＹ個のデータとして記憶し
ているものとすると、Ｎビットフルアダー４−１１はＹ
の値でオーバフローしてリセットされ、再び、基準クロ
ックＦclk に同期して位相増加分Ｘを積算する。このた
め、アドレス演算器４−１はフェーズ・アキュムレータ
として機能する。
【００６８】出力周波数Ｆout は、以下の式 Ｆout ＝（Ｘ／Ｙ）・Ｆclk により与えられる。従って位相増加分Ｘの値を設定する
だけで、任意の周波数Ｆout を任意の位相で発生するこ
とができる。
だけで、任意の周波数Ｆout を任意の位相で発生するこ
とができる。
【００６９】図３において、ダイレクトディジタルシン
セサイザ（ＤＤＳ１，ＤＤＳ２）により発生されたＩ信
号及びＱ信号の直交変調波は、合成された後、電力増幅
器３−４により増幅され、空中線３−５から送信され
る。電力増幅器３−４により歪を受けた出力信号は分岐
され、混合器３−６に入力される。
セサイザ（ＤＤＳ１，ＤＤＳ２）により発生されたＩ信
号及びＱ信号の直交変調波は、合成された後、電力増幅
器３−４により増幅され、空中線３−５から送信され
る。電力増幅器３−４により歪を受けた出力信号は分岐
され、混合器３−６に入力される。
【００７０】混合器３−６には、直交変調されたＩ信号
又はＱ信号のうちの何れか一方の信号を更に加え、電力
増幅器３−４から分岐した出力信号を検波する。混合器
３−６により検波された信号は、ＡＤ変換器３−８によ
りディジタル信号に変換され、帰還信号として演算制御
部３−１に入力される。
又はＱ信号のうちの何れか一方の信号を更に加え、電力
増幅器３−４から分岐した出力信号を検波する。混合器
３−６により検波された信号は、ＡＤ変換器３−８によ
りディジタル信号に変換され、帰還信号として演算制御
部３−１に入力される。
【００７１】混合器３−６にＩ信号の直交変調波を加え
た場合、前述の図２の（ｂ）に示すベースバンド信号
（Ｉ1 ，０）を入力したときに、帰還信号Ｉ1 ´が観測
され、前述の第１の実施形態と同様に式（７）により、
振幅歪量αが算出される。
た場合、前述の図２の（ｂ）に示すベースバンド信号
（Ｉ1 ，０）を入力したときに、帰還信号Ｉ1 ´が観測
され、前述の第１の実施形態と同様に式（７）により、
振幅歪量αが算出される。
【００７２】次に、前述の図２の（ｃ）に示すベースバ
ンド信号（０，Ｑ2 ）を入力すると、第１の実施形態と
同様に帰還信号Ｉ2 ´から位相歪量θが算出される。即
ち、演算制御部３−１において、振幅歪量α及び位相歪
量θが個別に検出される。
ンド信号（０，Ｑ2 ）を入力すると、第１の実施形態と
同様に帰還信号Ｉ2 ´から位相歪量θが算出される。即
ち、演算制御部３−１において、振幅歪量α及び位相歪
量θが個別に検出される。
【００７３】図５は、本発明の第３の実施形態を示した
ものであって、前述のダイレクトディジタルシンセサイ
ザ（ＤＤＳ）による直交変調波生成の過程で発生される
基準搬送波信号を外部に出力し、該基準搬送波信号を混
合器に加えて帰還信号を検波する構成としたものであ
る。
ものであって、前述のダイレクトディジタルシンセサイ
ザ（ＤＤＳ）による直交変調波生成の過程で発生される
基準搬送波信号を外部に出力し、該基準搬送波信号を混
合器に加えて帰還信号を検波する構成としたものであ
る。
【００７４】音声符号復号化装置（ＣＯＤＥＣ）等から
送出されるデータ群は、時分割多重装置（ＴＤＭＡ）等
によりマッピング処理されて、演算制御部（ＤＳＰ）５
−１に入力される。演算制御部（ＤＳＰ）５−１は、送
出するディジタルデータ群をＩ信号とＱ信号に分離し、
且つ、前述の実施形態と同様に帰還信号を基に歪補償を
行ってダイレクトディジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）５
−２に該ディジタル信号を出力する。
送出されるデータ群は、時分割多重装置（ＴＤＭＡ）等
によりマッピング処理されて、演算制御部（ＤＳＰ）５
−１に入力される。演算制御部（ＤＳＰ）５−１は、送
出するディジタルデータ群をＩ信号とＱ信号に分離し、
且つ、前述の実施形態と同様に帰還信号を基に歪補償を
行ってダイレクトディジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）５
−２に該ディジタル信号を出力する。
【００７５】ダイレクトディジタルシンセサイザ（ＤＤ
Ｓ）５−２は、入力されたＩ信号とＱ信号に対し、第１
のＰＬＬ周波数シンセサイザ５−３の基準クロックに直
交ディジタル変調を行い、該直交ディジタル変調波は、
バンドパスフィルタ５−４を通した後、送信ミキサ５−
５において第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ５−６から
の局部発振信号によってアップコンバージョンされ、バ
ンドパスフィルタ５−７を通した後、電力増幅器５−８
により所要電力まで増幅された後、アンテナに結合され
送信される。
Ｓ）５−２は、入力されたＩ信号とＱ信号に対し、第１
のＰＬＬ周波数シンセサイザ５−３の基準クロックに直
交ディジタル変調を行い、該直交ディジタル変調波は、
バンドパスフィルタ５−４を通した後、送信ミキサ５−
５において第２のＰＬＬ周波数シンセサイザ５−６から
の局部発振信号によってアップコンバージョンされ、バ
ンドパスフィルタ５−７を通した後、電力増幅器５−８
により所要電力まで増幅された後、アンテナに結合され
送信される。
【００７６】電力増幅器５−８から方向性結合器により
分岐された送信信号は、受信ミキサ５−９において、第
２のＰＬＬ周波数シンセサイザ５−６からの局部発振信
号によってダウンコンバージョンされ、検波器５−１０
に入力される。
分岐された送信信号は、受信ミキサ５−９において、第
２のＰＬＬ周波数シンセサイザ５−６からの局部発振信
号によってダウンコンバージョンされ、検波器５−１０
に入力される。
【００７７】検波器５−１０は、入力信号に対して、ダ
イレクトディジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）５−２で発
生された基準搬送波を乗算することによって検波を行
い、Ｉ成分又はＱ成分の何れかの振幅成分を検出する。
この検波出力信号は、アナログディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）５−１１を経てディジタル信号に変換され、演算制
御部（ＤＳＰ）５−１に帰還される。
イレクトディジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）５−２で発
生された基準搬送波を乗算することによって検波を行
い、Ｉ成分又はＱ成分の何れかの振幅成分を検出する。
この検波出力信号は、アナログディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）５−１１を経てディジタル信号に変換され、演算制
御部（ＤＳＰ）５−１に帰還される。
【００７８】演算制御部（ＤＳＰ）５−１は、帰還信号
を基に振幅歪量及び位相歪量を算出し、それらの歪量に
応じた逆歪を付加して歪補償を行い、送信ベースバンド
信号の振幅及び位相と比較して、振幅及び位相に係わる
歪が無くなるまで、送信ベースバンド信号に対するプリ
ディストーション処理を行なう。
を基に振幅歪量及び位相歪量を算出し、それらの歪量に
応じた逆歪を付加して歪補償を行い、送信ベースバンド
信号の振幅及び位相と比較して、振幅及び位相に係わる
歪が無くなるまで、送信ベースバンド信号に対するプリ
ディストーション処理を行なう。
【００７９】図６は、本発明の第４の実施形態を示した
ものであって、前述の帰還受信部を歪調整用治具として
無線装置から分離し得るように構成し、更に無線装置の
小型化及びコストダウン化を図ったものである。
ものであって、前述の帰還受信部を歪調整用治具として
無線装置から分離し得るように構成し、更に無線装置の
小型化及びコストダウン化を図ったものである。
【００８０】図６の実施形態において、無線装置の製造
段階の調整時又は保守点検時には、帰還受信部６−２２
と無線装置本体６−２１とがコネクタを介して接続され
るように構成されている。この状態で、前述した動作原
理により、歪補償演算を行い、その演算結果の歪補償係
数を格納した歪補償テーブル（ＲＯＭ）６−２３を備え
る。即ち、歪補償テーブル（ＲＯＭ）６−２３には、送
信するベースバンド信号の電力対応の歪補償量を格納す
る。
段階の調整時又は保守点検時には、帰還受信部６−２２
と無線装置本体６−２１とがコネクタを介して接続され
るように構成されている。この状態で、前述した動作原
理により、歪補償演算を行い、その演算結果の歪補償係
数を格納した歪補償テーブル（ＲＯＭ）６−２３を備え
る。即ち、歪補償テーブル（ＲＯＭ）６−２３には、送
信するベースバンド信号の電力対応の歪補償量を格納す
る。
【００８１】次に、無線装置の運用時には、帰還受信部
６−２２を切り離し、無線装置本体６−２１のみで運用
する。この時、無線装置本体６−２１は、調整時に生成
され記憶された歪補償量を歪補償テーブル（ＲＯＭ）６
−２３から読出し、送信電力に対応した逆歪補償を付加
して送信を行う。このことにより、送信アンテナからは
歪の無い電波が送出される。
６−２２を切り離し、無線装置本体６−２１のみで運用
する。この時、無線装置本体６−２１は、調整時に生成
され記憶された歪補償量を歪補償テーブル（ＲＯＭ）６
−２３から読出し、送信電力に対応した逆歪補償を付加
して送信を行う。このことにより、送信アンテナからは
歪の無い電波が送出される。
【００８２】このような構成にすることにより、運用時
の無線装置には、帰還受信部６−２２を備えることなく
歪補償が可能となるため、飛躍的にハードウェア規模を
低減することができる。なお、図６において、図５に示
した機能要素と同一のものには同一の符号を付してい
る。
の無線装置には、帰還受信部６−２２を備えることなく
歪補償が可能となるため、飛躍的にハードウェア規模を
低減することができる。なお、図６において、図５に示
した機能要素と同一のものには同一の符号を付してい
る。
【００８３】図７は、本発明の第５の実施形態を示した
ものであって、前述の帰還受信部を調整用治具として分
離した無線装置において、無線装置の運用時における電
力増幅後の送信変調波の振幅成分のみを検出する簡易な
検波器７−１を搭載する。なお、図７において、図５又
は図６に示した機能要素と同一のものには同一の符号を
付している。
ものであって、前述の帰還受信部を調整用治具として分
離した無線装置において、無線装置の運用時における電
力増幅後の送信変調波の振幅成分のみを検出する簡易な
検波器７−１を搭載する。なお、図７において、図５又
は図６に示した機能要素と同一のものには同一の符号を
付している。
【００８４】この構成では、歪補償調整の直後には、実
際の無線装置の振幅歪及び位相歪に基づいた歪補償を行
い得るが、その後の運用時には歪補償テーブル（ＲＯ
Ｍ）６−２３に記憶された歪補償量を基に歪補償を行う
ため、無線装置の動作点の経年若しくは経時変動、又は
温度変化等により、歪補償量の変動があった場合に、歪
補償テーブル（ＲＯＭ）６−２３に記憶されたデータで
は歪補償が適正に行われなくなる可能性がある。
際の無線装置の振幅歪及び位相歪に基づいた歪補償を行
い得るが、その後の運用時には歪補償テーブル（ＲＯ
Ｍ）６−２３に記憶された歪補償量を基に歪補償を行う
ため、無線装置の動作点の経年若しくは経時変動、又は
温度変化等により、歪補償量の変動があった場合に、歪
補償テーブル（ＲＯＭ）６−２３に記憶されたデータで
は歪補償が適正に行われなくなる可能性がある。
【００８５】そのような場合に備えて、電力増幅後の送
信変調波の振幅成分を検波器７−１により検出し、Ａ／
Ｄ変換器７−２によってディジタル信号に変換した後、
判定部７−３により該振幅成分が一定値をオーバーした
かどうかを判定し、オーバーした場合に、送信を停止さ
せるとともにアラーム表示部７−４にその旨を表示し、
歪によって振幅成分が一定値を超えた場合に妨害電波が
送出されるのを防止する信頼性の高い無線装置を構成す
ることができる。
信変調波の振幅成分を検波器７−１により検出し、Ａ／
Ｄ変換器７−２によってディジタル信号に変換した後、
判定部７−３により該振幅成分が一定値をオーバーした
かどうかを判定し、オーバーした場合に、送信を停止さ
せるとともにアラーム表示部７−４にその旨を表示し、
歪によって振幅成分が一定値を超えた場合に妨害電波が
送出されるのを防止する信頼性の高い無線装置を構成す
ることができる。
【００８６】また、帰還受信部が無線装置に一体に組込
まれている実施形態において、送信変調波の振幅歪量又
は位相歪量が一定値を超えたことを検出した場合に、送
信動作を停止する手段と、アラーム情報を表示する手段
とを備え、歪による漏洩電波が隣接チャネルに放射され
るのを防止する。
まれている実施形態において、送信変調波の振幅歪量又
は位相歪量が一定値を超えたことを検出した場合に、送
信動作を停止する手段と、アラーム情報を表示する手段
とを備え、歪による漏洩電波が隣接チャネルに放射され
るのを防止する。
【００８７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
無線装置における非線型歪補償において、順次入力され
る二つの異なるベースバンド信号を振幅検波して帰還
し、直交検波器を設けることなく送信変調波の歪量を検
出することができる。従って、無線装置の小型化、低消
費電力化、低価格化を図ることができる。
無線装置における非線型歪補償において、順次入力され
る二つの異なるベースバンド信号を振幅検波して帰還
し、直交検波器を設けることなく送信変調波の歪量を検
出することができる。従って、無線装置の小型化、低消
費電力化、低価格化を図ることができる。
【００８８】また、帰還系の直交検波器を不要としたこ
とにより、送信部における直交変調器と直交復調器のオ
フセット、直交軸偏差及びゲイン偏差の補償が不要なエ
ンベロープ検出型歪補償が実現でき、従来に比べ、ハー
ドウェア規模の削減とともに歪量算出の演算が簡素化さ
れる。
とにより、送信部における直交変調器と直交復調器のオ
フセット、直交軸偏差及びゲイン偏差の補償が不要なエ
ンベロープ検出型歪補償が実現でき、従来に比べ、ハー
ドウェア規模の削減とともに歪量算出の演算が簡素化さ
れる。
【００８９】また、帰還受信部及び歪補償量演算部を無
線装置本体から分離可能としたことにより、無線装置本
体の小型化と低価格化を図ることができ、更に、簡易な
振幅検波器により歪補償動作の正常性を監視し、送信変
調波の振幅が所定の値を越えた場合、又は歪量が所定の
値を越えた場合に、送信動作を停止し、アラーム表示を
行うことにより、不要な妨害電波、漏洩電波の放出を防
止し、信頼性の高い無線装置を構成することができる。
線装置本体から分離可能としたことにより、無線装置本
体の小型化と低価格化を図ることができ、更に、簡易な
振幅検波器により歪補償動作の正常性を監視し、送信変
調波の振幅が所定の値を越えた場合、又は歪量が所定の
値を越えた場合に、送信動作を停止し、アラーム表示を
行うことにより、不要な妨害電波、漏洩電波の放出を防
止し、信頼性の高い無線装置を構成することができる。
【図１】本発明の第１の実施形態の説明図である。
【図２】電力増幅器の入力側Ａ点及び出力側Ｂ点の各ベ
ースバンド信号のコンスタレーションを示す図である。
ースバンド信号のコンスタレーションを示す図である。
【図３】本発明の第２の実施形態を示す図である。
【図４】ダイレクトディジタルシンセサイザの構成を示
す図である。
す図である。
【図５】本発明の第３の実施形態を示す図である。
【図６】本発明の第４の実施形態を示す図である。
【図７】本発明の第５の実施形態を示す図である。
【図８】直交ディジタル変調方式における電力増幅器の
非線型歪を補償する従来の代表的な構成例を示す図であ
る。
非線型歪を補償する従来の代表的な構成例を示す図であ
る。
【図９】送信変調波のコンスタレーションの歪を示す図
である。
である。
１−１ 演算制御部 １−１１ 歪補償量演算部 １−１２ 歪補償（プリディストーション）部 １−２ ＤＡコンバータ １−３ 直交変調器 １−４ 電力増幅器 １−５ 空中線 １−６ 混合器 １−７ 基準搬送波 １−８ ＡＤコンバータ １−９ 受信部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 丸山 洋一 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気株 式会社内 (72)発明者 渡邊 勝一 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気株 式会社内 (72)発明者 大西 佳文 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気株 式会社内 Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 CA36 CA87 CA92 FA17 GN03 HN08 KA00 KA17 KA23 KA32 KA33 KA34 KA42 KA44 KA53 KA55 MA11 SA14 TA01 TA02 5J091 AA01 AA41 CA21 CA36 CA87 CA92 FA17 KA00 KA17 KA23 KA32 KA33 KA34 KA42 KA44 KA53 KA55 MA11 SA14 TA01 TA02 5K004 AA05 AA08 FA05 FE11 FF05 JA02 JE04 JF04 5K060 BB07 CC04 CC11 FF06 HH01 HH06 HH16 HH29 KK01 KK06 LL24 LL25
Claims (9)
- 【請求項１】 二つの独立した信号成分の組より成る情
報信号の各信号成分によりそれぞれ位相が９０度異なる
二つの搬送波を変調し、該変調後の被変調波を増幅して
送信波を送出する無線装置において、 二つの独立した信号成分の組より成る互いに異なる第１
及び第２のテスト情報信号を順次生成するテスト情報信
号生成手段と、 該テスト情報信号生成手段から順次生成され入力される
前記第１及び第２のテスト情報信号による前記被変調波
の増幅後の送信波を、前記二つの搬送波の何れか一方を
分岐した信号と又は該一方の搬送波と周波数が略等しい
他の信号とそれぞれ順次混合し、該第１及び第２のテス
ト情報信号のそれぞれに対する第１及び第２の振幅成分
を抽出する受信部と、 前記テスト情報信号生成手段により生成された第１及び
第２のテスト情報信号の信号成分並びに前記受信部によ
り抽出された第１及び第２の振幅成分を用いて演算を行
い、前記情報信号を補正する演算・補正手段と、 を備え、前記増幅後の送信波の歪を抑制することを特徴
とする無線装置。 - 【請求項２】 二つの独立した信号成分の組より成る情
報信号の各信号成分によりそれぞれ位相が９０度異なる
二つの搬送波を変調し、該変調後の被変調波を増幅して
送信波を送出する無線装置において、 二つの独立した信号成分の組より成る互いに異なる第１
及び第２のテスト情報信号を順次生成するテスト情報信
号生成手段と、 該テスト情報信号生成手段から順次生成され入力される
前記第１及び第２のテスト情報信号による前記被変調波
の増幅後の送信波を、前記二つの搬送波の何れか一方を
分岐した信号と又は該一方の搬送波と周波数が略等しい
他の信号とそれぞれ順次混合し、該第１及び第２のテス
ト情報信号のそれぞれに対する第１及び第２の振幅成分
を抽出する受信部と、 前記テスト情報信号生成手段により生成された第１及び
第２のテスト情報信号の信号成分並びに前記受信部によ
り抽出された第１及び第２の振幅成分を用いて演算を行
い、前記増幅後の送信波の歪特性を算出する演算手段
と、 を備えたことを特徴とする無線装置。 - 【請求項３】 二つの独立した信号成分の組より成る情
報信号を互いに直交する信号に変換し、該直交する信号
を合成・増幅した送信波を送出する無線装置において、 二つの独立した信号成分の組より成る互いに異なる第１
及び第２のテスト情報信号を順次生成するテスト情報信
号生成手段と、 該テスト情報信号生成手段から順次生成され入力される
前記第１及び第２のテスト情報信号の前記合成・増幅後
の送信波を、前記直交する信号に変換した際の直交信号
の何れか一方の信号と順次混合し、それぞれ第１及び第
２のテスト情報信号に対する第１及び第２の振幅成分を
抽出する受信部と、 前記テスト情報信号生成手段により生成された第１及び
第２のテスト情報信号の信号成分並びに前記受信部によ
り抽出された第１及び第２の振幅成分を用いて演算を行
い、前記増幅後の送信波の歪特性を算出する演算手段
と、 を備えたことを特徴とする無線装置。 - 【請求項４】 Ｉ信号成分及びＱ信号成分から成る送信
ベースバンド信号により搬送波を直交変調し、該直交変
調した信号を電力増幅した信号を送信波として送出する
無線装置において、 前記Ｉ信号成分又はＱ信号成分の何れか一方により変調
される搬送波と同相の搬送波と、前記電力増幅後の信号
とを混合して、前記電力増幅後の信号の振幅成分を抽出
する帰還受信部と、 順次入力される互いに異なる第１及び第２の送信ベース
バンド信号の直交変調前のそれぞれのＩ信号成分及びＱ
信号成分並びにそれら第１及び第２の送信ベースバンド
信号の前記帰還受信部から抽出されるそれぞれの振幅成
分から、前記電力増幅後の信号の振幅歪量及び位相歪量
を算出し、それらの歪量に応じて前記送信ベースバンド
信号に対する歪補償量を演算する歪補償量演算部と、 該歪補償量を基に、送信ベースバンド信号に逆歪を付加
する歪補償部と、 を備えたことを特徴とする無線装置。 - 【請求項５】 Ｉ信号成分及びＱ信号成分から成る送信
ベースバンド信号にによりダイレクトディジタルシンセ
サイザを用いて直交変調し、該直交変調した信号を電力
増幅した信号を送信波として送出する無線装置におい
て、 前記ダイレクトディジタルシンセサイザから出力される
Ｉ信号成分又はＱ信号成分の何れか一方の被変調波と、
前記電力増幅後の信号とを混合して、前記電力増幅後の
信号の振幅成分を抽出する帰還受信部と、 順次入力される互いに異なる第１及び第２の送信ベース
バンド信号の直交変調前のそれぞれのＩ信号成分及びＱ
信号成分並びにそれら第１及び第２の送信ベースバンド
信号の前記帰還受信部から抽出されるそれぞれの振幅成
分から、前記電力増幅後の信号の振幅歪量及び位相歪量
を算出し、それらの歪量に応じて前記送信ベースバンド
信号に対する歪補償量を演算する歪補償量演算部と、 該歪補償量を基に、送信ベースバンド信号に対して電力
に応じて逆歪を付加する歪補償部と、を備えたことを特
徴とする無線装置。 - 【請求項６】 前記歪補償量演算部は、実データを送信
しないプリアンブル期間において、 前記第１の送信ベースバンド信号として、前記帰還受信
部で混合する前記搬送波又は被変調波と同相の成分が所
定の値を有し、直交する他方の成分がゼロとなる送信ベ
ースバンド信号が入力されたときに、該第１の送信ベー
スバンド信号とその帰還信号とから振幅歪量を算出し、 前記第２の送信ベースバンド信号として、前記帰還受信
部で混合する前記搬送波又は被変調波と同相の成分がゼ
ロとなり、直交する他方の成分が所定の値を有する送信
ベースバンド信号が入力されたときに、該第２の送信ベ
ースバンド信号とその帰還信号と前記振幅歪量とから位
相歪量を算出することを特徴とする請求項４又は５に記
載の無線装置。 - 【請求項７】 前記帰還受信部及び歪補償量演算部は、
前記無線装置に対して着脱可能に構成され、且つ、前記
無線装置は、前記歪補償量を記憶した歪補償量テーブル
を備え、 前記帰還受信部及び歪補償量演算部を無線装置から分離
した状態のとき、前記歪補償部は、前記歪補償量テーブ
ルに記憶された歪補償量を基に、送信ベースバンド信号
に対して電力に応じて逆歪を付加する構成を有すること
を特徴とする請求項４乃至６の何れかに記載の無線装
置。 - 【請求項８】 Ｉ信号成分及びＱ信号成分から成る送信
ベースバンド信号により搬送波を直交変調し、該直交変
調した信号を電力増幅した信号を送信波として送出する
無線装置における送信波の歪補償方法において、 前記Ｉ信号成分又はＱ信号成分の何れか一方により変調
される搬送波と同相の搬送波又は該被変調波と、前記電
力増幅後の信号とを混合して、前記電力増幅後の信号の
振幅成分を抽出し、該振幅成分を帰還信号として帰還
し、 順次入力される互いに異なる第１及び第２の送信ベース
バンド信号の直交変調前のそれぞれのＩ信号成分及びＱ
信号成分並びにそれら第１及び第２の送信ベースバンド
信号の前記帰還信号から、前記電力増幅後の信号の振幅
歪量及び位相歪量を算出し、それらの歪量に応じて前記
送信ベースバンド信号に対する歪補償量を演算し、 該歪補償量を基に、送信ベースバンド信号に対して電力
に応じて逆歪を付加することを特徴とする無線装置の送
信波の歪補償方法。 - 【請求項９】 実データを送信しないプリアンブル期間
において、 前記第１の送信ベースバンド信号として、前記搬送波又
は被変調波と同相の成分が所定の値を有し、他方の成分
がゼロとなる送信ベースバンド信号が入力されたとき
に、該第１の送信ベースバンド信号とその帰還信号とか
ら振幅歪量を算出し、 前記第２の送信ベースバンド信号として、前記搬送波又
は被変調波と同相の成分がゼロとなり、他方の成分が所
定の値を有する送信ベースバンド信号が入力されたとき
に、該第２の送信ベースバンド信号とその帰還信号と前
記振幅歪量とから位相歪量を算出することを特徴とする
請求項８に記載の無線装置の送信波の歪補償方法。
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