JP2015109528A - 増幅器、送信機、及び増幅方法 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易に構成可能な増幅器、送信機、及び増幅方法を提供する。【解決手段】ＤＰＤ型増幅器１０は、ＯＳ部１１とＩＭＤＬＵＴ部１２とＤＳ部１４と加算部１５とＨＰＡ１７とを有する。ＯＳ部１１は、入力信号のレートを増加してサンプリングする。ＩＭＤＬＵＴ部１２は、ＯＳ部１１によりレートが増加された入力信号から、上記入力信号の増幅により生じる歪を補償する歪補償信号を生成する。ＤＳ部１４は、ＩＭＤＬＵＴ部１２により生成された歪補償信号のレートを、ＯＳ部１１による増加の前のレートに減少させる。加算部１５は、上記レートの増加前の入力信号に、ＤＳ部１４によりレートが減少された歪補償信号を加算する。ＨＰＡ１７は、加算部１５により上記歪補償信号が加算された入力信号を増幅する。【選択図】図２

Description

本発明は、増幅器、送信機、及び増幅方法に関する。

従来、無線通信における通信データ量の増大に伴い、基地局の送信出力の増大が求められている。基地局の送信出力を増やす装置として、高出力送信増幅器（ＨＰＡ：High Power Amplifier）が利用されている。このＨＰＡでは、非線形領域でのＲＦ（Radio Frequency）信号の歪を推定し補償する装置として、ＤＰＤ（Digital PreDistorter）が用いられることがある。

図１０は、入力信号のスペクトラムがＨＰＡ１００により拡散される様子を示す図である。図１０に示す様に、ＨＰＡ１００に入力される前のＴｘ信号のバンド幅は、ＴｘＢＷである。バンド幅ＴｘＢＷは、ＨＰＡ１００からの出力後には、Ｎ（Ｎ＝３、５、…、１１）倍のバンド幅Ｎ＊ＴｘＢＷに、周波数ｆ方向に拡散している。拡散領域Ｅ１、Ｅ２は、ＩＭＤ（Inter Modulation Distortion）によるＨＰＡ出力に相当し、拡散幅は、ＨＰＡ１００の非線形性オーダＮによって異なる。

図１１は、入力信号がＤＰＤ２００により補償される様子を示す図である。図１１に示す様に、ＤＰＤ２００に入力される前のＴｘ信号のバンド幅は、ＴｘＢＷである。ＤＰＤ２００は、ＨＰＡ１００による信号増幅に先立ち、上記入力信号のスペクトラムを、図１０に示したバンド幅Ｎ＊ＴｘＢＷまで拡散することにより、増幅時に発生する歪を事前に補償する。その結果、ＰＤ（PreDistorter）信号が得られる。

図１２は、ＰＤ信号のスペクトラムに折返し雑音Ａ１、Ａ２が発生する様子を示す図である。図１２に示す様に、歪補償後のＰＤ信号は、主信号であるＴｘ信号と同一のクロック（周期）で生成される。一方、ＰＤ信号のスペクトラムは、上述した様に、周波数ｆ方向に少なくとも３倍に拡散される。このため、ＰＤ信号のスペクトラムは、隣接するＰＤ信号間で重なり合い、折返し雑音Ａ１、Ａ２が発生する。

図１３は、オーバサンプリングにより折返し雑音が抑制される様子を示す図である。図１３に示す様に、増幅器は、ＤＰＤ２００の前段にＯＳ（Over Sampling）部３００を設けることで、Ｔｘ信号及びＰＤ信号を生成するクロックを２倍とする。これにより、歪補償後のＰＤ信号のスペクトラムが周波数ｆ方向に拡散しても、ＰＤ信号のスペクトラムは重なり合うことはなくなり、折返し雑音Ａ１、Ａ２は抑制される。

特開平７−６６６８７号公報 米国特許第６２９８０９７号明細書

Hsin-Hung Chen, Chih-Hung Lin, Po-Chiun Huang, and Jiunn-Tsair Chen, "Joint Polynomial and Look-Up-Table Predistortion Power Amplifier Linearization," IEEE Transactions On Circuits And Systems-II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 53, NO. 8, AUGUST 2006 Y. Akaiwa "Introduction to Digital Mobile Communication," Wiley, New York (1997) Lei Ding et al., "A Robust Digital Baseband Predistorter Constructed Using Memory Polynomials," IEEE Transaction On Communications, Vol. 52, No 1, Jan. 2004. R. Marsalek, P. Jardin, and G. Baudoin, "From Post-Distortion to Pre-Distortion for Power Amplifiers Linearization," IEEE Communications Letters, VOL. 7, NO. 7, JULY 2003. Yuelin Ma, et al, "An open-loop digital predistorter based on memory polynomial inverses for linearization of RF power amplifier," International Journal of RF and Microwave Computer-Aided Engineering, September 2011, Volume 21, Issue 5 Pages 457-610.

しかしながら、上述した技術は、ＰＤ信号の折返し雑音を抑制することはできるが、増幅器を簡易に構成することが困難であるという問題点があった。すなわち、従来の増幅器は、ＰＤ信号に併せて、高い処理精度の要求される主信号（Ｔｘ信号）をオーバサンプリングする構成を採る。また、従来の増幅器は、ＰＤ信号の流れるパスに加えて、主信号の流れるパスが、ダイナミックレンジとなる。更に、従来の増幅器では、主信号が高速レートで処理されるため、オーバサンプリング用のフィルタに高い性能が要求されることがある。これらの結果、増幅器の構成が複雑化し、ハードウェア規模が大きくなる。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、簡易に構成可能な増幅器、送信機、及び増幅方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本願の開示する増幅器は、一つの態様において、増加部と生成部と減少部と加算部と増幅部とを有する。前記増加部は、入力信号のレートを増加してサンプリングする。前記生成部は、前記増加部によりレートが増加された入力信号から、前記入力信号の増幅により生じる歪を補償する歪補償信号を生成する。前記減少部は、前記生成部により生成された歪補償信号のレートを、前記増加部による増加の前のレートに減少させる。前記加算部は、前記レートの増加前の入力信号に、前記減少部によりレートが減少された歪補償信号を加算する。前記増幅部は、前記加算部により前記歪補償信号が加算された入力信号を増幅する。

本願の開示する増幅器の一つの態様によれば、増幅器を簡易に構成することができる。

図１は、送信機の全体構成を示す図である。 図２は、本実施例に係るＤＰＤ型増幅器のブロック図である。 図３は、ＤＰＤ型増幅器のＯＳ部に入力される信号のスペクトラムを示す図である。 図４は、ＤＰＤ型増幅器のＯＳ部から出力される信号のスペクトラムを示す図である。 図５は、ＤＰＤ型増幅器のＩＭＤＬＵＴ部から出力される信号のスペクトラムを示す図である。 図６は、ＤＰＤ型増幅器のＬＰＦから出力される信号のスペクトラムを示す図である。 図７は、ＤＰＤ型増幅器のＤＳ部から出力される信号のスペクトラムを示す図である。 図８は、ＤＰＤ型増幅器の加算部から出力される信号のスペクトラムを示す図である。 図９は、ＤＰＤ型増幅器によりダイナミックレンジが減少する効果を説明するための図である。 図１０は、入力信号のスペクトラムがＨＰＡにより拡散される様子を示す図である。 図１１は、入力信号がＤＰＤにより補償される様子を示す図である。 図１２は、ＰＤ信号のスペクトラムに折返し雑音が発生する様子を示す図である。 図１３は、オーバサンプリングにより折返し雑音が抑制される様子を示す図である。

以下に、本願の開示する増幅器、送信機、及び増幅方法の実施例を、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、以下の実施例により、本願の開示する増幅器、送信機、及び増幅方法が限定されるものではない。

図１は、送信機の全体構成を示す図である。図１に示す様に、本実施例に係る送信機１は、ＤＰＤ型増幅器１０、乗算器２０、局部発振器３０、及びアンテナ４０を有する。送信機１は、例えば基地局に実装される。まず、図１を用いて本実施例に係る送信機１の全体的な動作を説明する。その後、本実施例に係るＤＰＤ型増幅器１０における歪補償処理について詳細に説明する。

ベースバンド信号生成部２は、音声等の入力データに基づき、ベースバンド信号を生成する。ベースバンド信号生成部２は、生成されたベースバンド信号を送信機１へ出力する。ベースバンド信号生成部２は、例えば、デジタル回路やＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等により構成される。

乗算器２０は、ベースバンド信号の入力をベースバンド信号生成部２から受ける。更に、乗算器２０は、局部発振信号の入力を局部発振器３０から受ける。乗算器２０は、ベースバンド信号に局部発振信号のキャリア周波数を乗算して周波数を変換し、ＲＦ信号を生成する。乗算器２０は、生成されたＲＦ信号をＤＰＤ型増幅器１０へ出力する。

ＤＰＤ型増幅器１０は、ＨＰＡ（High Power Amplifier）１７を有する。なお、ＨＰＡ１７は複数あってもよい。ＤＰＤ型増幅器１０は、ＲＦ信号の入力を乗算器２０から受ける。ＤＰＤ型増幅器１０は、ＨＰＡ１７によりＲＦ信号を増幅する。ＤＰＤ型増幅器１０は、増幅処理に先立ち、ＰＤ（PreDistorter）成分としてのＩＭＤ信号（以下、「ＰＤ信号」と記す。）に対するオーバサンプリングとダウンサンプリングとを行っているが、その詳細については後述する。ＤＰＤ型増幅器１０は、増幅した信号をアンテナ４０から送信する。

図２は、本実施例に係るＤＰＤ型増幅器１０のブロック図である。図２に示す様に、ＤＰＤ型増幅器１０は、ＯＳ（Over Sampling）部１１とＩＭＤＬＵＴ（Inter Modulation Distortion Look Up Table）部１２とＬＰＦ（Low Pass Filter）１３とＤＳ（Down Sampling）部１４と加算部１５とを有する。ＤＰＤ型増幅器１０は、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）１６とＨＰＡ１７とＡＤＣ（Analog to Digital Converter）１８とＬＵＴ更新部１９とを更に有する。これら各構成部分は、一方向又は双方向に信号やデータの入出力が可能な様に信号線を介して接続されている。

ＯＳ部１１は、主信号（Ｔｘ信号）をオーバサンプリングする。すなわち、ＯＳ部１１は、主信号を、主信号のｎ倍（例えばｎ＝２）のクロックに乗せ、高速レートの信号を、後段のＩＭＤＬＵＴ部１２に出力する。

ＩＭＤＬＵＴ部１２は、ｎクロックの上記信号の入力を受けると、該信号から、高速レートのＰＤ信号を生成する。すなわち、ＩＭＤＬＵＴ部１２は、如何なる相互変調歪がＨＰＡ１７にて生じるかを、ＰＤ信号のみを対象としたＬＵＴを参照して推定し、該推定の結果を基に、上記歪の逆相関を有するＰＤ信号を生成する。これにより、ＩＭＤＬＵＴ部１２は、後段のＨＰＡ１７にて主信号に生じる歪を適応的に補償する。

ＬＰＦ１３は、前段のＩＭＤＬＵＴ部１２から入力されるＰＤ信号に対し、所定の周波数よりも高い周波数成分を遮断し、低域周波成分のみを信号として通過させる。これにより、ＬＰＦ１３は、上記ＰＤ信号のバンド幅（周波数帯域）を低減させると共に、高調波におけるノイズを除去する。

ＤＳ部１４は、ＬＰＦ１３から入力されるＰＤ信号をダウンサンプリングする。すなわち、ＤＳ部１４は、上記ＰＤ信号を、該ＰＤ信号の１／ｎ倍（例えばｎ＝２）のクロックに乗せて通常レートに戻した後、後段の加算部１５に出力する。これにより、ＤＳ部１４は、主信号とＰＤ信号とのレートマッチングを行う。

加算部１５は、通常レートを維持した状態でダイレクトパスＰ１を流れる主信号（Ｔｘ信号）に、ＩＭＤパスＰ２を流れてＤＳ部１４から供給されるＰＤ信号を、通常レートで加算する。

ＤＡＣ１６は、加算部１５から入力される加算後のデジタル信号を、ＨＰＡ１７による増幅が可能なアナログ信号に変換する。

ＨＰＡ１７は、ＤＡＣ１６から入力されるアナログ信号を増幅し、相互変調歪の補償された送信信号を生成する。

ＡＤＣ１８は、ＨＰＡ１７からフィードバック入力される増幅後のアナログ信号を、ＩＭＤＬＵＴ部１２にて参照可能なデジタル信号に再び変換し、ＬＵＴ更新部１９に通常レートで出力する。

ＬＵＴ更新部１９は、ＡＤＣ１８から通常レートで入力されるフィードバック信号を基に、ＩＭＤＬＵＴ部１２の参照する上記ＬＵＴのデータを更新する。なお、該更新処理は、オーバサンプリングされた速度で実行される必要がないため、フィードバックパスＰ３上には、ＯＳ部は不要となる。

次に、図３〜図８を参照し、主信号からＰＤ信号が生成され、ダイレクトパスＰ１の主信号に加算されるまでの過程について説明する。

図３は、ＤＰＤ型増幅器１０のＯＳ部１１に入力される信号のスペクトラムを示す図である。図３では、ｘ軸に周波数ｆが規定され、ｙ軸に電力Ｐが規定されている。各スペクトラム（オリジナル、イメージ１、２）の中心周波数は、例えば２．１ＧＨｚであり、バンド幅は、例えば最大２０〜１００ＭＨｚである。図３に示す様に、ＯＳ部１１に入力される信号は、通常レートの主信号であるので、１クロック間隔で、矩形のスペクトラムが形成される。すなわち、０クロック時点ではオリジナル信号のスペクトラムが、１クロック時点ではイメージ１のスペクトラムが、２クロック時点ではイメージ２のスペクトラムが、それぞれ等間隔で形成される。

図４は、ＤＰＤ型増幅器１０のＯＳ部１１から出力される信号のスペクトラムを示す図である。図４に示す様に、ＯＳ部１１に入力された信号は、ＯＳ部１１においてオーバサンプリングされることにより、高速レート（例えば、２倍速）の信号となって、ＯＳ部１１から出力される。ＯＳ部１１から出力される信号は、高速レートの主信号であるので、２クロック間隔で、矩形のスペクトラムが形成される。すなわち、０クロック時点ではオリジナル信号のスペクトラムが、２クロック時点ではイメージ１のスペクトラムが、４クロック時点ではイメージ２のスペクトラムが、それぞれ等間隔で形成される。

図５は、ＤＰＤ型増幅器１０のＩＭＤＬＵＴ部１２から出力される信号のスペクトラムを示す図である。図５に示す様に、ＩＭＤＬＵＴ部１２からは、ＬＵＴ更新部１９の指示に従い、増幅時に生じる相互変調歪の逆相関を有するＰＤ信号のスペクトラムが、主信号のスペクトラムを除いた状態で、生成される。ＰＤ信号の生成時には、ＩＭＤパスＰ２を通過する信号はオーバサンプリングされているため、ＩＭＤＬＵＴ部１２が、該信号の逆相関をとっても、隣接するスペクトラムが重なり合うことはない。その結果、図５に示す様に、ＩＭＤＬＵＴ部１２では、折返し雑音が発生しない。

図６は、ＤＰＤ型増幅器１０のＬＰＦ１３から出力される信号のスペクトラムを示す図である。図６に示す様に、図５に示した各スペクトラム（オリジナル、イメージ１、２）は、ＬＰＦ１３の通過により、両側の一部がカットされた状態となる。図７は、ＤＰＤ型増幅器１０のＤＳ部１４から出力される信号のスペクトラムを示す図である。図７に示す様に、ＤＳ部１４では、ＰＤ信号は、ＩＭＤパスＰ２への入力時のレート、すなわち、主信号と同一のレートにダウンサンプリングされる。この時点では、ＰＤ信号の各スペクトラム（オリジナル、イメージ１、２）は、両端がカットされているため、ダウンサンプリングしても、スペクトラムが重なり合うことはなく、折返し雑音の無い状態が継続される。

図８は、ＤＰＤ型増幅器１０の加算部１５から出力される信号のスペクトラムを示す図である。図８に示す様に、加算部１５では、ダイレクトパスＰ１を流れる主信号（図３参照）と、図７に示したスペクトラムのＰＤ信号とが、通常レートで加算される。

次に、図９を参照し、ＤＰＤ型増幅器１０により実行される事前歪補償処理の効果について説明する。図９は、ＤＰＤ型増幅器１０によりダイナミックレンジが減少する効果を説明するための図である。ＤＰＤ型増幅器１０では、オーバサンプリングは、ダイレクトパスＰ１及びフィードバックパスＰ３では行われず、ＩＭＤパスＰ２のみにおいて行われるので、図９に示す様に、ダイナミックレンジは、ＩＭＤパスＰ２分のレンジ（例えば、約３０ｄＢ）に減少する。これに対応して、要求される解像度も、例えば約５ビットに減少する。更に、オーバサンプリングの対象が、全ての信号ではなく、ＰＤ信号に限定されるため、オーバサンプリングに伴う消費電力も、例えば約３０％に減少する。

以上説明した様に、本実施例に係るＤＰＤ型増幅器１０は、ＯＳ部１１とＩＭＤＬＵＴ部１２とＤＳ部１４と加算部１５とＨＰＡ１７とを有する。ＯＳ部１１は、入力信号（Ｔｘ信号）のレートを増加してサンプリングする。ＩＭＤＬＵＴ部１２は、ＯＳ部１１によりレートが増加された入力信号から、上記入力信号の増幅により生じる歪を補償する歪補償信号（ＰＤ信号）を生成する。ＤＳ部１４は、ＩＭＤＬＵＴ部１２により生成された歪補償信号のレートを、ＯＳ部１１による増加の前のレートに減少させる。加算部１５は、上記レートの増加前の入力信号に、ＤＳ部１４によりレートが減少された歪補償信号を加算する。ＨＰＡ１７は、加算部１５により上記歪補償信号が加算された入力信号を増幅する。また、ＤＰＤ型増幅器１０は、ＩＭＤＬＵＴ部１２により生成された歪補償信号の周波数帯域を低減させてＤＳ部１４に出力するＬＰＦ１３を更に有するものとしてもよい。更に、ＩＭＤＬＵＴ部１２は、上記レートの増加前の入力信号が、所定のレートの第１パス（ダイレクトパスＰ１）にて送信される間、上記歪補償信号を、上記所定のレートよりも高いレートの第２パス（ＩＭＤパスＰ２）において生成するものとしてもよい。

すなわち、ＤＰＤ型増幅器１０は、ＯＳ部１１とＤＳ部１４とを、主信号（Ｔｘ信号）の通るダイレクトパスＰ１ではなく、ＰＤ信号の通るＩＭＤパスＰ２に配置する。これにより、ＤＰＤ型増幅器１０は、オーバサンプリングを予測成分（ＰＤ信号）に対してのみ行い、主信号に対してはオーバサンプリングを実行しない。換言すれば、オーバサンプリングレートでは、ＰＤ信号のみが生成され、その間、主信号は通常レートで送信される。ＰＤ信号は、主信号程に高い処理精度が要求されない。また、上述した様に、ＰＤ信号の流れるＩＭＤパスＰ２のみがダイナミックレンジとなる。更に、ＤＰＤ型増幅器１０では、主信号は、通常レートで処理される（高速レートで処理されない）ため、オーバサンプリング用のフィルタをダイレクトパスＰ１に設ける必要が無い。従って、ＤＰＤ型増幅器１０のハードウェア規模は低減される。その結果、ＤＰＤ型増幅器１０は、簡易な構成で、ＨＰＡ１７の非線形歪を補償することが可能となる。

なお、上記実施例では、ＤＰＤ型増幅器１０のＯＳ部１１は、入力信号を２倍のクロックにオーバサンプリングするものとした（図４参照）。しかしながら、オーバサンプリングのレートは、必ずしも２倍でなくてもよく、ＯＳ部１１は、歪補償後のスペクトラム間に折返し雑音が生じない範囲内で、適宜、倍率を可変的に設定することができる。例えば、オーバサンプリングのレートは、１．５倍あるいは３倍程度であってもよい。これに対応して、ダウンサンプリングのレートは、必ずしも１／２倍でなくてもよく、ＤＳ部１４は、上記オーバサンプリングのレートに応じて、適宜、倍率を変更することができる。

１ 送信機
２ ベースバンド信号生成部
１０ ＤＰＤ（Digital PreDistorter）型増幅器
１１ ＯＳ（Over Sampling）部
１２ ＩＭＤＬＵＴ（Inter Modulation Distortion Look Up Table）部
１３ ＬＰＦ（Low Pass Filter）
１４ ＤＳ（Down Sampling）部
１５ 加算部
１６ ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）
１７ ＨＰＡ（High Power Amplifier）
１８ ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）
１９ ＬＵＴ（Look Up Table）更新部
２０ 乗算器
３０ 局部発振器
４０ アンテナ
１００ ＨＰＡ
２００ ＤＰＤ
３００ ＯＳ部
Ａ１、Ａ２ 折返し雑音
Ｅ１、Ｅ２ 拡散領域
ｆ 周波数
Ｎ 非線形性オーダ
Ｐ 電力
Ｐ１ ダイレクトパス（主信号用パス）
Ｐ２ ＩＭＤパス（ＰＤ信号用パス）
Ｐ３ フィードバックパス

Claims (5)

1. 入力信号のレートを増加してサンプリングする増加部と、
   前記増加部によりレートが増加された入力信号から、前記入力信号の増幅により生じる歪を補償する歪補償信号を生成する生成部と、
   前記生成部により生成された歪補償信号のレートを、前記増加部による増加の前のレートに減少させる減少部と、
   前記レートの増加前の入力信号に、前記減少部によりレートが減少された歪補償信号を加算する加算部と、
   前記加算部により前記歪補償信号が加算された入力信号を増幅する増幅部と
   を有することを特徴とする増幅器。
2. 前記生成部により生成された歪補償信号の周波数帯域を低減させて前記減少部に出力するフィルタ部を更に有することを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
3. 前記生成部は、前記レートの増加前の入力信号が、所定のレートの第１パスにて送信される間、前記歪補償信号を、前記所定のレートよりも高いレートの第２パスにおいて生成することを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
4. 入力信号のレートを増加してサンプリングする増加部と、
   前記増加部によりレートが増加された入力信号から、前記入力信号の増幅により生じる歪を補償する歪補償信号を生成する生成部と、
   前記生成部により生成された歪補償信号のレートを、前記増加部による増加の前のレートに減少させる減少部と、
   前記レートの増加前の入力信号に、前記減少部によりレートが減少された歪補償信号を加算する加算部と、
   前記加算部により前記歪補償信号が加算された入力信号を増幅する増幅部と
   を有する増幅器と、
   前記増幅器により増幅された信号を送信する送信部と
   を有することを特徴とする送信機。
5. 増幅器が、
   入力信号のレートを増加してサンプリングし、
   前記レートが増加された入力信号から、前記入力信号の増幅により生じる歪を補償する歪補償信号を生成し、
   生成された歪補償信号のレートを、前記増加の前のレートに減少させ、
   前記レートの増加前の入力信号に、前記レートが減少された歪補償信号を加算し、
   前記歪補償信号が加算された入力信号を増幅する
   ことを特徴とする増幅方法。

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