JP2015099972A - 送信機モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】ディジタル回路の規模を小さくすることができるとともに、高精度な歪み補償を実現することができる送信機モジュールを得ることを目的とする。【解決手段】アナログ回路部５が高出力増幅器１３で発生する歪みを補償するアナログ・プリディストーション１２を搭載し、ディジタル回路部１が変調波信号生成回路２により生成されたリファレンス信号とＡＤ変換器６から出力されたフィードバック信号の差分値と、そのリファレンス信号の振幅値とから、アナログ回路部５で発生する歪みを補償する係数を決定し、その係数をリファレンス信号に乗算するディジタル・プリディストーション３を搭載する。【選択図】図１

Description

この発明は、変調波信号を増幅する増幅器における非線形性を補償する送信機モジュールに関するものである。

一般に、通信に用いられる増幅器（例えば、送信機モジュールに実装される増幅器）では、信号を増幅する際に信号波形に歪みが生じる非線形性が発生する。
しかし、通信では線形な信号伝送が求められるため、増幅器で発生する歪みを補償する歪み補償回路が用いられる。

歪み補償回路は、負帰還型、フィードフォワード型、プリディスト−ション型の３つに大きく分類される。
負帰還型は、主に狭帯域の変調波に対して用いられ、フィードフォワード型とプリディスト−ション型は、基地局用増幅器などに用いられる。
プリディストーション型は、ディジタル信号処理を行うディジタル・プリディストーションとしてよく用いられる。

近年では、ディジタル・プリディストーションの高機能化が進められている。
例えば、以下の特許文献１には、被補償対象の増幅器の温度変化に伴う特性変化を予め測定し、温度毎の特性変化が記録されたテーブルを補償部に格納することで、ディジタル・プリディストーションの高機能化を実現している構成が開示されている。
以下の特許文献２には、増幅器のメモリ効果を補償する機能が施されている適応制御型ディジタル・プリディストーションの構成が開示されている。
以下の特許文献３には、ポーラーループ型のアナログ・プリディストーションにディジタルアシストを行う構成が開示されている。

特開２００１−２７４８５１号公報 特開２００５−２１７７１４号公報 特開２００５−１５０９３２号公報

従来の送信機モジュールは以上のように構成されているので、特許文献１の場合、適応制御型にせずに、予めアナログ送信部の温度変化に対する歪み補償値をルックアップテーブル（以下、「ＬＵＴ」と称する）に格納するようにすれば、適応制御型よりもディジタルの回路規模を小さくできる。しかし、異なる周波数帯を送受信する無線送受信装置に適用する場合、周波数及び温度毎にＬＵＴを持つ必要があり、ディジタル回路のメモリ容量が増大してしまう課題があった。
特許文献２の場合、増幅器のメモリ効果を補償することで、高精度に歪み補償を行うことができるが、異なる周波数帯を送受信する無線送受信装置に適用する場合、適応的にメモリ効果を補償することになり、さらにディジタル回路の規模が増大してしまう課題があった。
特許文献３の場合、予め被補償対象の増幅器のＡＭ−ＡＭ特性及びＡＭ−ＰＭ特性の逆特性をＬＵＴに格納し、変調波の振幅に応じて可変減衰器及び可変移相器を制御すれば、ＲＦ領域で線形化を行うことができるが、異なる周波数帯を送受信する無線送受信装置に適用する場合、周波数及び温度毎にＬＵＴを持つ必要があり、ディジタル回路のメモリ容量が増大してしまう課題があった。また、可変移相器の利得偏差及び位相偏差によって線形性が悪化する。このため、昨今の変調波帯域が広い信号に対して周波数応答が悪く、線形性が悪化してしまう課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ディジタル回路の規模を小さくすることができるとともに、高精度な歪み補償を実現することができる送信機モジュールを得ることを目的とする。

この発明に係る送信機モジュールは、ディジタルの変調波信号を生成する変調波信号生成回路を有するディジタル回路部と、変調波信号生成回路により生成されたディジタルの変調波信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、ＤＡ変換器により変換されたアナログ信号を増幅する増幅器を有する増幅モジュールと、増幅器により増幅されたアナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器とを備え、増幅モジュールが増幅器で発生する歪みを補償する歪み補償器を搭載し、ディジタル回路部が変調波信号生成回路により生成された変調波信号とＡＤ変換器により変換されたディジタル信号の差分値と、その変調波信号の振幅値とから、増幅モジュールで発生する歪みを補償する係数を決定し、その係数を変調波信号に乗算する歪み補償回路を搭載しているようにしたものである。

この発明によれば、増幅モジュールが増幅器で発生する歪みを補償する歪み補償器を搭載し、ディジタル回路部が変調波信号生成回路により生成された変調波信号とＡＤ変換器により変換されたディジタル信号の差分値と、その変調波信号の振幅値とから、増幅モジュールで発生する歪みを補償する係数を決定し、その係数を変調波信号に乗算する歪み補償回路を搭載しているように構成したので、ディジタル回路の規模を小さくすることができるとともに、高精度な歪み補償を実現することができる効果がある。

この発明の実施の形態１による送信機モジュールを示す構成図である。 適応型ディジタル・プリディストーションを実施する一般的な送信機モジュールを示す構成図である。 一般的な送信機モジュールでのアナログ回路部５の振幅特性を示す説明図である。 変調波信号生成回路２から出力されたリファレンス信号とフィードバック信号の比較結果を示す説明図である。 一般的な送信機モジュールでの歪み補償結果を示す説明図である。 この発明の実施の形態１による送信機モジュールでのアナログ回路部５の振幅特性を示す説明図である。 変調波信号生成回路２から出力されたリファレンス信号とフィードバック信号の比較結果を示す説明図である。 この発明の実施の形態１による送信機モジュールでの歪み補償結果を示す説明図である。 信号ビット数とＬＵＴのビット数とトータルメモリの関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による送信機モジュールを示す構成図である。 この発明の実施の形態３による送信機モジュールのアナログ・プリディストーション１２の一例を示す構成図である。 この発明の実施の形態４による送信機モジュールを示す構成図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による送信機モジュールを示す構成図である。
図１において、ディジタル回路部１は変調波信号生成回路２及びディジタル・プリディストーション３を搭載している。
変調波信号生成回路２はディジタルの変調波信号であるリファレンス信号を生成する回路である。
ディジタル・プリディストーション３はアナログ回路部５で発生する歪みを補償する歪み補償回路である。

ＤＡ変換器４はディジタル回路部１から出力されたリファレンス信号をアナログ信号に変換する変換器である。
アナログ回路部５はＤＡ変換器４により変換されたアナログ信号を増幅する増幅モジュールである。
ＡＤ変換器６はアナログ回路部５で増幅されたアナログ信号をディジタル信号に変換し、そのディジタル信号をフィードバック信号としてディジタル回路部１に出力する変換器である。

アナログ回路部５のアップコンバータ１１はＤＡ変換器４により変換されたアナログ信号の周波数を所望周波数まで高める処理を実施する。
アナログ・プリディストーション１２は高出力増幅器１３で発生する歪みを補償する歪み補償器であり、高出力増幅器１３で発生する歪み特性と逆特性を有している。
高出力増幅器１３は例えばＨＰＡ（Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）などから構成されており、アナログ・プリディストーション１２から出力されたアナログ信号を増幅して、増幅後のアナログ信号を出力する。
ダウンコンバータ１４は高出力増幅器１３により増幅されたアナログ信号の周波数を元の周波数（アップコンバータ１１により周波数が高められる前の周波数）まで下げる処理を実施する。

ディジタル・プリディストーション３の差分値算出部２１は変調波信号生成回路２により生成されたリファレンス信号と、ＡＤ変換器６から出力されたフィードバック信号との差分値を算出する処理を実施する。
振幅値算出部２２は変調波信号生成回路２により生成されたリファレンス信号の振幅値を算出する処理を実施する。

係数決定部２３は差分値算出部２１により算出された差分値と振幅値算出部２２により算出された振幅値を加算し、その加算結果をアナログ回路部５で発生する歪みの振幅補償用の係数に決定し、差分値算出部２１により算出された差分値をアナログ回路部５で発生する歪みの位相補償用の係数に決定する処理を実施する。
ＬＵＴ２４は係数決定部２３により決定された振幅補償用の係数及び位相補償用の係数を格納するメモリである。
複素乗算部２５は係数決定部２３により決定された振幅補償用の係数及び位相補償用の係数を変調波信号生成回路２により生成されたリファレンス信号に複素乗算し、複素乗算後のリファレンス信号をＤＡ変換器４に出力する処理を実施する。

次に動作について説明する。
ディジタル回路部１の変調波信号生成回路２は、ディジタルの変調波信号であるリファレンス信号を生成し、そのリファレンス信号を差分値算出部２１、振幅値算出部２２及び複素乗算部２５に出力する。
この実施の形態１では、変調波信号生成回路２により生成されるディジタルの変調波信号は、パワーレベル（信号成分）のビット数が、例えば１４ビット（＝１６３８４）で表される信号であるものとする。
変調波信号生成回路２から出力されたリファレンス信号は、後述する複素乗算部２５で振幅補償用の係数及び位相補償用の係数が複素乗算されてからＤＡ変換器４に出力される。

ＤＡ変換器４は、ディジタル回路部１からリファレンス信号を受けると、そのリファレンス信号をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号をアナログ回路部５に出力する。
アナログ回路部５のアップコンバータ１１は、ＤＡ変換器４からアナログ信号を受けると、そのアナログ信号の周波数を所望周波数まで高めるアップコンバートを実施し、アップコンバート後のアナログ信号をアナログ・プリディストーション１２に出力する。

アナログ・プリディストーション１２は、高出力増幅器１３で発生する歪み特性と逆特性を有しており、アップコンバータ１１からアップコンバート後のアナログ信号を受けると、高出力増幅器１３で発生する歪みが小さくなるように、そのアナログ信号に対して歪み補償処理を実施する。
ただし、高出力増幅器１３で発生する歪み特性と完全に同じ逆特性を作り出すことは困難であるため、その差分が歪みとして残る。残る歪みは、後述するディジタル・プリディストーション３で補償される。

高出力増幅器１３は、アナログ・プリディストーション１２による歪み補償処理後のアナログ信号を受けると、そのアナログ信号を増幅して、増幅後のアナログ信号を出力する。
ダウンコンバータ１４は、高出力増幅器１３により増幅されたアナログ信号を受けると、そのアナログ信号の周波数を元の周波数（アップコンバータ１１により周波数が高められる前の周波数）まで下げるダウンコンバートを実施し、ダウンコンバート後のアナログ信号をＡＤ変換器６に出力する。
ＡＤ変換器６は、ダウンコンバータ１４からダウンコンバート後のアナログ信号を受けると、そのアナログ信号をディジタル信号に変換し、そのディジタル信号をフィードバック信号としてディジタル回路部１のディジタル・プリディストーション３に出力する。

ディジタル・プリディストーション３の差分値算出部２１は、変調波信号生成回路２から出力されたリファレンス信号と、ＡＤ変換器６から出力されたフィードバック信号との差分値を算出し、その差分値を係数決定部２３に出力する。
ディジタル・プリディストーション３の振幅値算出部２２は、変調波信号生成回路２からリファレンス信号を受けると、そのリファレンス信号の振幅値を算出し、その振幅値を係数決定部２３に出力する。

ディジタル・プリディストーション３の係数決定部２３は、差分値算出部２１から出力された差分値と、振幅値算出部２２から出力されたリファレンス信号の振幅値とを加算する。
係数決定部２３は、リファレンス信号とフィードバック信号の差分値と、リファレンス信号の振幅値とを加算すると、その加算結果における各パワーレベル（信号成分）を特定し（例えば、パワーレベル（信号成分）のビット数が１４ビットであれば、１６３８４個のパワーレベルを特定する）、各パワーレベルをアナログ回路部５で発生する歪みの振幅補償用の係数に決定する。
振幅補償用の係数はＬＵＴ２４に格納されるが、図１の例では、ＬＵＴ２４のＡ欄に格納されており、例えば、ビット１，２のパワーレベルに対応する振幅補償用の係数は“２５６”、ビット１６３８４のパワーレベルに対応する振幅補償用の係数は“５４”である。

また、係数決定部２３は、リファレンス信号とフィードバック信号の差分値における各パワーレベル（信号成分）を特定し（例えば、パワーレベル（信号成分）のビット数が１４ビットであれば、１６３８４個のパワーレベルを特定する）、各パワーレベルをアナログ回路部５で発生する歪みの位相補償用の係数に決定する。
位相補償用の係数はＬＵＴ２４に格納されるが、図１の例では、ＬＵＴ２４のＰ欄に格納されており、例えば、ビット１，２のパワーレベルに対応する位相補償用の係数は“０”、ビット１６３８４のパワーレベルに対応する位相補償用の係数は“−２４８”である。
この実施の形態１では、振幅補償用の係数及び位相補償用の係数をＬＵＴ２４に格納しているが、ＬＵＴ２４は必ずしも搭載する必要はない。

複素乗算部２５は、係数決定部２３が振幅補償用の係数及び位相補償用の係数を決定すると、それらの係数を変調波信号生成回路２により生成されたリファレンス信号に複素乗算し、複素乗算後のリファレンス信号をＤＡ変換器４に出力する。
これにより、アナログ・プリディストーション１２で補償しきれずに残っている歪みが補償される。

ここで、図１の送信機モジュールにおける効果を確認するために、適応型ディジタル・プリディストーションを実施する一般的な送信機モジュールについて説明する。
図２は適応型ディジタル・プリディストーションを実施する一般的な送信機モジュールを示す構成図である。
図１の送信機モジュールと比べて、図２の送信機モジュールでは、アナログ・プリディストーション１２が搭載されていない点で相違している。
このため、係数決定部２３により決定される振幅補償用の係数及び位相補償用の係数が相違している。

図２の送信機モジュールでは、アナログ・プリディストーション１２が搭載されていないため、高出力増幅器１３で発生する歪みの全てをディジタル・プリディストーション３で補償する必要がある。
ディジタル・プリディストーション３での補償処理自体は、図１の送信機モジュールと同様である。
ここでは、アナログ回路部５の振幅が図３に示すような特性であるものとする。図３の例では、飽和のゲインコンプレッションは６．５ｄＢである。
図４は変調波信号生成回路２から出力されたリファレンス信号とフィードバック信号の比較結果を示す説明図である。
図４から明らかなように、ディジタル・プリディストーション３では、リファレンス信号に対して、最大で６．５ｄＢ大きな信号を作り出す必要がある。そのため、振幅補償用の係数を基準値に対して、最低でも６．５ｄＢ大きくする必要がある（図２のＬＵＴ２４を参照）。

しかし、高出力増幅器１３は、通常、多段増幅器になっているため、温度変化でコンプレッション量が変化する場合がある。そのため、通常余裕を持たせている。
今回、信号成分のビット数を１４ビットにしており、振幅補償用の係数及び位相補償用の係数を１４ビットで表し、振幅の基準値を“２０４８”とすると、１２ｄＢの伸長まで補償することが可能になる。
図５は歪み補償結果を示す説明図である。図５では、１２ｄＢの伸長のままで、振幅補償用の係数及び位相補償用の係数を１４ビット、１２ビット、１０ビット、８ビット、６ビットで表した場合を示している。
図５から明らかなように、係数のビット数が小さくなるにつれて歪みが悪くなっている。

図１の送信機モジュールでは、アナログ・プリディストーション１２が搭載されているので、アナログ回路部５の振幅が図６の実線に示すような特性になる。
図６の例では、ゲインコンプレッションが６．５ｄＢもある特性ではなく（図３を参照）、おおよそ１．７ｄＢのコンプレッションになる。これは、アナログ・プリディストーション１２によって線形性が改善された効果によるものである。
図７は変調波信号生成回路２から出力されたリファレンス信号とフィードバック信号の比較結果を示す説明図である。
図７から明らかなように、ディジタル・プリディストーション３では、リファレンス信号に対して、最大で１．７ｄＢ大きな信号を作り出す必要がある。そのため、振幅補償用の係数を基準値に対して、最低でも１．７ｄＢ大きくする必要がある（図１のＬＵＴ２４を参照）。

高出力増幅器１３は、通常、多段増幅器になっているため、温度変化でコンプレッション量が変化する場合がある。そのため、アナログ・プリディストーション１２が搭載されていない場合、通常余裕を持たせる必要があるが、アナログ・プリディストーション１２が搭載されている場合、大きな余裕を持たせる必要がない。
今回、信号成分のビット数１４ビットに対して、伸長度を一定として、振幅補償用の係数及び位相補償用の係数を１４ビット、１２ビット、１０ビット、８ビット、６ビットで表した場合を図８に示している。
図８の場合も、係数のビット数が小さくなるにつれて歪みが悪くなっているが、図５と図８を比較すると、この実施の形態１の方が従来のものより、同じ歪みを得る際に、少なくとも２ビット少なくて済むことが分かる。

通常、信号のビット数で信号精度が決定されるため、それに重畳するＬＵＴのビット数は信号精度を悪化させないために同じにする。ところが、この実施の形態１のように、アナログ・プリディストーション１２を挿入することで、ＬＵＴのビット数を減らしても同じ歪みを得ることができる。
図９は信号ビット数とＬＵＴのビット数とトータルメモリの関係を示す説明図である。
図９から明らかなように、ＬＵＴビット数を２ビット減らすことで、メモリ低減量が約１４％になる。
図８から、ＡＣＰＲ＝５０ｄＢｃ以下を求められるシステムでは、本方式を用いることで、約４３％のメモリ低減量が得られ、ディジタル回路の規模を小さくすることができる。また、ＬＵＴのビット数が減ることにより、適応型ディジタル・プリディストーションの収束演算を軽くすることができる。

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、アナログ回路部５が高出力増幅器１３で発生する歪みを補償するアナログ・プリディストーション１２を搭載し、ディジタル回路部１が変調波信号生成回路２により生成されたリファレンス信号とＡＤ変換器６から出力されたフィードバック信号の差分値と、そのリファレンス信号の振幅値とから、アナログ回路部５で発生する歪みを補償する係数を決定し、その係数をリファレンス信号に乗算するディジタル・プリディストーション３を搭載しているように構成したので、ディジタル回路の規模を小さくすることができるとともに、高精度な歪み補償を実現することができる効果を奏する。

実施の形態２．
図１０はこの発明の実施の形態２による送信機モジュールを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ＬＵＴ３１は予め周囲温度毎に、アナログ回路部５で発生する歪みを補償するための振幅補償用の係数及び位相補償用の係数を記憶し、また、予めリファレンス信号の周波数毎に、アナログ回路部５で発生する歪みを補償するための振幅補償用の係数及び位相補償用の係数を記憶しているメモリである。
係数決定部３２はＬＵＴ３１から周囲温度又はリファレンス信号の周波数に対応する振幅補償用の係数及び位相補償用の係数を取得して、それらの係数を複素乗算部２５に出力する処理を実施する。

上記実施の形態１では、アナログ回路部５からフィードバック信号がディジタル回路部１に与えられる適応型ディジタル・プリディストーションの例を示したが、この実施の形態２では、アナログ回路部５からフィードバック信号がディジタル回路部１に与えられない適応型でないディジタル・プリディストーションについて説明する。
適応型でない場合、周囲温度やリファレンス信号の周波数が変化すると、アナログ回路部５の歪み特性が変化して歪み補償量が落ちてしまう。
そこで、この実施の形態２では、予め周囲温度やリファレンス信号の周波数に応じたＬＵＴ３１を作成しておき（予め、アナログ回路部５の歪み特性に基づいてＬＵＴ３１が作成される）、係数決定部３２が、ＬＵＴ３１から周囲温度又はリファレンス信号の周波数に対応する振幅補償用の係数及び位相補償用の係数を取得するようにしている。

この実施の形態２では、周囲温度やリファレンス信号の周波数毎に、補償用の係数を記憶するＬＵＴが必要になるが、上記実施の形態１と同様に、アナログ回路部５がアナログ・プリディストーション１２を搭載しており、ディジタル・プリディストーション３の補償量が軽減されるため、従来のものよりも、ＬＵＴのビット数を下げることができ、メモリ量を削減することができる。
また、例えば、ＬＵＴのビット数を８ビットまで下げられる場合、従来型では１０枚のＬＵＴを持てるメモリ量があれば、２３枚のＬＵＴを持つことができる。そのため、周囲温度や周波数毎に幾つかのＬＵＴを持てるため、精度よく歪み補償をすることが可能になる。

実施の形態３．
図１１はこの発明の実施の形態３による送信機モジュールのアナログ・プリディストーション１２の一例を示す構成図である。
上記実施の形態１，２では、アナログ回路部５がアナログ・プリディストーション１２を搭載している例を示したが、アナログ・プリディストーション１２として、図１１（ａ）〜（ｄ）のうちのいずれか、または、図１１（ａ）〜（ｄ）のいくつかを組み合わせた構成であればよい。
即ち、アナログ・プリディストーション１２は、少なくとも１以上のダイオードを用いて構成されたものであってもよい。
このような構成であれば、低消費電力でかつ小型に、高出力増幅器１３の歪み補償を行うことができる。

実施の形態４．
図１２はこの発明の実施の形態４による送信機モジュールを示す構成図であり、図において、図１０と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ＶＧＡ４１，４２は制御部４３により指定された利得でアナログ信号を増幅する可変利得増幅器である。
制御部４３はディジタル回路部１から出力されたリファレンス信号の周波数及び平均電力にしたがってＶＧＡ４１，４２の利得及びアナログ・プリディストーション１２の歪み補償量を制御する処理を実施する。
この実施の形態４では、ＶＧＡ４１，４２及び制御部４３を図１０の送信機モジュールに適用する例を示しているが、ＶＧＡ４１，４２及び制御部４３を図１の送信機モジュールに適用するようにしてもよい。
なお、図１２のアナログ・プリディストーション１２は、上記実施の形態３で示した構成であり、Ｖ１〜Ｖ４の制御端子に印加される電圧が変化すると歪み補償量が変化する。

制御部４３は、ディジタル回路部１から出力されたリファレンス信号の周波数及び平均電力を示す情報を取得する。
制御部４３は、アナログ回路部５から出力される電力が所望電力になるように、ディジタル回路部１から取得した情報が示すリファレンス信号の平均電力に応じてＶＧＡ４１の利得を制御する。
また、制御部４３は、リファレンス信号の周波数に応じて、高出力増幅器１３の歪みができる限り小さくなるようにアナログ・プリディストーション１２の歪み補償量を制御する。
さらに、制御部４３は、アナログ・プリディストーション１２と高出力増幅器１３の動作点が最適になるように、リファレンス信号の平均電力に応じてＶＧＡ４２の利得を制御する。

以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、アナログ回路部５が、アナログ・プリディストーション１２の前段及び後段に接続されたＶＧＡ４１，４２と、リファレンス信号の周波数及び平均電力にしたがってＶＧＡ４１，４２の利得及びアナログ・プリディストーション１２の歪み補償量を制御する制御部４３とを備えるように構成したので、リファレンス信号の周波数や平均電力が変更されても、低消費電力でかつ小型に、高出力増幅器１３で発生する歪みを補償することができる効果を奏する。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１ ディジタル回路部、２ 変調波信号生成回路、３ ディジタル・プリディストーション（歪み補償回路）、４ ＤＡ変換器、５ アナログ回路部（増幅モジュール）、６ ＡＤ変換器、１１ アップコンバータ、１２ アナログ・プリディストーション（歪み補償器）、１３ 高出力増幅器、１４ ダウンコンバータ、２１ 差分値算出部、２２ 振幅値算出部、２３ 係数決定部、２４ ＬＵＴ、２５ 複素乗算部、３１ ＬＵＴ（メモリ、３２ 係数決定部、４１，４２ ＶＧＡ（可変利得増幅器）、４３ 制御部。

Claims (4)

1. ディジタルの変調波信号を生成する変調波信号生成回路を有するディジタル回路部と、
   前記変調波信号生成回路により生成されたディジタルの変調波信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、
   前記ＤＡ変換器により変換されたアナログ信号を増幅する増幅器を有する増幅モジュールと、
   前記増幅器により増幅されたアナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器とを備え、
   前記増幅モジュールは、前記増幅器で発生する歪みを補償する歪み補償器を搭載し、
   前記ディジタル回路部は、前記変調波信号生成回路により生成された変調波信号と前記ＡＤ変換器により変換されたディジタル信号の差分値と、前記変調波信号の振幅値とから、前記増幅モジュールで発生する歪みを補償する係数を決定し、前記係数を前記変調波信号に乗算する歪み補償回路を搭載していることを特徴とする送信機モジュール。
2. ディジタルの変調波信号を生成する変調波信号生成回路を有するディジタル回路部と、
   前記変調波信号生成回路により生成されたディジタルの変調波信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器と、
   前記ＤＡ変換器により変換されたアナログ信号を増幅する増幅器を有する増幅モジュールとを備え、
   前記増幅モジュールは、前記増幅器で発生する歪みを補償する歪み補償器を搭載し、
   前記ディジタル回路部は、周囲温度又は前記変調波信号の周波数毎に、前記増幅モジュールで発生する歪みを補償する係数を記憶しているメモリを備え、前記メモリから周囲温度又は前記変調波信号の周波数に対応する係数を取得して、前記係数を前記変調波信号に乗算する歪み補償回路を搭載していることを特徴とする送信機モジュール。
3. 前記増幅モジュールにおける歪み補償器は、少なくとも１以上のダイオードを用いて構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載の送信機モジュール。
4. 前記増幅モジュールは、
   前記歪み補償器の前段又は後段に接続された可変利得増幅器と、
   前記変調波信号の周波数及び電力にしたがって前記可変利得増幅器の利得及び前記歪み補償器の歪み補償量を制御する制御部とを備えたことを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載の送信機モジュール。

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