JP2004200767A - 歪み補償装置及び方法、無線通信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】プレディストータ法により歪み補償を行う場合に、複雑な複素積演算と高速な処理を不要とし、簡単な構成で歪み補償を実現し、消費電力も低減可能とする。
【解決手段】演算部３０は、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから｛Ｉ(t)２＋Ｑ(t)２｝＊Ｉ(t)及びＱim＝｛Ｉ(t)２＋Ｑ(t)２｝＊Ｑ(t)の演算により、歪み成分の直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを求める。直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、直交変調部４１により直交変調され、高周波信号ＲＦimとなされる。高周波信号ＲＦimは、電力増幅器５０の非線形歪みを打ち消すための減衰量と移相量で可変減衰器７１と移相器７２により調整された後、加算器７０で高周波信号ＲＦと加算される。その加算後の高周波信号を電力増幅器５０へ入力することで、電力増幅器５０からは非線形歪みがキャンセルされた高周波信号が出力される。
【選択図】 図１
【解決手段】演算部３０は、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから｛Ｉ(t)２＋Ｑ(t)２｝＊Ｉ(t)及びＱim＝｛Ｉ(t)２＋Ｑ(t)２｝＊Ｑ(t)の演算により、歪み成分の直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを求める。直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、直交変調部４１により直交変調され、高周波信号ＲＦimとなされる。高周波信号ＲＦimは、電力増幅器５０の非線形歪みを打ち消すための減衰量と移相量で可変減衰器７１と移相器７２により調整された後、加算器７０で高周波信号ＲＦと加算される。その加算後の高周波信号を電力増幅器５０へ入力することで、電力増幅器５０からは非線形歪みがキャンセルされた高周波信号が出力される。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば無線通信システムの基地局又は端末局の送信部の電力増幅器で発生する非線形歪みを補償する場合に好適な歪み補償装置及び方法、無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、無線通信装置の送信部の非線形歪みを補償する処理としては、いくつかの方式が提案され実用化されている。一般的には、負帰還法、プレディストータ法、フィードフォワード法などの非線形歪み補償法が挙げられる。
【０００３】
負帰還法は、送信電力増幅器の出力信号を負帰還回路を介して入力側に負帰還させることで、非線形歪みを補償する方法である。負帰還法の具体例としては、帰還信号を同相、直交成分に分解して負帰還するカーテシアンループ(cartesianloop）法が挙げられる。但し、負帰還法は、負帰還回路での安定性の点で問題がある。
【０００４】
プレディストータ法は、送信電力増幅器で発生する歪みを打ち消すために、入力信号に前もって歪ませた信号成分を加えることにより非線形歪みを補償する方法である。プレディストータ法は、負帰還法とは異なり、開ループ制御であるので安定性に優れているが、前もって歪ませた信号（プレディストーション信号）成分は、増幅器の特性パラメータに依存して適応化しなければならない点が問題となる。
【０００５】
フィードフォワード法は、送信電力増幅器で発生する歪みを検出し、この歪み成分を増幅して送信電力増幅器の出力信号から減算する方法である。フィードフォワード法は、プレディストータ法と同様に開ループ制御であるので安定性に優れているが、歪み補償するために追加した電力増幅器の非線形性や電力効率が問題となる。
【０００６】
上述の３つの非線形歪み補償方法のうち、今日ではプレディストータ法が安定性や電力効率の点から注目されている。ここで、従来より提案されているプレディストータ法は、非線形歪みの特性を送信信号の振幅歪み特性と位相歪み特性とで表現し、それらの逆特性の信号からプレディストーション信号を生成してＲＯＭなどの記憶手段に保持しておき、その保持されたプレディストーション信号を用いて非線形歪みを補償するようにしている。
【０００７】
すなわち、従来のプレディストータ法によれば、先ず、送信電力増幅器の非線形歪み特性を測定して非線形歪みを解析し、次に多項式近似によって非線形歪みを高精度に近似し、当該高精度の近似式から逆歪み特性の高精度近似式を生成し、その逆歪み特性の高精度近似式を用いて歪み補償データ（つまりプレディストーション信号）を作成し、ＲＯＭなどに保持させる。そして、プレディストータ法では、入力信号レベルに応じた歪み補償データがＲＯＭから読み出され、その読み出されたデータが入力信号に加算される。
【０００８】
図２０は、送信電力増幅器への入力電力と、当該送信電力増幅器からの出力電力の関係の一例を示す。すなわちこの図２０は、送信電力増幅器の振幅特性が、図中振幅特性Ｇ１に示すように、ある程度の電力レベルまでは入力電力と出力電力とが直線的に変化して理想的な振幅特性Ｇ０と略々一致し、ある電力レベルを超えると非線形になっている例を示している。ここで、例えば入力電力レベルが図中のレベルＡのときの理想的な出力電力レベルはＢ’である。しかしながら、この図２０に示す振幅特性Ｇ１を有する送信電力増幅器の場合は、上記入力電力レベルＡのときの出力電力レベルが図中Ｂになってしまう。したがって、上記プレディストータ法によれば、送信電力増幅器の入力に対して、その電力レベルが図中Ａ’となるようにプレディストーション信号を加算する。これにより、送信電力増幅器からは、歪みのない理想的な出力電力レベルＢ’が得られることになる。
【０００９】
図２１は、特許文献１に示された従来のプレディストーション法を実現するための一構成例を示す。なお、この図２１は、送信電力制御を行う携帯電話端末の送信部に従来のプレディストータ法を適用した場合の構成例を示しており、特に歪み補償用データを得るための手段としてテーブル１６２を用いるものである。
【００１０】
この図２１の構成において、歪み補償部１６０は、パワー計算部１６１と、テーブル１６２と、複素積演算部１６３により構成されている。パワー計算部１６１は、歪み補償前のディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，ＶｑからＶｉ２＋Ｖｑ２で表される演算出力を算出する。この演算出力は、テーブル１６２へ送られる。また、パワー設定部１６９は、送信電力制御を行うための送信出力パワー設定値を発生し、その送信出力パワー設定値をテーブル１６２とテーブル１９１へ送る。テーブル１６２は、振幅歪み補償及び位相歪み補償用の補正値が予め書き込まれている。このテーブル１６２からは、上記パワー計算部１６１からの演算出力（Ｖｉ２＋Ｖｑ２）とパワー設定部１６１から得る送信出力パワー設定値に応じた補正値が読み出され、複素積演算部１６３へ送られる。複素積演算部１６３は、ベースバンド信号Ｉ，Ｑとテーブル１６２から読み出された補正値との複素積を演算する。これにより、歪み補償部１６０からは、歪み補償されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られる。
【００１１】
この歪み補償されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’は、Ｄ／Ａコンバータ１３１，１３２にてそれぞれアナログ信号に変換される。これらＤ／Ａコンバータ１３１，１３２からのアナログ直交ベースバンド信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３３，１３４により低域濾波されて直交変調部１４０へ供給される。直交変調部１４０は、局部発振器１４２からの局部発振信号を、上記低域濾波後のアナログ直交ベースバンド信号により変調する。これにより、直交変調部１４０からは高周波信号が出力される。当該直交変調により得られた高周波信号は、可変ゲインアンプ１５１へ送られる。
【００１２】
テーブル１９１は、可変ゲインアンプ１５１のゲイン制御電圧を決定するための制御データが予め書き込まれている。そして、このテーブル１９１からは、上記パワー設定部１６９による送信出力パワー設定値に応じた制御データが読み出される。当該制御データは、具体的にはＤ／Ａコンバータの電圧コードであり、この制御データが図示しないＤ／Ａコンバータにより制御電圧値に変換されて可変ゲインアンプ１５１へ送られる。これにより、可変ゲインアンプ１５１からは、送信電力制御がなされた高周波信号が出力されることになる。その後、当該高周波信号は、電力増幅器１５０によりさらに増幅され、図示しないアンテナへ送られる。
【００１３】
次に、図２２には、特許文献１に示された従来のプレディストーション法を実現するための他の構成例を示す。この図２２も図２１と同様に、送信電力制御を行う携帯電話端末の送信部に従来のプレディストータ法を適用した場合の構成例を示している。なお、図２２において、図２１と基本的に同じ構成には同一の指示符号を付してそれらの詳細な説明は省略する。
【００１４】
この図２２の構成は、送信電力増幅器１５０の非線形歪みの振幅特性及び位相特性を近似する関数を、それぞれの実際の特性にフィットするように定義した上で、この関数の非線形性を打ち消すような逆関数を求め、その逆関数から歪み補償データを得るものである。
【００１５】
この図２２の構成の歪み補償部１６０は、振幅逆関数演算部１６５と、位相逆関数演算部１６６と、複素積演算部１６７により構成されている。振幅逆関数演算部１６５と位相逆関数演算部１６６は、歪み補償前のディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑとパワー設定部１６９による送信出力パワー設定値からそれぞれ振幅と位相の逆関数を演算する。上記振幅逆関数演算部１６５により求められた振幅逆関数の演算結果と、位相逆関数演算部１６６により求められた位相逆関数の演算結果は、複素積演算部１６７へ送られる。
【００１６】
複素積演算部１６７は、振幅逆関数の演算結果と位相逆関数の演算結果との複素積を演算する。これにより、歪み補償部１６０からは、歪み補償されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られる。以後の処理は、図２１の構成例と同じである。
【００１７】
ここで、上記ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑのスペクトラム波形成分が例えば図２３に示す波形成分であったとする。このとき、当該ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを、例えば図２１や図２２の歪み補償部１６０を介さずに（つまり歪み補償を行わずに）直接、Ｄ／Ａコンバータ１３１，１３２とローパスフィルタ１３３，１４４へ通したとすると、直交変調部１４０へ供給されるアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑのスペクトラム波形は基本的に図２３と同じ成分を持った波形となる。そして、このときの直交変調部１４０から出力される高周波信号のスペクトラム波形は、図２４の波形となり、さらに、電力増幅器１５０から出力される信号のスペクトラム波形は図２５に示す波形となる。すなわち、図２５に示す波形は、図２４の波形に対して電力増幅器１５０で発生した歪み成分が加わった波形となっている。
【００１８】
これに対して、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑに対して図２１や図２２の歪み補償部１６０による歪み補償のための演算処理が施された後の直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’のスペクトラム波形は、図２６に示す波形となる。また、このときの直交変調部１４０から出力される高周波信号のスペクトラム波形は、図２７に示す波形となる。そして、電力増幅器１５０から出力される信号のスペクトラム波形は図２８に示す波形となる。すなわち、図２８に示す波形は、電力増幅器１５０で発生した歪み成分がキャンセルされた波形となっている。
【００１９】
次に、図２９には、図２１，図２２に示した従来の構成における歪み補償処理の流れを示す。
【００２０】
この図２９において、先ず、ステップＳ１０１の処理として、歪み補償部１６０には、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの値が供給される。
【００２１】
ここで、図２１の構成の場合、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑが供給された、歪み補償部１６０は、ステップＳ１０２の処理として、パワー計算部１６１にて演算出力（Ｖｉ２＋Ｖｑ２）を演算し、また、パワー設定部１６９による送信出力パワー設定値を参照し、電力増幅器１５０の非線形性を反映したテーブル１６２から補正値を得る。そして、図２１の歪み補償部１６０は、ステップＳ１０３の処理として、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと補正値とで複素積演算を行い、当該複素積演算後のディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’をＤ／Ａコンバータ１３１，１３２へ出力する。一方、図２２の構成の場合、歪み補償部１６０は、ステップＳ１０２の処理として、振幅逆関数演算部１６５と位相逆関数演算部１６６により、それぞれ振幅逆関数と位相逆関数を求める。そして、図２２の歪み補償部１６０は、ステップＳ１０３の処理として、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと各逆関数の演算結果とで複素積演算を行い、当該複素積演算後のディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’をＤ／Ａコンバータ１３１，１３２へ出力する。
【００２２】
次に、パワー設定部１６９は、ステップＳ１０４の処理として、送信電力制御において送信出力パワーの変更を行うか否か判定する。ここで、送信出力パワーの変更がないときにはステップＳ１０１へ処理が戻り、一方送信出力パワーの変更があるときには、次のステップＳ１０５へ処理が進む。
【００２３】
ステップＳ１０５へ処理が進むと、パワー設定部１６９は、可変ゲインアンプ１５１のゲイン制御電圧を決定するためのテーブル１９１から、上記変更された送信出力パワーに応じた制御値を読み出させる。そして、この制御値は、Ｄ／Ａ変換によりゲイン制御電圧値に変換され、可変ゲインアンプ１５１へ送られることになる。
【００２４】
【特許文献１】
特開２００１−３６３５３号公報（第１１図、第１２図）
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図２１及び図２２を用いて説明した従来のプレディストーション法による歪み補償方式によれば、複素積演算部での複素積演算を高速に行わなければならないため、歪み補償部１６０での演算量が膨大となる。また、歪み補償部１６０は、大規模な演算ロジックにより構成されるため、送信部の構成が大型化し、しかも消費電力が大きいという問題がある。
【００２６】
具体例として、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband-Code Division Multiple Access）方式の携帯電話システムを挙げて説明する。直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、例えば図３０に示すような電圧時間波形をしている。そして、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話システムの場合、シンボル点は３．８４Ｍcpsで変わり、例えば４倍サンプリングレートの１５．３６ＭＨｚの繰り返しで直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑが生成される。したがって、図２１や図２２で説明した従来の歪み補償方式の場合、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから上記複素積演算後の直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を求める処理、すなわち、図２９のフローチャートのステップＳ１０１からステップＳ１０３までの処理を、１５．３６ＭＨｚの繰り返し（６５ｎｓの周期）で行う必要があり、非常に高速性が要求されることになる。
【００２７】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、プレディストータ法により歪み補償を行う場合において、大規模なロジックを用いずに簡単な構成で良好な歪み補償を実現すると共に、高速な処理を減らし、且つ装置の消費電力を低減することをも可能とする、歪み補償装置及び方法、無線通信装置を提供することを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本発明の歪み補償装置は、搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅することで発生する非線形歪みを補償する装置であり、送信希望波信号から非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を演算する演算部と、歪み成分信号を直交変調した歪み成分高周波信号を生成する歪み成分直交変調部と、歪み成分高周波信号と希望波高周波信号の２つの高周波信号の間の振幅比を非線形歪みの振幅成分を打ち消す所望の振幅比に調整する振幅比調整部と、それら２つの高周波信号の間の位相差を非線形歪みの位相成分を打ち消す所望の位相差に調整する位相差調整部と、所望の振幅比及び位相差の調整後の２つの高周波信号を加算する加算部とを有する。
【００２９】
また、本発明の歪み補償方法は、搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅することで発生する非線形歪みを補償する方法であり、送信希望波信号から非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を演算し、歪み成分信号を直交変調した歪み成分高周波信号を生成し、歪み成分高周波信号と希望波高周波信号の２つの高周波信号の間の振幅比と位相差を、それぞれ非線形歪みの振幅成分と位相成分を打ち消す所望の振幅比と位相差に調整し、それら所望の振幅比及び位相差の調整後の２つの高周波信号を加算する。
【００３０】
また、本発明の無線通信装置は、送信希望波信号を直交変調して第１の高周波信号を生成する第１の直交変調部と、入力された高周波信号を電力増幅して出力する電力増幅部と、送信希望波信号から電力増幅部の非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を演算する演算部と、歪み成分信号を直交変調して第２の高周波信号を生成する第２の直交変調部と、第１，第２の高周波信号の間の振幅比を非線形歪みの振幅成分を打ち消す所望の振幅比に調整する振幅比調整部と、第１，第２の高周波信号の間の位相差を非線形歪みの位相成分を打ち消す所望の位相差に調整する位相差調整部と、所望の振幅比及び位相差の調整後の第１，第２の高周波信号を加算する加算部とを有し、その加算後の高周波信号を電力増幅器へ入力する。
【００３１】
すなわち本発明においては、例えばプレディストータ法により歪み補償を行う場合において、従来のように複素積演算等を行わずに、簡単な演算により送信希望波信号から電力増幅器の非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を求めており、その歪み成分信号を直交変調した高周波信号と、元の送信希望波信号を直交変調した高周波信号との間の振幅比と位相差を、電力増幅器の非線形歪みをキャンセルできる所望の値に調整し、それら調整後の２つの高周波信号を加算して電力増幅器へ供給することで、電力増幅器により発生する非線形歪みを補償している。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３３】
図１は、第１の実施の形態の歪み補償部１０を備えた送信部の構成例を示す。
【００３４】
図１において、図示しないベースバンド処理部から供給されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２にてそれぞれアナログ信号に変換される。これらＤ／Ａコンバータ３１，３２からのアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３，３４により低域濾波されて第１の直交変調部４０へ供給される。第１の直交変調部４０は、局部発振器４２からの局部発振信号（搬送波信号）を、上記低域濾波後のアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑにより変調する。これにより、第１の直交変調部４０からは高周波信号ＲＦ（以下、第１の高周波信号ＲＦと表記する）が出力される。当該第１の高周波信号ＲＦは、後述する加算器７０を介して、可変ゲインアンプ５１へ送られる。
【００３５】
また、パワー設定部６９は、送信電力制御を行うための送信出力パワー設定値を発生し、その送信出力パワー設定値を第１のテーブル９１へ送る。第１のテーブル９１は、メモリ等の記憶装置からなり、パワー設定部６９により設定される送信出力パワーにそれぞれ対応して、可変ゲインアンプ５１のゲインを制御するための制御データが書き込まれている。一例として、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の場合、送信出力パワーは＋２４ｄＢｍから−５０ｄＢｍまでの間で１ｄＢステップ毎（合計７５ステップ分）に設定できなければならないため、第１のテーブル９１内には、図２に示すように、上記７５ステップ分の各送信出力パワー設定値にそれぞれ対応したゲイン制御データが格納されている。そして、この第１のテーブル９１からは、上記パワー設定部６９による送信出力パワー設定値に応じたゲイン制御データが読み出される。当該ゲイン制御データは、具体的にはＤ／Ａコンバータの電圧コードであり、このゲイン制御データが図示しないＤ／Ａコンバータにより電圧値に変換されて可変ゲインアンプ５１へ送られる。これにより、可変ゲインアンプ５１からは、送信電力制御がなされた高周波信号が出力されることになる。その後、当該高周波信号は、電力増幅器５０によりさらに増幅され、図示しないアンテナへ送られる。
【００３６】
［歪み補償部］
また、本実施の形態の無線通信装置の送信部は、電力増幅器５０により発生する非線形歪みを補償するための歪み補償部１０を備えている。
【００３７】
ここで、３次の非線形歪みを発生する電力増幅器５０のモデルは、式（１）により表される。なお、式中のＶoは出力信号電圧、Ｖiは入力信号電圧、ａは実数である。
【００３８】
Ｖo＝ａ１*Ｖi＋ａ２*Ｖi２＋ａ３*Ｖi３ (1)
また、電力増幅器５０への入力信号電圧Ｖi(t)は、直交ベースバンド信号のＩ，Ｑにより式（２）のように表される。なお、式中のωｃは周波数、ｔは時間である。
【００３９】
Ｖi(t)＝Ｉ(t)*cos(ωｃ・t)−Ｑ(t)*sin(ωｃ・t) (2)
この式（２）を式（１）の電力増幅器５０のモデル式に代入し、基本波成分Vofund(t)を抽出すると、式（３）が得られる。
【００４０】
式（３）は、送信希望波信号としての直交ベースバンド信号のＩとＱを直交変調した成分と、電力増幅器５０により発生する３次歪み成分に相当する｛I(t)２+Q(t)２｝*I(t)及び｛I(t)２+Q(t)２｝*Q(t)を直交変調した成分がａ１とａ３で決まる振幅比と位相差で加算されたものとして表されることがわかる。
【００４１】
すなわち、下記式（４）で表される直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを直交変調した後の高周波信号ＲＦimの振幅比（つまり電力比）と位相差を、予め電力増幅器５０により発生する３次歪み成分（歪みの振幅成分と位相成分）をキャンセルできる最適な値に調整し、その振幅比と位相差の調整後の高周波信号ＲＦimを、元の直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調した高周波信号ＲＦへ加算すれば、電力増幅器５０にて発生する歪み成分がキャンセルされることがわかる。
【００４２】
Iim＝｛I(t)２+Q(t)２｝*I(t)
Qim＝｛I(t)２+Q(t)２｝*Q(t) (4)
以上のようにして電力増幅器５０により発生する歪み成分をキャンセルする本実施の形態の歪み補償部１０の構成を説明する。
【００４３】
上記直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、本実施の形態の歪み補償部１０の演算部３０へ供給される。演算部３０は、上記式（４）に示した簡単な演算により、上記直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを生成する。当該直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、Ｄ／Ａコンバータ３５，３６にてそれぞれアナログ信号に変換される。これらＤ／Ａコンバータ３５，３６からのアナログ直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、ローパスフィルタ３７，３８により低域濾波されて第２の直交変調部４１へ供給される。当該第２の直交変調部４１は、上記第１の直交変調部４０とは独立して設けられており、局部発振器４２からの局部発振信号（搬送波信号）を、上記直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimにより変調する。これにより、第２の直交変調部４１からは、高周波信号ＲＦim（以下、第２の高周波信号ＲＦimと表記する）が出力される。
【００４４】
当該第２の高周波信号ＲＦimは、電力増幅器５０にて発生する歪み成分（歪みの振幅成分）をキャンセルするのに最適な振幅となるように可変減衰器７１により減衰され、同様に電力増幅器５０にて発生する歪み成分（歪みの位相成分）をキャンセルするのに最適な位相となるように移相器７２により移相された後、加算器７０へ送られる。
【００４５】
加算器７０では、上記可変減衰器７１と移相器７２により減衰及び移相された後の第２の高周波信号ＲＦimと、第１の直交変調部４０からの第１の高周波信号ＲＦとを加算する。これにより、当該加算器７０での加算後の高周波信号は、後段の電力増幅器５０にて発生する歪み成分をキャンセルできる信号となる。その後、この加算器７０での加算処理後の高周波信号は、前述した可変ゲインアンプ５１へ送られる。
【００４６】
以下、上記電力増幅器５０で発生する歪みの振幅成分をキャンセルするための最適な振幅を上記可変減衰器７１にて実現するための減衰量（最適減衰量とする）、及び、上記電力増幅器５０で発生する歪みの移相成分をキャンセルするための最適な位相を上記移相器７２にて実現するための移相量（最適移相量とする）を、本実施の形態の歪み補償部１０がどのようにして設定しているのかについて説明する。なおここでは、可変減衰器７１が例えば図３に示す特性を有し、また移相器７２が例えば図４に示す特性を有し、無線通信装置が例えばＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話端末である場合を挙げて説明する。
【００４７】
上記Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の場合、送信出力パワーは、前述したように＋２４ｄＢｍから−５０ｄＢｍまでの間で１ｄＢステップ毎（合計７５ステップ分）に設定される。また、それら７５ステップ分（７５通り）の各送信出力パワー設定値には、それぞれ可変減衰器７１の最適減衰量と移相器７２の最適移相量が存在することになる。したがって、本実施の形態の歪み補償部１０は、メモリ等の記憶装置からなる第２のテーブル９２内に、図５に示すように、上記７５ステップ分の各送信出力パワー設定値にそれぞれ対応した最適減衰量と最適移相量を実現するための制御データ（具体的にはＤ／Ａコンバータの電圧コード）を格納しており、その第２のテーブル９２の中から、パワー設定部６９での送信出力パワー設定値に応じた最適減衰量と最適移相量の制御データを読み出す。これら制御データは、図示しないＤ／Ａコンバータにより制御電圧値に変換されて上記可変減衰器７１と移相器７２へ送られる。
【００４８】
一例として、＋２４ｄＢｍの送信出力パワーが設定された時の可変減衰器７１の最適減衰量が−３０ｄＢ、移相器７２の最適移相量が５８ｄｅｇであったとし、＋２３ｄＢｍの送信出力パワーが設定された時の可変減衰器７１の最適減衰量が−３５ｄＢ、移相器７２の最適移相量が５０ｄｅｇであったとする。また、可変減衰器７１が図３に示す特性を有しているとき、上記減衰量が−３０ｄＢになる制御電圧は１．２０Ｖ、減衰量が−３５ｄＢになる制御電圧は１．３０Ｖとなる。同様に、移相器７２が図４に示す特性を有している場合、移相量が５８ｄｅｇになる制御電圧は１．５０Ｖ、また移相量が５０ｄｅｇになる制御電圧は１．４０Ｖとなる。したがって、パワー設定部６９で例えば＋２４ｄＢｍの送信出力パワーが設定された時、第２のテーブル９２からは、上記＋２４ｄＢｍの送信出力パワーに対応した−３０ｄＢの最適減衰量を可変減衰器７１に設定するための制御電圧である１．２０Ｖを表す制御データが読み出され、また、上記＋２４ｄＢｍの送信出力パワーに対応した５８ｄｅｇの最適移相量を移相器７２に設定するための制御電圧である１．５０Ｖの制御データが読み出される。同様に、パワー設定部６９で例えば＋２３ｄＢｍの送信出力パワーが設定された時、第２のテーブル９２からは、上記＋２３ｄＢｍの送信出力パワーに対応した−３５ｄＢの最適減衰量を可変減衰器７１に設定するための制御電圧である１．３０Ｖの制御データが読み出され、また、上記＋２３ｄＢｍの送信出力パワーに対応した５０ｄｅｇの最適移相量を移相器７２に設定するための制御電圧である１．４０Ｖの制御データが読み出される。
【００４９】
次に、図６には、本実施の形態における歪み補償処理の流れを示す。
【００５０】
この図６において、先ず、ステップＳ１の処理として、入力されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの値は、前述したようにＤ／Ａコンバータ３１，３２、ローパスフィルタ３３，３４、第１の直交変調部４０を介することで第１の高周波信号ＲＦとなされた後、加算器７０へ送られる。
【００５１】
また、ステップＳ２の処理として、前記式（４）の演算により、前記歪み成分に相当する直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimが生成され、当該直交ベースバンド信号Ｉim，ＱimはＤ／Ａコンバータ３５，３６、ローパスフィルタ３７，３８、第２の直交変調部４１を介することで第２の高周波信号ＲＦimになされた後、可変減衰器７１と移相器７２へ送られる。
【００５２】
次に、ステップＳ３の処理として、パワー設定部６９は、送信電力制御による送信出力パワーの変更を行うか否か判定する。ここで、送信出力パワーの変更がないときにはステップＳ１へ処理が戻り、一方送信出力パワーの変更があるときには、次のステップＳ４へ処理が進む。
【００５３】
ステップＳ４へ処理が進むと、パワー設定部６９は、変更された送信出力パワー設定値に応じて、可変ゲインアンプ５１のゲイン制御電圧を決定するための制御データを第１のテーブル９１から読み出させる。この制御データは、Ｄ／Ａ変換によりゲイン制御電圧値に変換され、可変ゲインアンプ５１へ送られることになる。これにより、送信電力制御が実行される。
【００５４】
また、ステップＳ５では、上記送信出力パワー設定値に応じた最適減衰量と最適移相量の制御データが第２のテーブル９２から読み出され、その制御データに応じた制御電圧値により第２の高周波信号ＲＦimの減衰量と移相量が調整される。この調整後の第２の高周波信号ＲＦimは、加算器７０にて第１の高周波信号ＲＦと加算される。そして、当該加算器７０からは、電力増幅器５０にて発生する歪み成分をキャンセルすることができる高周波信号が出力されることになる。これにより、最終的に電力増幅器５０から出力される高周波信号は、歪み成分が補償された信号となる。
【００５５】
本実施の形態の歪み補償部１０は、以上のように、可変減衰器７１と移相器７２に対して、パワー設定部６９からの送信出力パワー設定値に応じた最適減衰量と最適移相量を設定し、それら最適減衰量及び最適移相量にて調整された第２の高周波信号ＲＦimを、第１の高周波信号ＲＦに加算することで、電力増幅器５０にて発生する歪み成分をキャンセルできる。また、例えばＷ−ＣＤＭＡ方式携帯電話の場合、送信電力制御のための送信出力パワーのコントロールは１スロット（６６６μｓ）の周期で行われる。したがって、本実施の形態の歪み補償部１０は、上記図６のステップＳ３〜ステップＳ５の処理を、少なくとも上記１スロット（６６６μｓ）の周期で行えば良く、従来の歪み補償方式のように高速な処理（図２９のステップＳ１０１〜Ｓ１０３は６５ｎｓの周期の処理が必要となる）は不要である。特に、本実施の形態の図６のステップＳ５の処理は、ステップＳ４での処理と同様、送信出力パワーコントロールと同じタイミングでの第２のテーブル９２からのデータ読み出しとＤ／Ａ変換とにより実現されるため、複雑な演算は不要であり且つ高速な処理を行わなくて済み、したがって機器の消費電流を下げることができ、大規模な高速演算ロジックが不要となる。
以下、本実施の形態の歪み補償を、具体的なスペクトラム波形を用いて説明する。
【００５６】
上記ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑのスペクトラム波形成分が例えば前述した図２３に示す波形成分であったとする。また、この図２３に示した波形の当該ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑが、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２とローパスフィルタ３３，３４を通過した後のアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑのスペクトラム波形も、基本的に図２３と同じ成分を持った波形となる。そして、第１の直交変調部４０から出力される第１の高周波信号ＲＦのスペクトラム波形は、前述した図２４の波形となる。
【００５７】
また、本実施の形態の歪み補償部１０のローパスフィルタ３７，３８を通過後の直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimのスペクトラム波形は、図７に示す波形となる。さらに、第２の直交変調部４１から出力される第２の高周波信号ＲＦimのスペクトラム波形は、図８に示す波形となる。
【００５８】
そして、前述のように減衰量と移相量が調整された後の第２の高周波信号ＲＦimを、加算器７０にて第１の高周波信号ＲＦに加算すると、スペクトラム波形は、前述の図２７にて示したのと同様の波形となる。したがって、この図２７と同様のスペクトラム波形の高周波信号を可変ゲインアンプ５１へ送り更に電力増幅器５０を通過させると、当該電力増幅器５０からは、前述の図２８で示したのと同様に、歪み成分がキャンセルされた波形の高周波信号が出力されることになる。
【００５９】
なお、電力増幅器５０により発生する歪み成分は、送信出力パワーが小さい値であるときにはあまり問題にはならない。したがって、送信出力パワーが小さい値であるときには歪み補償を行わず、送信出力パワーがある閾値以上のときにのみ歪み補償を行うことも可能である。本実施の形態の場合、図５に示した第２のテーブル９２は、ある閾値以上の各送信出力パワーに対しては、可変減衰器７１の制御電圧として、例えば３．０Ｖというように減衰量が一番大きくなる制御データ、つまり、第１の高周波信号ＲＦと第２の高周波信号ＲＦimの振幅比を一番大きくする制御データが設定され、また、移相器７２の制御電圧として、例えば１Ｖというように移相量が一番小さくなる制御データ、つまり、第１の高周波信号ＲＦと第２の高周波信号ＲＦimの位相差を一番小さくする制御データが設定されている。このため、本実施の形態の歪み補償部１０は、実際の送信出力パワーが予め設定された閾値以下であるとき、歪み補償の機能を事実上オフ状態にすることができる。その他にも、図示は省略するが、例えば移相器７２と加算器７０の間にスイッチを設けると共に、そのスイッチのオン／オフを制御する制御部を設け、送信出力パワーの設定値がある閾値より小さいときに、制御部が上記スイッチをオフさせることで、歪み補償の機能をオフ状態にするようにしても良い。
【００６０】
また、本実施の形態において、第２のテーブル９２は、図５に示した送信出力パワーに対する可変減衰器７１と移相器７２の制御電圧のテーブルだけでなく、例えば、図９に示すように可変減衰器７１と移相器７２の各制御電圧を周波数に応じて補正するための制御電圧補正値からなるテーブルや、図１０に示すように可変減衰器７１と移相器７２の各制御電圧を温度に応じて補正するための制御電圧補正値からなるテーブル、図１１に示すように可変減衰器７１と移相器７２の各制御電圧を電源電圧に応じて補正するための制御電圧補正値からなるテーブルを含んでいても良い。これら図９〜図１１のテーブルを使用することにより、本実施の形態の歪み補償部１０は、周波数、温度、電源電圧の変動により変化する歪み成分をも補償することが可能になる。また、前記歪み補償の機能のオン／オフを決定するための閾値は、これら周波数、温度、電源電圧について設定することも可能である。つまり、周波数、温度、電源電圧について設定された閾値により、上記歪み補償の機能のオン／オフを制御しても良い。なお、上記周波数、温度、電源電圧を用いる場合、本実施の形態の歪み補償部１０は、それら周波数、温度、電源電圧を検出する手段（図示は省略）と、それら検出手段からの検出値（周波数、温度、電源電圧）により、上記テーブルより補正値を選択したり、歪み補償機能のオン／オフを制御するための制御部（図示は省略）とを備えることになる。
【００６１】
上述の図１の構成例は、パワー設定部６９からの送信出力パワー設定値が、テーブル９１，９２から制御データを読み出すための値となっている。これに対し、本実施の形態の歪み補償部１０は、例えば図１２に示すように、パワー設定部６９からの送信出力パワー設定値に基づいて、制御部１１４が各テーブル９１，９２から制御データを読み出す構成を備えていても良い。なお、図１２は、図示を簡略化するために、高周波信号ＲＦ，ＲＦimの経路上の各構成要素を省略しており、説明に必要な構成要素のみを図示している。
【００６２】
この図１２において、制御部１１４は、パワー設定部６９からの送信出力パワー設定値により、第２のテーブル９２から可変減衰器７１の制御データと移相器７２の制御データを読み出し、上記可変減衰器７１の制御データをＤ／Ａコンバータ１１１へ送り、上記移相器７２の制御データをＤ／Ａコンバータ１１２へ送る。Ｄ／Ａコンバータ１１１，１１２は、それぞれ制御データを制御電圧値へ変換する。Ｄ／Ａコンバータ１１１からの制御電圧値は可変減衰器７１へ送られ、Ｄ／Ａコンバータ１１２からの制御電圧値は移相器７２へ送られる。
【００６３】
また、制御部１１４は、パワー設定部６９からの送信出力パワー設定値により、第１のテーブル９１から可変ゲインアンプ５１の制御データを読み出し、その制御データをＤ／Ａコンバータ１１３へ送る。Ｄ／Ａコンバータ１１３は、当該制御データを制御電圧値へ変換する。Ｄ／Ａコンバータ１１３からの制御電圧値は可変ゲインアンプ５１へ送られる。
【００６４】
次に、図１３には、本実施の形態の移相器７２の具体的回路構成の一例を示す。
【００６５】
図１３において、入力端子８１に供給される入力信号（高周波信号ＲＦim）は、コイル８４，８５の直列回路を介して出力端子８２に供給される。ここで、両コイル８４，８５の接続点と接地電位部との間には、コンデンサ８６と可変容量素子８７とが直列接続されている。なお、可変容量素子８７は、例えばバリキャップダイオードなどからなる。そして、制御端子８３には、前記第２のテーブル９２から読み出されてＤ／Ａ変換された制御電圧値が供給される。この制御電圧値は、抵抗器８８を介してコンデンサ８６と可変容量素子８７との接続点に供給される。
【００６６】
この図１３の構成によれば、制御端子８３に印加された制御電圧により、入力端子８１と出力端子８２の間を通過する高周波信号の移相が偏移する。
【００６７】
［第２の実施の形態］
図１４には本発明の第２の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１４において、図１と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００６８】
この第２の実施の形態の構成は、送信出力パワーが小さく、電力増幅器５０により発生する歪み成分がさほど問題にならない場合に、電源制御部１０２がスイッチ１０１をオフさせることにより、第２の直交変調部４１，可変減衰器７１，移相器７２に対する電源電流１００の供給を遮断して歪み補償の機能を強制的にオフさせることで、歪み補償へ影響を及ぼすことなく、消費電力を削減可能にしている。
【００６９】
［第３の実施の形態］
図１５には本発明の第３の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１５において、図１と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００７０】
この第３の実施の形態の構成は、ローパスフィルタ３３，３４での低域濾波後の直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから、アナログ演算部６８が、前記式（４）の演算により前記直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを生成するようにしたものである。この図１５の例の場合、図１のＤ／Ａコンバータ３５，３６とローパスフィルタ３７，３８が不要になり、構成の小型化とコストの低減が可能になる。
【００７１】
［第４の実施の形態］
図１６には本発明の第４の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１６において、図１，図１４，図１５と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１，第２，第３の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１，図１４，図１５の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００７２】
この第４の実施の形態の構成は、第２の実施の形態の同様、送信出力パワーが小さく、電力増幅器５０により発生する歪み成分がさほど問題にならない場合に、電源制御部１０２がスイッチ１０１をオフさせることにより、アナログ演算部６８、第２の直交変調部４１，可変減衰器７１，移相器７２に対する電源電流１００の供給を遮断して歪み補償の機能を強制的にオフさせることで、歪み補償へ影響を及ぼすことなく、消費電力を削減可能にしている。
【００７３】
［第５の実施の形態］
図１７には本発明の第５の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１７において、図１，図１５と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１，第３の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１，図１５の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００７４】
この第５の実施の形態の構成は、前記可変減衰器７１に代えて、可変増幅器７４を設けると共に、第１の直交変調部４０と加算器７０の間に、上記可変増幅器７４と同様の可変増幅器７３を設けたものである。
【００７５】
ここで、前記第１〜第４の実施の形態において可変減衰器７１を設けている目的は、前記直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調した第１の高周波信号ＲＦと、前記直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを直交変調した第２の高周波信号ＲＦimとの電力比を制御することである。したがって、この図１７の構成のように、前記可変減衰器７１に代えて可変増幅器７４を設けることでも同様に、電力比の制御が可能となる。但し、当該第５の実施の形態の場合、上記可変増幅器７４にて高周波信号ＲＦimを増幅することになるため、第１の直交変調部４０と加算器７０の間にも可変増幅器７３を設ける。また、この実施の形態の場合の第２のテーブル９２には、送信出力パワー設定値にそれぞれ対応して歪み成分をキャンセルするのに最適な、可変増幅器７３と可変増幅器７４の利得比を設定するための制御データが格納されている。
【００７６】
そして、本実施の形態によれば、送信出力パワー設定値に応じて、第２のテーブル９２から上記可変増幅器７３と可変増幅器７４の利得比を所望の比（つまり歪み成分をキャンセルするのに最適な利得比）とする制御データが読み出される。上記可変増幅器７３の制御データと可変増幅器７４の制御データは、それぞれ図示しないＤ／Ａコンバータにより制御電圧値に変換された後、それら可変増幅器７３と可変増幅器７４へ供給される。その後、可変増幅器７４から出力された第２の高周波信号ＲＦimは、移相器７２により移相調整がなされ、加算器７０により可変増幅器７３から出力された第１の高周波信号ＲＦと加算される。
【００７７】
［第６の実施の形態］
図１８には本発明の第６の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１８において、図１，図１５と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１，第３の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１，図１５の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００７８】
この第６の実施の形態の構成は、前記可変減衰器７１を第２の直交変調部４１の前段に設けたものである。この第６の実施の形態によれば、アナログ演算部６８により求められた直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimの振幅を、可変減衰器７１により調整することで、第２の直交変調部４１から出力される第２の高周波信号ＲＦimのレベルを制御する。但し、この第６の実施の形態の場合、第２のテーブル９２に格納されている減衰量についての制御データは、歪み補償に最適な、直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑim用の減衰量を設定するための制御データとなされる。この第６の実施の形態においても、前述の各実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７９】
［第７の実施の形態］
図１９には本発明の第７の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１９において、図１，図１５と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１，第３の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１，図１５の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００８０】
この第７の実施の形態の構成は、可変減衰器７１から出力された第２の高周波信号ＲＦimを直接加算器７０へ供給し、移相器７２を、第１の直交変調部４０への局部発振信号入力と第２の直交変調部４１の局部発振信号入力との間に置き、２つの第１の直交変調部４０，４１への局部発振信号に位相差を持たせることによって、前述の各実施の形態における移相器７２と同様の効果を得るようにしている。
【００８１】
ここで、前記第１〜第６の実施の形態において移相器７２を設けている目的は、前記直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調した第１の高周波信号ＲＦと、前記直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを直交変調した第２の高周波信号ＲＦimとの位相差を制御することである。したがって、この図１９の構成のように、第１の直交変調部４０への局部発振信号入力と第２の直交変調部４１の局部発振信号入力との間に移相器７２を置くことでも同様に、２つの高周波信号ＲＦとＲＦimの位相差の制御が可能となる。但し、この第７の実施の形態の場合、第２のテーブル９２に格納されている移相量についての制御データは、歪み補償を行うために最適な、局部発振信号用の移相量を設定するための制御データとなされる。
【００８２】
［まとめ］
以上説明した直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、前述の式（４）のような簡単な演算により生成可能であり、また、前記演算部３０や６８の回路規模は小規模なもので良い。したがって、本発明の各実施の形態によれば、前述した従来例のように直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの段階での複雑で且つ高速な複素積演算を必要とせず、送信電力制御のステップ毎のある程度低速で且つ簡単な演算により、電力増幅器５０により発生する歪みを補償することが可能であり、大規模な演算ロジックも必要なく、消費電力を下げることも可能である。
【００８３】
また、直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを生成するための演算部３０や６８と、元の直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと上記直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimをそれぞれ独立に直交変調するための２つの直交変調部４０，４１と、さらに、可変減衰器７１、移相器７２、加算部７０等は、１つのＩＣ（集積回路）に集積可能であり非常に小型化できる。
【００８４】
なお、上述した実施の形態の説明は、本発明の一例である。このため、本発明は上述した実施の形態に限定されることなく、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることはもちろんである。例えば本発明は、前述したＷ−ＣＤＭＡ方式に限定されない。
【００８５】
【発明の効果】
本発明においては、送信希望波信号から非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を演算して直交変調し、歪み成分と送信希望波信号から生成された２つの高周波信号の間の振幅比と位相差を、それぞれ非線形歪みの振幅成分と位相成分を打ち消す所望の振幅比と位相差に調整し、それら調整後の２つの高周波信号を加算して電力増幅器へ供給することで、大規模なロジックを用いることなく簡単な構成で良好な歪み補償を実現すると共に、高速な処理を不要とし、且つ装置の消費電力をも低減している。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図２】第１のテーブルに格納された、送信出力パワーと可変ゲインアンプの制御電圧の対応表を示す図である。
【図３】可変減衰器の特性例を示す図である。
【図４】移相器の特性例を示す図である。
【図５】第２のテーブルに格納された、送信出力パワーと減衰量，移相量の対応表を示す図である。
【図６】本実施の形態における歪み補償処理の流れを示すフローチャートである。
【図７】本実施の形態の歪み補償部のローパスフィルタを通過後の直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimのスペクトラム波形を示す波形図である。
【図８】第２の直交変調部から出力された高周波信号ＲＦimのスペクトラム波形を示す波形図である。
【図９】第２のテーブルに格納された、周波数と、可変減衰器及び移相器の各制御電圧補正値との対応表を示す図である。
【図１０】第２のテーブルに格納された、温度と、可変減衰器及び移相器の各制御電圧補正値との対応表を示す図である。
【図１１】第２のテーブルに格納された、電源電圧と、可変減衰器及び移相器の各制御電圧補正値との対応表を示す図である。
【図１２】送信出力パワー設定値に応じて第１，第２のテーブルから制御データを読み出す制御部を備えた構成例の説明に用いるブロック図である。
【図１３】移相器の具体的構成例を示す回路図である。
【図１４】第２の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図１５】第３の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図１６】第４の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図１７】第５の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図１８】第６の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図１９】第７の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図２０】送信電力増幅器の入力電力と出力電力の関係の説明に用いる特性図である。
【図２１】歪み補償を行う従来の無線通信装置の送信部の主要部の一構成例を示すブロック図である。
【図２２】歪み補償を行う従来の無線通信装置の送信部の主要部の他の構成例を示すブロック図である。
【図２３】ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑのスペクトラム波形の一例を示す波形図である。
【図２４】歪み補償前の高周波信号のスペクトラム波形を示す波形図である。
【図２５】電力増幅器により発生した歪み成分が加わった高周波信号のスペクトラム波形を示す波形図である。
【図２６】従来の歪み補償部により演算処理が施された後の直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’のスペクトラム波形を示す波形図である。
【図２７】従来の送信部の直交変調部から出力される高周波信号のスペクトラム波形を示す波形図である。
【図２８】歪み補償後に電力増幅器から出力される高周波信号のスペクトラム波形を示す波形図である。
【図２９】従来の歪み補償処理の流れを示すフローチャートである。
【図３０】直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの電圧時間波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１０…歪み補償部、３０…演算部、３１，３２，３５，３６…Ｄ／Ａコンバータ、３３，３４，３７，３８…ローパスフィルタ、４０…第１の直交変調部、４１…第２の直交変調部、４２…局部発振器、５０…電力増幅器、５１…可変ゲインアンプ、６８…アナログ演算部、６９…パワー設定部、７０…加算器、７１…可変減衰器、７２…移相器、７３，７４…可変増幅器、９１…第１のテーブル、９２…第２のテーブル、１００…電源電流、１０１…スイッチ、１０２…電源制御部、１１１〜１１３…Ｄ／Ａコンバータ、１１４…制御部
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば無線通信システムの基地局又は端末局の送信部の電力増幅器で発生する非線形歪みを補償する場合に好適な歪み補償装置及び方法、無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、無線通信装置の送信部の非線形歪みを補償する処理としては、いくつかの方式が提案され実用化されている。一般的には、負帰還法、プレディストータ法、フィードフォワード法などの非線形歪み補償法が挙げられる。
【０００３】
負帰還法は、送信電力増幅器の出力信号を負帰還回路を介して入力側に負帰還させることで、非線形歪みを補償する方法である。負帰還法の具体例としては、帰還信号を同相、直交成分に分解して負帰還するカーテシアンループ(cartesianloop）法が挙げられる。但し、負帰還法は、負帰還回路での安定性の点で問題がある。
【０００４】
プレディストータ法は、送信電力増幅器で発生する歪みを打ち消すために、入力信号に前もって歪ませた信号成分を加えることにより非線形歪みを補償する方法である。プレディストータ法は、負帰還法とは異なり、開ループ制御であるので安定性に優れているが、前もって歪ませた信号（プレディストーション信号）成分は、増幅器の特性パラメータに依存して適応化しなければならない点が問題となる。
【０００５】
フィードフォワード法は、送信電力増幅器で発生する歪みを検出し、この歪み成分を増幅して送信電力増幅器の出力信号から減算する方法である。フィードフォワード法は、プレディストータ法と同様に開ループ制御であるので安定性に優れているが、歪み補償するために追加した電力増幅器の非線形性や電力効率が問題となる。
【０００６】
上述の３つの非線形歪み補償方法のうち、今日ではプレディストータ法が安定性や電力効率の点から注目されている。ここで、従来より提案されているプレディストータ法は、非線形歪みの特性を送信信号の振幅歪み特性と位相歪み特性とで表現し、それらの逆特性の信号からプレディストーション信号を生成してＲＯＭなどの記憶手段に保持しておき、その保持されたプレディストーション信号を用いて非線形歪みを補償するようにしている。
【０００７】
すなわち、従来のプレディストータ法によれば、先ず、送信電力増幅器の非線形歪み特性を測定して非線形歪みを解析し、次に多項式近似によって非線形歪みを高精度に近似し、当該高精度の近似式から逆歪み特性の高精度近似式を生成し、その逆歪み特性の高精度近似式を用いて歪み補償データ（つまりプレディストーション信号）を作成し、ＲＯＭなどに保持させる。そして、プレディストータ法では、入力信号レベルに応じた歪み補償データがＲＯＭから読み出され、その読み出されたデータが入力信号に加算される。
【０００８】
図２０は、送信電力増幅器への入力電力と、当該送信電力増幅器からの出力電力の関係の一例を示す。すなわちこの図２０は、送信電力増幅器の振幅特性が、図中振幅特性Ｇ１に示すように、ある程度の電力レベルまでは入力電力と出力電力とが直線的に変化して理想的な振幅特性Ｇ０と略々一致し、ある電力レベルを超えると非線形になっている例を示している。ここで、例えば入力電力レベルが図中のレベルＡのときの理想的な出力電力レベルはＢ’である。しかしながら、この図２０に示す振幅特性Ｇ１を有する送信電力増幅器の場合は、上記入力電力レベルＡのときの出力電力レベルが図中Ｂになってしまう。したがって、上記プレディストータ法によれば、送信電力増幅器の入力に対して、その電力レベルが図中Ａ’となるようにプレディストーション信号を加算する。これにより、送信電力増幅器からは、歪みのない理想的な出力電力レベルＢ’が得られることになる。
【０００９】
図２１は、特許文献１に示された従来のプレディストーション法を実現するための一構成例を示す。なお、この図２１は、送信電力制御を行う携帯電話端末の送信部に従来のプレディストータ法を適用した場合の構成例を示しており、特に歪み補償用データを得るための手段としてテーブル１６２を用いるものである。
【００１０】
この図２１の構成において、歪み補償部１６０は、パワー計算部１６１と、テーブル１６２と、複素積演算部１６３により構成されている。パワー計算部１６１は、歪み補償前のディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅Ｖｉ，ＶｑからＶｉ２＋Ｖｑ２で表される演算出力を算出する。この演算出力は、テーブル１６２へ送られる。また、パワー設定部１６９は、送信電力制御を行うための送信出力パワー設定値を発生し、その送信出力パワー設定値をテーブル１６２とテーブル１９１へ送る。テーブル１６２は、振幅歪み補償及び位相歪み補償用の補正値が予め書き込まれている。このテーブル１６２からは、上記パワー計算部１６１からの演算出力（Ｖｉ２＋Ｖｑ２）とパワー設定部１６１から得る送信出力パワー設定値に応じた補正値が読み出され、複素積演算部１６３へ送られる。複素積演算部１６３は、ベースバンド信号Ｉ，Ｑとテーブル１６２から読み出された補正値との複素積を演算する。これにより、歪み補償部１６０からは、歪み補償されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られる。
【００１１】
この歪み補償されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’は、Ｄ／Ａコンバータ１３１，１３２にてそれぞれアナログ信号に変換される。これらＤ／Ａコンバータ１３１，１３２からのアナログ直交ベースバンド信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３３，１３４により低域濾波されて直交変調部１４０へ供給される。直交変調部１４０は、局部発振器１４２からの局部発振信号を、上記低域濾波後のアナログ直交ベースバンド信号により変調する。これにより、直交変調部１４０からは高周波信号が出力される。当該直交変調により得られた高周波信号は、可変ゲインアンプ１５１へ送られる。
【００１２】
テーブル１９１は、可変ゲインアンプ１５１のゲイン制御電圧を決定するための制御データが予め書き込まれている。そして、このテーブル１９１からは、上記パワー設定部１６９による送信出力パワー設定値に応じた制御データが読み出される。当該制御データは、具体的にはＤ／Ａコンバータの電圧コードであり、この制御データが図示しないＤ／Ａコンバータにより制御電圧値に変換されて可変ゲインアンプ１５１へ送られる。これにより、可変ゲインアンプ１５１からは、送信電力制御がなされた高周波信号が出力されることになる。その後、当該高周波信号は、電力増幅器１５０によりさらに増幅され、図示しないアンテナへ送られる。
【００１３】
次に、図２２には、特許文献１に示された従来のプレディストーション法を実現するための他の構成例を示す。この図２２も図２１と同様に、送信電力制御を行う携帯電話端末の送信部に従来のプレディストータ法を適用した場合の構成例を示している。なお、図２２において、図２１と基本的に同じ構成には同一の指示符号を付してそれらの詳細な説明は省略する。
【００１４】
この図２２の構成は、送信電力増幅器１５０の非線形歪みの振幅特性及び位相特性を近似する関数を、それぞれの実際の特性にフィットするように定義した上で、この関数の非線形性を打ち消すような逆関数を求め、その逆関数から歪み補償データを得るものである。
【００１５】
この図２２の構成の歪み補償部１６０は、振幅逆関数演算部１６５と、位相逆関数演算部１６６と、複素積演算部１６７により構成されている。振幅逆関数演算部１６５と位相逆関数演算部１６６は、歪み補償前のディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑとパワー設定部１６９による送信出力パワー設定値からそれぞれ振幅と位相の逆関数を演算する。上記振幅逆関数演算部１６５により求められた振幅逆関数の演算結果と、位相逆関数演算部１６６により求められた位相逆関数の演算結果は、複素積演算部１６７へ送られる。
【００１６】
複素積演算部１６７は、振幅逆関数の演算結果と位相逆関数の演算結果との複素積を演算する。これにより、歪み補償部１６０からは、歪み補償されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’が得られる。以後の処理は、図２１の構成例と同じである。
【００１７】
ここで、上記ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑのスペクトラム波形成分が例えば図２３に示す波形成分であったとする。このとき、当該ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを、例えば図２１や図２２の歪み補償部１６０を介さずに（つまり歪み補償を行わずに）直接、Ｄ／Ａコンバータ１３１，１３２とローパスフィルタ１３３，１４４へ通したとすると、直交変調部１４０へ供給されるアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑのスペクトラム波形は基本的に図２３と同じ成分を持った波形となる。そして、このときの直交変調部１４０から出力される高周波信号のスペクトラム波形は、図２４の波形となり、さらに、電力増幅器１５０から出力される信号のスペクトラム波形は図２５に示す波形となる。すなわち、図２５に示す波形は、図２４の波形に対して電力増幅器１５０で発生した歪み成分が加わった波形となっている。
【００１８】
これに対して、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑに対して図２１や図２２の歪み補償部１６０による歪み補償のための演算処理が施された後の直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’のスペクトラム波形は、図２６に示す波形となる。また、このときの直交変調部１４０から出力される高周波信号のスペクトラム波形は、図２７に示す波形となる。そして、電力増幅器１５０から出力される信号のスペクトラム波形は図２８に示す波形となる。すなわち、図２８に示す波形は、電力増幅器１５０で発生した歪み成分がキャンセルされた波形となっている。
【００１９】
次に、図２９には、図２１，図２２に示した従来の構成における歪み補償処理の流れを示す。
【００２０】
この図２９において、先ず、ステップＳ１０１の処理として、歪み補償部１６０には、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの値が供給される。
【００２１】
ここで、図２１の構成の場合、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑが供給された、歪み補償部１６０は、ステップＳ１０２の処理として、パワー計算部１６１にて演算出力（Ｖｉ２＋Ｖｑ２）を演算し、また、パワー設定部１６９による送信出力パワー設定値を参照し、電力増幅器１５０の非線形性を反映したテーブル１６２から補正値を得る。そして、図２１の歪み補償部１６０は、ステップＳ１０３の処理として、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと補正値とで複素積演算を行い、当該複素積演算後のディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’をＤ／Ａコンバータ１３１，１３２へ出力する。一方、図２２の構成の場合、歪み補償部１６０は、ステップＳ１０２の処理として、振幅逆関数演算部１６５と位相逆関数演算部１６６により、それぞれ振幅逆関数と位相逆関数を求める。そして、図２２の歪み補償部１６０は、ステップＳ１０３の処理として、ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと各逆関数の演算結果とで複素積演算を行い、当該複素積演算後のディジタル直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’をＤ／Ａコンバータ１３１，１３２へ出力する。
【００２２】
次に、パワー設定部１６９は、ステップＳ１０４の処理として、送信電力制御において送信出力パワーの変更を行うか否か判定する。ここで、送信出力パワーの変更がないときにはステップＳ１０１へ処理が戻り、一方送信出力パワーの変更があるときには、次のステップＳ１０５へ処理が進む。
【００２３】
ステップＳ１０５へ処理が進むと、パワー設定部１６９は、可変ゲインアンプ１５１のゲイン制御電圧を決定するためのテーブル１９１から、上記変更された送信出力パワーに応じた制御値を読み出させる。そして、この制御値は、Ｄ／Ａ変換によりゲイン制御電圧値に変換され、可変ゲインアンプ１５１へ送られることになる。
【００２４】
【特許文献１】
特開２００１−３６３５３号公報（第１１図、第１２図）
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図２１及び図２２を用いて説明した従来のプレディストーション法による歪み補償方式によれば、複素積演算部での複素積演算を高速に行わなければならないため、歪み補償部１６０での演算量が膨大となる。また、歪み補償部１６０は、大規模な演算ロジックにより構成されるため、送信部の構成が大型化し、しかも消費電力が大きいという問題がある。
【００２６】
具体例として、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband-Code Division Multiple Access）方式の携帯電話システムを挙げて説明する。直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、例えば図３０に示すような電圧時間波形をしている。そして、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話システムの場合、シンボル点は３．８４Ｍcpsで変わり、例えば４倍サンプリングレートの１５．３６ＭＨｚの繰り返しで直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑが生成される。したがって、図２１や図２２で説明した従来の歪み補償方式の場合、直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから上記複素積演算後の直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’を求める処理、すなわち、図２９のフローチャートのステップＳ１０１からステップＳ１０３までの処理を、１５．３６ＭＨｚの繰り返し（６５ｎｓの周期）で行う必要があり、非常に高速性が要求されることになる。
【００２７】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、プレディストータ法により歪み補償を行う場合において、大規模なロジックを用いずに簡単な構成で良好な歪み補償を実現すると共に、高速な処理を減らし、且つ装置の消費電力を低減することをも可能とする、歪み補償装置及び方法、無線通信装置を提供することを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
本発明の歪み補償装置は、搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅することで発生する非線形歪みを補償する装置であり、送信希望波信号から非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を演算する演算部と、歪み成分信号を直交変調した歪み成分高周波信号を生成する歪み成分直交変調部と、歪み成分高周波信号と希望波高周波信号の２つの高周波信号の間の振幅比を非線形歪みの振幅成分を打ち消す所望の振幅比に調整する振幅比調整部と、それら２つの高周波信号の間の位相差を非線形歪みの位相成分を打ち消す所望の位相差に調整する位相差調整部と、所望の振幅比及び位相差の調整後の２つの高周波信号を加算する加算部とを有する。
【００２９】
また、本発明の歪み補償方法は、搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅することで発生する非線形歪みを補償する方法であり、送信希望波信号から非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を演算し、歪み成分信号を直交変調した歪み成分高周波信号を生成し、歪み成分高周波信号と希望波高周波信号の２つの高周波信号の間の振幅比と位相差を、それぞれ非線形歪みの振幅成分と位相成分を打ち消す所望の振幅比と位相差に調整し、それら所望の振幅比及び位相差の調整後の２つの高周波信号を加算する。
【００３０】
また、本発明の無線通信装置は、送信希望波信号を直交変調して第１の高周波信号を生成する第１の直交変調部と、入力された高周波信号を電力増幅して出力する電力増幅部と、送信希望波信号から電力増幅部の非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を演算する演算部と、歪み成分信号を直交変調して第２の高周波信号を生成する第２の直交変調部と、第１，第２の高周波信号の間の振幅比を非線形歪みの振幅成分を打ち消す所望の振幅比に調整する振幅比調整部と、第１，第２の高周波信号の間の位相差を非線形歪みの位相成分を打ち消す所望の位相差に調整する位相差調整部と、所望の振幅比及び位相差の調整後の第１，第２の高周波信号を加算する加算部とを有し、その加算後の高周波信号を電力増幅器へ入力する。
【００３１】
すなわち本発明においては、例えばプレディストータ法により歪み補償を行う場合において、従来のように複素積演算等を行わずに、簡単な演算により送信希望波信号から電力増幅器の非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を求めており、その歪み成分信号を直交変調した高周波信号と、元の送信希望波信号を直交変調した高周波信号との間の振幅比と位相差を、電力増幅器の非線形歪みをキャンセルできる所望の値に調整し、それら調整後の２つの高周波信号を加算して電力増幅器へ供給することで、電力増幅器により発生する非線形歪みを補償している。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３３】
図１は、第１の実施の形態の歪み補償部１０を備えた送信部の構成例を示す。
【００３４】
図１において、図示しないベースバンド処理部から供給されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２にてそれぞれアナログ信号に変換される。これらＤ／Ａコンバータ３１，３２からのアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３，３４により低域濾波されて第１の直交変調部４０へ供給される。第１の直交変調部４０は、局部発振器４２からの局部発振信号（搬送波信号）を、上記低域濾波後のアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑにより変調する。これにより、第１の直交変調部４０からは高周波信号ＲＦ（以下、第１の高周波信号ＲＦと表記する）が出力される。当該第１の高周波信号ＲＦは、後述する加算器７０を介して、可変ゲインアンプ５１へ送られる。
【００３５】
また、パワー設定部６９は、送信電力制御を行うための送信出力パワー設定値を発生し、その送信出力パワー設定値を第１のテーブル９１へ送る。第１のテーブル９１は、メモリ等の記憶装置からなり、パワー設定部６９により設定される送信出力パワーにそれぞれ対応して、可変ゲインアンプ５１のゲインを制御するための制御データが書き込まれている。一例として、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の場合、送信出力パワーは＋２４ｄＢｍから−５０ｄＢｍまでの間で１ｄＢステップ毎（合計７５ステップ分）に設定できなければならないため、第１のテーブル９１内には、図２に示すように、上記７５ステップ分の各送信出力パワー設定値にそれぞれ対応したゲイン制御データが格納されている。そして、この第１のテーブル９１からは、上記パワー設定部６９による送信出力パワー設定値に応じたゲイン制御データが読み出される。当該ゲイン制御データは、具体的にはＤ／Ａコンバータの電圧コードであり、このゲイン制御データが図示しないＤ／Ａコンバータにより電圧値に変換されて可変ゲインアンプ５１へ送られる。これにより、可変ゲインアンプ５１からは、送信電力制御がなされた高周波信号が出力されることになる。その後、当該高周波信号は、電力増幅器５０によりさらに増幅され、図示しないアンテナへ送られる。
【００３６】
［歪み補償部］
また、本実施の形態の無線通信装置の送信部は、電力増幅器５０により発生する非線形歪みを補償するための歪み補償部１０を備えている。
【００３７】
ここで、３次の非線形歪みを発生する電力増幅器５０のモデルは、式（１）により表される。なお、式中のＶoは出力信号電圧、Ｖiは入力信号電圧、ａは実数である。
【００３８】
Ｖo＝ａ１*Ｖi＋ａ２*Ｖi２＋ａ３*Ｖi３ (1)
また、電力増幅器５０への入力信号電圧Ｖi(t)は、直交ベースバンド信号のＩ，Ｑにより式（２）のように表される。なお、式中のωｃは周波数、ｔは時間である。
【００３９】
Ｖi(t)＝Ｉ(t)*cos(ωｃ・t)−Ｑ(t)*sin(ωｃ・t) (2)
この式（２）を式（１）の電力増幅器５０のモデル式に代入し、基本波成分Vofund(t)を抽出すると、式（３）が得られる。
【００４０】
【００４１】
すなわち、下記式（４）で表される直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを直交変調した後の高周波信号ＲＦimの振幅比（つまり電力比）と位相差を、予め電力増幅器５０により発生する３次歪み成分（歪みの振幅成分と位相成分）をキャンセルできる最適な値に調整し、その振幅比と位相差の調整後の高周波信号ＲＦimを、元の直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調した高周波信号ＲＦへ加算すれば、電力増幅器５０にて発生する歪み成分がキャンセルされることがわかる。
【００４２】
Iim＝｛I(t)２+Q(t)２｝*I(t)
Qim＝｛I(t)２+Q(t)２｝*Q(t) (4)
以上のようにして電力増幅器５０により発生する歪み成分をキャンセルする本実施の形態の歪み補償部１０の構成を説明する。
【００４３】
上記直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、本実施の形態の歪み補償部１０の演算部３０へ供給される。演算部３０は、上記式（４）に示した簡単な演算により、上記直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを生成する。当該直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、Ｄ／Ａコンバータ３５，３６にてそれぞれアナログ信号に変換される。これらＤ／Ａコンバータ３５，３６からのアナログ直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、ローパスフィルタ３７，３８により低域濾波されて第２の直交変調部４１へ供給される。当該第２の直交変調部４１は、上記第１の直交変調部４０とは独立して設けられており、局部発振器４２からの局部発振信号（搬送波信号）を、上記直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimにより変調する。これにより、第２の直交変調部４１からは、高周波信号ＲＦim（以下、第２の高周波信号ＲＦimと表記する）が出力される。
【００４４】
当該第２の高周波信号ＲＦimは、電力増幅器５０にて発生する歪み成分（歪みの振幅成分）をキャンセルするのに最適な振幅となるように可変減衰器７１により減衰され、同様に電力増幅器５０にて発生する歪み成分（歪みの位相成分）をキャンセルするのに最適な位相となるように移相器７２により移相された後、加算器７０へ送られる。
【００４５】
加算器７０では、上記可変減衰器７１と移相器７２により減衰及び移相された後の第２の高周波信号ＲＦimと、第１の直交変調部４０からの第１の高周波信号ＲＦとを加算する。これにより、当該加算器７０での加算後の高周波信号は、後段の電力増幅器５０にて発生する歪み成分をキャンセルできる信号となる。その後、この加算器７０での加算処理後の高周波信号は、前述した可変ゲインアンプ５１へ送られる。
【００４６】
以下、上記電力増幅器５０で発生する歪みの振幅成分をキャンセルするための最適な振幅を上記可変減衰器７１にて実現するための減衰量（最適減衰量とする）、及び、上記電力増幅器５０で発生する歪みの移相成分をキャンセルするための最適な位相を上記移相器７２にて実現するための移相量（最適移相量とする）を、本実施の形態の歪み補償部１０がどのようにして設定しているのかについて説明する。なおここでは、可変減衰器７１が例えば図３に示す特性を有し、また移相器７２が例えば図４に示す特性を有し、無線通信装置が例えばＷ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話端末である場合を挙げて説明する。
【００４７】
上記Ｗ−ＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の場合、送信出力パワーは、前述したように＋２４ｄＢｍから−５０ｄＢｍまでの間で１ｄＢステップ毎（合計７５ステップ分）に設定される。また、それら７５ステップ分（７５通り）の各送信出力パワー設定値には、それぞれ可変減衰器７１の最適減衰量と移相器７２の最適移相量が存在することになる。したがって、本実施の形態の歪み補償部１０は、メモリ等の記憶装置からなる第２のテーブル９２内に、図５に示すように、上記７５ステップ分の各送信出力パワー設定値にそれぞれ対応した最適減衰量と最適移相量を実現するための制御データ（具体的にはＤ／Ａコンバータの電圧コード）を格納しており、その第２のテーブル９２の中から、パワー設定部６９での送信出力パワー設定値に応じた最適減衰量と最適移相量の制御データを読み出す。これら制御データは、図示しないＤ／Ａコンバータにより制御電圧値に変換されて上記可変減衰器７１と移相器７２へ送られる。
【００４８】
一例として、＋２４ｄＢｍの送信出力パワーが設定された時の可変減衰器７１の最適減衰量が−３０ｄＢ、移相器７２の最適移相量が５８ｄｅｇであったとし、＋２３ｄＢｍの送信出力パワーが設定された時の可変減衰器７１の最適減衰量が−３５ｄＢ、移相器７２の最適移相量が５０ｄｅｇであったとする。また、可変減衰器７１が図３に示す特性を有しているとき、上記減衰量が−３０ｄＢになる制御電圧は１．２０Ｖ、減衰量が−３５ｄＢになる制御電圧は１．３０Ｖとなる。同様に、移相器７２が図４に示す特性を有している場合、移相量が５８ｄｅｇになる制御電圧は１．５０Ｖ、また移相量が５０ｄｅｇになる制御電圧は１．４０Ｖとなる。したがって、パワー設定部６９で例えば＋２４ｄＢｍの送信出力パワーが設定された時、第２のテーブル９２からは、上記＋２４ｄＢｍの送信出力パワーに対応した−３０ｄＢの最適減衰量を可変減衰器７１に設定するための制御電圧である１．２０Ｖを表す制御データが読み出され、また、上記＋２４ｄＢｍの送信出力パワーに対応した５８ｄｅｇの最適移相量を移相器７２に設定するための制御電圧である１．５０Ｖの制御データが読み出される。同様に、パワー設定部６９で例えば＋２３ｄＢｍの送信出力パワーが設定された時、第２のテーブル９２からは、上記＋２３ｄＢｍの送信出力パワーに対応した−３５ｄＢの最適減衰量を可変減衰器７１に設定するための制御電圧である１．３０Ｖの制御データが読み出され、また、上記＋２３ｄＢｍの送信出力パワーに対応した５０ｄｅｇの最適移相量を移相器７２に設定するための制御電圧である１．４０Ｖの制御データが読み出される。
【００４９】
次に、図６には、本実施の形態における歪み補償処理の流れを示す。
【００５０】
この図６において、先ず、ステップＳ１の処理として、入力されたディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの値は、前述したようにＤ／Ａコンバータ３１，３２、ローパスフィルタ３３，３４、第１の直交変調部４０を介することで第１の高周波信号ＲＦとなされた後、加算器７０へ送られる。
【００５１】
また、ステップＳ２の処理として、前記式（４）の演算により、前記歪み成分に相当する直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimが生成され、当該直交ベースバンド信号Ｉim，ＱimはＤ／Ａコンバータ３５，３６、ローパスフィルタ３７，３８、第２の直交変調部４１を介することで第２の高周波信号ＲＦimになされた後、可変減衰器７１と移相器７２へ送られる。
【００５２】
次に、ステップＳ３の処理として、パワー設定部６９は、送信電力制御による送信出力パワーの変更を行うか否か判定する。ここで、送信出力パワーの変更がないときにはステップＳ１へ処理が戻り、一方送信出力パワーの変更があるときには、次のステップＳ４へ処理が進む。
【００５３】
ステップＳ４へ処理が進むと、パワー設定部６９は、変更された送信出力パワー設定値に応じて、可変ゲインアンプ５１のゲイン制御電圧を決定するための制御データを第１のテーブル９１から読み出させる。この制御データは、Ｄ／Ａ変換によりゲイン制御電圧値に変換され、可変ゲインアンプ５１へ送られることになる。これにより、送信電力制御が実行される。
【００５４】
また、ステップＳ５では、上記送信出力パワー設定値に応じた最適減衰量と最適移相量の制御データが第２のテーブル９２から読み出され、その制御データに応じた制御電圧値により第２の高周波信号ＲＦimの減衰量と移相量が調整される。この調整後の第２の高周波信号ＲＦimは、加算器７０にて第１の高周波信号ＲＦと加算される。そして、当該加算器７０からは、電力増幅器５０にて発生する歪み成分をキャンセルすることができる高周波信号が出力されることになる。これにより、最終的に電力増幅器５０から出力される高周波信号は、歪み成分が補償された信号となる。
【００５５】
本実施の形態の歪み補償部１０は、以上のように、可変減衰器７１と移相器７２に対して、パワー設定部６９からの送信出力パワー設定値に応じた最適減衰量と最適移相量を設定し、それら最適減衰量及び最適移相量にて調整された第２の高周波信号ＲＦimを、第１の高周波信号ＲＦに加算することで、電力増幅器５０にて発生する歪み成分をキャンセルできる。また、例えばＷ−ＣＤＭＡ方式携帯電話の場合、送信電力制御のための送信出力パワーのコントロールは１スロット（６６６μｓ）の周期で行われる。したがって、本実施の形態の歪み補償部１０は、上記図６のステップＳ３〜ステップＳ５の処理を、少なくとも上記１スロット（６６６μｓ）の周期で行えば良く、従来の歪み補償方式のように高速な処理（図２９のステップＳ１０１〜Ｓ１０３は６５ｎｓの周期の処理が必要となる）は不要である。特に、本実施の形態の図６のステップＳ５の処理は、ステップＳ４での処理と同様、送信出力パワーコントロールと同じタイミングでの第２のテーブル９２からのデータ読み出しとＤ／Ａ変換とにより実現されるため、複雑な演算は不要であり且つ高速な処理を行わなくて済み、したがって機器の消費電流を下げることができ、大規模な高速演算ロジックが不要となる。
以下、本実施の形態の歪み補償を、具体的なスペクトラム波形を用いて説明する。
【００５６】
上記ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑのスペクトラム波形成分が例えば前述した図２３に示す波形成分であったとする。また、この図２３に示した波形の当該ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑが、Ｄ／Ａコンバータ３１，３２とローパスフィルタ３３，３４を通過した後のアナログ直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑのスペクトラム波形も、基本的に図２３と同じ成分を持った波形となる。そして、第１の直交変調部４０から出力される第１の高周波信号ＲＦのスペクトラム波形は、前述した図２４の波形となる。
【００５７】
また、本実施の形態の歪み補償部１０のローパスフィルタ３７，３８を通過後の直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimのスペクトラム波形は、図７に示す波形となる。さらに、第２の直交変調部４１から出力される第２の高周波信号ＲＦimのスペクトラム波形は、図８に示す波形となる。
【００５８】
そして、前述のように減衰量と移相量が調整された後の第２の高周波信号ＲＦimを、加算器７０にて第１の高周波信号ＲＦに加算すると、スペクトラム波形は、前述の図２７にて示したのと同様の波形となる。したがって、この図２７と同様のスペクトラム波形の高周波信号を可変ゲインアンプ５１へ送り更に電力増幅器５０を通過させると、当該電力増幅器５０からは、前述の図２８で示したのと同様に、歪み成分がキャンセルされた波形の高周波信号が出力されることになる。
【００５９】
なお、電力増幅器５０により発生する歪み成分は、送信出力パワーが小さい値であるときにはあまり問題にはならない。したがって、送信出力パワーが小さい値であるときには歪み補償を行わず、送信出力パワーがある閾値以上のときにのみ歪み補償を行うことも可能である。本実施の形態の場合、図５に示した第２のテーブル９２は、ある閾値以上の各送信出力パワーに対しては、可変減衰器７１の制御電圧として、例えば３．０Ｖというように減衰量が一番大きくなる制御データ、つまり、第１の高周波信号ＲＦと第２の高周波信号ＲＦimの振幅比を一番大きくする制御データが設定され、また、移相器７２の制御電圧として、例えば１Ｖというように移相量が一番小さくなる制御データ、つまり、第１の高周波信号ＲＦと第２の高周波信号ＲＦimの位相差を一番小さくする制御データが設定されている。このため、本実施の形態の歪み補償部１０は、実際の送信出力パワーが予め設定された閾値以下であるとき、歪み補償の機能を事実上オフ状態にすることができる。その他にも、図示は省略するが、例えば移相器７２と加算器７０の間にスイッチを設けると共に、そのスイッチのオン／オフを制御する制御部を設け、送信出力パワーの設定値がある閾値より小さいときに、制御部が上記スイッチをオフさせることで、歪み補償の機能をオフ状態にするようにしても良い。
【００６０】
また、本実施の形態において、第２のテーブル９２は、図５に示した送信出力パワーに対する可変減衰器７１と移相器７２の制御電圧のテーブルだけでなく、例えば、図９に示すように可変減衰器７１と移相器７２の各制御電圧を周波数に応じて補正するための制御電圧補正値からなるテーブルや、図１０に示すように可変減衰器７１と移相器７２の各制御電圧を温度に応じて補正するための制御電圧補正値からなるテーブル、図１１に示すように可変減衰器７１と移相器７２の各制御電圧を電源電圧に応じて補正するための制御電圧補正値からなるテーブルを含んでいても良い。これら図９〜図１１のテーブルを使用することにより、本実施の形態の歪み補償部１０は、周波数、温度、電源電圧の変動により変化する歪み成分をも補償することが可能になる。また、前記歪み補償の機能のオン／オフを決定するための閾値は、これら周波数、温度、電源電圧について設定することも可能である。つまり、周波数、温度、電源電圧について設定された閾値により、上記歪み補償の機能のオン／オフを制御しても良い。なお、上記周波数、温度、電源電圧を用いる場合、本実施の形態の歪み補償部１０は、それら周波数、温度、電源電圧を検出する手段（図示は省略）と、それら検出手段からの検出値（周波数、温度、電源電圧）により、上記テーブルより補正値を選択したり、歪み補償機能のオン／オフを制御するための制御部（図示は省略）とを備えることになる。
【００６１】
上述の図１の構成例は、パワー設定部６９からの送信出力パワー設定値が、テーブル９１，９２から制御データを読み出すための値となっている。これに対し、本実施の形態の歪み補償部１０は、例えば図１２に示すように、パワー設定部６９からの送信出力パワー設定値に基づいて、制御部１１４が各テーブル９１，９２から制御データを読み出す構成を備えていても良い。なお、図１２は、図示を簡略化するために、高周波信号ＲＦ，ＲＦimの経路上の各構成要素を省略しており、説明に必要な構成要素のみを図示している。
【００６２】
この図１２において、制御部１１４は、パワー設定部６９からの送信出力パワー設定値により、第２のテーブル９２から可変減衰器７１の制御データと移相器７２の制御データを読み出し、上記可変減衰器７１の制御データをＤ／Ａコンバータ１１１へ送り、上記移相器７２の制御データをＤ／Ａコンバータ１１２へ送る。Ｄ／Ａコンバータ１１１，１１２は、それぞれ制御データを制御電圧値へ変換する。Ｄ／Ａコンバータ１１１からの制御電圧値は可変減衰器７１へ送られ、Ｄ／Ａコンバータ１１２からの制御電圧値は移相器７２へ送られる。
【００６３】
また、制御部１１４は、パワー設定部６９からの送信出力パワー設定値により、第１のテーブル９１から可変ゲインアンプ５１の制御データを読み出し、その制御データをＤ／Ａコンバータ１１３へ送る。Ｄ／Ａコンバータ１１３は、当該制御データを制御電圧値へ変換する。Ｄ／Ａコンバータ１１３からの制御電圧値は可変ゲインアンプ５１へ送られる。
【００６４】
次に、図１３には、本実施の形態の移相器７２の具体的回路構成の一例を示す。
【００６５】
図１３において、入力端子８１に供給される入力信号（高周波信号ＲＦim）は、コイル８４，８５の直列回路を介して出力端子８２に供給される。ここで、両コイル８４，８５の接続点と接地電位部との間には、コンデンサ８６と可変容量素子８７とが直列接続されている。なお、可変容量素子８７は、例えばバリキャップダイオードなどからなる。そして、制御端子８３には、前記第２のテーブル９２から読み出されてＤ／Ａ変換された制御電圧値が供給される。この制御電圧値は、抵抗器８８を介してコンデンサ８６と可変容量素子８７との接続点に供給される。
【００６６】
この図１３の構成によれば、制御端子８３に印加された制御電圧により、入力端子８１と出力端子８２の間を通過する高周波信号の移相が偏移する。
【００６７】
［第２の実施の形態］
図１４には本発明の第２の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１４において、図１と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００６８】
この第２の実施の形態の構成は、送信出力パワーが小さく、電力増幅器５０により発生する歪み成分がさほど問題にならない場合に、電源制御部１０２がスイッチ１０１をオフさせることにより、第２の直交変調部４１，可変減衰器７１，移相器７２に対する電源電流１００の供給を遮断して歪み補償の機能を強制的にオフさせることで、歪み補償へ影響を及ぼすことなく、消費電力を削減可能にしている。
【００６９】
［第３の実施の形態］
図１５には本発明の第３の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１５において、図１と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００７０】
この第３の実施の形態の構成は、ローパスフィルタ３３，３４での低域濾波後の直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑから、アナログ演算部６８が、前記式（４）の演算により前記直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを生成するようにしたものである。この図１５の例の場合、図１のＤ／Ａコンバータ３５，３６とローパスフィルタ３７，３８が不要になり、構成の小型化とコストの低減が可能になる。
【００７１】
［第４の実施の形態］
図１６には本発明の第４の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１６において、図１，図１４，図１５と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１，第２，第３の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１，図１４，図１５の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００７２】
この第４の実施の形態の構成は、第２の実施の形態の同様、送信出力パワーが小さく、電力増幅器５０により発生する歪み成分がさほど問題にならない場合に、電源制御部１０２がスイッチ１０１をオフさせることにより、アナログ演算部６８、第２の直交変調部４１，可変減衰器７１，移相器７２に対する電源電流１００の供給を遮断して歪み補償の機能を強制的にオフさせることで、歪み補償へ影響を及ぼすことなく、消費電力を削減可能にしている。
【００７３】
［第５の実施の形態］
図１７には本発明の第５の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１７において、図１，図１５と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１，第３の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１，図１５の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００７４】
この第５の実施の形態の構成は、前記可変減衰器７１に代えて、可変増幅器７４を設けると共に、第１の直交変調部４０と加算器７０の間に、上記可変増幅器７４と同様の可変増幅器７３を設けたものである。
【００７５】
ここで、前記第１〜第４の実施の形態において可変減衰器７１を設けている目的は、前記直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調した第１の高周波信号ＲＦと、前記直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを直交変調した第２の高周波信号ＲＦimとの電力比を制御することである。したがって、この図１７の構成のように、前記可変減衰器７１に代えて可変増幅器７４を設けることでも同様に、電力比の制御が可能となる。但し、当該第５の実施の形態の場合、上記可変増幅器７４にて高周波信号ＲＦimを増幅することになるため、第１の直交変調部４０と加算器７０の間にも可変増幅器７３を設ける。また、この実施の形態の場合の第２のテーブル９２には、送信出力パワー設定値にそれぞれ対応して歪み成分をキャンセルするのに最適な、可変増幅器７３と可変増幅器７４の利得比を設定するための制御データが格納されている。
【００７６】
そして、本実施の形態によれば、送信出力パワー設定値に応じて、第２のテーブル９２から上記可変増幅器７３と可変増幅器７４の利得比を所望の比（つまり歪み成分をキャンセルするのに最適な利得比）とする制御データが読み出される。上記可変増幅器７３の制御データと可変増幅器７４の制御データは、それぞれ図示しないＤ／Ａコンバータにより制御電圧値に変換された後、それら可変増幅器７３と可変増幅器７４へ供給される。その後、可変増幅器７４から出力された第２の高周波信号ＲＦimは、移相器７２により移相調整がなされ、加算器７０により可変増幅器７３から出力された第１の高周波信号ＲＦと加算される。
【００７７】
［第６の実施の形態］
図１８には本発明の第６の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１８において、図１，図１５と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１，第３の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１，図１５の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００７８】
この第６の実施の形態の構成は、前記可変減衰器７１を第２の直交変調部４１の前段に設けたものである。この第６の実施の形態によれば、アナログ演算部６８により求められた直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimの振幅を、可変減衰器７１により調整することで、第２の直交変調部４１から出力される第２の高周波信号ＲＦimのレベルを制御する。但し、この第６の実施の形態の場合、第２のテーブル９２に格納されている減衰量についての制御データは、歪み補償に最適な、直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑim用の減衰量を設定するための制御データとなされる。この第６の実施の形態においても、前述の各実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７９】
［第７の実施の形態］
図１９には本発明の第７の実施の形態の構成例を示す。なお、この図１９において、図１，図１５と同じ構成要素には同一の指示符号を付し、それら各構成要素の詳細、第１，第３の実施の形態と同じ機能及び効果、並びに変形例については説明を省略する。以下、図１，図１５の構成とは異なる部分についてのみ説明する。
【００８０】
この第７の実施の形態の構成は、可変減衰器７１から出力された第２の高周波信号ＲＦimを直接加算器７０へ供給し、移相器７２を、第１の直交変調部４０への局部発振信号入力と第２の直交変調部４１の局部発振信号入力との間に置き、２つの第１の直交変調部４０，４１への局部発振信号に位相差を持たせることによって、前述の各実施の形態における移相器７２と同様の効果を得るようにしている。
【００８１】
ここで、前記第１〜第６の実施の形態において移相器７２を設けている目的は、前記直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑを直交変調した第１の高周波信号ＲＦと、前記直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを直交変調した第２の高周波信号ＲＦimとの位相差を制御することである。したがって、この図１９の構成のように、第１の直交変調部４０への局部発振信号入力と第２の直交変調部４１の局部発振信号入力との間に移相器７２を置くことでも同様に、２つの高周波信号ＲＦとＲＦimの位相差の制御が可能となる。但し、この第７の実施の形態の場合、第２のテーブル９２に格納されている移相量についての制御データは、歪み補償を行うために最適な、局部発振信号用の移相量を設定するための制御データとなされる。
【００８２】
［まとめ］
以上説明した直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimは、前述の式（４）のような簡単な演算により生成可能であり、また、前記演算部３０や６８の回路規模は小規模なもので良い。したがって、本発明の各実施の形態によれば、前述した従来例のように直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの段階での複雑で且つ高速な複素積演算を必要とせず、送信電力制御のステップ毎のある程度低速で且つ簡単な演算により、電力増幅器５０により発生する歪みを補償することが可能であり、大規模な演算ロジックも必要なく、消費電力を下げることも可能である。
【００８３】
また、直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimを生成するための演算部３０や６８と、元の直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑと上記直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimをそれぞれ独立に直交変調するための２つの直交変調部４０，４１と、さらに、可変減衰器７１、移相器７２、加算部７０等は、１つのＩＣ（集積回路）に集積可能であり非常に小型化できる。
【００８４】
なお、上述した実施の形態の説明は、本発明の一例である。このため、本発明は上述した実施の形態に限定されることなく、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることはもちろんである。例えば本発明は、前述したＷ−ＣＤＭＡ方式に限定されない。
【００８５】
【発明の効果】
本発明においては、送信希望波信号から非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を演算して直交変調し、歪み成分と送信希望波信号から生成された２つの高周波信号の間の振幅比と位相差を、それぞれ非線形歪みの振幅成分と位相成分を打ち消す所望の振幅比と位相差に調整し、それら調整後の２つの高周波信号を加算して電力増幅器へ供給することで、大規模なロジックを用いることなく簡単な構成で良好な歪み補償を実現すると共に、高速な処理を不要とし、且つ装置の消費電力をも低減している。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図２】第１のテーブルに格納された、送信出力パワーと可変ゲインアンプの制御電圧の対応表を示す図である。
【図３】可変減衰器の特性例を示す図である。
【図４】移相器の特性例を示す図である。
【図５】第２のテーブルに格納された、送信出力パワーと減衰量，移相量の対応表を示す図である。
【図６】本実施の形態における歪み補償処理の流れを示すフローチャートである。
【図７】本実施の形態の歪み補償部のローパスフィルタを通過後の直交ベースバンド信号Ｉim，Ｑimのスペクトラム波形を示す波形図である。
【図８】第２の直交変調部から出力された高周波信号ＲＦimのスペクトラム波形を示す波形図である。
【図９】第２のテーブルに格納された、周波数と、可変減衰器及び移相器の各制御電圧補正値との対応表を示す図である。
【図１０】第２のテーブルに格納された、温度と、可変減衰器及び移相器の各制御電圧補正値との対応表を示す図である。
【図１１】第２のテーブルに格納された、電源電圧と、可変減衰器及び移相器の各制御電圧補正値との対応表を示す図である。
【図１２】送信出力パワー設定値に応じて第１，第２のテーブルから制御データを読み出す制御部を備えた構成例の説明に用いるブロック図である。
【図１３】移相器の具体的構成例を示す回路図である。
【図１４】第２の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図１５】第３の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図１６】第４の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図１７】第５の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図１８】第６の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図１９】第７の実施の形態の歪み補償が可能な送信部の主要部の構成を示すブロック図である。
【図２０】送信電力増幅器の入力電力と出力電力の関係の説明に用いる特性図である。
【図２１】歪み補償を行う従来の無線通信装置の送信部の主要部の一構成例を示すブロック図である。
【図２２】歪み補償を行う従来の無線通信装置の送信部の主要部の他の構成例を示すブロック図である。
【図２３】ディジタル直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑのスペクトラム波形の一例を示す波形図である。
【図２４】歪み補償前の高周波信号のスペクトラム波形を示す波形図である。
【図２５】電力増幅器により発生した歪み成分が加わった高周波信号のスペクトラム波形を示す波形図である。
【図２６】従来の歪み補償部により演算処理が施された後の直交ベースバンド信号Ｉ’，Ｑ’のスペクトラム波形を示す波形図である。
【図２７】従来の送信部の直交変調部から出力される高周波信号のスペクトラム波形を示す波形図である。
【図２８】歪み補償後に電力増幅器から出力される高周波信号のスペクトラム波形を示す波形図である。
【図２９】従来の歪み補償処理の流れを示すフローチャートである。
【図３０】直交ベースバンド信号Ｉ，Ｑの電圧時間波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１０…歪み補償部、３０…演算部、３１，３２，３５，３６…Ｄ／Ａコンバータ、３３，３４，３７，３８…ローパスフィルタ、４０…第１の直交変調部、４１…第２の直交変調部、４２…局部発振器、５０…電力増幅器、５１…可変ゲインアンプ、６８…アナログ演算部、６９…パワー設定部、７０…加算器、７１…可変減衰器、７２…移相器、７３，７４…可変増幅器、９１…第１のテーブル、９２…第２のテーブル、１００…電源電流、１０１…スイッチ、１０２…電源制御部、１１１〜１１３…Ｄ／Ａコンバータ、１１４…制御部
Claims (31)
- 搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅することで発生する非線形歪みを補償する歪み補償装置において、
上記送信希望波信号から上記非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を演算する演算部と、
上記搬送波信号を上記歪み成分信号により直交変調して歪み成分高周波信号を生成する歪み成分直交変調部と、
上記歪み成分高周波信号と上記希望波高周波信号との間の振幅比を、上記電力増幅の際に発生する上記非線形歪みの振幅成分を打ち消す所望の振幅比に調整する振幅比調整部と、
上記歪み成分高周波信号と上記希望波高周波信号との間の位相差を、上記電力増幅の際に発生する上記非線形歪みの位相成分を打ち消す所望の位相差に調整する位相差調整部と、
上記所望の振幅比及び所望の位相差の調整がなされた後の上記歪み成分高周波信号と上記希望波高周波信号とを加算する加算部とを有する
ことを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項１記載の歪み補償装置であって、
送信電力制御のための送信出力パワーを設定するパワー設定部と、
上記送信出力パワーの設定値に応じて、上記所望の振幅比の調整値及び所望の位相差の調整値を決定する調整値決定部とを有し、
上記振幅比調整部は、上記決定された振幅比の調整値により、上記高周波信号の振幅比の調整を行い、
上記位相差調整部は、上記決定された位相差の調整値により、上記高周波信号の位相差の調整を行うことを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項２記載の歪み補償装置であって、
上記調整値決定部は、複数の振幅比の調整値及び複数の位相差の調整値と、複数の送信出力パワーの設定値との対応表を有し、当該対応表の中から上記送信出力パワーの設定値に応じた振幅比の調整値及び位相差の調整値を選択的に決定することを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項３記載の歪み補償装置であって、
上記対応表は、複数の温度値、複数の信号周波数、複数の電源電圧値の少なくとも何れかと、上記振幅比の各調整値の補正値及び上記位相差の各調整値の補正値との対応表を含むことを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項３記載の歪み補償装置であって、
所定の閾値より小さい各送信出力パワーの設定値に各々対応した上記振幅比の各調整値は、それぞれ上記振幅比を最小にする同一の値であり、
所定の閾値より小さい各送信出力パワーの設定値に各々対応した位相差の各調整値は、それぞれ上記位相差を最小にする同一の値であることを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項２記載の歪み補償装置であって、
上記設定された送信出力パワーが所定の閾値以上であるときのみ、上記加算部での上記希望波高周波信号と上記歪み成分高周波信号との加算を行うことを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項２記載の歪み補償装置であって、
各部へ供給される電源を制御する電源制御部を有し、
上記電源制御部は、上記設定された送信出力パワーが所定の閾値より小さいとき、上記歪み成分直交変調部と振幅比調整部と位相差調整部への電源供給を停止させることを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項１記載の歪み補償装置であって、
温度値、電源電圧値、信号周波数の少なくとも何れかにより、上記希望波高周波信号と上記歪み成分高周波信号とを上記加算部で加算するか否かを制御する制御部を備えることを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項１記載の歪み補償装置であって、
上記振幅比調整部は、上記歪み成分高周波信号の振幅を調整することで、上記所望の振幅比の調整を行うことを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項１記載の歪み補償装置であって、
上記振幅比調整部は、上記直交変調前の歪み成分信号の振幅を調整することで、上記所望の振幅比の調整を行うことを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項１記載の歪み補償装置であって、
上記振幅比調整部は、上記希望波高周波信号と上記歪み成分高周波信号の両方の振幅を調整することで、上記所望の振幅比の調整を行うことを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項１記載の歪み補償装置であって、
上記位相差調整部は、上記歪み成分高周波信号を移相させることで、上記所望の位相差の調整を行うことを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項１記載の歪み補償装置であって、
上記位相差調整部は、上記送信希望波信号の直交変調に使用される搬送波信号と上記歪み成分信号の直交変調に使用される搬送波信号との間に位相差を設定することで、上記所望の位相差の調整を行うことを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項１３記載の歪み補償装置であって、
上記位相差調整部は、上記歪み成分信号の直交変調に使用される搬送波信号を移相させることで、上記所望の位相差の調整を行うことを特徴とする歪み補償装置。 - 請求項１記載の歪み補償装置であって、
上記送信希望波信号は直交ベースバンド信号であり、
上記送信希望波信号の直交ベースバンド信号をＩ，Ｑとし、
上記歪み成分信号をＩim，Ｑimとしたとき、
上記演算部は、上記歪み成分信号Ｉim，ＱimをＩim＝｛Ｉ(t)２＋Ｑ(t)２｝＊Ｉ(t)及びＱim＝｛Ｉ(t)２＋Ｑ(t)２｝＊Ｑ(t)の演算により求めることを特徴とする歪み補償装置。 - 搬送波信号が送信希望波信号により直交変調された希望波高周波信号を電力増幅することで発生する非線形歪みを補償する歪み補償方法において、
上記送信希望波信号から上記非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を演算し、
上記搬送波信号を上記歪み成分信号により直交変調して歪み成分高周波信号を生成し、
上記歪み成分高周波信号と上記希望波高周波信号との間の振幅比を、上記電力増幅の際に発生する上記非線形歪みの振幅成分を打ち消す所望の振幅比に調整し、
上記歪み成分高周波信号と上記希望波高周波信号との間の位相差を、上記電力増幅の際に発生する上記非線形歪みの位相成分を打ち消す所望の位相差に調整し、
上記所望の振幅比及び所望の位相差の調整がなされた後の上記歪み成分高周波信号と上記希望波高周波信号とを加算する
ことを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１６記載の歪み補償方法であって、
送信電力制御のための送信出力パワーを設定し、
上記送信出力パワーの設定値に応じて、上記所望の振幅比の調整値及び所望の位相差の調整値を決定し、
上記決定された振幅比の調整値により、上記高周波信号を上記所望の振幅比へ調整し、
上記決定された位相差の調整値により、上記高周波信号を上記所望の位相差へ調整することを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１７記載の歪み補償方法であって、
複数の振幅比の調整値及び複数の位相差の調整値と、複数の送信出力パワーの設定値との対応表の中から、上記送信出力パワーの設定値に応じた振幅比の調整値及び位相差の調整値を選択的に決定することにより、上記所望の振幅比と所望の位相差の調整を行うことを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１８記載の歪み補償方法であって、
上記対応表は、複数の温度値、複数の信号周波数、複数の電源電圧値の少なくとも何れかと、上記振幅比の各調整値の補正値及び上記位相差の各調整値の補正値との対応表を含むことを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１８記載の歪み補償方法であって、
所定の閾値より小さい各送信出力パワーの設定値に各々対応した上記振幅比の各調整値は、それぞれ上記振幅比を最小にする同一の値であり、
所定の閾値より小さい各送信出力パワーの設定値に各々対応した上記位相差の各調整値は、それぞれ上記位相差を最小にする同一の値であることを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１７記載の歪み補償方法であって、
上記設定された送信出力パワーが所定の閾値以上であるときのみ、上記希望波高周波信号と上記歪み成分高周波信号との加算を行うことを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１７記載の歪み補償方法であって、
上記設定された送信出力パワーが所定の閾値より小さいとき、上記歪み成分の直交変調と、振幅比の調整と、位相差の調整を停止することを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１６記載の歪み補償方法であって、
温度値、電源電圧値、信号周波数の少なくとも何れかにより、上記希望波高周波信号と上記歪み成分高周波信号との加算を行うか否かを制御することを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１６記載の歪み補償方法であって、
上記歪み成分高周波信号の振幅を調整することで、上記所望の振幅比の調整を行うことを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１６記載の歪み補償方法であって、
上記直交変調前の歪み成分信号の振幅を調整することで、上記所望の振幅比の調整を行うことを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１６記載の歪み補償方法であって、
上記希望波高周波信号と上記歪み成分高周波信号の両方の振幅を調整することで、上記所望の振幅比の調整を行うことを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１６記載の歪み補償方法であって、
上記歪み成分高周波信号を移相させることで、上記所望の位相差の調整を行うことを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１６記載の歪み補償方法であって、
上記送信希望波信号の直交変調に使用される搬送波信号と上記歪み成分信号の直交変調に使用される搬送波信号との間に位相差を設定することで、上記所望の位相差の調整を行うことを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項２８記載の歪み補償方法であって、
上記歪み成分信号の直交変調に使用される搬送波信号を移相させることで、上記所望の位相差の調整を行うことを特徴とする歪み補償方法。 - 請求項１６記載の歪み補償方法であって、
上記送信希望波信号は直交ベースバンド信号であり、
上記送信希望波信号の直交ベースバンド信号をＩ，Ｑとし、
上記歪み成分信号をＩim，Ｑimとしたとき、
上記歪み成分信号Ｉim，ＱimをＩim＝｛Ｉ(t)２＋Ｑ(t)２｝＊Ｉ(t)及びＱim＝｛Ｉ(t)２＋Ｑ(t)２｝＊Ｑ(t)の演算により求めることを特徴とする歪み補償方法。 - 搬送波信号を発生する局部発振部と、
上記搬送波信号を送信希望波信号により直交変調して第１の高周波信号を生成する第１の直交変調部と、
入力された高周波信号を電力増幅して出力する電力増幅部と、
上記送信希望波信号から、上記電力増幅部で発生する非線形歪み成分に相当する歪み成分信号を演算する演算部と、
上記搬送波信号を上記歪み成分信号により直交変調して第２の高周波信号を生成する第２の直交変調部と、
上記第１の高周波信号と上記第２の高周波信号とを加算する加算部と、
上記加算前の上記第１の高周波信号と上記第２の高周波信号との間の振幅比を、上記電力増幅器の上記非線形歪みの振幅成分を打ち消す所望の振幅比に調整する振幅比調整部と、
上記第１の高周波信号と上記第２の高周波信号との間の位相差を、上記電力増幅器の上記非線形歪みの位相成分を打ち消す所望の位相差に調整する位相差調整部と、
上記所望の振幅比及び所望の位相差の調整がなされた後の上記第１の高周波信号と上記第２の高周波信号とを加算する加算部とを有し、
上記加算部にて加算された後の高周波信号を上記電力増幅器へ入力する
ことを特徴とする無線通信装置。
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|---|---|---|---|
| JP2002363814A JP2004200767A (ja) | 2002-12-16 | 2002-12-16 | 歪み補償装置及び方法、無線通信装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 2002-12-16 JP JP2002363814A patent/JP2004200767A/ja active Pending
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