JP2010153937A - 歪補償回路と歪補償方法と通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】消費電力の増大を抑制し、広帯域な歪補償を低価格で実現する回路と方法の提供。
【解決手段】
ＤＰＤ（８）で歪成分の補償が施されたベースバンド信号をミキサ（２）でアップ・コンバートした信号を増幅する主増幅器（１）の出力信号をＣＰＬ（４）で分岐した信号から、主信号帯域の信号を除去する帯域除去フィルタ（１３）を備え、帯域除去フィルタ（１３）を通過した信号の振幅、位相を調整する可変減衰器・可変位相器（１２、１１）の出力信号をＣＰＬ（１７）前記主増幅器の出力信号に結合して出力する。ＣＰＬ（１７）からの信号をＣＰＬ（１８）で分岐した信号を入力して主信号帯域を除去する帯域除去フィルタ（１４）と、帯域除去フィルタ（１４）を通過した信号のレベルを検波する検波器（１５）と、を備え、検波器での検波結果に基づき、可変減衰器・可変位相器での振幅、位相を制御する。
【選択図】図３

Description

本発明は歪補償技術に関し、特に、マルチキャリア化等に好適な歪補償回路と方法に関する。

携帯基地局等の高出力送信アンプは、近接した周波数を有効利用するために、厳しいＡＣＬＲ（Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌｅａｋａｇｅ Ｒａｔｉｏ：隣接チャネル漏電力比）特性を要求されることが多い。一般に、デジタル・プリ・ディストーション方式やフィード・フォワード方式の歪補償が用いられる。

近時、携帯電話の普及に伴い、基地局を急速に増設するために、低価格なアンプが望まれている。一方で、高速大容量通信を目的としたマルチキャリア化が進んでおり、それに伴い、アンプ特性の広帯域化も必須となっている。

歪補償回路の典型例を図１に示す。この回路は、標準的なフィード・フォワード方式の歪補償機能を有している（特許文献１等）。

ＲＦ入力（ＲＦ ＩＮ）は分岐され、一方の経路上の主増幅器１０１の出力と、他方の経路上の遅延線（Ｄｅｌａｙ Ｌｉｎｅ）１０２の信号とが方向性結合器（ＣＰＬ）１０３に入力され、方向性結合器（ＣＰＬ：「カプラ」ともいう）１０３の出力端からは主増幅器１０１の出力信号が出力され、遅延フィルタ１０４に入力される。方向性結合器（ＣＰＬ）１０３の他の出力端からは、主増幅器１０１の出力信号から遅延線（Ｄｅｌａｙ Ｌｉｎｅ）１０２の出力信号を差し引いた信号（誤差信号）が抽出され、抽出された歪信号は、誤差増幅器（Ｅｒｒｏｒ Ａｍｐ）１０５で増幅される。遅延フィルタ（Ｄｅｌａｙ Ｆｉｌｔｅｒ）１０４を通過した信号（スペクトラムを図４（Ａ）に示す）に、方向性結合器（ＣＰＬ）１０６で、誤差増幅器（Ｅｒｒｏｒ Ａｍｐ）１０５の出力を逆位相（スペクトラムを図４（Ｂ）に示す）で足し合わせることで、遅延フィルタ１０４を通過した信号の歪成分をキャンセルする（図４（Ｃ）参照）。図１において、１００−１、１００−２は増幅器（前置増幅器）、１０７はアイソレータ（サーキュレータ）である。なお、通常、アイソレータ１０７は、出力端子（ＲＦ ＯＵＴ）で反射した電力が前段に戻り、周波数特性が劣化することを回避するために挿入される。

マルチキャリア化に伴い、補償すべき歪成分が広帯域に広がり、それに伴って各増幅器（ＡＭＰ）やフィルタ部の周波数特性も広帯域化され、歪等の各種調整が必要とされる。

歪補償回路の別の典型的な構成例を図２に示す。この回路は、標準的なデジタル・プリ・ディストーション方式の歪補償機能を有した回路である（特許文献１、２、３等参照）。

ベースバンド信号をＲＦ周波数に上げるアップ・コンバータ（Ｕｐ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）部は、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）２０３と、アップ・コンバート用のミキサ（ＭＩＸ）２０２と、メイン・アンプ（主増幅器）２０１を備え、方向性結合器（ＣＰＬ）２０４で取り出した信号を、ミキサ（ＭＩＸ）２０５でダウン・コンバートし、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）２０６でベースバンド信号にするフィード・バック回路とを備えている。さらに、フィード・バック回路からの信号（ＡＤＣ２０６の出力信号）を信号処理するＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ；デジタル・シグナル・プロセッサ）２０９と、ＤＳＰ２０９で処理した信号を基に、歪補償信号を加えるＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）２０８を含むベースバンド処理部２１０を備えている。なお、アイソレータ２０７は、出力端子（ＲＦ ＯＵＴ）で反射した電力が方向性結合器（ＣＰＬ）２０４に戻り、方向性結合器（ＣＰＬ）２０４で取り出した信号に影響を与えることを回避するために挿入される。

図２の構成において、ベースバンド処理にて歪補償を行うため、マルチキャリア化に伴い補償すべき歪成分が広帯域になると、ＤＰＤ２０８は、より高速なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）やＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）で構成する必要が生じる。ＤＰＤ２０８を高速動作させる必要があるため、デバイスの価格や発熱量が上がり、この結果、小型・低価格化というニーズに反するという問題がある。

なお、特許文献１には、マルチキャリアを電力増幅器に入力する場合に生じる広帯域の歪み信号を低減可能とする構成として、各周波数に対応してＤＰＤ（デジタル・プレ・ディストーション）部を備え、プレ・ディストーション処理後、各変調部で各周波数帯域へアップ・コンバートし、これらの信号を電力合成器で合成し、電力増幅器の入出力特性の逆関数特性を得、この合成信号を電力増幅器で電力増幅する構成が開示されている。また、特許文献２には、各周波数帯用の歪発生経路では、分配された信号から周波数帯の信号を帯域信号抽出器で抽出し、抽出した信号の奇数次歪を発生し、奇数次歪の位相と振幅をベクトル調整機で調整し、歪発生経路の出力とし、複数の帯域信号を含む送信信号を遅延させる遅延回路の出力と複数の歪発生経路の出力を合成し、多周波帯用べき級数型プリディストータの出力とする構成が開示されている。また、ＡＣＬ抽出のために帯域除去フィルタを用いた構成として、特許文献３には、歪発生回路に接続された増幅器と、増幅器に接続されたサーキュレータ（又は方向性結合器）と、サーキュレータの通過側に接続された帯域通過フィルタと、サーキュレータの他端に接続された帯域除去フィルタと、帯域除去フィルタの出力に接続されたダイレクト・コンバージョン方式の周波数変換器と、周波数変換器の出力に接続された高域通過フィルタと、高域通過フィルタの出力に接続された電力検出器と、電力検出器の出力を入力する制御回路を備え、制御回路は歪発生回路を制御し、増幅器の非直線歪を補償する構成が開示されている。

特開２００２−８４１４６号公報 特開２００５−２５３０４５号公報 特開２００６−３４０１６６号公報

以下に本発明による分析を与える。

デジタル・プリ・ディストーション方式の場合、広帯域化は高速なベースバンド処理を意味しており、デジタル・プリ・ディストーションを行うデバイスが高速動作可能である必要がある。そのため、デバイス価格が高くなり、低価格化という市場のニーズに反する。

フィード・フォワード方式の場合、広帯域な歪補償を実現するために、各増幅器やフィルタ部の特性も広帯域化が必要になり、調整等の簡易化が求められている。

さらに、デバイスの高速化に伴い、消費電力や発熱量も多くなる。近時、基地局の小型化が進んでおり、消費電力や発熱量の増大は好まれない。昨今の低消費電力化の要求は厳しく、ベースバンド処理部のデバイス（ＬＳＩ等）の消費電力の低減も無視できなくなってきている。

本発明の目的は、消費電力の増大を抑制し、広帯域な歪補償を低価格で実現する回路と方法及び通信装置を提供することにある。

本願で開示される発明は、前記課題の少なくとも１つを解決するため、概略以下の構成とされる。

本発明によれば、主増幅器の出力から主信号帯域を排除して前記主信号帯域よりも外側の周波数帯の歪成分を抽出し、前記抽出した歪成分に基づき、主信号に対して、前記主信号帯域よりも外側の周波数帯の歪成分を補償する回路が提供される。

本発明によれば、上記した本発明に係る回路を備えた通信装置が提供される。

本発明によれば、主増幅器の出力から主信号帯域を排除して前記主信号帯域よりも外側の周波数帯の歪成分を抽出し、前記抽出した歪成分に基づき、主信号に対して、前記主信号帯域よりも外側の周波数帯の歪成分を補償する歪補償方法が提供される。

本発明によれば、消費電力の増大を抑制し、広帯域な歪補償を低価格で実現することができる。

本発明の実施の形態を説明する。本発明に係る歪補償回路は、その一実施形態において、主増幅器の出力信号から主信号帯域近傍以外の高次の歪成分を抽出し、歪成分が補償された主信号に対して、高次歪成分を補償する。より詳細には、図３を参照すると、本発明に係る歪補償回路は、その一実施形態において、主増幅器（１）の出力信号を第１のカプラ（４）で分岐した信号から、主信号帯域成分を排除（減衰）する第１の帯域除去フィルタ（１３）を備え、第１の帯域除去フィルタ（１３）を通過した信号を増幅器（１６）で増幅したのち、その振幅、位相を調整する振幅・位相調整回路（可変位相器１１、可変減衰器１２）の出力信号を、主増幅器（１）の出力信号に第２のカプラ（１７）で結合して出力する。さらに、本発明に係る歪補償回路は、その一実施形態において、第２のカプラ（１７）で結合した信号を第３のカプラ（１８）で分岐し、分岐信号から主信号帯域成分を除去する第２の帯域除去フィルタ（１４）と、第２の帯域除去フィルタ（１４）を通過した信号を検波する検波器（１５）とを備え、検波結果に基づき、振幅・位相調整回路（１２、１１）での振幅、位相をそれぞれ可変制御する。

本発明によれば、補償帯域の狭い歪補償回路において、高次の歪のみを抽出する回路を設けることで、マルチキャリア化に伴う広帯域の歪補償の実現のために必要な、高速なデジタル・プリ・ディストーション（ＤＰＤ）や広帯域なフィード・フォワード（ＦＦ）と同等の歪特性を実現する。

本発明によれば、所望の性能を満たしつつ、消費電力や発熱量の増大を抑止し、小型化、低価格化を実現する歪補償回路が実現される。以下実施例に即して説明する。

図３は、本発明の一実施例の歪補償回路の構成を示す図である。以下の実施例では、本発明をデジタル・プリ・ディストーション（ＤＰＤ）と組み合わせた例について説明する。

図３を参照すると、本実施例の歪補償回路は、予め歪補償されたベースバンド信号を生成するデジタル・プリ・ディストーション（ＤＰＤ）８と、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）９を備えたベースバンド処理部１０を備えている。本実施例の歪補償回路は、さらに、ベースバンド処理部１０のＤＰＤ８からのデジタル出力（歪補償されたベースバンド信号）を受け、アナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）３と、デジタル・アナログ変換器３の出力をローカル信号と混合し周波数変換（アップ・コンバート）を行うミキサ２と、ミキサ２の出力を電力増幅する主増幅器１と、主増幅器１の出力を受ける方向性結合器（ＣＰＬ、「カプラ」ともいう）４と、方向性結合器４の分岐を受け、ローカル信号と混合し周波数変換（ダウン・コンバート）を行うミキサ５と、
ミキサ５の出力を受ける増幅器７と、増幅器７の出力を受けデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）６と、を備えている（なお、ミキサ５の出力を受けるＩＦ（中間周波）フィルタ等は図３では省略されている）。ベースバンド処理部１０のＤＳＰ９は、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）６の出力を受け、歪補償量を算出し、ＤＰＤ８に伝達する。

本実施例の歪補償回路は、さらに、方向性結合器（ＣＰＬ）４で分岐された信号を入力し、主信号帯域成分を減衰除去する帯域除去フィルタ（ＢＥＦ：Ｂａｎｄ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ Ｆｉｌｔｅｒ）１３と、帯域除去フィルタ１３の出力を受ける増幅器１６と、増幅器１６の出力を受ける可変減衰器（ＡＴＴ）１２と、可変減衰器（ＡＴＴ）１２の出力の位相を可変させる可変位相器（移相器）１１と、方向性結合器４の出力を受けるアイソレータ１９と、アイソレータ１９の出力と可変位相器１１の出力を結合する方向性結合器（ＣＰＬ）１７と、方向性結合器（ＣＰＬ）１７の出力を受ける方向性結合器（ＣＰＬ）１８と、方向性結合器（ＣＰＬ）１８で分岐された信号を入力し、主信号帯域成分を減衰除去する帯域除去フィルタ１４と、帯域除去フィルタ１４の出力を検波する検波器（ダイオード検波器）１５と、を備えている。

本実施例の歪補償回路において、検波器１５による検波結果は、ベースバンド処理部１０のＤＳＰ９に入力される。ＤＳＰ９は、可変減衰器１２の減衰率、可変位相器１１の移相量を導出し、可変減衰器１２、可変位相器１１にそれぞれ減衰率、移相量を設定する。

本実施例において、ＤＰＤ８は、低速で安価なデバイスを使用することができる。低速動作のＤＰＤであるため、補償される歪の帯域は狭い。図５（Ｂ）は、ＤＰＤ８を動作させて歪補償した信号のスペクトラムを模式的に示す図である。図５（Ｂ）において、実線で示す歪補償信号は、主増幅器１の出力から、破線で示す歪成分（主信号帯域近傍の歪成分）が歪補償された信号のスペクトラムである。

図３において、主増幅器１の出力信号は、方向性結合器（ＣＰＬ）４を介して取り出され、帯域除去フィルタ１３に入力される。帯域除去フィルタ１３は、主信号成分を遮断（除去）する。

帯域除去フィルタ１３は、本来、フィード・フォワード方式の歪抽出ループと同様に歪成分を抽出することを目的としたものであるが、帯域除去フィルタ１３で主信号帯域成分のみを除去することは難しい。かりに、帯域除去フィルタ１３が主信号成分のみを除去する場合、帯域除去フィルタ１３は、相当大型の高価なフィルタになる。しかし、帯域除去フィルタ１３で主信号と共に遮断される歪成分は、主信号帯域近傍の歪であり、既に、ＤＰＤ８にてキャンセル（歪補償）されている。このため、主信号と共に遮断される主信号帯域近傍の歪成分よりも、外側の周波数帯の歪成分が抽出されればよいことになる。

本実施例において、帯域除去フィルタ１３で抽出した信号波形のスペクトラムは、図５（Ｃ）の実線ｃ−３で示したものとなる。本実施例において、帯域除去フィルタ１３の出力信号は、増幅器１６、可変減衰器１２と可変位相器１１を介して、方向性結合器（ＣＰＬ）１７で主信号に加算される。

さらに、本実施例においては、方向性結合器（ＣＰＬ）１８で出力信号を分岐させた信号（ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）出力）を受ける帯域除去フィルタ１４の出力は、検波器１５で検波される。そして、検波器１５で検出した電圧が例えば一番小さくなるように、可変減衰器１２と可変位相器１１の減衰率と移相量が制御されることで、出力端子（ＲＦ ＯＵＴ）からのＲＦ出力は、図２（Ｄ）に示すような、広帯域に歪補償されたスペクトラムとなる。

主増幅器（Ｍａｉｎ Ａｍｐ）１と、ミキサ（ＭＩＸ）２はアップ・コンバータを構成する。方向性結合器（ＣＰＬ）４で抽出した主信号は、ミキサ（ＭＩＸ）５で中間周波数（ＩＦ）にダウン・コンバートされ、ＤＳＰ９は、ＩＦ信号をアナログ・デジタル変換器６でデジタル信号に変換した信号を解析する。本実施例において、ＤＰＤ８は、低速で安価なデバイス（ＦＰＧＡやＬＳＩ）が使用可能である。そのため、歪補償帯域は、本来、補償すべき歪に対しては、十分でない場合がある。

本実施例においては、前述したように、方向性結合器（ＣＰＬ）４で分岐された主信号は、帯域除去フィルタ１３に入力され、帯域除去フィルタ１３から主信号成分を減衰させた信号が出力される。帯域除去フィルタ１３からの出力信号は、可変減衰器１２及び可変位相器１１を介して、方向性結合器（ＣＰＬ）１７により主信号経路に戻される。

方向性結合器（ＣＰＬ）１８は、方向性結合器（ＣＰＬ）１７からの出力信号（ＲＦ ＯＵＴ）を抽出する。方向性結合器（ＣＰＬ）１８で抽出された出力信号（ＲＦ ＯＵＴ）は、帯域除去フィルタ１３と同特性の帯域除去フィルタ１４に入力される。帯域除去フィルタ１４で主信号帯域成分を減衰させた信号は、検波器１５に入力される。検波器１５の出力電圧はベースバンド処理部１０に入力される。ベースバンド処理部１０は、検波器１５の出力電圧を監視しながら、可変減衰器１２及び可変位相器１１を制御する。

図５は、本発明の実施例の各部のスペクトラムを模式的に例示した図である。図５（Ａ）は、ＤＰＤ８による歪補償前の主増幅器１の出力のスペクトラムである。前述したように、ＤＰＤ８を動作させて歪補償を行うと、図５（Ｂ）のように歪みが補償されたスペクトラムになる。

図５（Ｃ）の実線は、図５（Ｂ）の周波数スペクトラムの信号（歪補償された信号）を帯域除去フィルタ１３を通過させることで、主信号成分を減衰させたスペクトラムである。帯域除去フィルタ１３の減衰特性は、主信号のみを減衰させるほど急峻ではないことから、主信号近傍の歪レベルも減衰している。図５（Ｃ）において、破線ｃ−１は帯域除去フィルタ１３の周波数特性、ｃ−２は主増幅器１の出力（図５（Ｂ）の実線の歪補償信号）、ｃ−３（実線）は、帯域除去フィルタ１３の出力信号のスペクトラムであり、周波数領域でｃ−２からｃ−１を差し引いたものに対応する。

図５（Ｄ）は、本実施例により歪補償を行った結果のスペクトラムである。図５（Ｄ）の矢線に示すように、帯域の狭いＤＰＤ８では補償できなかった広帯域の歪成分も補償している。

次に、図３及び図５を参照して、本実施例の動作を説明する。

ベースバンド処理部（ＢＢ）１０から出力されたベースバンド信号は、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）３でＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波）アナログ信号として出力される。ＩＦアナログ信号信号は、ミキサ２でＲＦ周波数までアップ・コンバードされ主増幅器１に入力される。主増幅器１は、ミキサ２からの信号を増幅（電力増幅）して出力する。

本実施例においては、主に、主増幅器１で発生した歪（図５（Ａ）の歪成分参照）を補償するために、方向性結合器（ＣＰＬ）４で抽出された信号は、ミキサ５でＩＦ周波数にダウン・コンバートされた後、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）６を介してデジタル信号に変換されデジタル・ベースバンド信号としてベースバンド処理部１０に入力される。

ベースバンド処理部１０に入力されたベースバンド信号は、ベースバンド処理部１０のＤＳＰ９で処理される。ＤＳＰ９は、歪補償信号を生成する。

ベースバンド処理部１０のＤＰＤ８では、主信号に歪補償信号を重畳して歪補償を行う（図５（Ｂ））。本実施例において、ＤＰＤ８は、安価な構成の回路で（例えば低速ＦＰＧＡ）で構成した場合、一般に、ひずみ補償帯域は狭くなる。このため、主信号近傍の歪補償は十分であるが、高次歪成分スペクトラムは所望の特性を満たしていない、という事態が生じる場合がある。

かかる場合に対処すべく、本実施例においては、歪補償量を満足させるために、方向性結合器（ＣＰＬ）１８が出力信号（ＲＦ ＯＵＴ）を抽出し該抽出した信号を帯域除去フィルタ１４に入力し、帯域除去フィルタ１４は主信号の周波数成分を除去し、検波器１５は、帯域除去フィルタ１４から出力される歪成分のレベルを検波する。

帯域除去フィルタ１４の主な目的は、主信号帯域の周波数成分を排除して、歪成分のみ切り出す（抽出する）ことである。本実施例において、帯域除去フィルタ１４は、例えば安価なフィルタで構成してもよい。このため、帯域除去フィルタ１４は、主信号だけでなく、主信号近傍の成分も一緒に排除する（図５（Ｃ））。

しかし、主信号近傍の歪成分は、ベースバンド処理部１０のＤＰＤ８によって既に十分補償されており、さらに補償する必要はない。そこで、検波器１５が、帯域除去フィルタ１４から出力される高次の歪成分のみが取り出された信号のレベルを検波し、検波器１５で検波した信号はベースバンド処理部１０に渡されてＤＳＰ９にて処理される。ベースバンド処理部１０のＤＳＰ９は、検波器１５の検波結果を監視することで歪補償を行う。

方向性結合器（ＣＰＬ）４を出力信号を入力する帯域除去フィルタ１３（帯域除去フィルタ１４と同じ特性）は、帯域除去フィルタ１４と同様、高次歪成分のみを抽出して出力する。帯域除去フィルタ１３の出力は、増幅器１６と可変減衰器１２及び可変位相器１１を介して方向性結合器（ＣＰＬ）１７にて再び主信号ラインに戻される。

本実施例において、増幅器１６を通過する信号は、高次歪成分（帯域除去フィルタ１３の出力）であることから、近傍の歪成分よりもレベルが低い。このため、増幅器１６は、通常のフィード・フォワードアンプの誤差増幅器（エラー・アンプ）に比べて、出力レベルの低い安価なデバイスを使用してもよい。

検波器１５の検波結果を受けるベースバンド処理部１０のＤＳＰ９は、検波器１５の検波レベルが最低になるように、可変減衰器１２と可変位相器１１の減衰率と移相量を制御する。

ＤＳＰ９が、可変減衰器１２と可変位相器１１の減衰率と移相量を最適に制御することで、可変減衰器１２と可変位相器１１を介して方向性結合器（ＣＰＬ）１７に加えられ信号は、主信号の歪成分と、同レベル、逆位相に設定される。この結果、本実施例の歪補償回路は、出力信号（ＲＦ ＯＵＴ）の高次歪成分をキャンセルすることができる（図５（Ｄ）参照）。

このように、本実施例においては、歪補償の主となるＤＰＤ８の回路（ＦＰＧＡやＡＤコンバータ、ＤＡコンバータ等）が低速で安価なデバイスで構成した狭帯域な補償性能であっても、高次歪みのみを抽出して、逆位相で加算してキャンセルするループ（帯域通過フィルタ１３、増幅器１６、可変減衰器１２と可変位相器１１のループ）、及び、可変減衰器１２と可変位相器を制御するための回路（帯域通過フィルタ１４、検波器１５）を追加することで、マルチキャリアに対応した広帯域な歪補償を実現することが可能になる。

上記した本実施例の作用効果を以下に説明する。

本実施例によれば、高速処理用の高価なデバイスの使用は必要とされない。本実施例によれば、低価格・低速処理のデジタル・プリ・ディストーション方式においても、十分な歪補償帯域は確保可能とされる。

また、本実施例によれば、ベースバンド処理での処理は、低速処理で済むため、ベースバンド処理デバイスを高速動作させる必要はなくなり、消費電力が少なくて済み、装置の高効率化に貢献できる。

さらに、本実施例によれば、ベースバンド処理デバイスの消費電力や発熱量が少ないため、該デバイスの放熱等に複雑な機構を使用せずに、小型・軽量化が可能となる。

上記実施例では、アダプティブなフィード・バック・ループを有するデジタル・プリ・ディストーション方式の歪補償回路に対して、追加回路（帯域除去フィルタ１３、１４、検波器１５、増幅器１６、可変減衰器１２、可変位相器１１、方向性結合器１７、１８等）を付加することで、広帯域の歪補償を行う実施例を説明したが、フィード・バック・ループを持たずに、ベースバンド処理部で、固定的なパラメータを持つことで、直線性を補償するベースバンド・リニアライザ回路に適用しても、前記した効果と同様の効果が期待できる。ベースバンド・リニアライザ回路は、フィード・バック・ループの信号から常に最適化した補償を行うのではなく、固定のパラメータのみで歪補償を行うため、高次歪みを落とすまでの精度がない。そこで、ベースバンド・リニアライザ回路に、本発明の回路（主増幅器の出力から主信号帯域を排除して高次歪成分を抽出し、主信号帯域近傍の歪成分が補償された主信号に対して、高次歪成分を補償する歪補償回路）を追加することで、高次歪成分を補償することが可能になる。

なお上記特許文献１、２には、方向性結合器で分岐した主信号から主信号周波数帯域外の信号を取り出し、主信号周波数帯域外の信号の振幅、位相を調整して、主信号に戻す構成はいっさい開示されていない。また特許文献３では、帯域除去フィルタを通過した帯域外信号をダウン・コンバートしてベースバンド信号に変換し、高域通過フィルタでＡＣＬ（Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌｅａｋａｇｅ）を抽出するものであり、引用文献３にも、方向性結合器で分岐した主信号から主信号周波数帯域外の信号を検波し、検波結果に基づき、主信号周波数帯域外の信号の振幅、位相を調整し、主信号に戻す構成はいっさい開示されていない。

なお、上記の特許文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

標準的なフィード・フォワード回路の構成を示す図である。 標準的なデジタルプリディストーションの構成を示す図である。 本発明の一実施例の構成を示す図である。 （Ａ）乃至（Ｃ）は、フィード・フォワード歪補償時のスペクトラムを模式的に示す図である。 （Ａ）乃至（Ｄ）は、本発明の一実施例における歪補償時の各部のスペクトラムを模式的に示す図である。

符号の説明

１ 主増幅器
２ ミキサ（周波数変換器）
３ デジタル・アナログ変換器
４ 方向性結合器（ＣＰＬ）
５ ミキサ（周波数変換器）
６ アナログ・デジタル変換器
７ 増幅器
８ デジタル・プリ・ディストーション（ＤＰＤ）
９ デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）
１０ ベースバンド処理部（ＢＢ）
１１ 可変位相器
１２ 可変減衰器
１３、１４ 帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）
１５ 検波器
１６ 増幅器
１７ 方向性結合器
１８ 方向性結合器
１９ アイソレータ
１００、１００−１、１００−２ 増幅器
１０１ 主増幅器
１０２ 遅延線
１０３ 方向性結合器
１０４ 遅延フィルタ
１０５ 誤差増幅器
１０６ 方向性結合器
１０７ アイソレータ（サーキュレータ）
２０１ 主増幅器
２０２ ミキサ
２０３ デジタル・アナログ変換器
２０４ 方向性結合器
２０５ ミキサ
２０６ アナログ・デジタル変換器
２０７ アイソレータ（サーキュレータ）
２０８ デジタル・プリ・ディストーション（ＤＰＤ）
２０９ デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）
２１０ ベースバンド処理部（ＢＢ）
２１１ アイソレータ

Claims (12)

1. 主増幅器の出力から主信号帯域を排除して前記主信号帯域よりも外側の周波数帯の歪成分を抽出する手段と、
   前記抽出した歪成分に基づき、主信号に対して、前記主信号帯域よりも外側の周波数帯の歪成分を補償する手段を備えた、ことを特徴とする歪補償回路。
2. 前記主信号は主信号帯域近傍の歪成分が補償されている、ことを特徴とする請求項１記載の歪補償回路。
3. ベースバンド処理部で歪成分の補償が施されたベースバンド信号をアップ・コンバートした信号を増幅する前記主増幅器の出力の分岐信号から、主信号帯域成分を除去する第１の帯域除去フィルタを備え、
   前記第１の帯域除去フィルタを通過した信号の振幅、位相を調整する振幅・位相調整回路の出力信号を、前記主増幅器の出力信号に結合した信号を出力する、ことを特徴とする請求項２記載の歪補償回路。
4. 前記振幅・位相調整回路の出力信号を前記主増幅器の出力信号に結合した信号の分岐から、主信号帯域成分を除去する第２の帯域除去フィルタと、
   前記第２の帯域除去フィルタを通過した信号を検波する検波器と、
   を備え、
   前記検波結果に基づき、前記振幅・位相調整回路での振幅、位相が可変制御される、ことを特徴とする請求項３記載の歪補償回路。
5. 前記ベースバンド処理部に含まれ、予め歪補償されたベースバンド信号を生成するプリ・ディストーション部と、
   前記プリ・ディストーション部から出力される歪補償済みのベースバンド信号をローカル信号と混合してアップ・コンバートする第１のミキサと、
   前記主増幅器の出力信号を受ける第１のカプラと、
   前記振幅・位相調整回路の出力を、前記第１のカプラから出力される、前記主増幅器の出力信号に結合する第２のカプラと、
   前記第２のカプラで結合した信号を受ける第３のカプラと、
   前記第２の帯域除去フィルタの出力を検波する検波器と、
   を備え、
   前記主増幅器は、前記第１のミキサの出力を増幅し、
   前記第１の帯域除去フィルタは、前記第１のカプラで分岐した信号から主信号帯域外成分を抽出し、
   前記第２の帯域除去フィルタは、前記第３のカプラで分岐した信号から、主信号帯域外成分を抽出し、
   前記ベースバンド処理部では、前記検波結果に基づき、前記振幅・位相回路での振幅、位相をそれぞれ可変させる制御信号を出力する、ことを特徴とする請求項４記載の歪補償回路。
6. 前記主増幅器の出力信号を分岐した信号をローカル信号と混合してダウン・コンバートする第２のミキサを有し、前記ダウン・コンバートした信号に基づき、歪補正信号を生成するフィード・バック・ループを備えた、ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の歪補償回路。
7. ベースバンド処理部で固定的なパラメータを持つことで、直線性を補償するベースバンド・リニアライザ構成の歪補償回路として、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の歪補償回路を備えた通信装置。
8. 請求項１乃至７のいずれか１項に記載の歪補償回路を含むＲＦ回路を備えた通信装置。
9. 主増幅器の出力から主信号帯域を排除して前記主信号帯域よりも外側の周波数帯の歪成分を抽出し、
   前記抽出した歪成分に基づき、主信号に対して、前記主信号帯域よりも外側の周波数帯の歪成分を補償する、
   ことを特徴とする歪補償方法。
10. 前記主信号は主信号帯域近傍の歪成分が補償されている、ことを特徴とする請求項９記載の歪補償方法。
11. 歪成分の補償が施されたベースバンド信号をアップ・コンバートした信号を増幅する主増幅器の出力信号の分岐から、主信号帯域の信号を第１の帯域除去フィルタで除去し、
    前記第１の帯域除去フィルタを通過した信号の振幅と位相を調整し、
    振幅、位相を調整した信号を前記主増幅器の出力信号に結合して出力する、ことを特徴とする請求項１０記載の歪補償方法。
12. 前記振幅・位相調整した信号を前記主増幅器の出力信号に結合した信号の分岐から、主信号帯域を第２の帯域除去フィルタで除去し、
    前記第２の帯域除去フィルタを通過した信号を検波し、前記検波結果に基づき、前記第１の帯域除去フィルタを通過した信号の振幅と位相を可変制御する、ことを特徴とする請求項１１記載の歪補償方法。

Images