JP2005117436A - 送信機 - Google Patents
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Abstract
【課題】 従来の送信機は、帰還系の誤差まで考慮していないという問題点があったが、本発明は、帰還系での誤差を考慮して歪み補償を行い、広帯域な信号を扱うインフラ設備の信頼性を向上できる送信機を提供する。
【解決手段】 デジタル信号処理部1から出力し基準信号送信部10で生成した基準信号を、RFスイッチ22によってアナログ直交検波器7に出力し、アナログ直交検波器7でアナログ直交検波してA/Dコンバータ8でデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部1で当該基準信号に対する帰還系からの信号により帰還系の誤差を検出し、受信系補正部30で帰還系誤差を補正する送信機である。
【選択図】 図1
【解決手段】 デジタル信号処理部1から出力し基準信号送信部10で生成した基準信号を、RFスイッチ22によってアナログ直交検波器7に出力し、アナログ直交検波器7でアナログ直交検波してA/Dコンバータ8でデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部1で当該基準信号に対する帰還系からの信号により帰還系の誤差を検出し、受信系補正部30で帰還系誤差を補正する送信機である。
【選択図】 図1
Description
本発明は、プレディストーション型の歪補償を行う送信機に係り、特に帰還系構成においても発生するアナログ直交変調方式に原理的に存在する各種問題点を考慮して、帰還系の誤差補正をも行うことができる送信機に関する。
一般に、無線通信の基地局等では、サービスが行われるエリア全体に電波を放出するため、送信信号の増幅用に増幅器を用いる。しかし、増幅器は、非線型歪が発生する領域で使用しないと、電力効率が悪いため、敢えて非線型歪が発生する領域で使用している。
例えば図6の様な、AM−AM、AM−PM特性を有するトランジスタで増幅器が構成されている場合、入力信号レベルが大きくなると、AM−AMゲイン、或いはAM−PM位相が非線形になる。図6は、あるトランジスタにおいて非線型歪の発生原因となるAM−AM、AM−PM特性の一例を示すグラフ図である。
例えば図6の様な、AM−AM、AM−PM特性を有するトランジスタで増幅器が構成されている場合、入力信号レベルが大きくなると、AM−AMゲイン、或いはAM−PM位相が非線形になる。図6は、あるトランジスタにおいて非線型歪の発生原因となるAM−AM、AM−PM特性の一例を示すグラフ図である。
非線型歪は、一般に、送信する信号の帯域幅の3倍(3次相互変調歪:IM3)から5倍(5次相互変調歪:IM5)、悪いときには7倍の周波数帯域に、不要な電力放出をおこす。従って、この非線型歪を補償する信号処理方式が必要となっている。
この信号処理方式としては、増幅器出力の歪だけを抜き出し、再び増幅器出力から差し引くフィードフォワード(FeedForward:FF)方式や、増幅器入力前の信号に予め歪特性を与え、増幅器の歪と相殺させるプレディストーション(Adaptive Predistortion:APD)方式と呼ばれるもの等が一般的である。これらの方式は、2001年現在、商用レベルや試作レベルで実施されており、有効とされている。特に、APD方式は、デジタル信号処理で全てを実現可能である為、小型化、低コスト化の面から見て有望である。
この信号処理方式としては、増幅器出力の歪だけを抜き出し、再び増幅器出力から差し引くフィードフォワード(FeedForward:FF)方式や、増幅器入力前の信号に予め歪特性を与え、増幅器の歪と相殺させるプレディストーション(Adaptive Predistortion:APD)方式と呼ばれるもの等が一般的である。これらの方式は、2001年現在、商用レベルや試作レベルで実施されており、有効とされている。特に、APD方式は、デジタル信号処理で全てを実現可能である為、小型化、低コスト化の面から見て有望である。
ただし、上記従来のAPD方式では、あまりにも広帯域となる事が問題となっている。例えば、図7に示すように、20MHzの信号帯域を持つ信号の、IM5までの帯域は、100MHzとなってしまう。図7は、増幅器によって生じる広帯域な歪み信号を表す説明図である。
従って、上記100MHzにまで帯域が広がった信号をデジタル処理するためには、サンプリング定理により、最低でも200MHzで動作しなければならないことになる。
従って、上記100MHzにまで帯域が広がった信号をデジタル処理するためには、サンプリング定理により、最低でも200MHzで動作しなければならないことになる。
ここで、一般的な、プレディストーション(APD)方式の送信機について、図8を用いて説明する。図8は、一般的な、プレディストーション方式の送信機の概略構成を示すブロック図である。
一般的にプレディストーション方式の送信機は、送信信号に対する送信系として、送信信号の誤差補正を行うデジタル信号処理部1′と、誤差補正された送信デジタル信号のI,Q各成分をアナログ信号に変換するD/Aコンバータ(図ではD/A)2と、アナログ変換されたI,Q各成分信号をアナログ直交変調するアナログ直交変調器3と、直交変調された信号を増幅する増幅器4と、増幅された信号を無線送出するアンテナ5とから構成されている。
一般的にプレディストーション方式の送信機は、送信信号に対する送信系として、送信信号の誤差補正を行うデジタル信号処理部1′と、誤差補正された送信デジタル信号のI,Q各成分をアナログ信号に変換するD/Aコンバータ(図ではD/A)2と、アナログ変換されたI,Q各成分信号をアナログ直交変調するアナログ直交変調器3と、直交変調された信号を増幅する増幅器4と、増幅された信号を無線送出するアンテナ5とから構成されている。
そして、更に、送信誤差を検出するための帰還系として、増幅後の信号を抽出する方向性結合器6と、抽出された信号のアナログ直交検波を行うアナログ直交検波器7と、検波されたI,Q各成分のアナログ信号をデジタル信号に変換するA/Dコンバータ(図ではA/D)8とが設けられている。
また、送信系及び帰還系に共通の信号を供給するための構成として、直交変復調のための搬送波信号を生成する搬送波信号生成部9と、D/A変換及びA/D変換のためのクロックを生成するクロック生成部41と、生成されたクロックを1/2に分周する分周器42とが設けられている。
また、送信系及び帰還系に共通の信号を供給するための構成として、直交変復調のための搬送波信号を生成する搬送波信号生成部9と、D/A変換及びA/D変換のためのクロックを生成するクロック生成部41と、生成されたクロックを1/2に分周する分周器42とが設けられている。
一般的にプレディストーション方式の送信機の動作は、送信デジタル信号のI,Q各成分が、クロック生成部41で発生され分周器42で1/2に分周されたクロックを用いてD/Aコンバータ2でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調器3で搬送波信号生成部9からの搬送波信号でアナログ直交変調され、増幅器4で増幅されてアンテナ5から無線送出される。
このとき、アナログ直交変調方式に原理的に存在する各種誤差について、図9,図10を用いて説明する。図9は、キャリアリークの説明図であり、図10は、各種誤差成分によって生じる信号への影響を示す説明図である。
図8に示す送信機では、D/Aコンバータ2におけるD/A変換の際に、原点(オフセット)ずれに伴って不要なDCオフセットが存在し、このために、2140MHzのトーンが発生し(1)、結果的に、例えば、4キャリア信号(搬送波f1〜f4)の場合、図9に示すようにアナログ直交変調器3からの出力中に2140MHzのキャリアリークが発生してしまう。
図8に示す送信機では、D/Aコンバータ2におけるD/A変換の際に、原点(オフセット)ずれに伴って不要なDCオフセットが存在し、このために、2140MHzのトーンが発生し(1)、結果的に、例えば、4キャリア信号(搬送波f1〜f4)の場合、図9に示すようにアナログ直交変調器3からの出力中に2140MHzのキャリアリークが発生してしまう。
キャリアリークとは、通常搬送波信号生成部9からのキャリア信号(搬送波信号)が伝送的にアナログ直交変調器3の出力側に漏れる(2)ことを云うが、実際はこの他に、ベースバンドの直流成分(DCオフセット)と搬送波信号生成部9のキャリアがアナログ直交変調器3内のミキサで乗積されるので、アナログ直交変調器3の出力には、キャリアリークと同種の成分が発生する。これは無変調キャリアと呼ばれ、無変調キャリアによりキャリアリークは更に増幅されることになる。
また、D/Aコンバータ2におけるI,Q各々でのゲインが異なると、ゲイン偏差(I/Qインバランス)が発生する。
例えば、アナログ直交変調方式においては、デジタル信号処理されたデジタル信号をデジタル/アナログ変換してアナログ信号としてから直交変調するわけであるが、図10(a)に示すデジタル信号を、I(同相)成分、Q(直交)成分各々デジタル/アナログ変換する際にI,Qの各ゲインが異なってしまうと、(a′)のように、位相点がずれてしまう誤差が生じる。
例えば、アナログ直交変調方式においては、デジタル信号処理されたデジタル信号をデジタル/アナログ変換してアナログ信号としてから直交変調するわけであるが、図10(a)に示すデジタル信号を、I(同相)成分、Q(直交)成分各々デジタル/アナログ変換する際にI,Qの各ゲインが異なってしまうと、(a′)のように、位相点がずれてしまう誤差が生じる。
更に、アナログ直交変調器3における直交度ずれがあると、I,Q平面の軸がずれて、結果的に位相点がずれて、搬送波(キャリア)が漏れ込むことになり、キャリアフィールドスルーが発生する。
例えば、アナログ直交変調器3における直交度がずれている、つまりcosとsinの関係がcos,cos(+90°)ではなく、cos,cos(+89°)等となってしまうと、図10(b)に示すデジタル信号をアナログ直交変調した場合に、(b′)のように、軸がずれてしまうことになり、結果的に位相点がずれてしまう誤差が生じる。
例えば、アナログ直交変調器3における直交度がずれている、つまりcosとsinの関係がcos,cos(+90°)ではなく、cos,cos(+89°)等となってしまうと、図10(b)に示すデジタル信号をアナログ直交変調した場合に、(b′)のように、軸がずれてしまうことになり、結果的に位相点がずれてしまう誤差が生じる。
一般的にアナログ直交変調方式には、原理的に上記説明したI/Qインバランス、DCオフセット、キャリアフィールドスルー等による誤差を発生させる要因が存在するため、これに対する対策を行う必要があり、特に増幅器の非線形歪みによって広帯域化する場合には、上記誤差に対する補償対策が必須のこととなる。
すなわち、図9,図10にある様な誤差発生の問題を解決しなければ、無線通信は成り立たないことになる。
すなわち、図9,図10にある様な誤差発生の問題を解決しなければ、無線通信は成り立たないことになる。
そこで、図8に示した一般的な送信機では、送信デジタル信号に対して上記I/Qインバランス、DCオフセット、キャリアフィールドスルー等による誤差が発生したであろう送信信号の増幅結果(増幅器4出力)を方向性結合器6で抽出し、アナログ直交検波器7で検波し、A/Dコンバータ8でA/D変換してデジタル信号処理部1′に取り込む。
そして、デジタル信号処理部1′において、A/Dコンバータ8からの信号と送信信号とを比較し、I/Qインバランス、DCオフセット、キャリアフィールドスルー等の発生状況を捉え、予め発生している誤差(歪み)を相殺するよう歪み特性を送信信号に与えてからD/Aコンバータ2に出力するようになっている。
そして、デジタル信号処理部1′において、A/Dコンバータ8からの信号と送信信号とを比較し、I/Qインバランス、DCオフセット、キャリアフィールドスルー等の発生状況を捉え、予め発生している誤差(歪み)を相殺するよう歪み特性を送信信号に与えてからD/Aコンバータ2に出力するようになっている。
このように無線通信において発生する歪みを補償する為の従来技術として、平成11年5月12日公開の特開平11−136302「歪み補償回路」(出願人:富士通株式会社、発明者:下瀬正史他)がある。
この従来技術は、図10に示した問題を解決する為に、送信系においてモニタ系を具備し、状態を監視するものであり、具体的には、送信されたデジタル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、送信信号をプリディストーション処理して歪み補償する回路において、歪み補償の劣化要因となる直交変調器のゲイン偏差をベースバンドでI,Q軸上の4点のデータを直交変調器で変調し、その出力レベルを直交検波器で読み取り、演算処理して検出補償する歪み補償回路であり、これにより、各種誤差を補償できるものである。(特許文献1参照)。
この従来技術は、図10に示した問題を解決する為に、送信系においてモニタ系を具備し、状態を監視するものであり、具体的には、送信されたデジタル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、送信信号をプリディストーション処理して歪み補償する回路において、歪み補償の劣化要因となる直交変調器のゲイン偏差をベースバンドでI,Q軸上の4点のデータを直交変調器で変調し、その出力レベルを直交検波器で読み取り、演算処理して検出補償する歪み補償回路であり、これにより、各種誤差を補償できるものである。(特許文献1参照)。
また、その他に、直交変復調の歪み補償を行う技術として、特開平10−327209、特開平6−268703がある。(特許文献2,3参照)。
しかしながら、上記従来の送信機では、送信系に関する誤差(歪み)を補償するものであるが、帰還系にもアナログ直交検波を使用しているため、帰還系にも同様の問題が発生するにもかかわらず、この帰還系での誤差対策までを考慮した歪み補償とはなっていないという問題点があった。
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、帰還系での誤差を考慮して歪み補償を行い、広帯域な信号を扱うインフラ設備の信頼性を向上できる送信機を提供することを目的とする。
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、送信デジタル信号と帰還信号とを比較して送信系の誤差を推定し、予め送信デジタル信号に送信系誤差を相殺するような誤差補正を施してから送信系に出力する送信機であって、送信デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ直交変調して増幅し、増幅結果の送信アナログ信号を無線送信する送信系処理手段と、送信系処理手段における増幅結果の送信アナログ信号を取り込んで出力する信号抽出手段と、入力されるアナログ信号をアナログ直交検波して、デジタル信号に変換する帰還系処理手段と、帰還系処理手段の誤差を検出するための基準信号を生成して出力する基準信号出力手段と、信号抽出手段からの送信アナログ信号と基準信号出力手段からの基準信号とを切り替えて帰還系処理手段に入力する信号選択手段と、基準信号を用いて帰還系の誤差を検出し、帰還系処理手段からの出力に対して検出された帰還系誤差を補正する帰還系補正手段と、帰還系補正手段で誤差が補正された帰還信号を用いて送信系の誤差を検出し、送信デジタル信号に対して検出された送信系誤差を補正してから送信系に出力するデジタル信号処理手段とを有することを特徴としており、帰還系の誤差を補正した上で、送信系の誤差を補正できる。
本発明によれば、基準信号出力手段が生成した基準信号を、信号選択手段によって帰還系処理手段に出力し、帰還系処理手段でアナログ直交検波してデジタル信号に変換し、帰還系補正手段が当該基準信号に対する帰還系処理手段からの出力により帰還系の誤差を検出し、帰還系処理手段からの出力に対して帰還系誤差を補正するようにしてから、送信デジタル信号を送信系処理手段でアナログ信号に変換し、アナログ直交変調して増幅し、増幅結果の送信アナログ信号を無線送信する際に、信号抽出手段が送信系処理手段における増幅結果の送信アナログ信号を取り込み、信号選択手段によって帰還系処理手段に出力し、帰還系処理手段でアナログ直交検波してデジタル信号に変換し、帰還系補正手段で帰還系の誤差を補正し、デジタル信号処理手段が帰還系誤差が補正された帰還信号を用いて送信系の誤差を検出し、送信デジタル信号に対して検出された送信系誤差を補正してから送信系に出力する送信機としているので、帰還系の誤差を補正した上で、送信系の誤差を補正でき、広帯域な信号を扱うインフラ設備の信頼性を向上できる効果がある。
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
尚、以下で説明する機能実現手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのような回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は全部をソフトウェアで実現することも可能である。更に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよく、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよい。
尚、以下で説明する機能実現手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのような回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は全部をソフトウェアで実現することも可能である。更に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよく、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよい。
大概念的に説明すると、本発明の実施形態に係る送信機は、基準信号を用いて帰還系のみの誤差特性を推定し、当該誤差を補正した上で求められる帰還信号から送信系の誤差特性を推定し予め歪特性を与え、増幅器の歪と相殺するプレディストーション(APD)方式の送信機を実現するものであり、帰還系での誤差対策までを考慮した歪み補償を行うことができる。
実現手段で説明すると、本発明の実施形態に係る送信機は、基準信号出力手段が生成した基準信号を、信号選択手段によって帰還系処理手段に出力し、帰還系処理手段でアナログ直交検波してデジタル信号に変換し、帰還系補正手段が当該基準信号に対する帰還系処理手段からの出力により帰還系の誤差を検出し、帰還系処理手段からの出力に対して帰還系誤差を補正するようにしてから、送信デジタル信号を送信系処理手段でアナログ信号に変換し、アナログ直交変調して増幅し、増幅結果の送信アナログ信号を無線送信する際に、信号抽出手段が送信系処理手段における増幅結果の送信アナログ信号を取り込み、信号選択手段によって帰還系処理手段に出力し、帰還系処理手段でアナログ直交検波してデジタル信号に変換し、帰還系補正手段で帰還系の誤差を補正し、デジタル信号処理手段が帰還系誤差が補正された帰還信号を用いて送信系の誤差を検出し、送信デジタル信号に対して検出された送信系誤差を補正してから送信系に出力するものなので、帰還系の誤差を補正した上で、送信系の誤差を補正できる。
本発明の実施形態に係る送信機の各手段と図1の各部との対応を説明すると、送信系処理手段が、D/Aコンバータ2、アナログ直交変調器3、増幅器4、アンテナ5に相当し、信号抽出手段は、方向性結合器6、RFスイッチ21に相当し、帰還系処理手段は、アナログ直交検波器7、A/Dコンバータ8に相当し、基準信号出力手段は、デジタル信号処理部1、D/Aコンバータ11、ミキサ12、帯域通過フィルタ13に相当し、信号選択手段はRFスイッチ22に相当し、帰還系補正手段は、デジタル信号処理部1、受信系補正部30に相当し、デジタル信号処理手段は、デジタル信号処理部1に相当している。
まず、本発明の実施の形態に係る送信機について説明する前に、本発明における帰還系の歪み補償の原理について説明する。
アナログ直交変調を用いた場合は、既に説明したように搬送波のリーク(キャリアリーク)、D/AコンバータのDCオフセット、I,Qのゲインばらつき、アナログ直交変調器の直交度を補正しなければならない。
そこで従来から、送信増幅器のプレディストーション(Adaptive Predistortion:APD)を考えた場合、送信側のI,Q信号を、増幅器によって生じる歪の影響を含めて、再びI,Q信号として受信し、解析をする構成となっていた。
アナログ直交変調を用いた場合は、既に説明したように搬送波のリーク(キャリアリーク)、D/AコンバータのDCオフセット、I,Qのゲインばらつき、アナログ直交変調器の直交度を補正しなければならない。
そこで従来から、送信増幅器のプレディストーション(Adaptive Predistortion:APD)を考えた場合、送信側のI,Q信号を、増幅器によって生じる歪の影響を含めて、再びI,Q信号として受信し、解析をする構成となっていた。
しかし、これらの送信機における問題は、影響度の大小はあるが、当然、帰還系におけるアナログ直交検波時にも同様の問題点が発生することになる。
従来技術では、帰還系の誤差の影響を除去する方法が無かったが、本発明ではその除去を主眼にしている。
つまり、図8に示した従来構成において、増幅器4で増幅された信号を正確に、デジタル信号処理部1′へ伝達するには、アナログ直交検波器7、A/Dコンバータ8のハードウェア誤差を補正しなければならない。
以下、その方法の一例を説明する。
これら各種の誤差原因の関係を明確にする為、式にて表現する。
従来技術では、帰還系の誤差の影響を除去する方法が無かったが、本発明ではその除去を主眼にしている。
つまり、図8に示した従来構成において、増幅器4で増幅された信号を正確に、デジタル信号処理部1′へ伝達するには、アナログ直交検波器7、A/Dコンバータ8のハードウェア誤差を補正しなければならない。
以下、その方法の一例を説明する。
これら各種の誤差原因の関係を明確にする為、式にて表現する。
例えば、5MHzの正弦波を基準信号として用い、アナログ直交検波器7でアナログ直交検波を行い、更に5MHzのデジタル直交検波を行った後の受信信号I′、Q′は、次の様に現すことができる。
I′=α{ITX・cos(ΔθTRX) −QTX・sin(ΔθTRX)}
+DCoffset_I・COS(5MHzt)
Q′=β{ITX・sin(ΔθTRX‐Δθ)+QTX・cos(ΔθTRX‐Δθ)}
+DCoffset_Q・SIN(5MHzt)
…(1)
I′=α{ITX・cos(ΔθTRX) −QTX・sin(ΔθTRX)}
+DCoffset_I・COS(5MHzt)
Q′=β{ITX・sin(ΔθTRX‐Δθ)+QTX・cos(ΔθTRX‐Δθ)}
+DCoffset_Q・SIN(5MHzt)
…(1)
ここで、α、βは、それぞれアナログ直交検波後のI,Q相におけるゲイン(若しくはロス)であり、tは時間、ΔθTRXは、送信系と帰還系との間の遅延時間差に基づく位相差、Δθとは、I相側を基準にした場合の、Q相側の理想(sin(5MHzt))に対しての直交度ズレである。
従って、(1)式においては、帰還系の誤差を全て含んだ状態となっている。
なお、式を簡略化するために、2倍波(cos(10MHzt)やsin(10MHzt)など)については、予め削除してある。通常直交検波を行う場合には、その後にLPFを設けて2倍波をカットすることが常識であるため、2倍波成分を考慮しなくても何ら問題はない。
従って、(1)式においては、帰還系の誤差を全て含んだ状態となっている。
なお、式を簡略化するために、2倍波(cos(10MHzt)やsin(10MHzt)など)については、予め削除してある。通常直交検波を行う場合には、その後にLPFを設けて2倍波をカットすることが常識であるため、2倍波成分を考慮しなくても何ら問題はない。
上記(1)式の信号に対して、直交検波後のLPFを通過させると、DCオフセット成分がカットされて、次式のようになる
I″=α{ITX・cos(ΔθTRX) ‐QTX・sin(ΔθTRX)}
Q″=β{ITX・sin(ΔθTRX‐Δθ)+QTX・cos(ΔθTRX‐Δθ)} …(2)
I″=α{ITX・cos(ΔθTRX) ‐QTX・sin(ΔθTRX)}
Q″=β{ITX・sin(ΔθTRX‐Δθ)+QTX・cos(ΔθTRX‐Δθ)} …(2)
ここで、送信側にてQTX=0とすると、次式のようになる。
I″′=α・ITX・cos(ΔθTRX)
Q″′=β・ITX・sin(ΔθTRX−Δθ) …(3)
I″′=α・ITX・cos(ΔθTRX)
Q″′=β・ITX・sin(ΔθTRX−Δθ) …(3)
ここで、送信器側の位相変動項を追加する。これは、意図的に送信側にて位相制御を行った基準信号を生成すると考え、その際の項である。(2)式に対して、送信側の位相制御項θXを追加し、(3)式を書き直すと、次のようになる。
I″′=α・ITX・cos(ΔθTRX+ΔθX)
Q″′=β・ITX・sin(ΔθTRX−Δθ+ΔθX) …(4)
I″′=α・ITX・cos(ΔθTRX+ΔθX)
Q″′=β・ITX・sin(ΔθTRX−Δθ+ΔθX) …(4)
つまり、I″′だけを見れば、送信側にて位相変動量を与えると(但しQTXは常に0)、I″′は、送信位相に応じて、振幅変動が生じる。従って、振幅変動が最大値を得る様に送信位相を変動させると、ΔθTRXが求まる。すなわちΔθX= −ΔθTRXとなった時が、cos(ΔθTRX+ΔθX)=cos(0)=1となって、I″′が最大値となる。
同様に、Q″′を最小値にする様ΔθXを制御すれば、ΔθTRX−Δθが求まり、先に求めたΔθTRXより、Δθが求まる。
Δθが求まれば、ΔθはI相とQ相との直交度ずれであったから、求められたΔθ分を補正することにより、まず第1に直交度補正が可能となる。
Δθが求まれば、ΔθはI相とQ相との直交度ずれであったから、求められたΔθ分を補正することにより、まず第1に直交度補正が可能となる。
尚、上記cos(ΔθTRX+ΔθX)の最大値を求める際に、cos(0)の近辺、つまりθTRXを変更してもレベルの変動が少ない場合には、検出精度が低くなる可能性があるため、その解決策の1つとして、基準信号の送信側でわざと90度ずらして送信し、基準信号の受信側は相変わらず0度で送信しているものとして検出する方法がある。この状態は、あたかも送受間の位相変動がcos(0)ではなくsin(0)と判断され、急激に変動する(0クロスする)ポイントを通過することになる。後は、求められたΔθから90度引けば、最終的に求めるべきΔθとなる。
この場合、最大値を求めるのではなく、一番0クロスの頻度が高い部分(すなわち、レベルが低い部分)を検索することになる。レベルが低い部分を検索することになるため、耐雑音特性が問題となるが、S/N比を改善するために同相加算平均(要するに、電圧レベルでの累積加算)を用いれば、S/N比の改善は可能である。
この場合、最大値を求めるのではなく、一番0クロスの頻度が高い部分(すなわち、レベルが低い部分)を検索することになる。レベルが低い部分を検索することになるため、耐雑音特性が問題となるが、S/N比を改善するために同相加算平均(要するに、電圧レベルでの累積加算)を用いれば、S/N比の改善は可能である。
上記操作により、位相不確定性(ΔθTRX)及び直交度ズレΔθは無くなったので、(2)式は、次の様に書き直すことができる。
I″=α{ITX・1 −QTX・0} =α・ITX
Q″=β{ITX・0 +QTX・1} =β・QTX …(5)
I″=α{ITX・1 −QTX・0} =α・ITX
Q″=β{ITX・0 +QTX・1} =β・QTX …(5)
この式が意味するところは、送信側のITX、QTXが、同一レベルで送信されている場合は、α=βとならなければならないことである。
したがって、ITX、QTXが変動しない、つまり、DC信号(正確には、基準信号であるデジタル直交変調分の5MHzのCOS波、SIN波)を送出している場合は、上記(5)式におけるI相=Q相となるべきで、そうなるようI,Q各ゲインを補正することで、第2にI/Qゲインばらつきを補正することが可能となる。
したがって、ITX、QTXが変動しない、つまり、DC信号(正確には、基準信号であるデジタル直交変調分の5MHzのCOS波、SIN波)を送出している場合は、上記(5)式におけるI相=Q相となるべきで、そうなるようI,Q各ゲインを補正することで、第2にI/Qゲインばらつきを補正することが可能となる。
上記直交後補正及びゲインばらつきの補正の結果、残る不確定要素は、DCoffset_I、DCoffset_Qとなる。
直交度補正、レベル補正が終わった今、これらのDCオフセットは、単純に求められる。つまり、送信信号ITX、QTX共に0を送信してみることにする。この時受信される信号は、単なるDCオフセット量であり、長区間の加算平均を行えば、DCオフセットを求めることができ、その結果を用いて第3のDCオフセットを補正することができる。
直交度補正、レベル補正が終わった今、これらのDCオフセットは、単純に求められる。つまり、送信信号ITX、QTX共に0を送信してみることにする。この時受信される信号は、単なるDCオフセット量であり、長区間の加算平均を行えば、DCオフセットを求めることができ、その結果を用いて第3のDCオフセットを補正することができる。
上記説明した、基準信号(例えば5MHz)を用いて求めた受信系の直交度補正角Δθ、I/Qゲインα,β、DCオフセットを用いて、本来の信号で補正を施す原理について、式を用いて説明する。
基準信号ではなく本来の信号を考えた場合、上記(1)式は、次の様に書き直すことができる。
I′=A・ITX
Q′=A・{ITX・sin(‐Δθ)+QTX・cos(‐Δθ)} …(6)
基準信号ではなく本来の信号を考えた場合、上記(1)式は、次の様に書き直すことができる。
I′=A・ITX
Q′=A・{ITX・sin(‐Δθ)+QTX・cos(‐Δθ)} …(6)
ここで、(1)式に存在した、DCオフセットや、ΔθTRX、I/Qゲインに関しては、先に求めた手法により、補正が終了しているとしている。Aは、ゲイン補正が終了し、ある任意の値となったことを示す定数である。
尚、(6)に残っている直交度ズレΔθは、上記説明により、求められているので、Δθを用いて1/(COSΔθ)や、×Tan(Δθ)の項目を加味すると、次の様になる。
I′=A・ITX
Q′=Q′・1/(COSΔθ)+ I′・Tan(Δθ)
=A・{ITX・sin(‐Δθ)+QTX・cos(‐Δθ)}/COSΔθ+Tan(Δθ)・A・ITX
…(7)
=A・{−ITX・Tan(Δθ)+QTX}+Tan(Δθ)・A・ITX
=A・QTX
尚、(6)に残っている直交度ズレΔθは、上記説明により、求められているので、Δθを用いて1/(COSΔθ)や、×Tan(Δθ)の項目を加味すると、次の様になる。
I′=A・ITX
Q′=Q′・1/(COSΔθ)+ I′・Tan(Δθ)
=A・{ITX・sin(‐Δθ)+QTX・cos(‐Δθ)}/COSΔθ+Tan(Δθ)・A・ITX
…(7)
=A・{−ITX・Tan(Δθ)+QTX}+Tan(Δθ)・A・ITX
=A・QTX
以上、説明したように、本手法を用いれば、これまでは、検討されていなかった、帰還系の直交度問題、DCオフセット、I/Qゲインバラツキの補正が可能となる。
次に、上記説明した帰還系誤差補正の原理を実現した送信機の構成例について、図1を使って説明する。図1は、本発明の実施の形態に係る送信機の構成例を示すブロック図である。尚、図8と同様の構成をとる部分については同一の符号を付して説明する。
本実施の形態の送信機(本送信機)は、図1に示すように、従来と同様の構成である送信信号に対する送信系として、デジタル信号処理部1と、D/Aコンバータ(図ではD/A)2と、アナログ直交変調器3と、増幅器4と、アンテナ5とから構成されている。
本実施の形態の送信機(本送信機)は、図1に示すように、従来と同様の構成である送信信号に対する送信系として、デジタル信号処理部1と、D/Aコンバータ(図ではD/A)2と、アナログ直交変調器3と、増幅器4と、アンテナ5とから構成されている。
そして、更に、送信誤差を検出するための帰還系として、方向性結合器6と、RFスイッチ21と、アナログ直交検波器7と、A/Dコンバータ8とが設けられ、また、送信系及び帰還系に共通の信号を供給するための構成として、搬送波信号生成部9とが設けられている。
そして、本発明の送信機の特徴部分としてD/Aコンバータ(図ではD/A)11と、ミキサ12と、ミキサ12出力の帯域制限を施す帯域通過フィルタ(図ではBPF)13とからなる基準信号送信部10を設け、方向性結合器6からの出力と基準信号送信部10からの出力とを切り替えるRFスイッチ22と、A/Dコンバータ8からの出力に対して、帰還系の補正を行う帰還系補正部30とを設けている。
本発明の送信機の各部について説明するが、従来と同様の構成については簡単に説明し、本発明の特徴部分を中心に説明する。
デジタル信号処理部1は、従来のデジタル信号処理部1′と同様に、帰還系からの信号(帰還信号と呼ぶ)を送信信号と比較して、送信系の誤差を検出し、検出された誤差を相殺するように送信信号の誤差補正を行うものである。
そして、特に本発明のデジタル信号処理部1では、帰還系の誤差検出をも行い、検出された誤差を相殺するように帰還系の誤差補正の為の値を後述する帰還系補正部30に設定するものである。具体的には、帰還系の誤差検出の為のスイッチ制御を行い、帰還系の誤差検出のための基準信号を出力しながら、上記説明した原理に基づいて帰還系の各種誤差を順に検出し、検出された誤差を補正する為の値を求めて、後述する帰還系補正部30に順に設定するものである。誤差検出の為の制御及び各種誤差補正の為の値設定については、後述する。
デジタル信号処理部1は、従来のデジタル信号処理部1′と同様に、帰還系からの信号(帰還信号と呼ぶ)を送信信号と比較して、送信系の誤差を検出し、検出された誤差を相殺するように送信信号の誤差補正を行うものである。
そして、特に本発明のデジタル信号処理部1では、帰還系の誤差検出をも行い、検出された誤差を相殺するように帰還系の誤差補正の為の値を後述する帰還系補正部30に設定するものである。具体的には、帰還系の誤差検出の為のスイッチ制御を行い、帰還系の誤差検出のための基準信号を出力しながら、上記説明した原理に基づいて帰還系の各種誤差を順に検出し、検出された誤差を補正する為の値を求めて、後述する帰還系補正部30に順に設定するものである。誤差検出の為の制御及び各種誤差補正の為の値設定については、後述する。
D/Aコンバータ(図ではD/A)2は、従来と同様に誤差補正された送信信号デジタル信号のI,Q各成分をアナログ信号に変換する一般的なD/A変換器である。
アナログ直交変調器3は、従来と同様にアナログ変換されたI,Q各成分信号に対して供給される搬送波を用いてアナログ直交変調する一般的なアナログ直交変調器である。
増幅器4は、直交変調された信号を増幅する一般的な増幅器であり、従来技術でも説明したように、電力効率を良くするために、非線形歪みが発生する領域で使用されるものである。
アンテナ5は、増幅された信号を無線送出するものである。
アナログ直交変調器3は、従来と同様にアナログ変換されたI,Q各成分信号に対して供給される搬送波を用いてアナログ直交変調する一般的なアナログ直交変調器である。
増幅器4は、直交変調された信号を増幅する一般的な増幅器であり、従来技術でも説明したように、電力効率を良くするために、非線形歪みが発生する領域で使用されるものである。
アンテナ5は、増幅された信号を無線送出するものである。
方向性結合器6は、増幅後の信号を抽出するものである。
RFスイッチ21は、方向性結合器6からの信号をRFスイッチ22に出力する(A)か、アースに出力する(B)かを切り替えるスイッチである。尚、RFスイッチ21は、デジタル信号処理部1によって制御されるものとするが、送信機全体の制御部(図示せず)から制御するようにしても構わない。
RFスイッチ21は、方向性結合器6からの信号をRFスイッチ22に出力する(A)か、アースに出力する(B)かを切り替えるスイッチである。尚、RFスイッチ21は、デジタル信号処理部1によって制御されるものとするが、送信機全体の制御部(図示せず)から制御するようにしても構わない。
アナログ直交検波器7は、従来と同様に入力される信号に対して供給される搬送波を用いてアナログ直交検波を行う一般的なアナログ直交検波器である。
A/Dコンバータ8は、従来と同様に検波されたI,Q各成分のアナログ信号をデジタル信号に変換する一般的なA/D変換器である。
搬送波信号生成部9は、従来と同様に、直交変復調のための搬送波信号を生成して出力するものである。
A/Dコンバータ8は、従来と同様に検波されたI,Q各成分のアナログ信号をデジタル信号に変換する一般的なA/D変換器である。
搬送波信号生成部9は、従来と同様に、直交変復調のための搬送波信号を生成して出力するものである。
そして、本発明の特徴部分について説明する。
D/Aコンバータ11は、一般的なD/A変換器であるが、役割としては、デジタル信号処理部1から出力される基準信号をアナログ信号に変換して、例えば、単一周波数信号(CW)5MHzの基準信号を出力するものである。
ミキサ12は、D/Aコンバータ11からの出力に対して搬送波信号生成部9からの搬送波をミキシングするものである。
帯域通過フィルタ13は、ミキサ12出力の帯域制限を施す一般的なBPFである。
RFスイッチ22は、方向性結合器6からの出力と基準信号送信部10からの出力とを切り替えてアナログ直交検波器7に出力するスイッチである。尚、RFスイッチ22は、デジタル信号処理部1によって制御されるものとするが、送信機全体の制御部(図示せず)から制御するようにしても構わない。
D/Aコンバータ11は、一般的なD/A変換器であるが、役割としては、デジタル信号処理部1から出力される基準信号をアナログ信号に変換して、例えば、単一周波数信号(CW)5MHzの基準信号を出力するものである。
ミキサ12は、D/Aコンバータ11からの出力に対して搬送波信号生成部9からの搬送波をミキシングするものである。
帯域通過フィルタ13は、ミキサ12出力の帯域制限を施す一般的なBPFである。
RFスイッチ22は、方向性結合器6からの出力と基準信号送信部10からの出力とを切り替えてアナログ直交検波器7に出力するスイッチである。尚、RFスイッチ22は、デジタル信号処理部1によって制御されるものとするが、送信機全体の制御部(図示せず)から制御するようにしても構わない。
帰還系補正部30は、デジタル信号処理部1で検出された帰還系の誤差に対する補正の値に基づいて、検出された誤差を相殺するような補正を施すものである。
ここで、アナログ直交検波器7及び受信系補正部30の回路構成例について、図2を使って説明する。図2は、帰還系の各種の誤差を補正する回路の構成例を示す回路図である。
アナログ直交検波器7内は、入力信号に搬送波を乗算する乗算器71,72と、I,Q各成分から2倍波を除去する低域通過フィルタ(図ではLPF)73、74とから構成される。
このとき、直交検波における直交度ずれの発生が予想され、図では、Q相側にΔθが発生しているものとして示している。
ここで、アナログ直交検波器7及び受信系補正部30の回路構成例について、図2を使って説明する。図2は、帰還系の各種の誤差を補正する回路の構成例を示す回路図である。
アナログ直交検波器7内は、入力信号に搬送波を乗算する乗算器71,72と、I,Q各成分から2倍波を除去する低域通過フィルタ(図ではLPF)73、74とから構成される。
このとき、直交検波における直交度ずれの発生が予想され、図では、Q相側にΔθが発生しているものとして示している。
また、帰還系補正部30の内部には、I,Q各成分にゲイン補正を施すための乗算器31、32と、直交度ずれΔθを補正するための乗算器33,乗算器34、及び加算器35と、DCオフセットを補正するための加算器36,37とが設けられている。
本発明の送信機の動作について、図1,図2を使って説明する。
本発明の送信機では、まず、帰還系の誤差を検出するために、デジタル信号処理部1がRFスイッチ21を方向性結合器6からの出力がアース(B)に出力されるように制御し、また、RFスイッチ22を基準信号送信部10からの出力(B)がアナログ直交検波器7に出力されるように制御する。
本発明の送信機では、まず、帰還系の誤差を検出するために、デジタル信号処理部1がRFスイッチ21を方向性結合器6からの出力がアース(B)に出力されるように制御し、また、RFスイッチ22を基準信号送信部10からの出力(B)がアナログ直交検波器7に出力されるように制御する。
これによる、デジタル信号処理部1から出力された基準信号は、当該基準信号がD/Aコンバータ11でD/A変換されて例えば、5MHzの基準信号となり、ミキサ12で搬送波(例えば、2140MHz)とミキシングされて2140+5MHzとなり、帯域通過フィルタ13で帯域制限され、RFスイッチ22を介してアナログ直交検波器7に入力されるようになる。
そして、基準信号(2140+5MHz)は、アナログ直交検波器7で直交度誤差Δθを含む形で2140MHzがアナログ検波され、5MHzオフセットされた状態のままA/Dコンバータ8でゲインばらつき、DCオフセットを含む形でA/D変換されて、受信系補正部30では当初は何ら補正が為されないまま、デジタル信号処理部1に基準信号の帰還系通過信号が入力される。
デジタル信号処理部1では、基準信号の送出を制御し、上記本発明の原理で説明したように、内部のデジタル直交検波部にて5MHzをセンター周波数とするデジタル直交検波が行われ、送出した基準信号と受け取った帰還系通過後の基準信号のデジタル直交検波後の信号とを比較することにより、第1にI相とQ相との直交度ずれΔθを求めて、図2の乗算器34に対するTanΔθ及び乗算器33に対する1/COSΔθを設定して、受信系補正部30において直交度補正を行うようにする。
次に、デジタル信号処理部1では、I/Qゲインばらつきを検出して、ゲインばらつきを補正するための値を求めて、図2の乗算器31に対するI成分のゲイン補正値及び乗算器32に対するQ成分のゲイン補正値を設定して、受信系補正部30においてゲイン補正を行うようにする。
次に、デジタル信号処理部1では、DCオフセットを検出して、DCオフセットを補正するための値を求めて、図2の加算器36に対するI成分のDCオフセット及び加算器37に対するDCオフセットを設定して、受信系補正部30においてDCオフセット補正を行うようにする。
上記動作によって、帰還系の各補正値が受信系補正部30に設定されたなら、デジタル信号処理部1は、基準信号の出力を停止し、RFスイッチ21を方向性結合器6からの出力がRFスイッチ22(A)に出力されるように切替制御し、また、RFスイッチ22をRFスイッチ21からの抽出された送信信号(A)がアナログ直交検波器7に出力されるように切替制御する。
これにより、送信信号は、アナログ直交検波器7で直交度誤差Δθを含む形でアナログ検波され、A/Dコンバータ8でゲインばらつき、DCオフセットを含む形でA/D変換されるが、受信系補正部30では上述のように各誤差が補正されるように設定されているので、帰還系における誤差が相殺された帰還信号が、デジタル信号処理部1に入力されるようになる。
そして、これによって、帰還系は理想状態となったので、送信系の誤差補正が可能な状態となり、デジタル信号処理部1では、以降は従来と同様に、帰還系からの誤差補正後の帰還信号と送信信号とを比較して、送信系の誤差を検出し、検出された誤差を相殺するように送信信号の誤差補正を行うものである。
尚、送信側の誤差補正に関しては、新規部分では無い事、及び、帰還系とほぼ同等の考え方で対応可能なので、説明は割愛する。
ただし、参考までに図3に、送信系の直交度補正回路の構成例を示す。図3は、送信系での直交度補正を行う補正回路の構成例を示す回路図である。図1に示した本発明の送信機では、デジタル信号処理部1の内部に送信信号を補正する手段として図3に示したような回路に相当する処理手段がソフトウェアなどによって実現されている物とする。
ただし、参考までに図3に、送信系の直交度補正回路の構成例を示す。図3は、送信系での直交度補正を行う補正回路の構成例を示す回路図である。図1に示した本発明の送信機では、デジタル信号処理部1の内部に送信信号を補正する手段として図3に示したような回路に相当する処理手段がソフトウェアなどによって実現されている物とする。
次に、本発明の送信機において、基準信号の生成方法として、デジタル直交変調方式を用いる第2の実施形態について説明する。
上記、図1に示した送信機では、デジタル信号処理部1において基準信号(D/A変換後に単一周波数信号CW:5MHzになる信号)を生成して出力し、搬送波とミキシングして基準信号とするものであったが、第2の実施形態に係る送信機では、基準信号の生成方法として、デジタル信号処理部1内で、デジタル直交変調した基準信号を出力するようにしている。
上記、図1に示した送信機では、デジタル信号処理部1において基準信号(D/A変換後に単一周波数信号CW:5MHzになる信号)を生成して出力し、搬送波とミキシングして基準信号とするものであったが、第2の実施形態に係る送信機では、基準信号の生成方法として、デジタル信号処理部1内で、デジタル直交変調した基準信号を出力するようにしている。
第2の実施形態に係る送信機では、例えば図4に示すように、図1に示した第1の実施形態に係る送信機とほぼ同様の構成であるが、但し、基準信号送信部10′の内部が、D/Aコンバータ11と、ミキサ12だけの構成となり、またデジタル信号処理部1″が図1のデジタル信号処理部1の機能に加えて、基準信号のデジタル直交変調を行う機能及び帰還された基準信号のデジタル直交検波する機能を有している。図4は、本発明の第2の実施の形態に係る送信機の構成例を示すブロック図である。尚、図1と同様の構成をとる部分については同一の符号を付している。
そして、その場合には、デジタル信号処理部1″からデジタル直交変調された基準信号が出力され、当該信号がD/Aコンバータ11でアナログ信号に変換され、ミキサ12で搬送波とミキシングされて基準信号が送出されることになる。
そして、基準信号がRFスイッチ22を介してアナログ直交検波器7に出力され、アナログ直交検波器7で直交度誤差Δθを含む形でアナログ検波され、A/Dコンバータ8でゲインばらつき、DCオフセットを含む形でA/D変換されて、受信系補正部30を介して、デジタル信号処理部1に基準信号の帰還系追加信号がデジタル信号処理部1に入力される。
デジタル信号処理部1″では、基準信号がデジタル直交変調された信号であることから、デジタル直交検波され、上記本発明の原理に基づいて、直交度ずれ、ゲインばらつき、DCオフセットを検出して、直交度補正、ゲイン補正、DCオフセット補正を行うようにする。
第2の実施形態に係る送信機において、デジタル信号処理部1″内で帰還されてきた基準信号をデジタル直交検波するため、基準正弦波出力用D/Aコンバータ11の動作クロック(例えば、5MHz)と、デジタル直交検波するためのクロックとは同一のクロックを使用しなければならない。
基準信号をデジタル直交変調された信号とすることで、アナログ直交変調器14における基準信号の直交度誤差が存在しないことになり、またD/Aコンバータ11におけるDCオフセット、及びI/Qゲインバラツキが存在しない事となり、誤差検出及びそれに対する補正値の設定の考え方が非常に簡易となる。
また、第2の実施形態における送信機の別の構成例について、図5を使って説明する。図5は、本発明の第2の実施の形態に係る送信機の第2の構成例を示すブロック図である。尚、図2と同様の構成をとる部分については同一の符号を付して説明する。
本発明の第2の実施の形態に係る送信機の第2の構成例は、図5に示すように、図4における基準信号送信部10の内部が、D/Aコンバータ11と、ミキサ12とに加え、D/Aコンバータ11出力の後に、D/A変換の際のイメージを除去する低域通過フィルタ(LPF)15を設け、またアナログ直交変調器出力の後に、所望波以外の信号を除去する帯域通過フィルタ(BPF)13を設けるものである。
本発明の第2の実施の形態に係る送信機の第2の構成例は、図5に示すように、図4における基準信号送信部10の内部が、D/Aコンバータ11と、ミキサ12とに加え、D/Aコンバータ11出力の後に、D/A変換の際のイメージを除去する低域通過フィルタ(LPF)15を設け、またアナログ直交変調器出力の後に、所望波以外の信号を除去する帯域通過フィルタ(BPF)13を設けるものである。
デジタル直交変調方式では、D/A変換の際にイメージ信号が生じる事が多く、誤差検出方法及び誤差補正値設定方法を工夫すれば、イメージ信号が存在したままでも、誤差補正が可能であるが、イメージ信号を除去する低域通過フィルタ(LPF)15を具備することにより、特異動作が無くなり、系がより安定となる。
それにより、設計時や、デバッグにかかる工数を削減でき、ひいては、装置コストを低減させることが可能となる。
それにより、設計時や、デバッグにかかる工数を削減でき、ひいては、装置コストを低減させることが可能となる。
尚、上記説明では、基準信号の発生方式として、デジタル直交変調方式を説明したが、その他には、ダイレクトデジタルシンセサイザ(Direct Didital Synthesizer:DDS)等を用いてもよい。その際には基準正弦波出力用D/Aコンバータのの動作クロックは、DDSの動作クロックと同一クロックとする必要がある。
また、上記説明では、基準信号の発生方式として、デジタル信号処理部1から出力された信号をD/Aコンバータ11でD/A変換してミキサ12で搬送波とミキシングする方法を説明したが、基準信号は、最終的に搬送波(例えば、2140MHz)以外の正弦波であればよいので、D/Aコンバータ11やミキサ12を使用せず、正弦波発生器(VCO)を用いて例えば2145MHzの正弦波を出力するようにしても構わない。
但しこの場合には、周波数ドリフトの影響が発生することにより、多少精度が劣化するため、全ての源振が共通のクロック(CLK)、センター周波数を使用する図1,図4,図5の構成の方が、より高い精度で誤差検出を行うことができる。
また、上記説明では、基準信号の発生方式として、デジタル信号処理部1から出力された信号をD/Aコンバータ11でD/A変換してミキサ12で搬送波とミキシングする方法を説明したが、基準信号は、最終的に搬送波(例えば、2140MHz)以外の正弦波であればよいので、D/Aコンバータ11やミキサ12を使用せず、正弦波発生器(VCO)を用いて例えば2145MHzの正弦波を出力するようにしても構わない。
但しこの場合には、周波数ドリフトの影響が発生することにより、多少精度が劣化するため、全ての源振が共通のクロック(CLK)、センター周波数を使用する図1,図4,図5の構成の方が、より高い精度で誤差検出を行うことができる。
本発明の送信機によれば、デジタル信号処理部1から出力し基準信号送信部10で生成した基準信号を、RFスイッチ22によってアナログ直交検波器7に出力し、アナログ直交検波器7でアナログ直交検波してA/Dコンバータ8でデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部1で当該基準信号に対する帰還系からの信号により帰還系の誤差を検出し、受信系補正部30で帰還系誤差を補正するので、帰還系における誤差の影響を回避したできる効果がある。
そして、帰還系における誤差の影響を回避した上で、デジタル信号処理部1が、送信デジタル信号と、当該送信信号が送信系及び帰還系を通過し、更に受信系補正部30で帰還系誤差が補正された帰還信号とを用いて送信系の誤差を検出し、送信デジタル信号に対して検出された送信系誤差を補正してから送信系に出力するものなので、帰還系の誤差を補正した上で、送信系の誤差を補正できる効果がある。
そして、上記により、広帯域信号に対してアナログ直交変調及びアナログ直交検波を実施可能とし、また、D/Aコンバータ2、アナログ直交変調器3、アナログ直交検波器7、A/Dコンバータ8などの各機器に、たとえ量産時の個体バラツキがあったとしても、個々に、誤差を検出して当該誤差を補正することができ、個体バラツキにも対応する事が出きる効果がある。
また、本発明の第2の実施形態に係る送信機によれば、デジタル信号処理部1″が基準信号をデジタル直交変調して出力し、基準信号送信部10内のミキサ12で搬送波とミキシングした基準信号を用いることで、ミキサ12における基準信号の直交度誤差が存在しないことになり、またD/Aコンバータ11におけるDCオフセット、及びI/Qゲインバラツキが存在しない事となり、誤差検出及びそれに対する補正値の設定の考え方が非常に簡易となって、よりスムーズな誤差補正の系の構築を可能とする効果がある。
また、本発明の第2の実施形態に係る送信機の第2の構成例によれば、デジタル直交変調方式におけるD/A変換の際に発生するイメージ信号を低域通過フィルタ(LPF)15をで除去する構成とすることで、特異動作が無くなり、系がより安定となるため、設計時や、デバッグにかかる工数を削減して、帰還系の検証作業を短縮でき、ひいては、装置コストを低減できる効果がある。
次世代移動通信方式である符号分割多元接続(Code Division Multiple Access:CDMA)では、世界標準規格により、20MHzの信号帯域幅を有している。ここで、電力増幅器(Power Amplifier:PA)の歪補償をプリディストーションと呼ばれる技術によって補償する場合、一般には3倍から5倍の帯域幅が必要となる。その理由は、端的に言えば、PAの歪で問題となるのは、3次,5次歪と呼ばれるものであり、これは、入力周波数の3倍、5倍の帯域幅にひずみ成分が現れることを示す。したがって、プリディストーションでは、あらかじめ歪を与えると言う、その特徴から、プリディストーション後の信号は、3倍、5倍の周波数帯域を有することになる。
一般に、100MHz帯域幅を有するデジタル信号を、デジタル直交検波する事は難易度が高い。まして、量産時に個別のバラツキを補正するには、ほとんど不可能と思われていた。
一般に、100MHz帯域幅を有するデジタル信号を、デジタル直交検波する事は難易度が高い。まして、量産時に個別のバラツキを補正するには、ほとんど不可能と思われていた。
従って、CDMAの基地局(正確には送信部)に本発明の送信機を適用する事で、各種誤差を補正する事が可能で、結果的にプリディストーションを適用することが簡易となる。これは、送信機の単価を低減させる、即ちインフラ整備費を低減することが可能となり、セルラー電話網の構築経費を軽減できる効果がある。
本発明は、帰還系構成においても発生するアナログ直交変調方式に原理的に存在する各種問題点を考慮して、帰還系の誤差補正をも行うことができる送信機に適している。
1、1′、1″…デジタル信号処理部、 2…D/Aコンバータ、 3…アナログ直交変調器、 4…増幅器、 5…アンテナ、 6…方向性結合器、 7…アナログ直交検波器、 8…A/Dコンバータ、 9…搬送波信号生成部、 10、10′、10″…基準信号送信部、 11…D/Aコンバータ、 12…ミキサ、 13…帯域通過フィルタ、 15…低域通過フィルタ、 21、22…RFスイッチ、 23…リセット回路、 30…帰還系補正部、 31、32,33,34…乗算器、 35、36,37…加算器、 71,72…乗算器、 73、74…低域通過フィルタ
Claims (1)
- 送信デジタル信号と帰還信号とを比較して送信系の誤差を推定し、予め前記送信デジタル信号に前記送信系誤差を相殺するような誤差補正を施してから送信系に出力する送信機であって、
送信デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ直交変調して増幅し、増幅結果の送信アナログ信号を無線送信する送信系処理手段と、
前記送信系処理手段における増幅結果の送信アナログ信号を取り込んで出力する信号抽出手段と、
入力されるアナログ信号をアナログ直交検波して、デジタル信号に変換する帰還系処理手段と、
前記帰還系処理手段の誤差を検出するための基準信号を生成して出力する基準信号出力手段と、
前記信号抽出手段からの送信アナログ信号と前記基準信号出力手段からの基準信号とを切り替えて前記帰還系処理手段に入力する信号選択手段と、
前記基準信号を用いて前記帰還系の誤差を検出し、前記帰還系処理手段からの出力に対して前記検出された帰還系誤差を補正する帰還系補正手段と、
前記帰還系補正手段で誤差が補正された帰還信号を用いて前記送信系の誤差を検出し、前記送信デジタル信号に対して前記検出された送信系誤差を補正してから前記送信系に出力するデジタル信号処理手段とを有することを特徴とする送信機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003350207A JP2005117436A (ja) | 2003-10-09 | 2003-10-09 | 送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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2003
- 2003-10-09 JP JP2003350207A patent/JP2005117436A/ja active Pending
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