JP6221518B2 - 電力増幅装置、送信機および電力増幅装置制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力増幅装置、送信機および電力増幅装置制御方法に関する。

近年、無線通信の高速化に伴い、送信信号の広帯域化と高ダイナミックレンジ化が進んでいる。このような状況下で、信号品質の劣化を最小限に抑えるために、電力増幅器に高い線形性が要求されている。また、それと同時に、装置の小型化、運用コストの削減及び環境問題等の観点から、高い電力変換効率で動作する電力増幅器のニーズが高まっている。

一般的な電力増幅器では、線形性と電力変換効率とが相反関係にある。例えば、飽和電力からバックオフした線形領域で電力増幅器を動作させることで、帯域外歪の発生を小さくすることができる。しかし、この場合、電力変換効率が著しく低下し、電力増幅器の消費電力が増加してしまう。そこで、線形性と電力変換効率とを両立させるために、電力変換効率の高い非線形領域で電力増幅器を動作させ、その際に発生する非線形歪を除去する歪補償を使用して線形性を維持することが行われている。この歪補償の一形態であるプリディストーション方式（以下、「ＰＤ方式」と言う。）は、電力増幅器の非線形歪の逆特性を予め送信信号に乗算することで電力増幅器の出力での線形性を高める技術である。

ここで、ＰＤ方式を用いた従来の電力増幅装置の一例を説明する。図１８は、ＰＤ方式を採用した従来の電力増幅装置の構成例を示す図である。図１８に示す電力増幅装置は、送信信号生成部１１、歪補償部１２、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換器１３、直交変調器（ＱＭＯＤ：Quadrature Modulator）１４、発振器１５、電力増幅器１６およびアンテナ１７を有する。また、電力増幅装置は、直交復調器（ＱＤＥＭ：Quadrature Demodulator）１８、発振器１９、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器２０、減算器２１および係数生成部２２を有する。

送信信号生成部１１によって生成された送信信号は、歪補償部１２に入力され、歪補償部１２において歪補償係数と乗算される。そして、送信信号と歪補償係数とが乗算されて得られた信号が、プリディストーション信号として生成される。このプリディストーション信号は、電力増幅器１６の非線形歪の逆特性を有する歪成分を含んでいる。プリディストーション信号は、Ｄ／Ａ変換器１３によってアナログ信号に変換され、ＱＭＯＤ１４および発振器１５によってアップコンバートされ、電力増幅器１６に入力される。プリディストーション処理により非線形歪が除去された電力増幅器１６の出力信号は、方向性結合器等によって２つに分岐される。２つに分岐された出力信号の一方は、アンテナ１７を介して外部の受信装置に向けて送信され、出力信号の他方は、ＱＤＥＭ１８および発振器１９によってダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換器２０によってディジタル信号に変換され、フィードバック信号となる。フィードバック信号と送信信号生成部１１によって生成された送信信号とは、減算器２１に入力される。そして、減算器２１によってフィードバック信号と送信信号との差分である誤差信号が算出され、係数生成部２２によって誤差信号が最小となるように歪補償係数が生成され、生成された歪補償係数が歪補償部１２に出力される。

特許第４０８６１３３号公報

しかしながら、従来技術では、歪補償部によってプリディストーション信号を生成するためのサンプリングレートを、Ｄ／Ａ変換器によって信号をアナログ信号に変換するためのサンプリングレートと同等に設定している。このため、サンプリングレートが比較的に低いＤ／Ａ変換器を用いた場合、歪補償部のサンプリングレートも低下する。したがって、歪補償部のサンプリングレートに応じた周波数帯域（以下「歪補償帯域」という）が、プリディストーション信号に現れる、電力増幅器の非線形歪の逆特性の歪成分のうち高次歪成分を収容することが困難となる。プリディストーション信号に現れる高次歪成分が歪補償帯域に収容されない場合、収容されない高次歪成分が、歪補償帯域内に折り返る。補償帯域内に折り返った高次歪成分（以下「折り返り歪」という）は、プリディストーション処理により非線形歪が除去された電力増幅器の出力信号に残存し、結果として、歪補償性能が劣化してしまうという問題があった。

図１９および図２０は、従来技術の問題点を説明するための図である。図１９は、プリディストーション信号に現れる高次歪成分が歪補償帯域に収容されない場合のプリディストーション信号の波形を示している。図２０は、プリディストーション信号に現れる高次歪成分が歪補償帯域に収容されない場合の電力増幅器の出力信号の波形を示している。図１９および図２０において、横軸は周波数を示しており、縦軸はパワーを示している。

図１９に示す例では、プリディストーション信号が、歪成分として、送信信号Ｓ１１の３次歪成分および５次歪成分を含む歪成分Ｄ１３１，Ｄ１３２と、送信信号Ｓ１１の５次歪成分Ｄ１５１，Ｄ１５２とを含む。ここで、歪補償帯域ＢＦ１１が、プリディストーション信号に現れる歪成分のうち歪成分Ｄ１３１，Ｄ１３２のみを収容するものとする。この場合、図１９に示すように、歪補償帯域ＢＦ１１に収容されない５次歪成分Ｄ１５１，Ｄ１５２が、歪補償帯域ＢＦ１１内に折り返り、折り返り歪ＩＤ１５１，ＩＤ１５２となる。折り返り歪ＩＤ１５１，ＩＤ１５２は、図２０に示すように、電力増幅器の出力信号に残存し、結果として、歪補償性能の劣化を招く。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、Ｄ／Ａ変換器のサンプリングレートが低い場合でも、歪補償性能の劣化を抑えることができる電力増幅装置、送信機および電力増幅装置制御方法を提供することを目的とする。

本願の開示する電力増幅装置は、一つの態様において、増幅部と、歪補償部と、除去部と、第１レート変換部と、第１信号変換部とを備えた。増幅部は、アナログ信号に変換された入力信号を増幅する。歪補償部は、前記入力信号をアナログ信号に変換するための第１サンプリングレートよりも高い第２サンプリングレートで前記入力信号にプリディストーション処理を施す。除去部は、前記プリディストーション処理が施された前記入力信号から、前記第１サンプリングレートに応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去する。第１レート変換部は、前記周波数成分が除去された前記入力信号のサンプリングレートを前記第２サンプリングレートから前記第１サンプリングレートへ変換する。第１信号変換部は、サンプリングレートが変換された前記入力信号を前記第１サンプリングレートでアナログ信号に変換し、変換された前記入力信号を前記増幅部へ出力する。

本願の開示する電力増幅装置の一つの態様によれば、Ｄ／Ａ変換器のサンプリングレートが低い場合でも、歪補償性能の劣化を抑えることができるという効果を奏する。

図１は、実施例１に係る送信機の構成例を示す図である。 図２は、実施例１における歪補償部から出力されるプリディストーション信号の波形を示す図である。 図３は、実施例１におけるＬＰＦから出力されるプリディストーション信号の波形を示す図である。 図４は、実施例１におけるサンプリングレート変換部から出力されるプリディストーション信号の波形を示す図である。 図５は、実施例１における電力増幅器から出力される出力信号の波形を示す図である。 図６は、実施例１に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。 図７は、実施例２に係る送信機の構成例を示す図である。 図８は、実施例２に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。 図９は、実施例３に係る送信機の構成例を示す図である。 図１０は、実施例３に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。 図１１は、実施例４に係る送信機の構成例を示す図である。 図１２は、実施例４に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。 図１３は、実施例５に係る送信機の構成例を示す図である。 図１４は、実施例５に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。 図１５は、実施例２の変形例１に係る送信機の構成例を示す図である。 図１６は、実施例１の変形例２に係る送信機の構成例を示す図である。 図１７は、実施例１の変形例３に係る送信機の構成例を示す図である。 図１８は、ＰＤ方式を採用した従来の電力増幅装置の構成例を示す図である。 図１９は、従来技術の問題点を説明するための図である。 図２０は、従来技術の問題点を説明するための図である。 図２１は、残留歪が発生する場合の電力増幅器の出力信号の波形を示す図である。 図２２は、実施例６に係る送信機の構成例を示す図である。 図２３は、実施例６に係る送信機による信号送信における処理の一例について説明するための図である。 図２４は、実施例６による信号送信における処理を示すフローチャートである。 図２５は、実施例７に係る送信機の構成例を示す図である。 図２６は、実施例７に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。 図２７は、実施例７の変形例に係る送信機の構成例を示す図である。

以下に、本願の開示する電力増幅装置、送信機および電力増幅装置制御方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例により開示技術が限定されるものではない。

図１は、実施例１に係る送信機の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施例に係る送信機１００は、送信信号生成部１０１、歪補償部１０２、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０３、サンプリングレート変換部１０４およびＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器１０５を有する。また、送信機１００は、直交変調器（ＱＭＯＤ：Quadrature Modulator）１０６、発振器１０７、電力増幅器１０８、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１０８ａおよびアンテナ１０９を有する。また、送信機１００は、直交復調器（ＱＤＥＭ：Quadrature Demodulator）１１０、発振器１１１、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器１１２、歪補償部１１３、減算器１１４および係数生成部１１５を有する。このうち、歪補償部１０２、ＬＰＦ１０３、サンプリングレート変換部１０４、Ｄ／Ａ変換器１０５、ＱＭＯＤ１０６、発振器１０７および電力増幅器１０８が「電力増幅装置」の一例である。

送信信号生成部１０１は、ベースバンド信号を変調することによって送信信号となるキャリア（搬送波）を生成する。そして、送信信号生成部１０１は、生成した送信信号を歪補償部１０２へ出力する。

歪補償部１０２は、後述するＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１よりも高いサンプリングレートＲ２で送信信号にプリディストーション処理を施す。詳細には、歪補償部１０２は、送信信号の入力を送信信号生成部１０１から受け付ける。以下では、歪補償部１０２に入力される送信信号を適宜「入力信号」と呼ぶ。歪補償部１０２は、歪補償係数の入力を係数生成部１１５から受け付ける。そして、歪補償部１０２は、サンプリングレートＲ２で入力信号をサンプリングし、サンプリングされた入力信号に歪補償係数を乗算することによって、プリディストーション処理が施された入力信号（以下「プリディストーション信号」という）を生成する。プリディストーション信号には、電力増幅器１０８の非線形歪の逆特性を有する歪成分が現れる。歪補償部１０２によって用いられるサンプリングレートＲ２は、例えば、サンプリングレートＲ２に応じた周波数帯域（以下「歪補償帯域」という）がプリディストーション信号に現れる歪成分を収容し得るように、選定される。そして、歪補償部１０２は、生成したプリディストーション信号をＬＰＦ１０３および減算器１１４へ出力する。

図２は、実施例１における歪補償部から出力されるプリディストーション信号の波形を示す図である。図２において、横軸は周波数を示しており、縦軸はパワーを示している。図２に示すように、歪補償部１０２から出力されるプリディストーション信号は、歪成分として、送信信号Ｓ１の３次歪成分および５次歪成分を含む歪成分Ｄ３１，Ｄ３２と、送信信号Ｓ１の５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２とを含む。仮に、プリディストーション信号に現れる歪成分のうち高次歪成分である５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２が歪補償帯域ＢＦ２に収容されない場合、収容されない５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２が、折り返り歪として発現する。そこで、歪補償部１０２は、Ｄ／Ａ変換器１０５と比較して高いサンプリングレートＲ２、好ましくは、歪補償帯域ＢＦ２が５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２を収容し得るように選定されたサンプリングレートＲ２でプリディストーション信号を生成する。なお、図２では、歪補償帯域ＢＦ２が５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２を収容し得るようにサンプリングレートＲ２が選定される例を示したが、サンプリングレートＲ２は、５次歪成分よりも高次の歪成分を収容し得るように選定されても良い。

ＬＰＦ１０３は、プリディストーション信号の入力を歪補償部１０２から受け付ける。ＬＰＦ１０３は、プリディストーション信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去し、周波数成分が除去されたプリディストーション信号をサンプリングレート変換部１０４へ出力する。

図３は、実施例１におけるＬＰＦから出力されるプリディストーション信号の波形を示す図である。図３において、横軸は周波数を示しており、縦軸はパワーを示している。図３に示すように、ＬＰＦ１０３は、図２に示したプリディストーション信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１を超える周波数成分である５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２を除去する。換言すれば、ＬＰＦ１０３は、図２に示したプリディストーション信号のうち、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１内に存在する送信信号Ｓ１および送信信号Ｓ１の歪成分Ｄ３１，Ｄ３２のみを透過させる。

サンプリングレート変換部１０４は、周波数成分が除去されたプリディストーション信号の入力をＬＰＦ１０３から受け付ける。サンプリングレート変換部１０４は、周波数成分が除去されたプリディストーション信号のサンプリングレートを、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２からＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１へ変換する。詳細には、サンプリングレート変換部１０４は、プリディストーション信号を間引くことでプリディストーション信号のサンプリングレートを歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２からＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１へ変換する。なお、プリディストーション信号を間引くことには、プリディストーション信号に対して補間処理を施し、補間処理が施されたプリディストーション信号を間引くことも含まれる。そして、サンプリングレート変換部１０４は、サンプリングレートが変換されたプリディストーション信号をＤ／Ａ変換器１０５へ出力する。

図４は、実施例１におけるサンプリングレート変換部から出力されるプリディストーション信号の波形を示す図である。図４において、横軸は周波数を示しており、縦軸はパワーを示している。サンプリングレート変換部１０４は、図３に示したプリディストーション信号のサンプリングレートを歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２からＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１へ変換する。これにより、プリディストーション信号の存在する最低の周波数から最高の周波数に至る周波数帯域が、図４に示すように、歪補償帯域ＢＦ２から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１に調整される。

Ｄ／Ａ変換器１０５は、サンプリングレートが変換されたプリディストーション信号の入力をサンプリングレート変換部１０４から受け付ける。Ｄ／Ａ変換器１０５は、サンプリングレートＲ１でプリディストーション信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号に変換されたプリディストーション信号をＱＭＯＤ１０６へ出力する。

ＱＭＯＤ１０６は、アナログ信号に変換されたプリディストーション信号の入力をＤ／Ａ変換器１０５から受け付ける。ＱＭＯＤ１０６は、発振器１０７から入力される信号を用いてプリディストーション信号を無線周波数にアップコンバートし、アップコンバートしたプリディストーション信号を電力増幅器１０８へ出力する。

電力増幅器１０８は、プリディストーション信号の入力をＱＭＯＤ１０６から受け付ける。電力増幅器１０８は、プリディストーション信号を増幅し、出力信号を生成する。そして、電力増幅器１０８から出力される出力信号は、２つに分岐される。そして、２つに分岐された出力信号のうち一方は、ＢＰＦ１０８ａおよびアンテナ１０９を介して外部の受信装置に向けて無線信号として送信され、他方は、ＱＤＥＭ１１０へ出力される。

図５は、実施例１における電力増幅器から出力される出力信号の波形を示す図である。図５において、横軸は周波数を示しており、縦軸はパワーを示している。電力増幅器１０８に入力されるプリディストーション信号は、電力増幅器１０８の非線形歪の逆特性を有する歪成分として、図４に示した送信信号Ｓ１の歪成分Ｄ３１，Ｄ３２を含んでおり、折り返り歪を含んでいない。そして、歪成分Ｄ３１，Ｄ３２と電力増幅器１０８の非線形歪とが相殺される。このため、電力増幅器１０８から出力される出力信号は、図５に示すように、送信信号Ｓ１と、５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２とを含む。すなわち、電力増幅器１０８から出力される出力信号には、折り返り歪が残存しない。

ＢＰＦ１０８ａは、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１を透過帯域として有する。ＢＰＦ１０８ａは、電力増幅器１０８から出力された出力信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１を超える周波数成分を除去し、周波数成分が除去された出力信号をアンテナ１０９へ出力する。例えば、ＢＰＦ１０８ａは、図５に示した出力信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１を超える周波数成分である５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２を除去し、５次歪成分が除去された出力信号をアンテナ１０９へ出力する。

ＱＤＥＭ１１０は、電力増幅器１０８から出力された出力信号の入力を受け付ける。電力増幅器１０８からＱＤＥＭ１１０へ出力された出力信号を、以下では「フィードバック信号」と呼ぶ。ＱＤＥＭ１１０は、発振器１１１から入力される信号を用いてフィードバック信号をベースバンド信号の周波数にダウンコンバートし、ダウンコンバートしたフィードバック信号をＡ／Ｄ変換器１１２へ出力する。

Ａ／Ｄ変換器１１２は、ベースバンド信号の周波数にダウンコンバートされたフィードバック信号の入力をＱＤＥＭ１１０から受け付ける。Ａ／Ｄ変換器１１２は、歪補償部１０２と同一のサンプリングレート、すなわち、サンプリングレートＲ２でフィードバック信号をディジタル信号に変換し、ディジタル信号に変換されたフィードバック信号を歪補償部１１３へ出力する。

歪補償部１１３は、歪補償部１０２と同様に、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１よりも高いサンプリングレートＲ２でフィードバック信号にプリディストーション処理を施す。詳細には、歪補償部１１３は、ディジタル信号に変換されたフィードバック信号の入力をＡ／Ｄ変換器１１２から受け付ける。歪補償部１１３は、歪補償係数の入力を係数生成部１１５から受け付ける。そして、歪補償部１１３は、サンプリングレートＲ２でフィードバック信号をサンプリングし、サンプリングされたフィードバック信号に歪補償係数を乗算することによって、プリディストーション処理が施されたフィードバック信号を生成する。プリディストーション処理が施されたフィードバック信号を、以下では「ＦＢ（Feed Back）系プリディストーション信号」と呼ぶ。歪補償部１１３は、生成したＦＢ系プリディストーション信号を減算器１１４へ出力する。

減算器１１４は、プリディストーション信号の入力を歪補償部１０２から受け付ける。減算器１１４は、ＦＢ系プリディストーション信号の入力を歪補償部１１３から受け付ける。そして、減算器１１４は、プリディストーション信号とＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を生成する。そして、減算器１１４は、生成した誤差信号を係数生成部１１５へ出力する。

係数生成部１１５は、誤差信号の入力を減算器１１４から受け付ける。係数生成部１１５は、誤差信号に基づいて歪補償係数を生成する。例えば、係数生成部１１５は、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズム等を用いた適応信号処理によって誤差信号が最小となるように、歪補償係数を求める。そして、係数生成部１１５は、求めた歪補償係数を歪補償部１０２および歪補償部１１３へ出力する。これにより、歪補償部１０２および歪補償部１１３によって用いられる歪補償係数が更新される。

次に、図６を参照して、本実施例に係る送信機１００による信号送信における処理について説明する。図６は、実施例１に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。

図６に示すように、歪補償部１１３は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１よりも高いサンプリングレートＲ２でＦＢ系プリディストーション信号を生成する（ステップＳ１０１）。歪補償部１１３は、生成したＦＢ系プリディストーション信号を減算器１１４へ出力する。減算器１１４は、歪補償部１０２から入力されるプリディストーション信号と、歪補償部１１３から入力されるＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を生成する。減算器１１４は、生成した誤差信号を係数生成部１１５へ出力する。

係数生成部１１５は、減算器１１４から入力される誤差信号に基づいて歪補償係数を生成する（ステップＳ１０２）。係数生成部１１５は、歪補償係数を歪補償部１０２および歪補償部１１３へ出力する。

歪補償部１０２は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１よりも高いサンプリングレートＲ２で入力信号をサンプリングし、サンプリングされた入力信号に歪補償係数を乗算することによって、プリディストーション信号を生成する（ステップＳ１０３）。歪補償部１０２は、生成したプリディストーション信号をＬＰＦ１０３および減算器１１４へ出力する。

ＬＰＦ１０３は、歪補償部１０２から入力されるプリディストーション信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去する（ステップＳ１０４）。ＬＰＦ１０３は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域を超える周波数成分が除去されたプリディストーション信号をサンプリングレート変換部１０４へ出力する。

サンプリングレート変換部１０４は、ＬＰＦ１０３から入力されるプリディストーション信号のサンプリングレートを歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２からＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１へ変換する（ステップＳ１０５）。サンプリングレート変換部１０４は、サンプリングレートが変換されたプリディストーション信号をＤ／Ａ変換器１０５へ出力する。

Ｄ／Ａ変換器１０５は、サンプリングレート変換部１０４から入力されるプリディストーション信号をサンプリングレートＲ１でアナログ信号に変換する（ステップＳ１０６）。Ｄ／Ａ変換器１０５は、アナログ信号に変換されたプリディストーション信号を出力する。

プリディストーション信号は、ＱＭＯＤ１０６および発振器１０７によりアップコンバートされて電力増幅器１０８へ入力される。電力増幅器１０８は、入力されるプリディストーション信号を増幅し、出力信号を生成する（ステップＳ１０７）。

電力増幅器１０８は、生成した出力信号を、ＢＰＦ１０８ａおよびアンテナ１０９を介して外部装置に向けて送信する（ステップＳ１０８）。

上述したように、本実施例に係る送信機１００は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１よりも高いサンプリングレートＲ２でプリディストーション信号を生成する。そして、送信機１００は、生成したプリディストーション信号から、サンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去し、周波数成分が除去されたプリディストーション信号のサンプリングレートをサンプリングレートＲ１に変換する。そして、送信機１００は、Ｄ／Ａ変換器１０５においてプリディストーション信号をサンプリングレートＲ１でアナログ信号に変換し、変換されたプリディストーション信号を電力増幅器１０８へ出力する。これにより、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１が比較的に低い場合でも、電力増幅器１０８から出力される出力信号に折り返り歪が発生することを回避することができる。結果として、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１が比較的に低い場合でも、歪補償性能の劣化を抑えることができる。

実施例１では、Ａ／Ｄ変換器１１２を用いて歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２でフィードバック信号をディジタル信号に変換し、ＦＢ系プリディストーション信号とプリディストーション信号との誤差信号を基に歪補償係数を生成する例を示した。しかしながら、サンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換し、ＦＢ系プリディストーション信号とプリディストーション信号との誤差信号を基に歪補償係数を生成してもよい。そこで、実施例２では、サンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換し、ＦＢ系プリディストーション信号とプリディストーション信号との誤差信号を基に歪補償係数を生成する例について説明する。

図７は、実施例２に係る送信機の構成例を示す図である。図７において、図１と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図７に示すように、本実施例に係る送信機２００は、図１に示したＡ／Ｄ変換器１１２、歪補償部１１３、減算器１１４および係数生成部１１５それぞれに代えて、Ａ／Ｄ変換器２１２、歪補償部２１３、減算器２１４および係数生成部２１５を有する。さらに、送信機２００は、Ａ／Ｄ変換器２１２と歪補償部２１３との間にサンプリングレート変換部２１６を新規に有する。

Ａ／Ｄ変換器２１２は、ベースバンド信号の周波数にダウンコンバートされたフィードバック信号の入力をＱＤＥＭ１１０から受け付ける。仮に、Ａ／Ｄ変換器２１２が歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２と同一のサンプリングレートでフィードバック信号をディジタル信号に変換する場合を想定する。この場合、Ａ／Ｄ変換器２１２に適用されるサンプリング処理のスペックは歪補償部２１３と同程度に高くなり、Ａ／Ｄ変換器２１２の設置コストも増大する。そこで、本実施例におけるＡ／Ｄ変換器２１２は、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換し、変換されたフィードバック信号をサンプリングレート変換部２１６へ出力する。

サンプリングレート変換部２１６は、ディジタル信号に変換されたフィードバック信号の入力をＡ／Ｄ変換器２１２から受け付ける。サンプリングレート変換部２１６は、ディジタル信号に変換されたフィードバック信号のサンプリングレートを、Ａ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３から歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２に変換する。詳細には、サンプリングレート変換部２１６は、フィードバック信号を補間することでフィードバック信号のサンプリングレートをＡ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３から歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２に変換する。そして、サンプリングレート変換部２１６は、サンプリングレートが変換されたフィードバック信号を歪補償部２１３へ出力する。

歪補償部２１３は、歪補償部１０２と同様に、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１よりも高いサンプリングレートＲ２でフィードバック信号にプリディストーション処理を施す。詳細には、歪補償部２１３は、サンプリングレートがサンプリングレートＲ２に変換されたフィードバック信号の入力をサンプリングレート変換部２１６から受け付ける。歪補償部２１３は、歪補償係数の入力を係数生成部２１５から受け付ける。そして、歪補償部２１３は、サンプリングレートＲ２でフィードバック信号をサンプリングし、サンプリングされたフィードバック信号に歪補償係数を乗算することによって、ＦＢ系プリディストーション信号を生成する。歪補償部２１３は、生成したＦＢ系プリディストーション信号を減算器２１４へ出力する。

減算器２１４は、プリディストーション信号の入力を歪補償部１０２から受け付ける。減算器２１４は、ＦＢ系プリディストーション信号の入力を歪補償部２１３から受け付ける。そして、減算器２１４は、プリディストーション信号とＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を生成する。そして、減算器２１４は、生成した誤差信号を係数生成部２１５へ出力する。

係数生成部２１５は、誤差信号の入力を減算器２１４から受け付ける。係数生成部２１５は、誤差信号に基づいて歪補償係数を生成し、生成した歪補償係数を歪補償部１０２および歪補償部２１３へ出力する。これにより、歪補償部１０２および歪補償部２１３によって用いられる歪補償係数が更新される。

歪補償部１０２は、係数生成部２１５から入力される歪補償係数を用いて入力信号にプリディストーション処理を施す。

次に、図８を参照して、本実施例に係る送信機２００による信号送信における処理について説明する。図８は、実施例２に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。なお、図８に示したステップＳ２０５〜Ｓ２１０は、図６に示したステップＳ１０３〜Ｓ１０８と同様であるので、その説明を省略する。

図８に示すように、Ａ／Ｄ変換器２１２は、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換する（ステップＳ２０１）。Ａ／Ｄ変換器２１２は、ディジタル信号に変換されたフィードバック信号をサンプリングレート変換部２１６へ出力する。

サンプリングレート変換部２１６は、Ａ／Ｄ変換器２１２から入力されるフィードバック信号のサンプリングレートを、Ａ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３から歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２へ変換する（ステップＳ２０２）。サンプリングレート変換部２１６は、サンプリングレートが変換されたフィードバック信号を歪補償部２１３へ出力する。

歪補償部２１３は、サンプリングレートＲ２でフィードバック信号をサンプリングし、サンプリングされたフィードバック信号に歪補償係数を乗算することによって、ＦＢ系プリディストーション信号を生成する（ステップＳ２０３）。歪補償部２１３は、生成したＦＢ系プリディストーション信号を減算器２１４へ出力する。減算器２１４は、歪補償部１０２から入力されるプリディストーション信号と、歪補償部２１３から入力されるＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を生成し、生成した誤差信号を係数生成部２１５へ出力する。

係数生成部２１５は、減算器２１４から入力される誤差信号に基づいて歪補償係数を生成する（ステップＳ２０４）。係数生成部２１５は、歪補償係数を歪補償部１０２および歪補償部２１３へ出力する。

上述したように、本実施例に係る送信機２００は、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換する。そして、送信機２００は、ディジタル信号に変換されたフィードバック信号のサンプリングレートを歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２へ変換する。そして、送信機２００は、サンプリングレートＲ２へ変換されたフィードバック信号とプリディストーション信号とから算出される誤差信号を基に歪補償係数を生成する。これにより、フィードバック信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３が比較的に低い場合でも、誤差信号を適切に算出し、かつ、歪補償係数を適切に更新することができる。結果として、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１およびＡ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３が比較的に低い場合でも、歪補償性能の劣化を適切に抑えることができる。

実施例２では、歪補償部１０２から出力されるプリディストーション信号と歪補償部２１３から出力されるＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を基に歪補償係数を生成する例を示した。しかしながら、ＬＰＦ１０３から出力されるプリディストーション信号と歪補償部２１３から出力されるＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を基に歪補償係数を生成するようにしてもよい。そこで、実施例３では、ＬＰＦ１０３から出力されるプリディストーション信号と歪補償部２１３から出力されるＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を基に歪補償係数を生成する例について説明する。

図９は、実施例３に係る送信機の構成例を示す図である。図９において、図７と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図９に示すように、本実施例に係る送信機３００は、図７に示した減算器２１４および係数生成部２１５それぞれに代えて、減算器３１４および係数生成部３１５を有する。

減算器３１４は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域を超える周波数成分が除去されたプリディストーション信号の入力をＬＰＦ１０３から受け付ける。減算器３１４は、ＦＢ系プリディストーション信号の入力を歪補償部２１３から受け付ける。そして、減算器３１４は、周波数成分が除去されたプリディストーション信号とＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を生成する。そして、減算器３１４は、生成した誤差信号を係数生成部３１５へ出力する。

係数生成部３１５は、周波数成分が除去されたプリディストーション信号とＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号の入力を減算器３１４から受け付ける。係数生成部３１５は、誤差信号に基づいて歪補償係数を生成し、生成した歪補償係数を歪補償部１０２および歪補償部２１３へ出力する。これにより、歪補償部１０２および歪補償部２１３によって用いられる歪補償係数が更新される。

歪補償部１０２は、係数生成部３１５から入力される歪補償係数を用いて入力信号にプリディストーション処理を施す。

次に、図１０を参照して、本実施例に係る送信機３００による信号送信における処理について説明する。図１０は、実施例３に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。なお、図１０に示したステップＳ３０１〜Ｓ３０３およびステップＳ３０５〜Ｓ３１０は、それぞれ、図８に示したステップＳ２０１〜Ｓ２０３およびステップＳ２０５〜Ｓ２１０と同様であるので、その説明を省略する。

減算器３１４は、ＬＰＦ１０３から入力されるプリディストーション信号と、歪補償部２１３から入力されるＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を生成し、生成した誤差信号を係数生成部３１５へ出力する。

係数生成部３１５は、図１０に示すように、減算器３１４から入力される誤差信号に基づいて歪補償係数を生成する（ステップＳ３０４）。係数生成部３１５は、歪補償係数を歪補償部１０２および歪補償部２１３へ出力する。

上述したように、本実施例に係る送信機３００は、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換する。そして、送信機３００は、ディジタル信号に変換されたフィードバック信号のサンプリングレートを歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２へ変換する。送信機３００は、サンプリングレートＲ２へ変換されたフィードバック信号と、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域を超える周波数成分が除去されたプリディストーション信号とから算出される誤差信号を基に歪補償係数を生成する。これにより、フィードバック信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３が比較的に低い場合でも、誤差信号をより適切に算出することができ、歪補償係数をより適切に更新することができる。結果として、Ａ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３が比較的に低い場合でも、歪補償性能の劣化をより適切に抑えることができる。

実施例２では、サンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換し、ＦＢ系プリディストーション信号とプリディストーション信号との誤差信号を基に歪補償係数を生成する例を示した。しかしながら、プリディストーション信号のサンプリングレートをサンプリングレートＲ３へ変換し、ＦＢ系プリディストーション信号とプリディストーション信号との誤差信号を基に歪補償係数を生成するようにしてもよい。そこで、実施例４では、プリディストーション信号のサンプリングレートをサンプリングレートＲ３へ変換し、ＦＢ系プリディストーション信号とプリディストーション信号との誤差信号を基に歪補償係数を生成する例について説明する。

図１１は、実施例４に係る送信機の構成例を示す図である。図１１において、図７と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１１に示すように、本実施例に係る送信機４００は、図７に示した歪補償部２１３、減算器２１４および係数生成部２１５それぞれに代えて、歪補償部４１３、減算器４１４および係数生成部４１５を有する。さらに、送信機４００は、サンプリングレート変換部２１６に代えて、歪補償部１０２と減算器４１４との間にサンプリングレート変換部４１６を有する。

歪補償部４１３は、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２よりも低い、Ａ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３でフィードバック信号にプリディストーション処理を施す。詳細には、歪補償部４１３は、サンプリングレートＲ３でディジタル信号に変換されたフィードバック信号の入力をＡ／Ｄ変換器２１２から受け付ける。歪補償部４１３は、歪補償係数の入力を係数生成部４１５から受け付ける。そして、歪補償部４１３は、サンプリングレートＲ３でフィードバック信号をサンプリングし、サンプリングされたフィードバック信号に歪補償係数を乗算することによって、ＦＢ系プリディストーション信号を生成する。歪補償部４１３は、生成したＦＢ系プリディストーション信号を減算器４１４へ出力する。

サンプリングレート変換部４１６は、プリディストーション信号の入力を歪補償部１０２から受け付ける。サンプリングレート変換部４１６は、プリディストーション信号のサンプリングレートを、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２から歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３へ変換する。詳細には、サンプリングレート変換部４１６は、プリディストーション信号を間引くことでプリディストーション信号のサンプリングレートをサンプリングレートＲ３へ変換する。なお、プリディストーション信号を間引くことには、プリディストーション信号に対して補間処理を施し、補間処理が施されたプリディストーション信号を間引くことも含まれる。サンプリングレート変換部４１６は、サンプリングレートが変換されたプリディストーション信号を減算器４１４へ出力する。

減算器４１４は、サンプリングレートがサンプリングレートＲ３へ変換されたプリディストーション信号の入力をサンプリングレート変換部４１６から受け付ける。減算器４１４は、ＦＢ系プリディストーション信号の入力を歪補償部４１３から受け付ける。そして、減算器４１４は、プリディストーション信号とＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を生成する。そして、減算器４１４は、生成した誤差信号を係数生成部４１５へ出力する。

係数生成部４１５は、誤差信号の入力を減算器４１４から受け付ける。係数生成部４１５は、誤差信号に基づいて歪補償係数を生成し、生成した歪補償係数を歪補償部１０２および歪補償部４１３へ出力する。これにより、歪補償部１０２および歪補償部４１３によって用いられる歪補償係数が更新される。

歪補償部１０２は、係数生成部４１５から入力される歪補償係数を用いて入力信号にプリディストーション処理を施す。

次に、図１２を参照して、本実施例に係る送信機４００による信号送信における処理について説明する。図１２は、実施例４に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。なお、図１２に示したステップＳ４０５〜Ｓ４１０は、図８に示したステップＳ２０５〜Ｓ２１０と同様であるので、その説明を省略する。

図１２に示すように、Ａ／Ｄ変換器２１２は、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換する（ステップＳ４０１）。Ａ／Ｄ変換器２１２は、ディジタル信号に変換されたフィードバック信号を歪補償部４１３へ出力する。

歪補償部４１３は、サンプリングレートＲ３でフィードバック信号をサンプリングし、サンプリングされたフィードバック信号に歪補償係数を乗算することによって、ＦＢ系プリディストーション信号を生成する（ステップＳ４０２）。歪補償部４１３は、生成したＦＢ系プリディストーション信号を減算器４１４へ出力する。

サンプリングレート変換部４１６は、歪補償部１０２から入力されるプリディストーション信号のサンプリングレートを、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２からＡ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３へ変換する（ステップＳ４０３）。サンプリングレート変換部４１６は、サンプリングレートが変換されたプリディストーション信号を減算器４１４へ出力する。減算器４１４は、サンプリングレート変換部４１６から入力されるプリディストーション信号と、歪補償部４１３から入力されるＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を生成し、生成した誤差信号を係数生成部４１５へ出力する。

係数生成部４１５は、減算器４１４から入力される誤差信号に基づいて歪補償係数を生成する（ステップＳ４０４）。係数生成部４１５は、歪補償係数を歪補償部１０２および歪補償部４１３へ出力する。

上述したように、本実施例に係る送信機４００は、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換する。そして、送信機４００は、プリディストーション信号のサンプリングレートを歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２からサンプリングレートＲ３へ変換する。そして、送信機４００は、サンプリングレートＲ３へ変換されたプリディストーション信号とサンプリングレートＲ３でディジタル信号に変換されたフィードバック信号とから算出される誤差信号を基に歪補償係数を生成する。これにより、フィードバック信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３が比較的に低い場合でも、誤差信号を適切に算出し、かつ、歪補償係数を適切に更新することができる。結果として、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１およびＡ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３が比較的に低い場合でも、歪補償性能の劣化を適切に抑えることができる。

実施例２では、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換し、ＦＢ系プリディストーション信号とプリディストーション信号との誤差信号を基に歪補償係数を生成する例を示した。しかしながら、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でフィードバック信号をディジタル信号に変換し、ＦＢ系プリディストーション信号とプリディストーション信号との誤差信号を基に歪補償係数を生成してもよい。そこで、実施例５では、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でフィードバック信号をディジタル信号に変換し、ＦＢ系プリディストーション信号とプリディストーション信号との誤差信号を基に歪補償係数を生成する例について説明する。

図１３は、実施例５に係る送信機の構成例を示す図である。図１３において、図７と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１３に示すように、本実施例に係る送信機５００は、図７に示したＡ／Ｄ変換器２１２、歪補償部２１３、減算器２１４および係数生成部２１５それぞれに代えて、Ａ／Ｄ変換器５１２、歪補償部５１３、減算器５１４および係数生成部５１５を有する。また、送信機５００は、図７に示したサンプリングレート変換部２１６を有さない。

Ａ／Ｄ変換器５１２は、ベースバンド信号の周波数にダウンコンバートされたフィードバック信号の入力をＱＤＥＭ１１０から受け取る。Ａ／Ｄ変換器５１２は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でフィードバック信号をディジタル信号に変換し、変換されたフィードバック信号を歪補償部５１３へ出力する。

歪補償部５１３は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でフィードバック信号にプリディストーション処理を施す。詳細には、歪補償部５１３は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でディジタル信号に変換されたフィードバック信号の入力をＡ／Ｄ変換器５１２から受け付ける。歪補償部５１３は、歪補償係数の入力を係数生成部５１５から受け付ける。そして、歪補償部５１３は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でフィードバック信号をサンプリングし、サンプリングされたフィードバンク信号に歪補償係数を乗算することによって、ＦＢ系プリディストーション信号を生成する。歪補償部５１３は、生成したＦＢ系プリディストーション信号を減算器５１４へ出力する。

減算器５１４は、サンプリングレートがＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１へ変換されたプリディストーション信号の入力をサンプリングレート変換部１０４から受け付ける。減算器５１４は、ＦＢ系プリディストーション信号の入力を歪補償部５１３から受け付ける。そして、減算器５１４は、プリディストーション信号とＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を生成する。そして、減算器５１４は、生成した誤差信号を係数生成部５１５へ出力する。

係数生成部５１５は、誤差信号の入力を減算器５１４から受け付ける。係数生成部５１５は、誤差信号に基づいて歪補償係数を生成し、生成した歪補償係数を歪補償部１０２および歪補償部５１３へ出力する。これにより、歪補償部１０２および歪補償部５１３によって用いられる歪補償係数が更新される。

歪補償部１０２は、係数生成部５１５から入力される歪補償係数を用いて入力信号にプリディストーション処理を施す。

次に、図１４を参照して、本実施例に係る送信機５００による信号送信における処理について説明する。図１４は、実施例５に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。なお、図１４に示したステップＳ５０４〜Ｓ５０９は、図８に示したステップＳ２０５〜Ｓ２１０と同様であるので、その説明を省略する。

図１４に示すように、Ａ／Ｄ変換器５１２は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でフィードバック信号をディジタル信号に変換する（ステップＳ５０１）。Ａ／Ｄ変換器５１２は、ディジタル信号に変換されたフィードバック信号を歪補償部５１３へ出力する。

歪補償部５１３は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でフィードバック信号をサンプリングし、サンプリングされたフィードバック信号に歪補償係数を乗算することによって、ＦＢ系プリディストーション信号を生成する（ステップＳ５０２）。歪補償部５１３は、生成したＦＢ系プリディストーション信号を減算器５１４へ出力する。減算器５１４は、サンプリングレート変換部１０４から入力されるプリディストーション信号と、歪補償部５１３から入力されるＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を生成し、生成した誤差信号を係数生成部５１５へ出力する。

係数生成部５１５は、減算器５１４から入力される誤差信号に基づいて歪補償係数を生成する（ステップＳ５０３）。係数生成部５１５は、歪補償係数を歪補償部１０２および歪補償部５１３へ出力する。

上述したように、本実施例に係る送信機５００は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でフィードバック信号をディジタル信号に変換する。送信機５００は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でディジタル信号に変換されたフィードバック信号と、サンプリングレートがサンプリングレートＲ１へ変換されたプリディストーション信号とから算出される誤差信号を基に歪補償係数を生成する。これにより、フィードバック信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器５１２のサンプリングレートＲ３が比較的に低い場合でも、誤差信号を適切に算出し、かつ、歪補償係数を適切に更新することができる。結果として、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１およびＡ／Ｄ変換器５１２のサンプリングレートＲ３が比較的に低い場合でも、歪補償性能の劣化を適切に抑えることができる。

（変形例１）
上記実施例１〜５では、プリディストーション信号とＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を用いて歪補償係数を生成する例を示した。しかしながら、送信信号とフィードバック信号との差分を示す誤差信号を用いて歪補償係数を生成してもよい。そこで、実施例１〜５の変形例１では、送信信号とフィードバック信号との差分を示す誤差信号を用いて歪補償係数を生成する例について説明する。以下では、実施例１〜５の変形例１を代表して、実施例２に係る送信機２００の変形例１を説明する。

図１５は、実施例２の変形例１に係る送信機の構成例を示す図である。図１５において、図７と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１５に示すように、実施例２の変形例１に係る送信機２００は、図７に示した減算器２１４および係数生成部２１５それぞれに代えて、減算器２１４ａおよび係数生成部２１５ａを有する。また、実施例２の変形例１に係る送信機２００は、図７に示した歪補償部２１３を有さない。

減算器２１４ａは、送信信号の入力を送信信号生成部１０１から受け付ける。減算器２１４ａは、フィードバック信号の入力をサンプリングレート変換部２１６から受け付ける。そして、減算器２１４ａは、送信信号とフィードバック信号との差分を示す誤差信号を生成する。そして、減算器２１４ａは、生成した誤差信号を係数生成部２１５ａへ出力する。

係数生成部２１５ａは、誤差信号の入力を減算器２１４ａから受け付ける。係数生成部２１５ａは、誤差信号に基づいて歪補償係数を生成し、生成した歪補償係数を歪補償部１０２へ出力する。これにより、歪補償部１０２によって用いられる歪補償係数が更新される。

上述したように、本変形例１に係る送信機２００は、送信信号とフィードバック信号との差分を示す誤差信号を用いて歪補償係数を生成する。このため、フィードバック信号に対してプリディストーション処理を施すなどの処理を削減することができ、結果として、送信機の処理負荷および処理回路の規模を削減することができる。

（変形例２）
上記実施例１〜５および変形例１では、電力増幅器１０８から出力される出力信号を２つに分岐する分岐点と、アンテナ１０９との間にＢＰＦ１０８ａを設置する例を示した。しかしながら、電力増幅器１０８から出力される出力信号を２つに分岐する分岐点と、ＱＤＥＭ１１０との間にさらにＢＰＦを設置してもよい。そこで、実施例１〜５の変形例２では、電力増幅器１０８から出力される出力信号を２つに分岐する分岐点と、ＱＤＥＭ１１０との間にさらにＢＰＦを設置する例について説明する。以下では、実施例１〜５の変形例２を代表して、実施例１に係る送信機１００の変形例２を説明する。

図１６は、実施例１の変形例２に係る送信機の構成例を示す図である。図１６において、図１と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１６に示すように、実施例１の変形例２に係る送信機１００は、電力増幅器１０８から出力される出力信号を２つに分岐する分岐点と、ＱＤＥＭ１１０との間に設置されたＢＰＦ１０８ｂをさらに有する。

ＢＰＦ１０８ｂは、ＢＰＦ１０８ａと同様に、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１を透過帯域として有する。ＢＰＦ１０８ｂは、電力増幅器１０８から出力されたフィードバック信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１を超える周波数成分を除去し、周波数成分が除去されたフィードバック信号をＱＤＥＭ１１０へ出力する。例えば、ＢＰＦ１０８ａは、フィードバック信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１を超える周波数成分である５次歪成分を除去し、５次歪成分が除去されたフィードバック信号をアンテナ１０９へ出力する。

上述したように、本変形例２に係る送信機１００は、フィードバック信号から余分な歪成分を除去することができる。

（変形例３）
上記実施例１〜５および変形例１では、電力増幅器１０８から出力される出力信号を２つに分岐する分岐点と、アンテナ１０９との間にＢＰＦ１０８ａを設置する例を示した。しかしながら、電力増幅器１０８と、電力増幅器１０８から出力される出力信号を２つに分岐する分岐点との間にＢＰＦを設置してもよい。そこで、実施例１〜５の変形例３では、電力増幅器１０８と、電力増幅器１０８から出力される出力信号を２つに分岐する分岐点との間にＢＰＦを設置する例について説明する。以下では、実施例１〜５の変形例３を代表して、実施例１に係る送信機１００の変形例３を説明する。

図１７は、実施例１の変形例３に係る送信機の構成例を示す図である。図１７において、図１と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１７に示すように、実施例１の変形例３に係る送信機１００は、電力増幅器１０８と、電力増幅器１０８から出力される出力信号を２つに分岐する分岐点との間に設置されたＢＰＦ１０８ｃを有する。また、実施例１の変形例３に係る送信機１００は、図１に示したＢＰＦ１０８ａを有さない。

ＢＰＦ１０８ｃは、ＢＰＦ１０８ａと同様に、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１を透過帯域として有する。ＢＰＦ１０８ｃは、電力増幅器１０８から出力される出力信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１を超える周波数成分を除去し、周波数成分が除去された出力信号を生成する。そして、ＢＰＦ１０８ｃによって生成された出力信号は、分岐点において２つに分岐される。そして、２つに分岐された出力信号のうち一方は、アンテナ１０９を介して外部の受信装置へ向けて送信され、他方は、フィードバック信号としてＱＤＥＭ１１０へ出力される。

上述したように、本変形例３に係る送信機１００は、１つのＢＰＦ１０８ｃを用いて、電力増幅器１０８から出力される出力信号と、フィードバック信号との両方の信号から余分な歪成分を除去することができる。

実施例１〜５では、ＬＰＦによってプリディストーション信号から周波数成分が除去される例を示した。しかしながら、実施例１〜５のように単にプリディストーション信号から周波数成分が除去される場合、除去される周波数成分が多くなるほど、プリディストーション信号の歪特性と、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性とのずれが生じる可能性が高い。プリディストーション信号の歪特性と、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性とのずれが生じると、電力増幅器１０８から出力される出力信号に折り返り歪以外の歪（以下「残留歪」という）が残存し、結果として、歪補償性能の劣化を招く。

図２１は、残留歪が発生する場合の電力増幅器の出力信号の波形を示す図である。図２１において、横軸は周波数を示しており、縦軸はパワーを示している。図２１に示す例では、ＬＰＦによりプリディストーション信号から周波数帯域ＢＦ１を超える周波数成分が除去された結果、電力増幅器１０８に入力されるプリディストーション信号の歪特性と、電力増幅器の非線形歪の歪特性とのずれが生じている場合を想定する。このような場合、電力増幅器から出力される出力信号には、図２１に示すように、送信信号Ｓ１の帯域のエッジからＬＰＦの透過帯域である周波数帯域ＢＦ１のエッジに向けて増大する歪成分Ｒ７１，Ｒ７２が残留歪として発生する。

ここで、残留歪を抑制するためには、残留歪に相当する信号を予め生成し、ＬＰＦにより周波数成分が除去されたプリディストーション信号から残留歪に相当する信号を減算し、減算後のプリディストーション信号を電力増幅器へ入力させることが考えられる。残留歪に相当する信号は、例えば、図２１に示した歪成分Ｒ７１，Ｒ７２を残留歪として含む信号である。そこで、実施例６では、残留歪に相当する信号を予め生成し、ＬＰＦにより周波数成分が除去されたプリディストーション信号から残留歪に相当する信号を減算し、減算後のプリディストーション信号を電力増幅器へ入力させる例について説明する。

図２２は、実施例６に係る送信機の構成例を示す図である。図２２において、図１３に示した送信機５００と同じ部分には同じ符号を付し、その詳細な説明を省略する。図２２に示すように、実施例６に係る送信機６００は、図１３に示した送信機５００の各部に加えて、歪付与部６０１、ＬＰＦ６０２、減算器６０３、減算器６０４、歪付与部６０５、減算器６０６および歪付与係数生成部６０７をさらに有する。

本実施例における送信信号生成部１０１は、送信信号を生成し、生成した送信信号を歪補償部１０２及び減算器６０３へ出力する。ＬＰＦ１０３は、周波数成分が除去されたプリディストーション信号を歪付与部６０１および減算器６０４へ出力する。

歪付与部６０１は、周波数成分が除去されたプリディストーション信号の入力をＬＰＦ１０３から受け付ける。歪付与部６０１は、歪付与係数の入力を後述する歪付与係数生成部６０７から受け付ける。そして、歪付与部６０１は、周波数成分が除去されたプリディストーション信号に歪付与係数を乗算することによって、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性を模擬する歪特性が付与されたプリディストーション信号を生成する。電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性を模擬する歪特性が付与されたプリディストーション信号を、以下では「歪特性信号」と呼ぶ。歪付与部６０１は、生成した歪特性信号をＬＰＦ６０２へ出力する。

ＬＰＦ６０２は、歪特性信号の入力を歪付与部６０１から受け付ける。ＬＰＦ６０２は、歪特性信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去し、周波数成分が除去された歪特性信号を減算器６０３へ出力する。

減算器６０３は、歪特性信号の入力をＬＰＦ６０２から受け付ける。減算器６０３は、プリディストーション処理が未だ施されていない入力信号、すなわち、送信信号の入力を送信信号生成部１０１から受け付ける。そして、減算器６０３は、歪特性信号から送信信号を減算することによって、歪特性信号と送信信号との差分を示す残差信号を生成する。ここで、歪特性信号は、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性を模擬する歪特性が付与されたプリディストーション信号である。したがって、歪特性信号と送信信号との差分を示す残差信号は、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性と、電力増幅器１０８に入力されるプリディストーション信号の歪特性とのずれに起因して発生する残留歪に相当する信号である。つまり、減算器６０３は、電力増幅器１０８の非線形歪のうちプリディストーション信号により除去されない残留歪に相当する残差信号を生成する。減算器６０３は、残差信号生成部の一例である。減算器６０３は、生成した残差信号を減算器６０４へ出力する。

減算器６０４は、残差信号の入力を減算器６０３から受け付ける。減算器６０４は、周波数成分が除去されたプリディストーション信号の入力をＬＰＦ１０３から受け付ける。ＬＰＦ１０３により周波数成分が除去されたプリディストーション信号には、送信信号の帯域のエッジからＬＰＦ１０３の透過帯域である周波数帯域のエッジに向けて増大する歪成分が残留歪として現れる。減算器６０４は、ＬＰＦ１０３により周波数成分が除去されたプリディストーション信号から、残留歪に相当する残差信号を減算する。言い換えれば、減算器６０４は、残留歪に相当する残差信号の符号を反転し、符号の反転された残差信号をプリディストーション信号に加算することによって、プリディストーション信号に残留歪として含まれる歪成分と、残留歪に相当する残差信号とを相殺させる。プリディストーション信号に残留歪として含まれる歪成分と、残留歪に相当する残差信号とが相殺されると、電力増幅器１０８に入力されるプリディストーション信号の歪特性と、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性とのずれが軽減される。そして、減算器６０４は、残差信号が減算されたプリディストーション信号をサンプリングレート変換部１０４へ出力する。

サンプリングレート変換部１０４は、周波数成分が除去され、かつ、残差信号が減算されたプリディストーション信号の入力を減算器６０４から受け付ける。サンプリングレート変換部１０４は、周波数成分が除去され、かつ、残差信号が減算されたプリディストーション信号のサンプリングレートを、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２からＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１へ変換する。そして、サンプリングレート変換部１０４は、サンプリングレートが変換されたプリディストーション信号をＤ／Ａ変換器１０５へ出力する。サンプリングレート変換部１０４から出力されたプリディストーション信号は、Ｄ／Ａ変換器１０５によってアナログ信号に変換され、ＱＭＯＤ１０６によってアップコンバートされ、電力増幅器１０８へ出力される。ここで、プリディストーション信号から既に残留歪に相当する残差信号が減算されているので、電力増幅器１０８に入力されるプリディストーション信号の歪特性と、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性とのずれが軽減されている。したがって、プリディストーション信号により電力増幅器１０８の非線形歪が除去され、結果として、電力増幅器１０８からの出力信号に現れる残留歪が抑制される。

歪付与部６０５は、サンプリングレートがＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１へ変換されたプリディストーション信号の入力をサンプリングレート変換部１０４から受け付ける。歪付与部６０５は、歪付与係数の入力を後述する歪付与係数生成部６０７から受け付ける。そして、歪付与部６０５は、サンプリングレートがＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１へ変換されたプリディストーション信号に歪付与係数を乗算することによって、歪特性信号を生成する。歪付与部６０５は、生成した歪特性信号を減算器６０６へ出力する。

減算器６０６は、歪特性信号の入力を歪付与部６０５から受け付ける。減算器６０６は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でディジタル信号に変換されたフィードバック信号の入力をＡ／Ｄ変換器５１２から受け付ける。そして、減算器６０６は、歪特性信号とフィードバック信号との差分を示す誤差信号を生成する。そして、減算器６０６は、生成した誤差信号を歪付与係数生成部６０７へ出力する。

歪付与係数生成部６０７は、誤差信号の入力を減算器６０６から受け付ける。歪付与係数生成部６０７は、誤差信号に基づいて、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性を模擬する歪特性をプリディストーション信号に付与するための歪付与係数を生成する。例えば、歪付与係数生成部６０７は、ＬＭＳアルゴリズム等を用いた適応信号処理によって誤差信号が最小となるように、歪付与係数を生成する。そして、歪付与係数生成部６０７は、生成した歪付与係数を歪付与部６０１および歪付与部６０５へ出力する。これにより、歪付与部６０１および歪付与部６０５によって用いられる歪付与係数が更新される。

次に、図２３を参照して、本実施例に係る送信機６００による信号送信における処理の一例について説明する。図２３は、実施例６に係る送信機による信号送信における処理の一例について説明するための図である。図２３では、プリディストーション信号から送信信号の５次歪成分が除去された結果、電力増幅器１０８に入力されるプリディストーション信号の歪特性と、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性とのずれが生じるものとする。

図２３に示すように、送信信号生成部１０１は、送信信号Ｓ１を生成し、生成した送信信号Ｓ１を歪補償部１０２および減算器６０３へ出力する。歪補償部１０２は、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１よりも高いサンプリングレートＲ２で入力信号としての送信信号Ｓ１をサンプリングし、サンプリングした送信信号Ｓ１に歪補償係数を乗算することによって、プリディストーション信号を生成する。歪補償部１０２は、生成したプリディストーション信号をＬＰＦ１０３へ出力する。歪補償部１０２から出力されるプリディストーション信号には、送信信号Ｓ１と、送信信号Ｓ１の３歪成分および５次歪成分を含む歪成分Ｄ３１，Ｄ３２と、送信信号Ｓ１の５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２とが含まれる。

続いて、ＬＰＦ１０３は、歪補償部１０２から入力されるプリディストーション信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１を超える周波数成分である５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２を除去する。そして、ＬＰＦ１０３は、５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２が除去されたプリディストーション信号を歪付与部６０１および減算器６０４へ出力する。ＬＰＦ１０３から出力されるプリディストーション信号には、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性とプリディストーション信号の歪特性とのずれに起因して発生した残留歪と、歪成分Ｄ３１，Ｄ３２とを含む歪成分Ｄ３１ａ，Ｄ３２ａが含まれる。

続いて、歪付与部６０１は、５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２が除去されたプリディストーションに歪付与係数を乗算することによって、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性を模擬する歪特性が付与されたプリディストーション信号、すなわち、歪特性信号を生成する。歪付与部６０１は、生成した歪特性信号をＬＰＦ６０２へ出力する。歪付与部６０１から出力される歪特性信号には、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性を模擬する歪特性の歪成分として、送信信号Ｓ１の５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２が含まれる。さらに、歪付与部６０１から出力される歪特性信号には、送信信号Ｓ１の帯域のエッジからＬＰＦ１０３の透過帯域である周波数帯域ＢＦ１のエッジに向けて増大する歪成分Ｒ７１，Ｒ７２が残留歪として含まれる。

続いて、ＬＰＦ６０２は、歪付与部６０１から入力される歪特性信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域ＢＦ１を超える周波数成分である５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２を除去する。そして、ＬＰＦ６０２は、５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２が除去された歪特性信号を減算器６０３へ出力する。

続いて、減算器６０３は、歪特性信号から送信信号Ｓ１を減算することによって、歪特性信号と送信信号Ｓ１との差分を示す残差信号を生成する。減算器６０３は、生成した残差信号を減算器６０４へ出力する。減算器６０３から出力される残差信号には、残留歪である歪成分Ｒ７１，Ｒ７２のみが含まれる。

続いて、減算器６０４は、ＬＰＦ１０３により５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２が除去されたプリディストーション信号から、残留歪に相当する残差信号を減算する。これにより、プリディストーション信号に含まれる歪成分Ｄ３１ａ，Ｄ３２ａのうち残留歪としての歪成分と、残留歪に相当する残差信号とが相殺される。プリディストーション信号に残留歪として含まれる歪成分と、残留歪に相当する残差信号とが相殺されると、電力増幅器１０８に入力されるプリディストーション信号の歪特性と、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性とのずれが軽減される。減算器６０４は、残差信号が減算されたプリディストーション信号をサンプリングレート変換部１０４へ出力する。

サンプリングレート変換部１０４は、５次歪成分Ｄ５１，Ｄ５２が除去され、かつ、残差信号が減算されたプリディストーション信号のサンプリングレートを、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２からＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１へ変換する。そして、サンプリングレート変換部１０４は、サンプリングレートが変換されたプリディストーション信号をＤ／Ａ変換器１０５へ出力する。サンプリングレート変換部１０４から出力されたプリディストーション信号は、Ｄ／Ａ変換器１０５によってアナログ信号に変換され、ＱＭＯＤ１０６によってアップコンバートされ、電力増幅器１０８へ出力される。ここで、プリディストーション信号から既に残留歪に相当する残差信号が減算されているので、電力増幅器１０８に入力されるプリディストーション信号の歪特性と、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性とのずれが軽減されている。したがって、プリディストーション信号により電力増幅器１０８の非線形歪が除去され、結果として、電力増幅器１０８からの出力信号に現れる残留歪が抑制される。例えば、図２３では、電力増幅器１０８からの出力信号に残留歪として現れる歪成分Ｒ８１，Ｒ８２は、図２１に示した、歪成分Ｒ７１，Ｒ７２よりも抑制される。

次に、図２４を参照して、本実施例に係る送信機６００による信号送信における処理について説明する。図２４は、実施例６による信号送信における処理を示すフローチャートである。なお、図２４に示したステップＳ６０１〜Ｓ６０３、Ｓ６０６、Ｓ６０７、及びＳ６１３〜Ｓ６１５は、それぞれ、図１４に示したステップＳ５０１〜Ｓ５０３、Ｓ５０４、Ｓ５０５、及びＳ５０７〜Ｓ５０９と同様であるので、その説明を省略する。

図２４に示すように、歪付与部６０５は、サンプリングレートがＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１へ変換されたプリディストーション信号に歪付与係数を乗算することによって、歪特性信号を生成する（ステップＳ６０４）。歪付与部６０５は、生成した歪特性信号を減算器６０６へ出力する。減算器６０６は、歪特性信号とフィードバック信号との差分を示す誤差信号を生成し、生成した誤差信号を歪付与係数生成部６０７へ出力する。

歪付与係数生成部６０７は、歪特性信号とフィードバック信号との差分を示す誤差信号に基づいて、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性を模擬する歪特性をプリディストーション信号に付与するための歪付与係数を生成する（ステップＳ６０５）。歪付与係数生成部６０７は、歪付与係数を歪付与部６０１および歪付与部６０５へ出力する。

その後、歪付与部６０１は、周波数成分が除去されたプリディストーション信号の入力をＬＰＦ１０３から受け付ける。歪付与部６０１は、歪付与係数の入力を歪付与係数生成部６０７から受け付ける。そして、歪付与部６０１は、周波数成分が除去されたプリディストーション信号に歪付与係数を乗算することによって、歪特性信号を生成する（ステップＳ６０８）。

ＬＰＦ６０２は、歪特性信号から、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１に応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去する（ステップＳ６０９）。ＬＰＦ６０２は、周波数成分が除去された歪特性信号を減算器６０３へ出力する。

減算器６０３は、歪特性信号と送信信号との差分を示す残差信号を生成する（ステップＳ６１０）。減算器６０３は、残差信号を減算器６０４へ出力する。

減算器６０４は、ＬＰＦ１０３により周波数成分が除去されたプリディストーション信号から、残留歪に相当する残差信号を減算する（ステップＳ６１１）。減算器６０４は、残差信号が減算されたプリディストーション信号をサンプリングレート変換部１０４へ出力する。

サンプリングレート変換部１０４は、残差信号が減算されたプリディストーション信号のサンプリングレートを、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２からＤ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１へ変換する（ステップＳ６１２）。そして、サンプリングレート変換部１０４は、サンプリングレートが変換されたプリディストーション信号をＤ／Ａ変換器１０５へ出力する。サンプリングレート変換部１０４から出力されたプリディストーション信号は、Ｄ／Ａ変換器１０５によってアナログ信号に変換され（ステップＳ６１３）、ＱＭＯＤ１０６によってアップコンバートされ、電力増幅器１０８へ出力される。

上述したように、本実施例に係る送信機６００は、電力増幅器１０８の非線形歪を模擬する歪特性が付与されたプリディストーション信号である歪特性信号と、送信信号との差分を示す残差信号を残留歪に相当する信号として予め生成する。そして、送信機６００は、ＬＰＦ１０３により周波数成分が除去されたプリディストーション信号から残差信号を減算し、減算後のプリディストーション信号を電力増幅器１０８へ出力する。これにより、電力増幅器１０８に入力されるプリディストーション信号の歪特性と、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性とのずれが軽減されるので、電力増幅器１０８からの出力信号に現れる残留歪が抑制される。結果として、折り返り歪以外の歪の影響による歪補償性能の劣化を抑えることができる。

実施例６では、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１でディジタル信号に変換されたフィードバック信号と、歪特性信号との誤差信号を基に歪付与係数を生成する例を示した。しかしながら、サンプリングレートが歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２へ変換されたフィードバック信号と、歪特性信号との誤差信号を基に歪付与係数を生成してもよい。そこで、実施例７では、サンプリングレートが歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２へ変換されたフィードバック信号と、歪特性信号との誤差信号を基に歪付与係数を生成する例について説明する。

図２５は、実施例７に係る送信機の構成例を示す図である。図２５において、図２２に示した送信機６００と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図２５に示すように、実施例７に係る送信機７００は、図２２に示したＡ／Ｄ変換器５１２、歪付与部６０５および減算器６０６それぞれに代えて、Ａ／Ｄ変換器２１２、歪付与部７０５および減算器７０６を有する。また、送信機７００は、図２２に示した歪付与係数生成部６０７に代えて、歪付与係数生成部７０７を有する。また、送信機７００は、図２２に示した歪補償部５１３、減算器５１４および係数生成部５１５それぞれに代えて、歪補償部２１３、減算器２１４および係数生成部２１５を有する。さらに、送信機７００は、Ａ／Ｄ変換器２１２と歪補償部２１３との間にサンプリングレート変換部２１６を新規に有する。

なお、Ａ／Ｄ変換器２１２、歪補償部２１３および減算器２１４は、基本的には、図７に示したＡ／Ｄ変換器２１２、歪補償部２１３および減算器２１４に対応するので、ここではその詳細な説明を省略する。係数生成部２１５およびサンプリングレート変換部２１６は、基本的には、図７に示した係数生成部２１５およびサンプリングレート変換部２１６に対応するので、ここではその詳細な説明を省略する。

歪付与部７０５は、プリディストーション信号の入力を歪補償部１０２から受け付ける。歪付与部７０５は、歪付与係数の入力を後述する歪付与係数生成部７０７から受け付ける。そして、歪付与部７０５は、プリディストーション信号に歪付与係数を乗算することによって、歪特性信号を生成する。歪付与部７０５は、生成した歪特性信号を減算器７０６へ出力する。

減算器７０６は、歪特性信号の入力を歪付与部７０５から受け付ける。減算器７０６は、サンプリングレートが歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２に変換されたフィードバック信号の入力をサンプリングレート変換部２１６から受け付ける。そして、減算器７０６は、サンプリングレートが歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２に変換されたフィードバック信号と、歪特性信号との差分を示す誤差信号を生成する。そして、減算器７０６は、生成した誤差信号を歪付与係数生成部７０７へ出力する。

歪付与係数生成部７０７は、誤差信号の入力を減算器７０６から受け付ける。歪付与係数生成部７０７は、誤差信号に基づいて、電力増幅器１０８の非線形歪の歪特性を模擬する歪特性をプリディストーション信号に付与するための歪付与係数を生成する。例えば、歪付与係数生成部７０７は、ＬＭＳアルゴリズム等を用いた適応信号処理によって誤差信号が最小となるように、歪付与係数を生成する。そして、歪付与係数生成部７０７は、生成した歪付与係数を歪付与部６０１および歪付与部７０５へ出力する。これにより、歪付与部６０１および歪付与部７０５によって用いられる歪付与係数が更新される。

歪付与部６０１は、歪付与係数生成部７０７から入力される歪付与係数を用いて歪付与信号を生成する。

次に、図２６を参照して、本実施例に係る送信機７００による信号送信における処理について説明する。図２６は、実施例７に係る送信機による信号送信における処理を示すフローチャートである。なお、図２６に示したステップＳ７０７〜Ｓ７１６は、図２４に示したステップＳ６０６〜Ｓ６１５と同様であるので、その説明を省略する。

図２６に示すように、Ａ／Ｄ変換器２１２は、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換する（ステップＳ７０１）。Ａ／Ｄ変換器２１２は、ディジタル信号に変換されたフィードバック信号をサンプリングレート変換部２１６へ出力する。

サンプリングレート変換部２１６は、Ａ／Ｄ変換器２１２から入力されるフィードバック信号のサンプリングレートを、Ａ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３から歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２へ変換する（ステップＳ７０２）。サンプリングレート変換部２１６は、サンプリングレートがサンプリングレートＲ２へ変換されたフィードバック信号を歪補償部２１３および減算器７０６へ出力する。

歪補償部２１３は、サンプリングレートＲ２でフィードバック信号をサンプリングし、サンプリングされたフィードバック信号に歪補償係数を乗算することによって、ＦＢ系プリディストーション信号を生成する（ステップＳ７０３）。歪補償部２１３は、生成したＦＢ系プリディストーション信号を減算器２１４へ出力する。減算器２１４は、歪補償部１０２から入力されるプリディストーション信号と、歪補償部２１３から入力されるＦＢ系プリディストーション信号との差分を示す誤差信号を生成し、生成した誤差信号を係数生成部２１５へ出力する。

係数生成部２１５は、減算器２１４から入力される誤差信号に基づいて歪補償係数を生成する（ステップＳ７０４）。係数生成部２１５は、歪補償係数を歪補償部１０２および歪補償部２１３へ出力する。

歪付与部７０５は、歪補償部１０２から入力されるプリディストーション信号に歪付与係数を乗算することによって、歪特性信号を生成する（ステップＳ７０５）。歪付与部７０５は、生成した歪特性信号を減算器７０６へ出力する。減算器７０６は、サンプリングレート変換部２１６から入力される、サンプリングレートがサンプリングレートＲ２へ変換されたフィードバック信号と、歪付与部７０５から入力される歪特性信号との差分を示す誤差信号を生成し、生成した誤差信号を歪付与係数生成部７０７へ出力する。

歪付与係数生成部７０７は、減算器７０６から入力される誤差信号に基づいて歪付与係数を生成する（ステップＳ７０６）。歪付与係数生成部７０７は、歪付与係数を歪付与部６０１および歪付与部７０５へ出力する。

上述したように、本実施例に係る送信機７００は、歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２よりも低いサンプリングレートＲ３でフィードバック信号をディジタル信号に変換する。そして、送信機７００は、ディジタル信号に変換されたフィードバック信号のサンプリングレートを歪補償部１０２のサンプリングレートＲ２へ変換する。そして、送信機７００は、サンプリングレートがサンプリングレートＲ２へ変換されたフィードバック信号と歪特性信号との誤差信号を基に歪付与係数を生成する。これにより、フィードバック信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３が比較的に低い場合でも、誤差信号を適切に算出し、かつ、歪付与係数を適切に更新することができる。結果として、Ｄ／Ａ変換器１０５のサンプリングレートＲ１およびＡ／Ｄ変換器２１２のサンプリングレートＲ３が比較的に低い場合でも、電力増幅器１０８に現れる残留歪を適切に抑制することができる。

（変形例）
上記実施例６および７では、２つの歪補償部を用いて歪補償係数を生成し、かつ、２つの歪付与部を用いて歪付与係数を生成する、いわゆるインダイレクトラーニング構成の例を示した。しかしながら、１つの歪補償部を用いて歪補償係数を生成し、かつ、１つの歪付与部を用いて歪付与係数を生成してもよい。１つの歪補償部を用いて歪補償係数を生成し、かつ、１つの歪付与部を用いて歪付与係数を生成する構成は、ダイレクトラーニング構成とも呼ばれる。そこで、実施例６および７の変形例では、１つの歪補償部を用いて歪補償係数を生成し、かつ、１つの歪付与部を用いて歪付与係数を生成する例について説明する。以下では、実施例６および７の変形例を代表して、実施例７の変形例を説明する。

図２７は、実施例７の変形例に係る送信機の構成例を示す図である。図２７において、図２５と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図２７に示すように、実施例７の変形例に係る送信機７００は、図２５に示した減算器２１４および係数生成部２１５それぞれに代えて、減算器２１４ａおよび係数生成部２１５ａを有する。また、送信機７００は、図２５に示した減算器７０６および歪付与係数生成部７０７それぞれに代えて、減算器７０６ａおよび歪付与係数生成部７０７ａを有する。また、送信機７００は、電力増幅器１０８とＱＤＥＭ１１０との間に、ＬＰＦ６０２と同様の機能を持つＬＰＦ６０２ａを新たに有する。また、送信機７００は、図２５に示した歪補償部２１３および歪付与部７０５を有さない。

減算器２１４ａは、送信信号の入力を送信信号生成部１０１から受け付ける。減算器２１４ａは、フィードバック信号の入力をサンプリングレート変換部２１６から受け付ける。そして、減算器２１４ａは、送信信号とフィードバック信号との差分を示す誤差信号を生成する。そして、減算器２１４ａは、生成した誤差信号を係数生成部２１５ａへ出力する。

係数生成部２１５ａは、誤差信号の入力を減算器２１４ａから受け付ける。係数生成部２１５ａは、誤差信号に基づいて歪補償係数を生成し、生成した歪補償係数を歪補償部１０２へ出力する。これにより、歪補償部１０２によって用いられる歪補償係数が更新される。

減算器７０６ａは、周波数成分が除去された歪特性信号の入力をＬＰＦ６０２から受け付ける。減算器７０６ａは、周波数成分が除去されたフィードバック信号の入力をサンプリングレート変換部２１６から受け付ける。そして、減算器７０６ａは、歪特性信号とフィードバック信号との差分を示す誤差信号を生成する。そして、減算器７０６ａは、生成した誤差信号を歪付与係数生成部７０７ａへ出力する。

歪付与係数生成部７０７ａは、誤差信号の入力を減算器７０６ａから受け付ける。歪付与係数生成部７０７ａは、誤差信号に基づいて歪付与係数を生成し、生成した歪付与係数を歪付与部６０１へ出力する。これにより、歪付与部６０１によって用いられる歪付与係数が更新される。

上述したように、実施例７の変形例に係る送信機７００は、１つの歪補償部１０２を用いて歪補償係数を生成し、かつ、１つの歪付与部６０１を用いて歪付与係数を生成する。このため、送信機の処理負荷および処理回路の規模を削減することができる。

１００、２００、３００、４００、５００、６００、７００ 送信機
１０１ 送信信号生成部
１０２ 歪補償部
１０３ ＬＰＦ
１０４ サンプリングレート変換部
１０５ Ｄ／Ａ変換器
１０６ ＱＭＯＤ
１０７ 発振器
１０８ 電力増幅器
１０９ アンテナ
１１０ ＱＤＥＭ
１１１ 発振器
１１２、２１２、５１２ Ａ／Ｄ変換器
１１３、２１３、４１３、５１３ 歪補償部
１１４、２１４、３１４、４１４、５１４ 減算器
１１５、２１５、３１５、４１５、５１５ 係数生成部
２１６ サンプリングレート変換部
４１６ サンプリングレート変換部
６０１ 歪付与部
６０３ 減算器
６０４ 減算器
６０７、７０７ 歪付与係数生成部

Claims (9)

1. アナログ信号に変換された入力信号を増幅する増幅部と、
   入力信号をアナログ信号に変換するための第１サンプリングレートよりも高い第２サンプリングレートで前記入力信号にプリディストーション処理を施す歪補償部と、
   前記プリディストーション処理が施された前記入力信号から、前記第１サンプリングレートに応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去する除去部と、
   前記周波数成分が除去された前記入力信号のサンプリングレートを前記第２サンプリングレートから前記第１サンプリングレートへ変換する第１レート変換部と、
   サンプリングレートが変換された前記入力信号を前記第１サンプリングレートでアナログ信号に変換し、変換された前記入力信号を前記増幅部へ出力する第１信号変換部と、
   前記第２サンプリングレートよりも低い第３サンプリングレートで前記増幅部からの出力信号をディジタル信号に変換する第２信号変換部と、
   ディジタル信号に変換された前記出力信号のサンプリングレートを前記第３サンプリングレートから前記第２サンプリングレートへ変換する第２レート変換部と、
   サンプリングレートが前記第２サンプリングレートへ変換された前記出力信号と、前記周波数成分が除去された前記入力信号とから算出される誤差信号を基に歪補償係数を生成する係数生成部と
   を備え、
   前記歪補償部は、前記係数生成部によって生成された前記歪補償係数を用いて前記入力信号にプリディストーション処理を施すことを特徴とする電力増幅装置。
2. アナログ信号に変換された入力信号を増幅する増幅部と、
   入力信号をアナログ信号に変換するための第１サンプリングレートよりも高い第２サンプリングレートで前記入力信号にプリディストーション処理を施す歪補償部と、
   前記プリディストーション処理が施された前記入力信号から、前記第１サンプリングレートに応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去する除去部と、
   前記周波数成分が除去された前記入力信号のサンプリングレートを前記第２サンプリングレートから前記第１サンプリングレートへ変換する第１レート変換部と、
   サンプリングレートが変換された前記入力信号を前記第１サンプリングレートでアナログ信号に変換し、変換された前記入力信号を前記増幅部へ出力する第１信号変換部と、
   前記第１サンプリングレートで前記増幅部からの出力信号をディジタル信号に変換する第２信号変換部と、
   前記第１サンプリングレートでディジタル信号に変換された前記出力信号と、サンプリングレートが前記第１サンプリングレートへ変換された前記入力信号とから算出される誤差信号を基に歪補償係数を生成する係数生成部と
   を備え、
   前記歪補償部は、前記係数生成部によって生成された前記歪補償係数を用いて前記入力信号にプリディストーション処理を施すことを特徴とする電力増幅装置。
3. 前記除去部によって前記周波数成分が除去された前記入力信号に対して、前記増幅部の歪特性を模擬する歪特性を付与する歪付与部と、
   前記歪特性が付与された前記入力信号と、前記プリディストーション処理が施されていない前記入力信号との差分を示す残差信号を生成する残差信号生成部と、
   前記除去部によって前記周波数成分が除去された前記入力信号から前記残差信号を減算する減算部と
   をさらに備え、
   前記第１レート変換部は、前記除去部によって前記周波数成分が除去され、かつ、前記減算部によって前記残差信号が減算された前記入力信号のサンプリングレートを前記第２サンプリングレートから前記第１サンプリングレートへ変換し、
   前記第１信号変換部は、サンプリングレートが変換された前記入力信号を前記第１サンプリングレートでアナログ信号に変換し、変換された前記入力信号を前記増幅部へ出力することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力増幅装置。
4. 前記第１サンプリングレートでディジタル信号に変換された前記出力信号と、サンプリングレートが前記第１サンプリングレートへ変換され、かつ、前記歪特性が付与された前記入力信号とから算出される誤差信号を基に、前記歪特性を前記入力信号に付与するための歪付与係数を生成する歪付与係数生成部をさらに備え、
   前記歪付与部は、前記歪付与係数生成部によって生成された前記歪付与係数を用いて、前記除去部によって前記周波数成分が除去された前記入力信号に前記歪特性を付与することを特徴とする請求項３に記載の電力増幅装置。
5. サンプリングレートが前記第２サンプリングレートへ変換された前記出力信号と、前記第２サンプリングレートで前記プリディストーション処理が施され、かつ、前記歪特性が付与された前記入力信号とから算出される誤差信号を基に、前記歪特性を前記入力信号に付与するための歪付与係数を生成する歪付与係数生成部をさらに備え、
   前記歪付与部は、前記歪付与係数生成部によって生成された前記歪付与係数を用いて、前記除去部によって前記周波数成分が除去された前記入力信号に前記歪特性を付与することを特徴とする請求項３に記載の電力増幅装置。
6. 送信信号を生成する送信信号生成部と、
   アナログ信号に変換された送信信号を増幅する増幅部と、
   送信信号をアナログ信号に変換するための第１サンプリングレートよりも高い第２サンプリングレートで前記送信信号にプリディストーション処理を施す歪補償部と、
   前記プリディストーション処理が施された前記送信信号から、前記第１サンプリングレートに応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去する除去部と、
   前記周波数成分が除去された前記送信信号のサンプリングレートを前記第２サンプリングレートから前記第１サンプリングレートへ変換する第１レート変換部と、
   サンプリングレートが変換された前記送信信号を前記第１サンプリングレートでアナログ信号に変換し、変換された前記送信信号を前記増幅部へ出力する第１信号変換部と、
   前記第２サンプリングレートよりも低い第３サンプリングレートで前記増幅部からの出力信号をディジタル信号に変換する第２信号変換部と、
   ディジタル信号に変換された前記出力信号のサンプリングレートを前記第３サンプリングレートから前記第２サンプリングレートへ変換する第２レート変換部と、
   サンプリングレートが前記第２サンプリングレートへ変換された前記出力信号と、前記周波数成分が除去された前記送信信号とから算出される誤差信号を基に歪補償係数を生成する係数生成部と
   を備え、
   前記歪補償部は、前記係数生成部によって生成された前記歪補償係数を用いて前記送信信号にプリディストーション処理を施すことを特徴とする送信機。
7. 送信信号を生成する送信信号生成部と、
   アナログ信号に変換された送信信号を増幅する増幅部と、
   送信信号をアナログ信号に変換するための第１サンプリングレートよりも高い第２サンプリングレートで前記送信信号にプリディストーション処理を施す歪補償部と、
   前記プリディストーション処理が施された前記送信信号から、前記第１サンプリングレートに応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去する除去部と、
   前記周波数成分が除去された前記送信信号のサンプリングレートを前記第２サンプリングレートから前記第１サンプリングレートへ変換する第１レート変換部と、
   サンプリングレートが変換された前記送信信号を前記第１サンプリングレートでアナログ信号に変換し、変換された前記送信信号を前記増幅部へ出力する第１信号変換部と、
   前記第１サンプリングレートで前記増幅部からの出力信号をディジタル信号に変換する第２信号変換部と、
   前記第１サンプリングレートでディジタル信号に変換された前記出力信号と、サンプリングレートが前記第１サンプリングレートへ変換された前記送信信号とから算出される誤差信号を基に歪補償係数を生成する係数生成部と
   を備え、
   前記歪補償部は、前記係数生成部によって生成された前記歪補償係数を用いて前記送信信号にプリディストーション処理を施すことを特徴とする送信機。
8. 増幅部へ入力される入力信号をアナログ信号に変換するための第１サンプリングレートよりも高い第２サンプリングレートで前記入力信号にプリディストーション処理を施し、
   前記プリディストーション処理が施された前記入力信号から、前記第１サンプリングレートに応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去し、
   前記周波数成分が除去された前記入力信号のサンプリングレートを前記第２サンプリングレートから前記第１サンプリングレートへ変換し、
   サンプリングレートが変換された前記入力信号を前記第１サンプリングレートでアナログ信号に変換し、変換された前記入力信号を前記増幅部へ出力し、
   アナログ信号に変換された前記入力信号を前記増幅部により増幅し、
   前記第２サンプリングレートよりも低い第３サンプリングレートで前記増幅部からの出力信号をディジタル信号に変換し、
   ディジタル信号に変換された前記出力信号のサンプリングレートを前記第３サンプリングレートから前記第２サンプリングレートへ変換し、
   サンプリングレートが前記第２サンプリングレートへ変換された前記出力信号と、前記周波数成分が除去された前記入力信号とから算出される誤差信号を基に歪補償係数を生成し、
   前記入力信号にプリディストーション処理を施す処理は、生成された前記歪補償係数を用いて前記入力信号にプリディストーション処理を施すことを特徴とする電力増幅装置制御方法。
9. 増幅部へ入力される入力信号をアナログ信号に変換するための第１サンプリングレートよりも高い第２サンプリングレートで前記入力信号にプリディストーション処理を施し、
   前記プリディストーション処理が施された前記入力信号から、前記第１サンプリングレートに応じた周波数帯域を超える周波数成分を除去し、
   前記周波数成分が除去された前記入力信号のサンプリングレートを前記第２サンプリングレートから前記第１サンプリングレートへ変換し、
   サンプリングレートが変換された前記入力信号を前記第１サンプリングレートでアナログ信号に変換し、変換された前記入力信号を前記増幅部へ出力し、
   アナログ信号に変換された前記入力信号を前記増幅部により増幅し、
   前記第１サンプリングレートで前記増幅部からの出力信号をディジタル信号に変換し、
   前記第１サンプリングレートでディジタル信号に変換された前記出力信号と、サンプリングレートが前記第１サンプリングレートへ変換された前記入力信号とから算出される誤差信号を基に歪補償係数を生成し、
   前記入力信号にプリディストーション処理を施す処理は、生成された前記歪補償係数を用いて前記入力信号にプリディストーション処理を施すことを特徴とする電力増幅装置制御方法。