KR101196519B1 - 스퓨리어스 방사 상쇄 기능을 갖는 송신기, 무선 통신 장치, 및 스퓨리어스 방사 상쇄 방법 - Google Patents

스퓨리어스 방사 상쇄 기능을 갖는 송신기, 무선 통신 장치, 및 스퓨리어스 방사 상쇄 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101196519B1
KR101196519B1 KR1020110091361A KR20110091361A KR101196519B1 KR 101196519 B1 KR101196519 B1 KR 101196519B1 KR 1020110091361 A KR1020110091361 A KR 1020110091361A KR 20110091361 A KR20110091361 A KR 20110091361A KR 101196519 B1 KR101196519 B1 KR 101196519B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
digital
filter
predistortion
transmitter
wireless communication
Prior art date
Application number
KR1020110091361A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20120029327A (ko
Inventor
빙 쉬
클리브 탕
마히부르 라만
Original Assignee
후지쯔 세미컨덕터 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 후지쯔 세미컨덕터 가부시키가이샤 filed Critical 후지쯔 세미컨덕터 가부시키가이샤
Publication of KR20120029327A publication Critical patent/KR20120029327A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101196519B1 publication Critical patent/KR101196519B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion

Abstract

본 개시의 일부 실시형태에 따르면, 스퓨리어스 방사 상쇄 방법은 C-IM3 왜곡항의 역상으로 디지털 기저대역 신호를 디지털식으로 사전 왜곡하여 사전 왜곡과 C-IM3 왜곡을 송신기에서 서로 상쇄시키는 단계를 포함할 수 있다. 또한, 이 방법은 기저대역 필터와 디지털 절반 대역 필터를 포함하는 송신기의 혼성 필터의 수평 진폭 응답을 제공하고 또 그 혼성 필터에 선형 위상 응답을 제공하기 위하여 사전 왜곡된 디지털 신호를 디지털식으로 컨디셔닝하는 단계를 더 포함할 수 있다.

Description

스퓨리어스 방사 상쇄 기능을 갖는 송신기, 무선 통신 장치, 및 스퓨리어스 방사 상쇄 방법{TRANSMITTER, WIRELESS COMMUNICATION ELEMENT, AND METHOD FOR SPURIOUS EMISSION CANCELLATION}
본 발명은 개괄적으로 무선 통신에 관한 것이며, 더 구체적으로는 무선 통신 장치에서의 스퓨리어스 방사 상쇄에 관한 것이다.
각종 전기통신(telecommunication) 시스템, 텔레비전과, 라디오 및 기타 매체 시스템, 데이터 통신 네트워크, 및 무선 송신기와 무선 수신기를 이용하여 원격 지점들 간에 정보를 전달하는 다른 시스템에는 무선 통신 시스템이 사용된다. 송신기는 대개 안테나를 통해 라디오, 텔레비전, 또는 기타 전기 통신 등의 전자파 신호를 전파하는 전자 장치이다. 송신기는 종종 고주파 또는 다른 신호를 수신하여 그 신호를 미리 정해진 이득만큼 증폭하고 증폭된 신호를 전달하는 신호 증폭기를 포함한다. 한편, 수신기 역시 대개 안테나를 통해 무선 전자파 신호를 수신하여 처리하는 전자 장치이다. 소정의 경우, 송신기와 수신기는 송수신기로 불리는 단일 장치로 조합될 수도 있다.
무선 통신 시스템은 보통 스퓨리어스 방사에 치약하다. 스퓨리어스 방사는 종종 원하는 신호의 고조파 주파수에서 전자 장비에 출현하는 원치 않는 신호이다. 송신기 및 송수신기의 송신 경로에서는 기저대역의 4배 또는 "4xBB" 스퓨리어스 방사로 알려진 타입의 스퓨리어스 방사가 일어날 수 있다. 종종 4xBB 방사는 송신 경로에서 기저대역 필터, 상향변환 믹서 및 가변 이득 증폭기 사이의 인터페이스에서 나타나, 고주파 신호용 캐리어 주파수의 한쪽 사이드에 2개의 왜곡항(distortion term)을 일으킨다. 종종 4xBB 피크는 캐리어 주파수보다 높거나 낮은 주파수에서 기저대역 신호 오프셋 주파수의 4배 정도로 나타난다. 또한, 4xBB 스퓨리어스 방사는 C-IM3(3차 왜곡) 및 폴디드(folded) C-IM3(5차 왜곡)으로 알려져 있을 수도 있다. 일부 경우에, 4xBB 스퓨리어스는 관련 무선 통신 표준[예컨대, 3GPP(3rd Generation Partnership Project)]을 위반할 수 있는 크기로 나타날 수 있거나 무선 통신 장치에 작동 문제를 일으킬 수 있다.
4xBB 스퓨리어스 방사가 기저대역 신호 및 캐리어 신호에 대한 무선 통신 장치의 비선형 효과에 의해 생기는 것으로 간주됨에 따라, 예측 방사의 역상으로 디지털 기저대역 신호를 디지털식으로 사전 왜곡함으로써 4xBB 방사를 상쇄시킬 수 있다.
방사 및 잡음을 제한하기 위해서 송신기에서는 아날로그 필터를 디지털 필터와 함께 배치한다. 송신된 신호 대역폭과의 비교를 위해 종종 그 혼성 필터의 3 데시벨(dB) 대역폭이 선택된다. 3GPP LTE(Long-Term Evolution) 시스템에서의 주파수 호핑(frequency hopping)으로 인해, 어떤 디지털 사전 왜곡이 효과적으로 작용하기 위해서는 혼성 필터는 4xBB 왜곡항의 주파수에 대해 직류로부터의 수평(flat) 진폭 응답을 가질 필요가 있다. 또한, 혼성 필터는 선형 위상 응답을 갖는 것이 바람직하다. 선형 위상 응답은 디지털 사전 왜곡된 예측 방사에 프리엠퍼시스(pre-emphasis) 필터를 적용하여 달성될 수 있다.
효과적인 프리엠퍼시스 및 사전 왜곡은 이하의 다수의 요인에 의해 복잡해질 수 있다.
● 아날로그 필터 응답을 변하게 할 수 있는 프로세스 변동
● 아날로그 필터의 물리적 특성을 변하게 하여 아날로그 필터 응답의 변화를 유도하는 온도 변화
● 4xBB 방사를 일으키는 비선형 효과와 마찬가지로, 스위칭 믹서와 가변 이득 어레이 입력 사이의 인터페이스에서 임피던스 변화를 일으킬 수 있는 온도 변화
● LTE 타임 슬롯 경계 상에서 가변 이득 증폭기 이득을 변경하여 믹서가 나타내는 로딩(loading)을 변경할 수 있는 전력 제어 시스템
● 믹서에 대한 신호 세기를 변경할 수 있는 전력 제어 시스템
이상의 요인은 성능을 최대화하기 위해 상이한 사전 왜곡 및 프리엠퍼시스 필터의 설계를 필요로 할 수 있다.
전술한 [발경의 배경이 되는 기술] 부분은 본 개시의 실시형태에 대한 배경을 제공할 뿐이며, 그 내용 중 어느 부분도 허용된 종래 기술로서 해석되어서는 안 된다.
본 개시의 일부 실시형태에 따르면, 스퓨리어스 방사 상쇄 방법은 C-IM3 왜곡항의 역위상으로 디지털 기저대역 신호를 디지털식으로 사전 왜곡하여 송신기에서 사전 왜곡과 C-IM3 왜곡을 서로 상쇄시키는 단계를 포함할 수 있다. 또한, 이 방법은 기저대역 필터와 디지털 절반대역 필터를 포함하는 송신기의 혼성 필터의 수평 진폭 응답을 제공하고 또 그 혼성 필터의 선형 위상 응답을 제공하기 위하여 사전 왜곡된 디지털 신호를 디지털식으로 컨디셔닝하는 단계를 포함할 수 있다.
본 개시의 하나 이상의 실시형태들의 기술적 장점은 송신기에서 C-IM3 왜곡을 포함한 스퓨리어스 방사를 없애는 효과적인 메커니즘을 포함할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시형태들은 열거한 기술적 장점의 일부 또는 전부를 포함할 수 있거나 어떤 것도 포함하지 않을 수도 있음을 이해해야 한다. 또한, 본 개시의 기타 기술적 장점은 본 명세서에 포함된 도면, 상세 설명 및 특허청구범위로부터 당업자에게 용이하게 명백해질 수 있다.
본 개시와, 그 특징 및 장점의 보다 철저한 이해를 위해, 첨부하는 도면과 함께, 이하의 상세한 설명을 참조한다.
도 1은 본 개시의 소정의 실시형태에 따른 예시적인 무선 통신 시스템의 블록도를 도시한다.
도 2는 본 개시의 소정의 실시형태에 따른 예시적인 송신 및/또는 수신 장치의 선별된 구성요소들의 블록도를 도시한다.
도 3은 본 개시의 소정의 실시형태에 따른 사전 왜곡 모듈에 사전 왜곡 성분을 생성하기 위한 로직을 도시하는 도면이다.
도 4는 본 개시의 소정의 실시형태에 따른 프리엠퍼시스 필터를 설계하기 위한 예시적인 방법의 흐름도를 도시한다.
도 5는 프리엠퍼시스 필터를 설계하기 위한 예시적인 방법의 흐름도를 도시한다.
도 1은 본 개시의 소정의 실시형태에 따른 예시적인 무선 통신 시스템(100)의 블록도를 도시한다. 편의를 위해, 2개의 단말(110)과 2개의 기지국(120)만 도 1에 도시한다. 단말(110)은 원격국, 이동국, 액세스 단말, 사용자 장치(UE), 무선 통신 장치, 휴대 전화기, 또는 그외 다른 용어로 칭해질 수도 있다. 기지국(120)은 고정국일 수 있고, 액세스 포인트, 노드 B, 또는 그외 다른 용어로 칭해질 수도 있다. 기지국(120)에 연결될 수 있는 이동 교환 센터(MSC: Mobile Switching Center)(140)가 기지국(120)에 대한 조정 및 제어를 수행할 수 있다.
단말(110)은 위성(130)으로부터 신호를 수신할 수도 수신할 수 없을 수도 있다. 위성(130)은 잘 알려진 GPS(Global Positioning System) 등의 위성 포지셔닝 시스템에 속할 수 있다. 각각의 GPS 위성은 지상의 GPS 수신기로 하여금 GPS 신호의 도착 시간을 측정하게 하는 정보가 인코딩된 GPS 신호를 송신할 수 있다. GPS 수신기의 3차원 위치를 정확하게 추정하기 위해서 충분한 개수의 GPS 위성에 대한 측정값이 사용될 수 있다. 단말(110)은 블루투스 송신기, Wi-Fi(Wireless Fidelity) 송신기, 무선 LAN(WLAN) 송신기, IEEE 802.11 송신기 및 기타 적합한 송신기 등의 다른 타입의 송신원으로부터도 신호를 수신할 수 있다.
도 1에서, 각각의 단말(110)은 동시에 복수의 송신원으로부터 신호를 수신하는 것으로서 도시되어 있고, 여기서 송신원은 기지국(120) 또는 위성(130)일 수 있다. 소정의 실시형태에서는 단말(110)이 송신원일 수도 있다. 일반적으로, 단말(110)은 어느 한 순간에 제로, 하나 또는 복수의 송신원으로부터 신호를 수신할 수 있다.
시스템(100)은 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템, 시분할 다중 접속(TDMA) 시스템, 또는 그외 다른 무선 통신 시스템일 수 있다. CDMA 시스템은 IS-95, IS-2000(일반적으로 "1x"로도 알려짐), IS-856(일반적으로 "1xEV-DO"로도 알려짐) 등등과 같은 하나 이상의 CDMA 표준을 구현할 수 있다. TDMA 시스템은 GSM(Global System for Mobile Communications) 등의 하나 이상의 TDMA 표준을 구현할 수 있다. W-CDMA 표준은 GPP로서 알려진 컨소시엄에서 정의되고, IS-2000 및 IS-856 표준은 3GPP2로서 알려진 컨소시엄에서 정의된다.
도 2는 본 개시의 소정의 실시형태에 따른 예시적인 송신 및/또는 수신 장치(200)[예컨대, 단말(110), 기지국(120), 또는 위성(130)]의 선별된 구성요소들의 블록도를 도시한다. 장치(200)는 송신 경로(201) 및/또는 수신 경로(221)를 포함할 수 있다. 장치(200)의 기능성에 따라, 그 장치(200)는 송신기, 수신기 또는 송수신기로서 간주될 수 있다.
도 2에 도시하는 바와 같이, 장치(200)는 디지털 회로(202)를 포함할 수 있다. 디지털 회로(202)는 수신 경로(221)를 통해 수신된 디지털 신호 및 정보를 처리하도록 구성되거나 및/또는 송신 경로(201)를 통해 송신용 신호 및 정보를 처리하도록 구성된 임의의 시스템, 소자, 또는 기기를 포함할 수 있다. 상기 디지털 회로(202)는 하나 이상의 마이크로프로세서, 디지털 신호 프로세서, 및/또는 기타 적절한 소자를 포함할 수 있다.
송신 경로(201)는 동상(I-채널) 경로(252) 및 직교상(Q-채널) 경로(254)를 포함할 수 있다. I-채널 경로(252)는 신호의 동상 성분을 전달할 수 있고, Q-채널 경로(254)는 신호의 직교 성분을 전달할 수 있다.
I-채널 경로(252)와 Q-채널 경로(254)의 각각은 디지털 사전 왜곡 모듈(203)를 포함할 수 있다. 사전 왜곡 모듈(203)은 디지털 회로(202)로부터 디지털 신호를 수신하고, C-IM3 왜곡항의 역상으로 그 디지털 신호를 왜곡하여, 송신 경로의 다른 구성요소에 의해 신호가 디지털-아날로그 변환 및 변조된 후에 사전 왜곡과 C-IM3 왜곡을 서로 상쇄시키도록 구성된 임의의 시스템, 소자, 또는 기기일 수 있다. 사전 왜곡 모듈(203)에 대해서는 이하에서 상세하게 설명한다.
I-채널 경로(252)와 Q-채널 경로(254)의 각각은 디지털 프리엠퍼시스 필터(205)를 더 포함할 수 있다. 프리엠퍼시스 필터(205)는 대응하는 사전 왜곡 모듈(203)로부터의 사전 왜곡된 디지털 신호를 수신해서 그 대응하는 사전 왜곡 모듈(203)이 작성한 사전 왜곡에 대한 업컨버터(208)의 아날로그 기저대역 필터(206)와 디지털 절반 대역 필터(209)의 효과에 반작용하도록 구성된 임의의 시스템, 소자, 또는 기기일 수 있다. 디지털 프리엠퍼시스 필터(205)는 혼성 아날로그 기저대역 필터(206)와 디지털 절반 대역 필터(209)의 수평 진폭 응답을 제공하고 또 혼성 필터에 선형 위상 응답을 제공하기 위하여 사전 왜곡된 디지털 신호를 수정할 수도 있다. 이와 함께 또는 이와 달리, 프리엠퍼시스 필터(205)는 협대역의 기지대역 필터 대역폭을 수신 경로(221)의 대역 잡음을 피하는데 사용할 경우 대응하는 기저대역 필터(206)의 아날로그 처짐(analog droop)을 보상하도록 구성될 수도 있다.
도 2에 도시하는 바와 같이, 또한, I-채널 경로(252) 및 Q-채널 경로(254) 각각은 디지털 절반 대역 필터(209)를 포함할 수 있다. 디지털 절반 대역 필터(209)는 프리엠퍼시스 필터(205)로부터 수신된 아날로그 신호의 고주파 성분을 추가 감쇠시키도록 구성된 임의의 시스템, 소자 또는 기기일 수 있다.
또, I-채널 경로(252) 및 Q-채널 경로(254) 각각은 디지털-아날로그 컨버터(DAC)(204)를 포함할 수 있다. DAC(204)는 대응하는 프리엠퍼시스 필터(205)로부터의 사전 왜곡되어 사전 강조된 디지털 신호를 수신하여 그 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하도록 구성될 수 있다. 그런 다음, 그 아날로그 신호는 기저대역 필터(206)를 포함하는 송신 경로(201)의 하나 이상의 다른 구성요소에 전달될 수 있다.
기저대역 필터(206)는 저주파 신호는 통과시키지만 컷오프 또는 기저대역 주파수보다 높은 주파수로 신호를 감쇠시키도록 구성된 임의의 시스템, 소자 또는 기기를 포함할 수 있다. 따라서, 기저대역 필터(206)는 대응하는 DAC(204)로부터 아날로그 신호를 수신하여 그 아날로그 신호의 고주파 성분을 감쇠시킬 수 있다.
업컨버터(208)는 기저대역 필터(206)로부터 수신된 아날로그 신호를, 오실레이터(210)가 공급하는 오실레이터 신호에 기초하여 고주파수의 무선 통신 신호로 주파수 상향변환하도록 구성될 수 있다.
오실레이터(210)는 특정 주파수의 아날로그 파형을, 아날로그 신호의 변조 또는 상향변환을 위해 무선 통신 신호로, 또는 무선 통신 신호의 복조 또는 하향 변환을 위해 아날로그 신호로 형성하도록 구성된 임의의 적절한 소자, 시스템, 또는 기기일 수 있다. 일부 실시형태에 있어서 오실레이터(210)는 디지털식으로 제어되는 수정 오실레이터일 수 있다.
송신 경로(201)는 상향변환된 송신용 신호를 증폭시키는 가변 이득 증폭기(VGA)(214)와, 그 VGA(214)로부터의 증폭된 신호를 수신하여 목적으로 하는 대역내 신호 성분은 통과시키고 대역외 잡음 및 원하지 않는 신호는 제외시키도록 구성된 대역통과 필터(216)를 포함할 수 있다. 대역 통과 필터링된 신호는 전력 증폭기(220)에 의해 수신되어 안테나(218)를 통해 송신되도록 증폭된다. 안테나(218)는 증폭된 신호를 수신하여 상기 신호를 [예컨대, 단말(110), 기지국(120), 및/또는 위성(130) 중 하나 이상에]송신할 수 있다.
수신 경로(221)는 안테나(218)를 통해 [단말(110), 기지국(120), 및/또는 위성(130)으로부터]무선 통신 신호를 수신하도록 구성된 대역 통과 필터(236)를 포함할 수 있다. 대역 통과 필터(236)는 목적으로 하는 대역내 신호 성분은 통과시키고 대역외 잡음 및 원하지 않는 신호를 제외시킬 수 있다. 또한, 수신 경로(221)는 대역통과 필터(236)로부터 수신된 신호를 증폭시키는 저잡음 증폭기(LNA)(234)를 포함할 수 있다.
또한, 수신 경로(221)는 다운컨버터(228)를 포함할 수 있다. 다운컨버터(228)는 안테나(218)를 통해 수신되어 LNA(234)에 의해 증폭된 무선 통신 신호를 오실레이터(210)가 공급한 오실레이터 신호에 의해 주파수 하향변환(예컨대, 기저대역 신호로 하향변환)하도록 구성될 수 있다. 수신 경로(221)는 목적으로 하는 고주파 채널 내의 신호 성분의 통과 및/또는 하향변환 프로세스에서 생성될 수 있는 잡음 및 원하지 않는 신호의 제거를 위해 하향변환된 무선 통신 신호를 필터링하도록 구성될 수 있는 필터(238)를 더 포함할 수 있다. 또, 수신 경로(221)는 필터(238)로부터의 아날로그 신호를 수신하고 그 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하도록 구성된 아날로그-디지털 컨버터(ADC)(224)를 포함할 수 있다. 이어서, 상기 디지털 신호는 처리를 위해 디지털 회로(202)에 전달될 수 있다.
전술한 바와 같이, 사전 왜곡 모듈(203)은 디지털 회로(202)로부터 디지털 신호를 수신하여 C-IM3 왜곡항의 역상으로 그 디지털 신호를 왜곡하여, 송신 경로의 다른 구성요소에 의해 신호가 디지털-아날로그 변환 및 변조된 후에 사전 왜곡과 C-IM3 왜곡을 서로 상쇄시키도록 구성될 수 있다. I-채널 경로(252)와 Q-채널 경로(254)가 존재하기 때문에, 신호의 동상 및 직교 성분 양쪽에 사전 왜곡이 더해질 수 있다. 제한 없음을 포함하여, C-IM3 왜곡의 예측 및/또는 사전 왜곡의 발생에는 여러 개의 수식을 이용할 수 있다.
I p =α I 3 및 Q p =β Q 3 ;
I p =α I 2 Q 및 Q p =β IQ 2 ; 그리고
I p =α IQ 2 및 Q p =β I 2 Q
여기서, I와 Q는 기저대역 주파수 응답의 기본 동상 및 직교 성분이고, Ip와 Qp는 예측된 C-IM3 스퓨리어스 방사의 동상 및 직교 성분(즉, 디지털 도메인에서 I와 Q에 더해질 사전 왜곡)이며, α와 β는 사전 왜곡 계수라고 칭해질 수 있는 실수형 상수이다. 사전 왜곡 모듈(205)에서 사전 왜곡 성분을 생성하기 위한 로직(300)을 도 3에 도시한다.
도 3에 도시하는 바와 같이, 로직(300)은 I와 Q, 즉 디지털 기저대역 신호의 동상과 직교 성분의 각각을 제곱화하는 곱셈기(302a)를 포함할 수 있다. I2와 Q2의 각각은 곱셈기(304a)의 입력부에 공급될 수 있는데, 각각의 곱셈기는 선택 신호(mux_select0)에 기초하여 I2와 Q2 중 하나를 선택한다. 곱셈기의 출력은 래치(306a)에 의해 래치될 수 있다. 하나의 래치(306a)의 출력은 곱셈기(302b)에서 I와 곱해진 결과 I3 또는 IQ2가 될 수 있다. 다른 하나의 래치(306b)의 출력은 곱셈기(302b)에서 Q와 곱해진 결과 I2Q 또는 Q3이 될 수 있다. 각각의 곱셈기(304b)는 선택 신호(mux_select1)에 기초하여 곱셈기(302b)의 출력 중에서 선택할 수 있다. I3, IQ2, I2Q, Q3 중 하나인, 곱셈기(304b)의 출력은 래치(306b)에 의해 래치될 수 있다. 하나의 래치(306b)의 출력은 곱셈기(302c)에서 사전 왜곡 계수 α와 곱해져 예측된 C-IM3 스퓨리어스 방사의 동상 성분 Ip가 된다. 다른 하나의 래치(306b)의 출력은 곱셈기(302c)에서 사전 왜곡 계수 β와 곱해져 예측된 C-IM3 스퓨리어스 방사의 직교 성분 Qp가 된다. Ip는 가산기(308)에서 기본 동상 성분 I에 더해질 수 있고, Qp는 다른 가산기(308)에서 기본 직교 성분 Q에 더해질 수 있다. 가산기(308)의 결과는 래치(306c)에 의해 래치될 수 있다. 하나의 래치(306c)의 출력은 I-채널 경로(252)의 사전 왜곡 모듈(205)의 출력을 구성할 수 있고, 다른 래치(306c)의 출력은 Q-채널 경로(254)의 사전 왜곡 모듈(205)의 출력을 구성할 수 있다.
일부 실시형태에 있어서, 사전 왜곡 계수 α와 β는 임의의 적절한 검색 알고리즘을 통해, 장치(200)의 리셋 및/또는 전원 투입 시의 "콜드 칼리브레이션(cold calibration)" 절차에서 구해질 수 있다. 예컨대, α 및/또는 β는 가능한 값의 범위 전체에 걸쳐서 스위프될 수 있고, C-IM3 진폭은 수신기의 구성요소(224)에서 계측될 수 있으며, 계측된 결과는 동작 과정에서 사용될 계수 값을 도출하는데 이용될 수 있다. 그리고, 최저 진폭의 C-IM3 왜곡을 제공하는 계수 값이 장치(200)의 동작 과정에서 사용될 값으로서 선택될 수 있다. 고주파 스위칭 이득이 필요한 설계(예컨대, 단차식 가변 이득 증폭기를 사용하는 경우 등)에서는, 필요한 모든 이득단에서 콜드 칼리브레이션 절차를 수행함으로써 사전 왜곡 계수가 구해질 수 있다. 다른 실시형태에서는 랩 검증(lab validation)에 의해 사전 왜곡 계수를 결정할 수 있고, 사전 결정된 계수는 장치(200)의 펌웨어 및/또는 메모리에 저장될 수 있다. 또 다른 실시형태에서는 장치(200)나 그것의 구성요소의 하드웨어 테스트(예컨대, 실리콘 최종 테스트)를 통해 사전 왜곡 계수를 결정할 수 있으며, 4xBB항은 테스트 과정에서 분석될 수 있으며, 그 계수는 결정되어 메모리에 저장된다. 전원 투입 또는 리셋 시에, 장치(200)는 메모리로부터 그 저장된 계수를 판독할 수 있다.
장치(200)의 특성이 장치(200)의 리셋 및/또는 전원 투입 후에 변할 수 있기 때문에[예컨대, 온도 상승은 장치(200)의 소정의 구성요소의 전기 특성을 변화시킬 수 있다], 그러한 변화를 고려하여 동작 과정에서 사전 왜곡 계수를 수정하는 것이 바람직할 수 있다. 예컨대, VGA(214)의 이득이 변할 때에, 사전 왜곡 계수의 한쪽 또는 양쪽이 수정될 수 있다. 다른 예로서, 송신 경로(201)의 디지털 이득이 변할 때[예컨대, DAC(204)의 출력 레벨이 변할 때]에, 그 디지털 이득의 변화에 기초하여 사전 왜곡 계수의 한쪽 또는 양쪽이 스케일링될 수 있다[예컨대, αnew = αprevious x √(gainnew/gainprevious)]. 추가 예로서, 송신 경로(201)의 구성요소의 온도가 변할 경우에, 그 온도의 변화에 기초하여 사전 왜곡 계수의 한쪽 또는 양쪽이 스케일링될 수 있다[예컨대, αnew = αprevious x Tnew/Tprevious]. 전술한 것과 다른 방법을 이용해, 이득이나 온도의 변화에 응답하여 사전 왜곡 계수를 스케일링할 수도 있다. 스케일링을 위한 정확한 수식은 송수신기의 구조에 기초하여 랩 특성해석을 통해 또는 다른 적절한 접근방식을 통해 구해질 수 있다.
역시 전술한 바와 같이, 프리엠퍼시스 필터(205)는 무엇보다도, 사전 왜곡 모듈(203)로부터의 사전 왜곡된 디지털 신호를 수신하여 그 사전 왜곡 모듈(203)이 작성한 사전 왜곡에 대한 업컨버터(208)의 아날로그 기저대역 필터(206)와 디지털 절반 대역 필터(209)의 효과에 반작용하도록 구성될 수 있다. 프리엠퍼시스 필터(205)는 제로 포싱(zero-forcing) 알고리즘 또는 그 밖의 다른 적절한 수단을 이용하여 기저대역 필터(206)의 진폭 및 위상 응답에 기초해 설계될 수 있다. 기저대역 필터(206)의 진폭 응답 및 선형 위상으로부터의 위상 편차는 장치(200)의 전원 투입 또는 리셋 시의 콜드 칼리브레이션 절차에서 얻은 정보로부터 또는 기저대역 필터(206)의 시뮬레이션에 기초하여 도출될 수 있다. 프리엠퍼시스 필터(205)는 기저대역 필터(206), 디지털 절반대역 필터(209) 및 프리엠퍼시스 필터(205)의 조합된 응답이 수평 진폭 응답 및 선형 위상 응답(또는 일정한 그룹 지연)을 생성하도록, 그래서 사전 왜곡된 신호가 C-IM3 스퓨리어스 방사와 상쇄되도록 설계될 수 있다. 프리엠퍼시스 필터(205)를 설계하는데 제로 포싱 알고리즘을 사용하는 구현화에서는 그러한 필터의 설계가 도 4에 나타낸 단계에 따라 이루어질 수 있다.
도 4는 프리엠퍼시스 필터(205)를 설계하기 위한 예시적인 방법(400)의 흐름도를 나타낸다. 일 실시형태에 따르면, 방법(400)은 단계 402에서 시작할 수 있다. 전술한 바와 같이, 본 개시의 지침은 시스템(100)의 각종 구성으로 구현될 수 있다. 이 경우, 방법(400)의 초기화 포인트 및 방법(400)을 포함하는 단계 402～412의 순서는 선택된 구현화에 종속될 수 있다.
단계 402에서, 기술적으로 알려져 있는 종래의 N-탭 제로 포싱 이퀄라이저가 작성될 수 있다. 단계 404에서, 혼성 아날로그 기저대역 필터, 디지털 절반대역 필터, 및 사전 왜곡 모듈/프리엠퍼시스 필터에 대한 이상적인 수평의 조합된 진폭 응답 및 조합된 그룹 지연 응답으로부터의 리플 편차를 포함하는, N-탭 제로 포싱 이퀄라이저의 성능 함수가 셋업될 수 있고 이러한 성능 함수의 값이 평가될 수 있다.
단계 406에서, 소수, 실수, 무작위수의 N-원소 벡터가 이퀄라이저 계수에 추가될 수 있고, 그 성능 함수가 재평가될 수 있다. 단계 408에서는, 그 성능 함수가 이전 성능 함수보다 우수한 결과를 생성하는지의 여부에 대한 판정이 이루어질 수 있다. 더 우수한 결과를 생성하지 않는다면, 단계 406은 반복될 수 있다. 더 우수한 결과를 생성한다면, 방법(400)은 단계 410으로 이행할 수 있다.
단계 410에서는 이퀄라이저 계수가 단계 406에서의 N-원소 벡터의 추가 이후의 새로운 값으로 업데이트될 수 있다. 단계 412에서는, 혼성 아날로그 기저대역 필터, 디지털 절반대역 필터, 및 사전 왜곡 모듈/프리엠퍼시스 필터의 만족할 만할 성능 함수가 실현되는지의 여부에 관한 판정이 이루어질 수 있다. 만족스런 성능 함수가 실현되었다면, 방법(400)은 종료될 수 있다. 그렇지 않다면, 방법(400)은 다시 단계 406으로 이행할 수 있다.
도 4에서 방법(400)에 대해 구성되는 특정 수의 단계들을 개시하였지만, 방법(400)은 도 4에 나타낸 것보다 많거나 적은 단계들로 실행될 수 있다. 또, 도 4에서는 방법(400)에 대해 구성되는 단계들의 소정 순서를 개시하지만, 방법(400)을 포함하는 단계들은 임의의 적절한 순서로 완료될 수 있다.
방법(400)은 장치(200)의 임의의 구성요소의 특성해석, 및/또는 방법(400)을 구현하도록 동작 가능한 임의의 다른 시스템을 통해 전원 투입 시의 콜드 칼리브레이션에서 또는 오프라인으로 구현될 수 있다. 프리엠퍼시스(205)의 설계를 콜드 칼리브레이션에서 수행할 경우, 특성해석 프로세스는 도 2의 장치(200)에 표시된 수신 경로(221)을 이용하여 진폭 및 위상 응답을 계측함으로써 수행된다. 프리엠퍼시스 필터(205)의 설계가 오프라인으로 이루어질 경우, 특성해석 프로세스는 시뮬레이션 및/또는 실리콘 검증을 통해 이루어질 수 있다. 후자의 경우(실리콘 검증, 도 5에 도시), 최악의 프로세스 변동을 커버하는 계수 세트가 설계되어 펌웨어로 저장될 수 있다. 전원 투입 시에, 콜드 칼리브레이션에서 3-dB 코너 주파수를 계측할 수 있고, 펌웨어는 그 3-dB 코너 주파수에 기초하여 계수를 선택할 수 있다. 소정의 실시형태에 있어서, 방법(400)은 컴퓨터 판독 가능한 매체에 실현된 소프트웨어 및/또는 펌웨어로 부분적으로 또는 전부 구현될 수 있다.
사전 왜곡 모듈(203)과 마찬가지로, 프로세스 변동 및 동작 조건이 프리엠퍼시스 필터(205)의 성능을 변하게 할 수 있다. 따라서, 소정의 실시형태에서는, (도 4에 대해서 전술한 바와 같이)복수의 가능한 프리엠퍼시스 필터가 설계될 수 있어 장치(200)에서 선택하기에 유용할 수 있다. 전원 투입 및/또는 리셋 시에, 콜드 칼리브레이션 절차에서 장치(200)의 특성[예컨대, 혼성 디지털 절반 대역 필터(209), DAC(204), 및 기저대역 필터(206)의 3dB 감쇠 포인트(3-dB 주파수)]을 계측하고, 그러한 특성에 기초하여, 복수의 가능한 프리엠퍼시스 필터 중 하나를 장치(200)의 동작을 위한 프리엠퍼시스 필터(205)로서 선택할 수 있다. 동작 과정에서, 선택된 프리엠퍼시스 필터(205)는 그 기능성을 변경할 수 있는 동작 조건(예컨대, 온도의 변화)을 고려하여 수정될 수 있다. 온도 정보는 온칩(on-chip) 온도 센서 또는 오프칩 온도 판독으로부터 구해질 수 있다. 예를 들어, 장치(200)에서 발행되는 송신 커맨드에 응답하여, 조합된 필터 응답에 대한 원하는 3dB 코너 주파수를 달성하기 위하여 프리엠퍼시스 필터(205)의 제로 포싱 이퀄라이저에 대한 이퀄라이저 계수를 수정할 수 있다. 콜드 칼리브레이션 절차 및 온라인 수정에 관해서는 도 5를 참조하여 이하에서 상세하게 설명한다.
도 5는 프리엠퍼시스 필터(205)를 설계하기 위한 예시적인 방법(500)의 흐름도를 나타낸다. 일 실시형태에 따르면, 방법(500)은 단계 502에서 시작될 수 있다. 전술한 바와 같이, 본 개시의 지침은 시스템(100)의 각종 구성으로 구현될 수 있다. 이 경우, 방법(500)의 초기화 포인트와, 방법(500)을 포함하는 단계 502～단계 514의 순서는 선택된 구현화에 종속될 수 있다.
단계 502에서, 프리엠퍼시스(205) 또는 장치(200)의 다른 구성요소는 혼성 필터의 구성요소 및 그 허용치에 기초하여 혼성 디지털 절반 대역필터(209), DAC(204) 및 아날로그 기저대역 필터(206)에 대한 신호 전달 함수를 취득할 수 있다. 단계 504에서, 프리엠퍼시스 필터(205) 또는 장치(200)의 다른 구성요소는 변동 허용치가 없다고 가정하여 혼성 필터 응답을 결정하고 변동 허용치가 없다고 가정하여 가능한 프리엠퍼시스 필터를 설계할 수 있다.
단계 506에서, 프리엠퍼시스 필터(205) 또는 장치(200)의 다른 구성요소는 특정 주파수(예컨대, 500 ㎑ 스텝)에서 3 데시벨(dB) 변화에 대한 변동 허용치를 결정하여, 그 주파수 스텝 대역폭의 3dB 간격을 갖는 가능한 프리엠퍼시스 필터의 세트를 작성할 수 있다. 그 가능한 모든 프리엠퍼시스 필터는 대응하는 필터 계수에 의해 표현될 수 있으며, 그 계수는 인덱스로서 그 3 dB 주파수를 이용하여 저장될 수 있다.
단계 508에서, 혼성 필터에 대해 3 dB 주파수가 결정될 수 있다. 예컨대, 전원 투입 또는 리셋 시에 송신 경로(201)를 통해 톤 신호 세트가 전달될 수 있고 수신 경로(221)에 의해 수신된 대응하는 신호를 분석하여 혼성 필터에 대한 3 dB 주파수를 산출할 수 있다.
단계 510에서, 혼성 필터에 대한 (단계 508에서 결정된)3 dB 주파수는 (단계 506에서 작성된)계수 세트를 선택하는데 이용될 수 있다. 선택된 계수는 프리엠퍼시스 필터(205)에 로딩될 수 있다. 신호 세트(예컨대, 톤 또는 변조된 신호)는 장치(200)를 통해 송신될 수 있다. 수신 경로(221)를 통해 수신된 신호는 4xBB항에 대해 분석될 수 있다. 이렇게 분석된 결과는 이어서 계수 α와 β를 결정하는데 이용될 수 있다. 이 분석 절차는 제한 없이 다음을 포함할 수 있다.
● 가능한 α 값을 검색하여 최소 4xBB 방사가 되는 하나를 선택
● 제한된 α 값의 세트에서 4xBB항을 측정하여 α의 최적 값을 도출하도록 계측 결과를 이용
단계 512과 단계 514는 실제 통신에서 이용될 수 있는 절차를 나타낸다. 단계 512에서, 장치(200)에 대해서 송신 커맨드가 수신될 경우, 3 dB 주파수에 기초하여 단계 508과 단계 510에서 결정된 계수가 프리엠퍼시스 필터(205)에 로딩될 수 있다[예컨대, 단계 510에서 결정된 α와 β 값이 프리엠퍼시스 필터(205)에 로딩될 수 있다]. 단계 514에서는, 가변 이득 증폭기(214)의 이득 변화, 디지털 이득 변화, 및/또는 온도의 변화에 응답하여, 프리엠퍼시스 필터(205) 또는 장치(200)의 다른 구성요소가 프리엠퍼시스 필터 계수를 스케일링할 수 있다.
도 5에서는 방법(500)에 대하여 구성되는 특정 수의 단계들을 설명하지만, 방법(500)은 도 5에 나타낸 단계들보다 더 많거나 적은 단계들로 실행될 수도 있다. 또, 도 5에서는 방법(500)에 대해서 구성되는 단계들의 소정의 순서를 설명하지만, 방법(500)을 포함하는 단계들은 임의의 적절한 순서로 완성될 수 있다.
방법(500)은 장치(200)의 임의의 구성요소 및/또는 방법(500)을 구현하도록 동작 가능한 임의의 다른 시스템을 이용하여 구현될 수 있다. 소정의 실시형태에서는, 방법(500)이 컴퓨터 판독 가능한 매체로 실현된 소프트웨어 및/또는 펌웨어로 부분 또는 전부 구현될 수 있다.
본 개시의 범위에서 시스템(100)에 대한 변형, 추가 또는 생략이 이루어질 수 있다. 시스템(100)의 구성요소들은 통합 또는 분리될 수도 있다. 또한, 시스템(100)의 동작은 더 많거나 더 적은 구성요소, 또는 다른 구성요소에 의해 수행될 수 있다. 본 명세서에 사용하는 것으로서 "각각"이란 표현은 세트의 각 요소 또는 세트의 서브 세트의 각 요소를 칭한다.
본 개시에서는 여러 실시형태들에 대해서 설명하였지만, 다양한 변경 및 변형이 당업자에게 암시될 수 있다. 본 개시는 이하의 특허청구범위의 범위 내에 있는 그러한 변형 및 변경을 포함하는 것이다.
201: 송신 경로 202: 디지털 회로
203: 사전 왜곡 모듈 204: 디지털-아날로그 컨버터
205: 프리엠퍼시스 필터 206: 기저대역 필터
208: 업컨버터 209: 디지털 절반대역 필터
210: 오실레이터 214: 가변 이득 증폭기
216, 236: 대역 통과 필터 220: 전력 증폭기
221: 수신 경로 224: 아날로그-디지털 컨버터
228: 다운컨버터 234: 저잡음 증폭기

Claims (24)

  1. 디지털 기저대역 신호를 아날로그 기저대역 신호로 변환하도록 구성된 아날로그-디지털 컨버터와,
    상기 아날로그 기저대역 신호를 필터링하도록 구성된 기저대역 필터와,
    상기 아날로그 기저대역 신호를 변조하여 고주파 신호를 제공하도록 구성된 업컨버터와,
    상기 고주파 신호를 증폭하도록 구성된 가변 이득 증폭기와,
    C-IM3 왜곡항(distortion term)의 역상으로 상기 디지털 기저대역 신호를 사전 왜곡하여 사전 왜곡과 C-IM3 왜곡을 서로 상쇄시키도록 구성된 디지털 사전 왜곡 모듈과,
    상기 기저대역 필터와 디지털 절반대역 필터를 포함하는 혼성 필터의 수평(flat) 진폭 응답을 제공하고 또 그 혼성 필터에 선형 위상 응답을 제공하기 위하여, 사전 왜곡된 디지털 신호를 컨디셔닝하도록 구성된 디지털 프리엠퍼시스 필터
    를 포함하는 송신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 디지털 사전 왜곡 모듈의 응답은 각각 3차 다항식을 포함하는 하나 이상의 사전 왜곡항에 기초하며, 그 다항식의 변수는 상기 디지털 기저대역 신호의 주파수 응답 성분을 포함하고, 그 다항식의 3차항의 계수는 사전 왜곡 계수를 포함하는 것인 송신기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 사전 왜곡 계수는 상기 송신기의 전원 투입 또는 리셋 시에 검색 알고리즘에 기초하여 결정되는 것인 송신기.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 사전 왜곡 계수는 전원 투입 또는 리셋 시에, 가능한 값의 범위 전체에 걸쳐서 스위프되고,
    그 값 각각에 대해 C-IM3 왜곡의 진폭이 계측되며,
    최저 진폭의 C-IM3 왜곡을 제공하는 값이 상기 디지털 사전 왜곡 모듈의 동작을 위한 사전 왜곡 계수로서 선택되는 것인 송신기.
  5. 제4항에 있어서, 상기 사전 왜곡 계수의 값은 동작 과정에서 상기 송신기의 동작 특성의 변화에 응답하여 수정될 수 있는 것인 송신기.
  6. 제5항에 있어서, 상기 동작 특성은 상기 가변 이득 증폭기의 이득 변화, 상기 송신기의 디지털 이득 변화, 및 상기 송신기의 하나 이상의 구성요소의 온도 변화 중 적어도 하나를 포함할 수 있는 것인 송신기.
  7. 제2항에 있어서, 상기 사전 왜곡 계수는 상기 송신기의 랩 검증(lab validation)에 의해 결정되어 송신기의 메모리에 저장되는 것인 송신기.
  8. 제2항에 있어서, 상기 사전 왜곡 계수는 상기 C-IM3 왜곡항의 분석에 기초해 상기 송신기를 하드웨어 테스트함으로써 결정되어 송신기의 메모리에 저장되며, 상기 사전 왜곡 계수는 상기 송신기의 전원 투입 또는 리셋 시에 상기 메모리로부터 로딩될 수 있는 것인 송신기.
  9. 제1항에 있어서, 상기 프리엠퍼시스 필터는 복수의 가능한 프리엠퍼시스 필터 중에서 선택된 것으로서, 상기 혼성 필터에 원하는 3-dB 주파수를 제공하는 것인 송신기.
  10. 제7항에 있어서, 상기 프리엠퍼시스 필터의 특성은 동작 과정에서 상기 송신기의 동작 특성의 변화에 응답하여 수정될 수 있는 것인 송신기.
  11. 무선 통신 장치에 있어서,
    무선 통신 신호를 수신하여 그 무선 통신 신호를 디지털 신호로 변환하도록 구성된 수신 경로와,
    디지털 신호를 무선 통신 신호로 변환하도록 구성된 송신 경로
    를 포함하고, 상기 송신 경로는,
    디지털 기저대역 신호를 아날로그 기저대역 신호로 변환하도록 구성된 디지털-아날로그 컨버터와,
    상기 아날로그 기저대역 신호를 필터링하도록 구성된 기저대역 필터와,
    상기 아날로그 기저대역 신호를 변조하여 고주파 신호를 제공하도록 구성된 업컨버터와,
    상기 고주파 신호를 증폭하도록 구성된 가변 이득 증폭기와,
    C-IM3 왜곡항의 역상으로 상기 디지털 기저대역 신호를 사전 왜곡하여 사전 왜곡과 C-IM3 왜곡을 서로 상쇄시키도록 구성된 디지털 사전 왜곡 모듈과,
    상기 기저대역 필터와 디지털 절반대역 필터를 포함하는 혼성 필터의 수평 진폭 응답을 제공하고 또 그 혼성 필터에 선형 위상 응답을 제공하기 위하여, 사전 왜곡된 디지털 신호를 컨디셔닝하도록 구성된 디지털 프리엠퍼시스 필터
    를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 디지털 사전 왜곡 모듈의 응답은 각각 3차 다항식을 포함하는 하나 이상의 사전 왜곡항에 기초하며, 그 다항식의 변수는 상기 디지털 기저대역 신호의 주파수 응답 성분을 포함하고, 그 다항식의 3차항의 계수는 사전 왜곡 계수를 포함하는 것인 무선 통신 장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 사전 왜곡 계수는 상기 무선 통신 장치의 전원 투입 또는 리셋 시에 검색 알고리즘에 기초하여 결정되는 것인 무선 통신 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 사전 왜곡 계수는 전원 투입 또는 리셋 시에, 가능한 값의 범위 전체에 걸쳐서 스위프되고,
    그 값 각각에 대해 C-IM3 왜곡의 진폭이 계측되며,
    최저 진폭의 C-IM3 왜곡을 제공하는 값이 상기 디지털 사전 왜곡 모듈의 동작을 위한 사전 왜곡 계수로서 선택되는 것인 무선 통신 장치.
  15. 제14항에 있어서, 상기 사전 왜곡 계수의 값은 동작 과정에서 상기 무선 통신 장치의 동작 특성의 변화에 응답하여 수정될 수 있는 것인 무선 통신 장치.
  16. 제15항에 있어서, 상기 동작 특성은 상기 가변 이득 증폭기의 이득 변화, 상기 송신 경로의 디지털 이득 변화, 및 상기 무선 통신 장치의 하나 이상의 구성요소의 온도 변화 중 적어도 하나를 포함할 수 있는 것인 무선 통신 장치.
  17. 제12항에 있어서, 상기 사전 왜곡 계수는 상기 무선 통신 장치의 랩 검증에 의해 결정되어 무선 통신 장치의 메모리에 저장되는 것인 무선 통신 장치.
  18. 제12항에 있어서, 상기 사전 왜곡 계수는 상기 C-IM3 왜곡항의 분석에 기초해 상기 무선 통신 장치를 하드웨어 테스트함으로써 결정되어 무선 통신 장치의 메모리에 저장되며, 상기 사전 왜곡 계수는 상기 무선 통신 장치의 전원 투입 또는 리셋 시에 상기 메모리로부터 로딩될 수 있는 것인 무선 통신 장치.
  19. 제11항에 있어서, 상기 프리엠퍼시스 필터는 복수의 가능한 프리엠퍼시스 필터 중에서 선택된 것으로서, 상기 혼성 필터에 원하는 3-dB 주파수를 제공하는 것인 무선 통신 장치.
  20. 제17항에 있어서, 상기 프리엠퍼시스 필터의 특성은 동작 과정에서 상기 무선 통신 장치의 동작 특성의 변화에 응답하여 수정될 수 있는 것인 무선 통신 장치.
  21. 디지털 사전 왜곡 모듈이, C-IM3 왜곡항의 역상으로 디지털 기저대역 신호를 디지털식으로 사전 왜곡하여 송신기에서 사전 왜곡과 C-IM3 왜곡을 상쇄시키는 단계와,
    디지털 프리엠퍼시스 필터가, 기저대역 필터와 디지털 절반대역 필터를 포함하는 상기 송신기의 혼성 필터의 수평(flat) 진폭 응답을 제공하고 또 그 혼성 필터에 선형 위상 응답을 제공하기 위하여 사전 왜곡된 디지털 신호를 디지털식으로 컨디셔닝하는 단계
    를 포함하는 스퓨리어스 방사 상쇄 방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 디지털 사전 왜곡 모듈의 응답은 각각 3차 다항식을 포함하는 하나 이상의 사전 왜곡항에 기초하며, 그 다항식의 변수는 상기 디지털 기저대역 신호의 주파수 응답 성분을 포함하고, 그 다항식의 3차항의 계수는 사전 왜곡 계수를 포함하며,
    전원 투입 또는 리셋 시에, 상기 사전 왜곡 계수를 가능한 값의 범위 전체에 걸쳐서 스위프하는 단계와,
    그 값 각각에 대해 C-IM3 왜곡의 진폭을 계측하는 단계와,
    최저 진폭의 C-IM3 왜곡을 제공하는 값을, 상기 디지털 기저대역 신호를 디지털식으로 사전 왜곡하기 위한 사전 왜곡 계수로서 선택하는 단계
    를 더 포함하는 스퓨리어스 방사 상쇄 방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 사전 왜곡 계수의 값을 동작 과정에서 상기 송신기의 동작 특성의 변화에 응답하여 수정하는 단계를 더 포함하는 스퓨리어스 방사 상쇄 방법.
  24. 제21항에 있어서, 복수의 가능한 프리엠퍼시스 필터 중에서, 상기 혼성 필터에 원하는 3-dB 주파수를 제공하는 것으로서 상기 프리엠퍼시스 필터를 선택하는 단계를 더 포함하는 스퓨리어스 방사 상쇄 방법.
KR1020110091361A 2010-09-15 2011-09-08 스퓨리어스 방사 상쇄 기능을 갖는 송신기, 무선 통신 장치, 및 스퓨리어스 방사 상쇄 방법 KR101196519B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/882,498 2010-09-15
US12/882,498 US8204456B2 (en) 2010-09-15 2010-09-15 Systems and methods for spurious emission cancellation

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20120029327A KR20120029327A (ko) 2012-03-26
KR101196519B1 true KR101196519B1 (ko) 2012-11-01

Family

ID=44674466

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020110091361A KR101196519B1 (ko) 2010-09-15 2011-09-08 스퓨리어스 방사 상쇄 기능을 갖는 송신기, 무선 통신 장치, 및 스퓨리어스 방사 상쇄 방법

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8204456B2 (ko)
EP (1) EP2432131B1 (ko)
JP (1) JP5864176B2 (ko)
KR (1) KR101196519B1 (ko)
CN (1) CN102751999B (ko)

Families Citing this family (71)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9112452B1 (en) 2009-07-14 2015-08-18 Rf Micro Devices, Inc. High-efficiency power supply for a modulated load
US9099961B2 (en) 2010-04-19 2015-08-04 Rf Micro Devices, Inc. Output impedance compensation of a pseudo-envelope follower power management system
US9431974B2 (en) 2010-04-19 2016-08-30 Qorvo Us, Inc. Pseudo-envelope following feedback delay compensation
EP2561611B1 (en) 2010-04-19 2015-01-14 RF Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope following power management system
US8633766B2 (en) 2010-04-19 2014-01-21 Rf Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope follower power management system with high frequency ripple current compensation
US8981848B2 (en) 2010-04-19 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Programmable delay circuitry
WO2012027039A1 (en) 2010-08-25 2012-03-01 Rf Micro Devices, Inc. Multi-mode/multi-band power management system
US9954436B2 (en) 2010-09-29 2018-04-24 Qorvo Us, Inc. Single μC-buckboost converter with multiple regulated supply outputs
US9075673B2 (en) 2010-11-16 2015-07-07 Rf Micro Devices, Inc. Digital fast dB to gain multiplier for envelope tracking systems
US8588713B2 (en) 2011-01-10 2013-11-19 Rf Micro Devices, Inc. Power management system for multi-carriers transmitter
WO2012106437A1 (en) * 2011-02-02 2012-08-09 Rf Micro Devices, Inc. Fast envelope system calibration
US8624760B2 (en) 2011-02-07 2014-01-07 Rf Micro Devices, Inc. Apparatuses and methods for rate conversion and fractional delay calculation using a coefficient look up table
EP2673880B1 (en) 2011-02-07 2017-09-06 Qorvo US, Inc. Group delay calibration method for power amplifier envelope tracking
US9379667B2 (en) 2011-05-05 2016-06-28 Rf Micro Devices, Inc. Multiple power supply input parallel amplifier based envelope tracking
US9247496B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power loop control based envelope tracking
US9246460B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power management architecture for modulated and constant supply operation
EP2715945B1 (en) 2011-05-31 2017-02-01 Qorvo US, Inc. Rugged iq receiver based rf gain measurements
US9019011B2 (en) 2011-06-01 2015-04-28 Rf Micro Devices, Inc. Method of power amplifier calibration for an envelope tracking system
US9197175B2 (en) * 2011-06-08 2015-11-24 Broadcom Corporation Methods and systems for pre-emphasis of an envelope tracking power amplifier supply voltage
US8760228B2 (en) 2011-06-24 2014-06-24 Rf Micro Devices, Inc. Differential power management and power amplifier architecture
US8792840B2 (en) 2011-07-15 2014-07-29 Rf Micro Devices, Inc. Modified switching ripple for envelope tracking system
US8952710B2 (en) 2011-07-15 2015-02-10 Rf Micro Devices, Inc. Pulsed behavior modeling with steady state average conditions
US9263996B2 (en) 2011-07-20 2016-02-16 Rf Micro Devices, Inc. Quasi iso-gain supply voltage function for envelope tracking systems
US8624576B2 (en) 2011-08-17 2014-01-07 Rf Micro Devices, Inc. Charge-pump system for providing independent voltages
CN103858338B (zh) 2011-09-02 2016-09-07 射频小型装置公司 用于包络跟踪的分离vcc和共同vcc功率管理架构
US8957728B2 (en) 2011-10-06 2015-02-17 Rf Micro Devices, Inc. Combined filter and transconductance amplifier
US9484797B2 (en) 2011-10-26 2016-11-01 Qorvo Us, Inc. RF switching converter with ripple correction
US9294041B2 (en) 2011-10-26 2016-03-22 Rf Micro Devices, Inc. Average frequency control of switcher for envelope tracking
CN103959189B (zh) 2011-10-26 2015-12-23 射频小型装置公司 基于电感的并行放大器相位补偿
US9024688B2 (en) 2011-10-26 2015-05-05 Rf Micro Devices, Inc. Dual parallel amplifier based DC-DC converter
US8975959B2 (en) 2011-11-30 2015-03-10 Rf Micro Devices, Inc. Monotonic conversion of RF power amplifier calibration data
US9250643B2 (en) 2011-11-30 2016-02-02 Rf Micro Devices, Inc. Using a switching signal delay to reduce noise from a switching power supply
US9515621B2 (en) 2011-11-30 2016-12-06 Qorvo Us, Inc. Multimode RF amplifier system
US9041365B2 (en) 2011-12-01 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. Multiple mode RF power converter
WO2013082384A1 (en) 2011-12-01 2013-06-06 Rf Micro Devices, Inc. Rf power converter
US8947161B2 (en) 2011-12-01 2015-02-03 Rf Micro Devices, Inc. Linear amplifier power supply modulation for envelope tracking
US9256234B2 (en) 2011-12-01 2016-02-09 Rf Micro Devices, Inc. Voltage offset loop for a switching controller
US9280163B2 (en) 2011-12-01 2016-03-08 Rf Micro Devices, Inc. Average power tracking controller
US9494962B2 (en) 2011-12-02 2016-11-15 Rf Micro Devices, Inc. Phase reconfigurable switching power supply
US9813036B2 (en) 2011-12-16 2017-11-07 Qorvo Us, Inc. Dynamic loadline power amplifier with baseband linearization
US9298198B2 (en) 2011-12-28 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Noise reduction for envelope tracking
US8981839B2 (en) 2012-06-11 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Power source multiplexer
CN104662792B (zh) 2012-07-26 2017-08-08 Qorvo美国公司 用于包络跟踪的可编程rf陷波滤波器
US9225231B2 (en) 2012-09-14 2015-12-29 Rf Micro Devices, Inc. Open loop ripple cancellation circuit in a DC-DC converter
US9197256B2 (en) 2012-10-08 2015-11-24 Rf Micro Devices, Inc. Reducing effects of RF mixer-based artifact using pre-distortion of an envelope power supply signal
US9207692B2 (en) 2012-10-18 2015-12-08 Rf Micro Devices, Inc. Transitioning from envelope tracking to average power tracking
US9627975B2 (en) 2012-11-16 2017-04-18 Qorvo Us, Inc. Modulated power supply system and method with automatic transition between buck and boost modes
US9300252B2 (en) 2013-01-24 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Communications based adjustments of a parallel amplifier power supply
US9178472B2 (en) 2013-02-08 2015-11-03 Rf Micro Devices, Inc. Bi-directional power supply signal based linear amplifier
WO2014152903A2 (en) 2013-03-14 2014-09-25 Rf Micro Devices, Inc Envelope tracking power supply voltage dynamic range reduction
US9203353B2 (en) 2013-03-14 2015-12-01 Rf Micro Devices, Inc. Noise conversion gain limited RF power amplifier
US9479118B2 (en) 2013-04-16 2016-10-25 Rf Micro Devices, Inc. Dual instantaneous envelope tracking
US8953711B2 (en) 2013-06-04 2015-02-10 Qualcomm Incorporated Configurable pre-emphasis component for transmission circuitry
US9374005B2 (en) 2013-08-13 2016-06-21 Rf Micro Devices, Inc. Expanded range DC-DC converter
CN104510471B (zh) * 2013-09-30 2018-05-04 上海联影医疗科技有限公司 信号处理方法、装置及磁共振系统
US9191250B2 (en) 2013-11-26 2015-11-17 Blackberry Limited Extended bandwidth adaptive digital pre-distortion with reconfigurable analog front-ends
US9350396B2 (en) * 2014-03-26 2016-05-24 Marvell World Trade Ltd. Systems and methods for reducing signal distortion in wireless communication
US9614476B2 (en) 2014-07-01 2017-04-04 Qorvo Us, Inc. Group delay calibration of RF envelope tracking
CN107005527B (zh) 2015-01-16 2019-12-20 联发科技（新加坡）私人有限公司 信号发送设备及信号发送方法
US9912297B2 (en) 2015-07-01 2018-03-06 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power converter circuitry
US9843294B2 (en) 2015-07-01 2017-12-12 Qorvo Us, Inc. Dual-mode envelope tracking power converter circuitry
CN105548932B (zh) * 2015-12-07 2018-06-19 上海创远仪器技术股份有限公司 实现微波测试仪器近杂散自动校准的系统及方法
WO2017130519A1 (ja) 2016-01-26 2017-08-03 株式会社村田製作所 高周波フロントエンド回路、通信装置
US10727876B2 (en) * 2016-03-18 2020-07-28 Jariet Technologies, Inc. Multi-channel, multi-band linearized digital transceivers
US9973147B2 (en) 2016-05-10 2018-05-15 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power management circuit
US11063620B2 (en) * 2016-05-31 2021-07-13 Apple Inc. Digital pre-emphasis quadrature imbalance compensating filter
US10432447B2 (en) * 2017-11-10 2019-10-01 The Boeing Company System and method for amplitude pre-distortion optimization for GPS signal constant envelope transmission
US10476437B2 (en) 2018-03-15 2019-11-12 Qorvo Us, Inc. Multimode voltage tracker circuit
US10396723B1 (en) * 2018-03-30 2019-08-27 Northrop Grumman Systems Corporation Multirate, iterative, memory polynomial based modeling and pre-distortion of high bandwidth power amplifiers
CN109521271B (zh) * 2018-12-27 2021-06-22 京信通信系统（中国）有限公司 一种信号采样方法及装置
CN110518885A (zh) * 2019-08-07 2019-11-29 烽火通信科技股份有限公司 一种数字预失真电路及其杂散对消方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7139327B2 (en) 2002-06-10 2006-11-21 Andrew Corporation Digital pre-distortion of input signals for reducing spurious emissions in communication networks

Family Cites Families (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5920808A (en) * 1996-12-12 1999-07-06 Glenayre Electronics, Inc. Method and apparatus for reducing key-up distortion by pre-heating transistors
US6473133B1 (en) * 1999-05-14 2002-10-29 Harris Corporation Broadcast transmission system with correction for distortion caused by amplifying and signal conditioning components at a different rate
US6587514B1 (en) 1999-07-13 2003-07-01 Pmc-Sierra, Inc. Digital predistortion methods for wideband amplifiers
US6356146B1 (en) 1999-07-13 2002-03-12 Pmc-Sierra, Inc. Amplifier measurement and modeling processes for use in generating predistortion parameters
US6798843B1 (en) 1999-07-13 2004-09-28 Pmc-Sierra, Inc. Wideband digital predistortion linearizer for nonlinear amplifiers
US6934341B2 (en) * 2000-08-29 2005-08-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for plurality signal generation
US6987954B2 (en) * 2001-05-15 2006-01-17 Research In Motion Limited Feedback compensation detector for a direct conversion transmitter
AU2002322891A1 (en) 2001-08-14 2003-03-03 Redline Communications Inc. An adaptive pre-distortion method and apparatus for digital rf transmitters
US20030058959A1 (en) 2001-09-25 2003-03-27 Caly Networks. Combined digital adaptive pre-distorter and pre-equalizer system for modems in link hopping radio networks
US7248642B1 (en) 2002-02-05 2007-07-24 Andrew Corporation Frequency-dependent phase pre-distortion for reducing spurious emissions in communication networks
US7197085B1 (en) 2002-03-08 2007-03-27 Andrew Corporation Frequency-dependent magnitude pre-distortion for reducing spurious emissions in communication networks
US7266159B2 (en) 2002-03-08 2007-09-04 Andrew Corporation Frequency-dependent magnitude pre-distortion on non-baseband input signals for reducing spurious emissions in communication networks
JP4015455B2 (ja) * 2002-03-29 2007-11-28 富士通株式会社 歪補償装置
US6985704B2 (en) 2002-05-01 2006-01-10 Dali Yang System and method for digital memorized predistortion for wireless communication
US6879641B2 (en) 2002-06-13 2005-04-12 Bigband Networks Bas, Inc. Transmit pre-equalization in a modem environment
US7035601B2 (en) * 2003-02-27 2006-04-25 Nokia Corporation Data transmission method, base station and transmitter for compensating for non-linearities in a transmission chain
SE525221C2 (sv) 2003-03-25 2004-12-28 Ericsson Telefon Ab L M Förförvrängare för effektförstärkare
US7333558B2 (en) 2003-03-31 2008-02-19 Intel Corporation Digitally pre-equalizing signals
US7042287B2 (en) * 2003-07-23 2006-05-09 Northrop Grumman Corporation System and method for reducing dynamic range and improving linearity in an amplication system
US7149482B2 (en) * 2003-09-16 2006-12-12 Andrew Corporation Compensation of filters in radio transmitters
US7109792B2 (en) 2003-09-17 2006-09-19 Andrew Corporation Table-based pre-distortion for amplifier systems
US7026873B2 (en) 2003-11-07 2006-04-11 Scintera Networks LMS-based adaptive pre-distortion for enhanced power amplifier efficiency
JP4576221B2 (ja) * 2004-02-03 2010-11-04 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 多周波帯用べき級数型プリディストータ
US7606322B2 (en) 2004-10-07 2009-10-20 Microelectronics Technology Inc. Digital pre-distortion technique using nonlinear filters
JP5184754B2 (ja) * 2005-05-12 2013-04-17 ソニーモバイルコミュニケーションズ株式会社 歪み補償装置及び無線通信装置
KR100643606B1 (ko) * 2005-08-12 2006-11-10 삼성전자주식회사 저전압 차동 신호 송신기의 프리앰퍼시스 장치 및 방법
CN101132382B (zh) * 2006-08-22 2012-02-22 豪威国际控股有限公司 调频发射器
GB2442773A (en) 2006-10-11 2008-04-16 Tandberg Television Asa Canceling distortion
WO2008067584A1 (en) * 2006-12-05 2008-06-12 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Wireless frequency-domain multi-channel communications
US8005162B2 (en) * 2007-04-20 2011-08-23 Microelectronics Technology, Inc. Dynamic digital pre-distortion system
US8605814B2 (en) 2007-10-10 2013-12-10 Crestcom, Inc. Distortion-compensated RF transmitter and method therefor
CN101459451B (zh) * 2007-12-14 2013-08-28 华为技术有限公司 数字发射机、数字接收机和中射频子系统及信号处理方法
JP5056490B2 (ja) 2008-03-10 2012-10-24 富士通株式会社 歪み補償係数更新装置および歪み補償増幅器
CN101626356B (zh) * 2009-08-11 2012-07-11 北京天碁科技有限公司 一种多输入多输出终端及其射频发射方法

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7139327B2 (en) 2002-06-10 2006-11-21 Andrew Corporation Digital pre-distortion of input signals for reducing spurious emissions in communication networks

Also Published As

Publication number Publication date
CN102751999A (zh) 2012-10-24
JP5864176B2 (ja) 2016-02-17
US8204456B2 (en) 2012-06-19
KR20120029327A (ko) 2012-03-26
CN102751999B (zh) 2015-04-29
EP2432131B1 (en) 2017-03-15
US20120064847A1 (en) 2012-03-15
EP2432131A2 (en) 2012-03-21
JP2012065318A (ja) 2012-03-29
EP2432131A3 (en) 2015-01-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101196519B1 (ko) 스퓨리어스 방사 상쇄 기능을 갖는 송신기, 무선 통신 장치, 및 스퓨리어스 방사 상쇄 방법
JP4206090B2 (ja) 送信機および送信方法
Komatsu et al. Iterative nonlinear self-interference cancellation for in-band full-duplex wireless communications under mixer imbalance and amplifier nonlinearity
EP3285404B1 (en) Digital-centric full-duplex architecture
US20180062697A1 (en) Broadband distributed antenna system with non-duplexer isolator sub-system
US8320868B2 (en) Integrated circuits, communication units and methods of cancellation of intermodulation distortion
US8320866B2 (en) Integrated circuits, communication units and methods of cancellation of intermodulation distortion
US8908753B2 (en) Calibration sub-system for telecommunication systems
CN115298978B (zh) 用于谐波干扰消除的基带芯片和无线通信方法
Kim et al. Parametric method of frequency-dependent I/Q imbalance compensation for wideband quadrature modulator
Laughlin et al. Tunable frequency-division duplex RF front end using electrical balance and active cancellation
US8532577B2 (en) Method and system for compensating for estimated distortion in a transmitter by utilizing a digital predistortion scheme with a quadrature feedback mixer configuration
CN107863988B (zh) 计算发射路径和接收路径之间泄漏的方法和无线通信电路
US20090161778A1 (en) Transmitter and Carrier Leak Detection Method
EP2686965B1 (en) Compensation of a transmitter distortion
Lampu et al. Air-induced PIM cancellation in FDD MIMO transceivers
Debaillie et al. Calibration of direct-conversion transceivers
US20020071476A1 (en) Gain and phase distortion compensating method and transmitting apparatus therefor
Zaidi et al. A GMSK VHF-uplink/UHF-downlink transceiver for the CubeSat missions: Thermo-functional performance
Korpi et al. Digital self-interference cancellation for low-cost full-duplex radio devices
Debard et al. Flexible In-Band Full-Duplex Transceivers Based on a Modified MIMO RF Architecture
Erlandsson et al. Methods of self-interference cancellation in full duplex telecommunication systems
JOVANOVIC et al. IQ Imbalance Correction in Wideband Software Defined Radio Transceivers.
Ahmed Interference mitigation in colocated wireless systems
Roge Digital self-interference cancellation using FPGA for in-band full-duplex radios

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
FPAY Annual fee payment
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151002

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160929

Year of fee payment: 5