JP4086133B2

JP4086133B2 - 無線装置の歪補償方法及び歪補償装置

Info

Publication number: JP4086133B2
Application number: JP2001512717A
Authority: JP
Inventors: 和男長谷; 泰之大石; 徳郎久保; 高義大出; 健高野; 透馬庭
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1999-07-28
Filing date: 1999-07-28
Publication date: 2008-05-14
Anticipated expiration: 2019-07-28
Also published as: WO2001008320A1; US20020065048A1; EP1204216B1; US7020447B2; DE69943380D1; EP1204216A1; EP1204216A4

Description

技術分野
本発明は無線装置の歪補償方法及び歪補償装置に係り、特に、無線装置における送信電力増幅器の非線形歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する歪補償方法及び歪補償装置に関する。
背景技術
近年周波数資源が逼迫し、無線通信に於いてディジタル化による高能率伝送が多く用いられるようになってきた。無線通信に多値振幅変調方式を適用する場合、送信側特に電力増幅器の増幅特性を直線化して非線型歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要であり、また線型性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合はそれによる歪発生を補償する技術が必須である。
図２２は従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図であり、送信信号発生装置１はシリアルのディジタルデータ列を送出し、シリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）２はディジタルデータ列を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分信号（Ｉ信号：Ｉｎ−ｐｈａｓｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）と直交成分信号（Ｑ信号：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）の２系列に変換する。ＤＡ変換器３はＩ信号、Ｑ信号のそれぞれをアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号、Ｑ信号（送信ベースバンド信号）にそれぞれ基準搬送波とこれを９０°移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された搬送波を電力増幅して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。
かかる送信装置において、送信電力増幅器の入出力特性（歪関数ｆ（ｐ））は図２３（ａ）の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送信周波数ｆ_０周辺の周波数スペクトラムは図２３（ｂ）の点線に示すようにサイドローブが持ち上がり、隣接チャネルに漏洩し、隣接妨害を生じる。このため、フィードバック系の歪補償技術としてカルテジアンループ方式、ポーラーループ方式等が提案され、電力増幅器の歪抑圧を行っている。
図２４はＤＳＰを用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のブロック図である。送信信号発生装置１から送出されるディジタルデータ群（変調信号）は、Ｓ／Ｐ変換器２においてＩ信号、Ｑ信号の２系列に変換されてＤＳＰで構成される歪補償部８に入力される。歪補償部８は機能的に図２５に示すように、変調信号のパワーレベル０〜１０２３に応じた歪補償係数ｈ（ｐｉ）（ｉ＝０〜１０２３）を記憶する歪補償係数記憶部８ａ、変調信号レベルに応じた歪補償係数ｈ（ｐｉ）を用いて該変調信号に歪補償処理（プリディストーション）をほどこすプリディストーション８ｂ、変調信号と後述する直交検波器で復調された復調信号を比較し、その差が零となるように歪補償係数ｈ（ｐｉ）を演算、更新する歪補償係数演算部８ｃを備えている。
歪補償部８は変調信号のレベルに応じた歪補償係数ｈ（ｐｉ）を用いて該変調信号にプリディストーション処理を施し、ＤＡ変換器３に入力する。ＤＡ変換器３は入力されたＩ信号とＱ信号をアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号、Ｑ信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０°移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された搬送波信号を電力増幅して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。送信信号の一部は方向性結合器９を介して周波数変換器１０に入力され、ここで周波数変換されて直交検波器１１に入力される。直交検波器１１は入力信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９０°移相した信号を乗算して直交検波を行い、送信側におけるベースバンドのＩ、Ｑ信号を再現してＡＤ変換器１２に入力する。ＡＤ変換器１２は入力されたＩ，Ｑ信号をディジタルに変換して歪補償部８に入力する。歪補償部８はＬＭＳ（ＬｅａｓｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いた適応信号処理により変調信号と直交検波器で復調された復調信号を比較し、その差が零となるように歪補償係数ｈ（ｐｉ）を演算、更新する。ついで、次の送信すべき変調信号に更新した歪補償係数を用いてプリディストーション処理を施して出力する。以後、上記動作を繰り返すことにより、送信電力増幅器６の非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する。
図２６は適応ＬＭＳによる歪補償処理の説明図である。１５ａは変調信号（入力ベースバンド信号）ｘ（ｔ）に歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ）を乗算する乗算器（図２５のプリディストーション部８ｂに対応）、１５ｂは歪関数ｆ（ｐ）を有する送信電力増幅器、１５ｃは送信電力増幅器からの出力信号ｙ（ｔ）を帰還する帰還系、１５ｄは変調信号ｘ（ｔ）のパワーｐ（＝ｘ（ｔ）^２）を演算する演算部（振幅−電力変換部）、１５ｅは変調信号ｘ（ｔ）の各パワーに応じた歪補償係数を記憶する歪補償係数記憶部（図２５の歪補償係数記憶部８ａに対応）であり、変調信号ｘ（ｔ）のパワーｐに応じた歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ）を出力すると共に、ＬＭＳアルゴリズムにより求まる歪補償係数ｈ_ｎ（ｐ）で歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ）を更新する。
１５ｆは共役複素信号出力部、１５ｇは変調信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差ｅ（ｔ）を出力する減算器、１５ｈはｅ（ｔ）とｕ^＊（ｔ）の乗算を行う乗算器、１５ｉはｈ_ｎ−１（ｐ）とｙ^＊（ｔ）の乗算を行う乗算器、１５ｊはステップサイズパラメータμを乗算する乗算器、１５ｋはｈ_ｎ−１（ｐ）とμｅ（ｔ）ｕ^＊（ｔ）を加算する加算器、１５ｍ，１５ｎ、１５ｐは遅延部であり、変調信号ｘ（ｔ）が入力してから帰還復調信号ｙ（ｔ）が減算器１５ｇに入力するまでの遅延時間を入力信号に付加する。１５ｆ、１５ｈ〜１５ｊは回転演算部１６を構成する。ｕ（ｔ）は歪を受けた信号である。上記構成により、以下に示す演算が行われる。

ただし、ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅは複素数、＊は共役複素数である。上記演算処理を行うことにより、変調信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差ｅ（ｔ）が最小となるように歪補償係数ｈ（ｐ）が更新され、最終的に最適の歪補償係数値に収束し、送信電力増幅器の歪が補償される。
図２７はｘ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）として表現した送信装置の全体の構成図であり、図２４、図２６と同一部分には同一符号を付している。
以上のように、ディジタル非線形歪補償方式は、変調信号により直交変調して得られる搬送波を帰還検波し、変調信号（送信ベースバンド信号）と帰還信号（帰還ベースバンド信号）の振幅をディジタル変換して比較し、比較結果に基づいて歪補償係数をリアルタイムに更新するという原理である。
ところで、実際の送信電力増幅器は、図２８の周波数スペクトラムＦＳ１で示すように、中心周波数ｆ_０に対して正負の周波数領域で異なる不要幅射電力を発生する現象がある（周波数非対称性歪）。また、周波数非対称性歪はデバイスの個体差により異なっている。かかる現象は、送信電力増幅器の歪関数が入力電力の瞬時値ｐだけでなく過去の入力電力値にも依存するためである。
従来の歪補償処理（プリディストーション）では、歪関数ｆ（ｐ）が入力電力の瞬時値ｐのみに依存するものであるとして歪補償係数の更新を行うものであった。このため、従来の歪補償処理（プリディストーション）を施した場合における周波数スペクトラムＦＳ２は図２８に示すようになり、歪の抑圧効果は得られるが、十分な歪抑圧効果を得られない問題があった。
以上より、本発明の目的は、周波数非対称性歪を補償でき、十分な歪抑圧効果を発揮できるようにすることである。
又、本発明の目的は、デバイスが持つ個体差によるリ歪補償効果のばらつきをなくすことである。
発明の開示
本発明によれば、送信電力増幅器の歪を補正するための歪補償係数をメモリに記憶し、現在の送信信号と過去の送信信号に応じた歪補償係数をメモリから読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施し、歪補償処理を施された送信信号を送信電力増幅器で増幅して送信し、歪補償前の送信信号と送信増幅器の出力信号に基づいて前記歪補償係数を更新する。このように、送信電力増幅器の歪補償係数を現在及び過去の送信信号の関数として求め、該歪補償係数を用いて補償することにより、周波数非対称性歪を十分抑圧し、デバイスが持つ個体差による歪補償効果のばらつきをなくすことができる。
この場合、現在の送信信号と過去に送信した複数の信号に対応する１つの歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。
又、現在の送信信号と前回送信した信号に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。
又、現在の送信信号と現在及び前回送信した信号の差分に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。
又、現在の送信信号の瞬時値と包絡線微分値に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。
又、現在の送信信号の電力値と過去に送信した信号の電力値に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。
又、現在の送信信号の振幅値と過去に送信した信号の振幅値に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。
発明を実施するための最良の形態
（Ａ）本発明の基本構成
図１は本発明の基本構成図であり、２１は送信信号発生装置、２２は送信電力増幅器の歪を補正する歪補償係数を記憶する歪補償係数テーブル（ＲＡＭなどのメモリ）、２３は現在の送信信号値と過去の１以上の送信信号値を記憶する遅延器ＤＬＣを備え、これら信号値に基づいて歪補償係数テーブル（ＲＡＭ）のアドレス信号を出力するアドレス発生部、２４は現在の送信信号値と過去の１以上の送信信号値に応じた歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施して送信電力増幅器に入力する歪補償付与部、２５は歪補償係数を更新して歪補償係数テーブル２２に記憶する歪補償係数更新部、２６は送信信号を変調する変調部、２７は送信電力増幅器、２８はアンテナ、２９は送信電力増幅器の出力信号の一部を分岐する方向性結合器、３０は送信電力増幅器の出力信号を復調する復調部である。
予め、送信電力増幅器２７の歪を補正するための歪補償係数の初期値を、メモリ２３に記憶しておく。送信信号発生装置２１より送信信号が発生すれば、アドレス発生部２３は現在の送信信号と過去の送信信号に対応するアドレスＡを発生し、該アドレスより歪補償係数を読み出して歪補償付与部２４に入力する。歪補償付与部２４は該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施して出力する。変調部２６は歪補償された送信信号を変調し、送信電力増幅器２７は該変調された信号を増幅してアンテナ２８より送信する。復調器３０は方向性結合器２９から入力する送信電力増幅器２７の出力信号を復調して歪補償係数更新部２５に入力し、歪補償係数更新部２５は歪補償前の送信信号と復調信号の差が零となるように前記歪補償係数を更新し、アドレスＡに記憶する。
（Ｂ）第１実施例
図２は本発明の第１実施例の構成図であり、歪補償方式として極座標系歪補償方式（ポーラループ方式）を採用した例であり、図１と同一部分には同一符号を付している。この第１実施例は、歪補償係数を現在の送信信号の電力ｐ（ｔ）、今回と前回の送信電力の差Δｐの関数として求める例である。
図中、３１はシリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）で、送信信号発生装置２１から出力するシリアルデータを１ビットづつ交互に振り分けて同相成分信号（Ｉ信号）と直交成分信号（Ｑ信号）の２系列に変換する。３２は歪補償付与部２４から出力する歪補償された直交信号（Ｉ信号、Ｑ信号）をアナログに変換するＤＡ変換器、３３は復調器３０から出力する直交復調信号（Ｉ′信号、Ｑ′信号）をディジタルに変換するＡＤ変換器である。
歪補償係数テーブル２２には、現在の送信信号電力をｐ（ｔ）、直前の送信電力をｐ（ｔ−１）、その差分をΔｐ（＝ｐ（ｔ）−ｐ（ｔ−１））とすれば、図３に示すように、ｐ（ｔ）とΔｐの組み合わせに対応させて複素数の歪補償係数ｈ（ｐ（ｔ），Δｐ）が記憶されている。
アドレス発生部２３は、ｐ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）^２＋Ｑ（ｔ）^２により送信信号の電力値を演算する振幅−電力変換部２３ａ、時間Δｔ前の電力値ｐ（ｔ−１）を出力する遅延回路２３ｂ、ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１）を入力され、ｐ（ｔ）を上位アドレス、Δｐ（＝ｐ（ｔ）−ｐ（ｔ−１）を下位アドレスとするアドレスＡ（ｐ（ｔ），Δｐ））を発生するＤＳＰ等のアドレス演算部２３ｃ、時間Δｔ後にアドレスＡ（ｐ（ｔ），Δｐ））を出力する遅延回路２３ｄを有している。
歪補償付与部２４は、直交信号Ｉ＋ｊＱとアドレスＡ（ｐ（ｔ），Δｐ））から読み出された歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），Δｐ）との複素乗算を行って直交信号に歪補償処理を施す。アドレスＡ（ｐ（ｔ），Δｐ））に記憶されている歪補償係数ｈ（ｐ（ｔ），Δｐ）をｈ_ｉ＋ｊｈ_ｑとすれば、歪補償付与部２４は（Ｉ＋ｊＱ）×（ｈ_ｉ＋ｊｈ_ｑ）（１）
の演算を行い、歪補償を施した直交信号
（Ｉ・ｈ_ｉ−Ｑ・ｈ_ｑ）＋ｊ（Ｉ・ｈ_ｑ＋Ｑ・ｈ_ｉ）
を出力する。
歪補償係数更新部２５は、歪補償前の直交信号と復調器（直交検波器）３０から出力する復調信号の差が零となるようにＬＭＳアルゴリズムあるいはＲＬＳアルゴリズムを用いた適応信号処理によりアドレスＡ（ｐ（ｔ），Δｐ））から読み出された歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），Δｐ）を更新し（ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），Δｐ）→ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），Δｐ））、該更新後の歪補償係数ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），Δｐ）を元のアドレスＡ（ｐ（ｔ），Δｐ））に格納する。すなわち、歪補償係数更新部２５において、遅延回路４１はＳ／Ｐ変換部３１から出力する直交信号を所定時間遅延し、減算器４２は該直交信号ｘ（ｔ）（＝Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ））と帰還復調信号ｙ（ｔ）（＝Ｉ（ｔ）′＋ｊＱ（ｔ）′）の誤差ｅ（ｔ）を出力し、回転演算部４３は誤差信号ｅ（ｔ）に回転演算を施し、遅延回路４４は歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），Δｐ）を所定時間遅延し、加算器４５は回転演算結果と歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），Δｐ）を加算して歪補償係数を更新し（ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），Δｐ）→ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），Δｐ））、更新後の歪補償係数ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），Δｐ）をメモリアドレスＡ（ｐ（ｔ），Δｐ））に格納する。
全体の処理を説明すると、予め、ｐ（ｔ）とΔｐの組み合わせに対応させて歪補償係数ｈ（ｐ（ｔ），Δｐ）の初期値を歪補償係数テーブル２２に記憶する。かかる状態において、送信信号発生装置２１から送信信号が発生すれば、Ｓ／Ｐ変換器３１は送信信号を同相成分信号（Ｉ信号）と直交成分信号（Ｑ信号）の直交信号に変換し、アドレス発生部２３と歪補償付与部２４と歪補償係数更新部２５に入力する。アドレス発生部２３は、直交信号より送信信号の電力値ｐ（ｔ）を演算すると共に、今回と前回の電力値の差分Δｐを演算し、ｐ（ｔ）を上位アドレス、Δｐを下位アドレスとするアドレスＡ（ｐ（ｔ），Δｐ））を発生し、歪補償係数テーブル２２より歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），Δｐ）を読み出して歪補償付与部２４に入力する。歪補償付与部２４は、（１）式の演算を行って直交信号に歪補償処理を施す。ＤＡ変換器３２は歪補償された直交信号の各成分をアナログ信号に変換し、直交変調器２６は歪補償された直交信号に直交変調を施し、送信電力増幅器２７は該直交変調された信号を増幅してアンテナ２８より送信する。
復調器（直交検波器）３０は方向性結合器２９から入力する送信電力増幅器２７の出力信号を復調し、ＡＤ変換器３３は復調信号の各成分をディジタル信号に変換して歪補償係数更新部２５に入力する。歪補償係数更新部２５は歪補償前の直交信号と復調信号の差が零となるように適応信号処理により歪補償係数を更新し（ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），Δｐ）→ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），Δｐ））、該歪補償係数ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），Δｐ）を遅延回路２３ｄが示すアドレスＡ（ｐ（ｔ），Δｐ））に格納する。以後、上記動作が繰り返され、歪補償係数は一定値に収束する。
図４は本実施例における周波数スペクトラムＦＳ３のシミュレーション結果であり、サイドローブが抑制されている。ＦＳ１は歪補償処理をしない場合のスペクトラム特性、ＦＳ２は従来の歪補償処理を施した場合における周波数スペクトラムである。
シミュレーションでは、Ｗ−ＣＤＭＡ方式に適用した場合のリニアライゼーションの効果を見るために、図５に示すように、送信信号として６０コード（６０チャンネル）多重信号を用い、コード多重信号のピーク値を１３．５コードで抑圧し、コード多重信号をロールオフファクタα＝０．２２のルートナイキストフィルタでフィルタリングする。尚、チップ周波数は４．０９６Ｍｂｐｓ、キャリアレートは６４ｋｂｐｓである。
又、シミュレーションで用いたアンプの正規化入力電力−利得特性を図６に示し、アンプの正規化入力電力−位相特性を図７に示す。入力電力−利得特性からわかるように−６ｄＢ近辺からアンプが飽和し始めている。このアンプのモデルを図８に示す。このモデルでは、入力包絡線信号の時間微分値νに応じた利得変動関数ｇ（ν）を導入し、歪ｆ（ｐ）（ｐは送信電力）を受けた入力信号ｘ（ｔ）にｇ（ν）を乗算した信号ｙ（ｔ）がアンプから出力するもとしている。すなわち、アンプの歪は、ｐ（＝｜ｘ｜^２），ｘ′（ｔ）に依存するものとしてシミュレーションを行っている。但し、利得変動関数ｇ（ν）は次式で与えられ、ｒは利得変動係数であり、０．１である。

（ａ）ＬＭＳアルゴリズムにより歪補償係数を更新する場合の実施例
図９はＬＭＳアルゴリズムに基づく適応信号処理により歪補償係数を更新するように第１実施例の歪補償係数更新部２５を実現した例である。図９の実施例において、図２の第１実施例と同一部分には同一符号を付しており、異なる点は、
（１）歪補償係数更新部２５の回転演算部４３をＬＭＳアルゴリズムに従って係数更新するように構成した点、
（２）アドレス発生部２３のＤＳＰ２３ｃに替えて今回と前回の電力値の差分Δｐ（＝ｐ（ｔ）−ｐ（ｔ−Δｔ））を演算する演算部２３ｃ′を設けている点、である。
回転演算部４３において、４３ａは復調信号ｙ（ｔ）の共役複素信号ｙ^＊（ｔ）を出力する共役複素信号出力部、４３ｂは歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），Δｐ）とｙ^＊（ｔ）の乗算を行ってｕ（ｔ）の共役複素信号ｕ^＊（ｔ）を出力する乗算器、４３ｃは誤差信号ｅ（ｔ）とｕ^＊（ｔ）の乗算を行う乗算器、４３ｄはステップサイズパラメータμを乗算してμｅ（ｔ）ｕ^＊（ｔ）を出力する乗算器である。
歪補償係数更新部２５は、以下のＬＭＳアルゴリズムに従って歪補償係数を更新する。ただし、ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅは複素数である。

すなわち、歪補償係数は、（３）式により更新され、更新後の歪補償係数ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），△ｐ）は更新前の歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），△ｐ）に置き替わって歪補償係数テーブル２２に格納される。
る。
（ｂ）ＲＬＳアルゴリズムにより歪補償係数を更新する場合の実施例
図１０はＲＬＳアルゴリズムに基づく適応信号処理により歪補償係数を更新するように第１実施例の歪補償係数更新部２５を実現した例である。図１０の実施例において、図２の第１実施例と同一部分には同一符号を付しており、異なる点は、
（１）歪補償係数更新部の回転演算部４３をＲＬＳアルゴリズムに従って係数更新するように構成した点、
（２）アドレス発生部２３のＤＳＰ２３ｃに替えて今回と前回の電力値の差分Δｐ（＝ｐ（ｔ）−ｐ（ｔ−Δｔ））を演算する演算部２３ｃ′を設けている点、である。
回転演算部４３において、４３ａ′は歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），△ｐ）の共役複素信号ｈ_ｎ−１ ^＊（ｐ（ｔ），△ｐ）を出力する共役複素信号出力部、４３ｂ′は復調信号ｙ（ｔ）と信号ｈ_ｎ−１ ^＊（ｐ（ｔ），△ｐ）の乗算を行ってｕ（ｔ）を出力する乗算器、４３ｃ′はｕ（ｔ）の共役複素信号ｕ^＊（ｔ）を出力する共役複素信号出力部、４３ｄ′Ｐ（ｔ−１）と１／λの乗算を行う乗算部、４３ｅ′はＴ（ｔ）＝λ^−１・Ｐ（ｔ−１）・ｕ（ｔ）の演算を行う乗算器、４３ｆ′はｕ^＊（ｔ）・Ｔ（ｔ−１）を演算して出力する乗算器、４３ｇ′は（ｖ＋ｕ^＊（ｔ）・Ｔ（ｔ））を演算して出力する加算器、４３ｈ′はＫ（ｔ）＝Ｔ（ｔ）／（ｖ＋ｕ^＊（ｔ）・Ｔ（ｔ））を演算する除算器、４３ｉ′はＴ（ｔ）の共役複素信号Ｔ^＊（ｔ）を出力する共役複素信号出力部、４３ｊ′はＫ（ｔ）・Ｔ^＊（ｔ）を演算して出力する乗算器、４３ｋ′は
Ｐ（ｔ）＝λ^−１・Ｐ（ｔ−１）−Ｋ（ｔ）・Ｔ^＊（ｔ）を演算する加算器、４３ｍ′はＫ（ｔ）の共役複素信号Ｋ^＊（ｔ）を出力する共役複素信号出力部、４３ｎ′はｅ（ｔ）・Ｋ^＊（ｔ）を演算して出力する乗算器である。
歪補償係数更新部２５は、以下のＲＬＳアルゴリズムに従って歪補償係数を更新する。ただし、ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅ，Ｋ，Ｐ，Ｔは複素数である。

すなわち、歪補償係数は、（４）式により更新され、更新後の歪補償係数ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），△ｐ）は更新前の歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），△ｐ）に置き替わって歪補償係数テーブル２２に格納される。ＲＬＳアルゴリズムはＬＭＳアルゴリズムより収束特性が優れており、歪補償係数を高速に収束させることが可能である。
（ｃ）第１変形例
第１実施例では、歪補償係数をｐ（ｔ），Δｐの関数とし、該歪補償係数を歪補償係数テーブル２２のｐ（ｔ），Δｐに応じたアドレスＡ（ｐ（ｔ）、Δｐ）に記憶した。しかし、歪補償係数をｐ（ｔ），Ｐ（ｔ−１）の関数とし、歪補償係数テーブル２２のＰ（ｔ），Ｐ（ｔ−１）に応じたアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））に記憶するように構成することもできる。図１１はかかる第１変形例の構成図であり、図２の第１実施例と異なる点は、
（１）アドレス発生部２３よりＤＳＰ２３ｃを除去し、ｐ（ｔ）を上位アドレス、ｐ（ｔ−１）を下位アドレスとするアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））を発生し、遅延回路２３ｄより所定時間Δｔ時間後にアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））を発生する点、
（２）歪補償係数テーブル２２を図１２に示すように構成し、今回と前回の電力値Ｐ（ｔ），Ｐ（ｔ−１）に応じたアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））に歪補償係数ｈ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））を記憶する点である。
予め、ｐ（ｔ）とｐ（ｔ−１）の組み合わせに対応させて歪補償係数ｈ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））の初期値を歪補償係数テーブル２２に記憶する。かかる状態において、送信信号発生装置２１から送信信号が発生すれば、Ｓ／Ｐ変換器３１は送信信号を同相成分信号（Ｉ信号）と直交成分信号（Ｑ信号）の直交信号に変換し、アドレス発生部２３と歪補償付与部２４と歪補償係数更新部２５に入力する。アドレス発生部２３は、直交信号より送信信号の電力値ｐ（ｔ）を演算し、ｐ（ｔ）を上位アドレス、前回の電力ｐ（ｔ−１）を下位アドレスとするアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））を発生し、歪補償係数テーブル２２より歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））を読み出して歪補償付与部２４に入力する。歪補償付与部２４は、（１）式の演算を行って直交信号に歪補償処理を施す。ＤＡ変換器３２は歪補償された直交信号の各成分をアナログ信号に変換し、直交変調器２６は歪補償された直交信号に直交変調を施し、送信電力増幅器２７は該直交変調された信号を増幅してアンテナ２８より送信する。
復調器（直交検波器）３０は方向性結合器２９から入力する送信電力増幅器２７の出力信号を復調し、ＡＤ変換器３３は復調信号の各成分をディジタル信号に変換して歪補償係数更新部２５に入力する。歪補償係数更新部２５は歪補償前の直交信号と復調信号の差が零となるように適応信号処理により歪補償係数を更新し（ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））→ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））、該歪補償係数ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））を遅延回路２３ｄが示すアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））に格納する。以後、上記動作が繰り返され、歪補償係数は一定値に収束する。
（ｄ）第２変形例
第１実施例では、歪補償係数をｐ（ｔ），Δｐの関数とし、該歪補償係数を歪補償係数テーブル２２のｐ（ｔ），Δｐに応じたアドレスＡ（ｐ（ｔ）、Δｐ）に記憶した。しかし、歪補償係数を電力ｐ（ｔ）とその包絡線微分値ｐ（ｔ）′の関数とし、歪補償係数ｈ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）を歪補償係数テーブル２２のＰ（ｔ），Ｐ（ｔ）′に応じたアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）に記憶するように構成することもできる。図１３はかかる第２変形例の構成図であり、図２の第１実施例と異なる点は、
（１）アドレス発生部２３に、包絡線微分値を演算する演算部（ＤＳＰで構成）２３ｆを設け、現在の送信信号の電力値ｐ（ｔ）を上位アドレス、微分値ｐ（ｔ）′を下位アドレスとするアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）を発生し、遅延回路２３ｄより所定時間Δｔ後にアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）を発生する点、
（２）今回の電力値Ｐ（ｔ）と微分値ｐ（ｔ）′とで特定される歪補償係数テーブル２２のアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）に歪補償係数ｈ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）を記憶する点である。
予め、ｐ（ｔ）とｐ（ｔ）′の組み合わせに対応させて歪補償係数ｈ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）の初期値を歪補償係数テーブル２２に記憶する。かかる状態において、送信信号発生装置２１から送信信号が発生すれば、Ｓ／Ｐ変換器３１は送信信号を同相成分信号（Ｉ信号）と直交成分信号（Ｑ信号）の直交信号に変換し、アドレス発生部２３と歪補償付与部２４と歪補償係数更新部２５に入力する。アドレス発生部２３は、直交信号より送信信号の電力値ｐ（ｔ）を演算し、ｐ（ｔ）を上位アドレス、送信電力の包絡線微分値ｐ（ｔ）′を下位アドレスとするアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）を発生し、歪補償係数テーブル２２より歪補償係数ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）を読み出して歪補償付与部２４に入力する。歪補償付与部２４は、（１）式の演算を行って直交信号に歪補償処理を施す。ＤＡ変換器３２は歪補償された直交信号の各成分をアナログ信号に変換し、直交変調器２６は歪補償された直交信号に直交変調を施し、送信電力増幅器２７は該直交変調された信号を増幅してアンテナ２８より送信する。復調器（直交検波器）３０は方向性結合器２９から入力する送信電力増幅器２７の出力信号を復調し、ＡＤ変換器３３は復調信号の各成分をディジタル信号に変換して歪補償係数更新部２５に入力する。歪補償係数更新部２５は歪補償前の直交信号と復調信号の差が零となるように適応信号処理により歪補償係数を更新し（ｈ_ｎ−１（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）→ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）、該歪補償係数ｈ_ｎ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）を遅延回路２３ｄが示すアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ）′）に格納する。以後、上記動作が繰り返され、歪補償係数は一定値に収束する。
（ｅ）第３変形例
第１実施例では、歪補償係数を今回と前回の電力値に基づいて決定しているが、今回と前回と前々回の電力値というように今回と過去の複数の送信信号の電力値に基づいて歪補償係数を決定することもできる。図１４はかかる第３変形例の構成図であり、図２の第１実施例と異なる点は、
（１）アドレス発生部２３よりＤＳＰ２３ｃを除去し、替わりに、前回と前々回の電力値ｐ（ｔ−１），ｐ（ｔ−２）を記憶する遅延回路２３ｂ′を設け、ｐ（ｔ）を上位アドレス、ｐ（ｔ−１）を中位アドレス、ｐ（ｔ−２）を下位アドレスとするアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１），ｐ（ｔ−２））を発生し、遅延回路２３ｄより所定時間Δｔ後にアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１），ｐ（ｔ−２））を発生する点、
（２）歪補償係数テーブル２２を図１５に示すように構成し、今回と前回及び前々回の電力値Ｐ（ｔ），Ｐ（ｔ−１），ｐ（ｔ−２）に応じたアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１），ｐ（ｔ−２））に歪補償係数ｈ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１），ｐ（ｔ−２））を記憶する点である。
・第３変形例の別の構成
図１６は第３変形例の別の構成図であり、図２の第１実施例と異なる点は、
（１）アドレス発生部２３に、前回と前々回の電力値ｐ（ｔ−１），ｐ（ｔ−２）を記憶する遅延回路２３ｂ′、電力値ｐ（ｔ−１），ｐ（ｔ−２）に重み付けして合成（Σ＝ｗ_０ｐ（ｔ−１）＋ｗ_１ｐ（ｔ−２））する演算部２３ｅを設けた点、
（２）今回の電力ｐ（ｔ）を上位アドレス、合成値を下位アドレスとするアドレスＡ（ｐ（ｔ），Σ））を発生し、遅延回路２３ｄより所定時間Δｔ後にアドレスＡ（ｐ（ｔ），Σ）を発生する点、
（３）歪補償係数テーブル２２の今回の電力値Ｐ（ｔ）と合成値Σに応じたアドレスＡ（ｐ（ｔ），Σ）に歪補償係数ｈ（ｐ（ｔ），Σ）を記憶する点である。
・第３変形例の別の構成
図１７は第３変形例のさらに別の構成図であり、図２の第１実施例と異なる点は、
（１）アドレス発生部２３よりＤＳＰ２３ｃを除去し、替わりに、前回と前々回の電力値ｐ（ｔ−１），ｐ（ｔ−２）を記憶する遅延回路２３ｂ′、前回と今回の電力値の差Δｐを演算する演算部２３ｃ′、前々回と前回の電力値の差Δｐ′を求める演算部２３ｃ″を設け、
（２）ｐ（ｔ）を上位アドレス、Δｐを中位アドレス、Δｐ′を下位アドレスとするアドレスＡ（ｐ（ｔ），Δｐ，Δｐ′）を発生し、かつ、遅延回路２３ｄより所定時間Δｔ後にアドレスＡ（ｐ（ｔ），ｐ（ｔ−１））を発生する点、
（３）歪補償係数テーブル２２を図１８に示すように構成し、ｐ（ｔ），Δｐ，Δｐ′に応じたアドレスＡ（ｐ（ｔ），Δｐ，Δｐ′）に歪補償係数ｈ（ｐ（ｔ），Δｐ，Δｐ′）を記憶する点である。
（Ｃ）第２実施例
図１９は本発明の第２実施例の構成図であり、歪補償方式として直交座標系歪補償方式（カルテジアンループ方式）を採用した例であり、図１と同一部分には同一符号を付している。この第２実施例では、歪補償係数を現在の送信信号振幅と、今回と前回の送信信号の振幅差の関数として求める。
図中、３１はシリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）で、送信信号発生装置２１から出力するシリアルデータを１ビットづつ交互に振り分けて同相成分信号（Ｉ信号）と直交成分信号（Ｑ信号）の２系列に変換する。３２は歪補償付与部２４から出力する歪補償された直交信号（Ｉ信号、Ｑ信号）をアナログに変換するＤＡ変換器、３３は直交検波器３０から出力する直交復調信号（Ｉ′信号、Ｑ′信号）をディジタルに変換するＡＤ変換器、３４は位相回転器であり、直交変調器２６の出力と送信電力増幅器２７の出力が入力され、増幅器で生じた位相回転を除去する。直交検波器３０はこの位相回転が除去された信号を復調して出力する。
歪補償係数テーブル２２は歪補償係数の実数部と虚数部のそれぞれに対応してテーブルを備えている。今回の送信信号の同相成分、直交成分の振幅をＩ（ｔ），Ｑ（ｔ）、前回の送信信号の同相成分、直交成分の振幅をＩ（ｔ−１），Ｑ（ｔ−１）、その差分をΔｉ（＝Ｉ（ｔ）−Ｉ（ｔ−１））、Δｑ（Ｑ（ｔ）−Ｑ（ｔ−１））とすれば、実数部テーブルには図２０（ａ）に示すようにＩ（ｔ）とΔｉの組み合わせに対応させて歪補償係数の実数部ｈｉ（Ｉ（ｔ），Δｉ）が記憶され、虚数部テーブルには図２０（ｂ）に示すようにＱ（ｔ）とΔｑの組み合わせに対応させて歪補償係数の虚数部ｈｑ（Ｑ（ｔ），Δｑ）が記憶されている。
アドレス発生部２３において、遅延回路２３ｇ，２３ｈはそれぞれ時間Δｔ前の振幅Ｉ（ｔ−１），Ｑ（ｔ−１）を出力し、演算部２３ｉはΔｉ＝Ｉ（ｔ−１）−Ｉ（ｔ）を演算し、演算部２３ｊはΔｑ＝Ｑ（ｔ−１）−Ｑ（ｔ）を演算し、遅延回路２３ｋはＩ（ｔ），Ｑ（ｔ），Δｉ，Δｑを所定時間Δｔ遅延する。Ｉ（ｔ），Δｉは実数部テーブルのアドレスＡｉ（Ｉ（ｔ），Δｉ））の上位アドレス、下位アドレスとなり、Ｑ（ｔ），Δｑは虚数部テーブルのアドレスＡｑ（Ｑ（ｔ），Δｑ））の上位アドレス、下位アドレスとなる。
歪補償付与部２４は、同相成分用及び直交成分用の２つの加算器ＡＤ１，ＡＤ２を備え、直交信号の各成分Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）とアドレスＡｉ（Ｉ（ｔ），Δｉ））、Ａｑ（Ｑ（ｔ），Δｑ）から読み出した歪補償係数ｈｉ（Ｉ（ｔ），Δｉ），ｈｑ（Ｑ（ｔ），Δｑ）との加算を行って直交信号の各成分に歪補償処理を施す。すなわち、歪補償付与部２４は

を出力する。
歪補償係数更新部２５は、歪補償前の直交信号と復調器（直交検波器）３０から出力する復調信号の差が零となるようにアドレスＡｉ（Ｉ（ｔ），Δｉ））、Ａｑ（Ｑ（ｔ），Δｑ）からそれぞれ読み出された歪補償係数ｈｉ_ｎ−１（Ｉ（ｔ），Δｉ），ｈｑ_ｎ−１（Ｑ（ｔ），Δｑ）を更新し（ｈｉ_ｎ−１（Ｉ（ｔ），Δｉ）→ｈｉ_ｎ（Ｉ（ｔ），Δｉ），ｈｑ_ｎ−１（Ｑ（ｔ），Δｑ）→ｈｑ_ｎ（Ｑ（ｔ），Δｑ））、該更新後の歪補償係数ｈｉ_ｎ（Ｉ（ｔ），Δｉ），ｈｑ_ｎ（Ｑ（ｔ），Δｑ）を元のアドレスＡｉ（Ｉ（ｔ），Δｉ））、Ａｑ（Ｑ（ｔ），Δｑ）に格納する。
すなわち、歪補償係数更新部２５において、遅延回路５１はＳ／Ｐ変換部３１から出力する直交信号を所定時間遅延し、減算器５２ａ，５２ｂは該直交信号ｘ（ｔ）（＝Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ））と帰還復調信号ｙ（ｔ）（＝Ｉ（ｔ）′＋ｊＱ（ｔ）′）の同相成分及び直交成分の誤差ｅｉ（ｔ）（＝Ｉ（ｔ）−Ｉ（ｔ）′），ｅｑ（ｔ）（＝Ｑ（ｔ）−Ｑ（ｔ）′）を出力し、乗算部５３ａ、５３ｂは各誤差信号に定数Ｇを乗算し、遅延回路５４は歪補償係数ｈｉ_ｎ−１（Ｉ（ｔ），Δｉ），ｈｑ_ｎ−１（Ｑ（ｔ），Δｑ）を所定時間遅延し、加算器５５ａ，５５ｂは次式

の演算を実行して歪補償係数を更新し、更新後の歪補償係数ｈｉ_ｎ（Ｉ（ｔ），Δｉ），ｈｑ_ｎ（Ｑ（ｔ），Δｑ）をそれぞれ元のアドレスＡｉ（Ｉ（ｔ），Δｉ））、Ａｑ（Ｑ（ｔ），Δｑ）に格納する。
全体の処理を説明すると、予め、Ｉ（ｔ）とΔｉの組み合わせ、Ｑ（ｔ）とΔｑの組み合わせにそれぞれ対応させて歪補償係数の実数部ｈｉ（Ｉ（ｔ），Δｉ），虚数部ｈｑ（Ｑ（ｔ），Δｑ）の初期値を歪補償係数テーブル２２の実数部テーブル、虚数部テーブルに記憶する。
かかる状態において、送信信号発生装置２１から送信信号が発生すれば、Ｓ／Ｐ変換器３１は送信信号を同相成分信号（Ｉ信号）と直交成分信号（Ｑ信号）の直交信号に変換し、アドレス発生部２３と歪補償付与部２４と歪補償係数更新部２５に入力する。アドレス発生部２３は、直交信号より歪補償係数テーブル２２の実数部テーブル、虚数部テーブルのアドレスＡｉ（Ｉ（ｔ），Δｉ））、Ａｑ（Ｑ（ｔ），Δｑ）を発生し、各テーブルより歪補償係数ｈｉ_ｎ−１（Ｉ（ｔ），Δｉ），ｈｑ_ｎ−１（Ｑ（ｔ），Δｑ）を読み出して歪補償付与部２４に入力する。歪補償付与部２４は、（５）式の演算を行って直交信号に歪補償処理を施す。ＤＡ変換器３２は歪補償された直交信号の各成分をアナログ信号に変換し、直交変調器２６は歪補償された直交信号に直交変調を施し、送信電力増幅器２７は該直交変調された信号を増幅してアンテナ２８より送信する。
位相回転器３４は送信電力増幅器２７の出力信号より該増幅器で生じた位相回転を除去し、直交検波器３０はこの位相回転が除去された信号を復調し、ＡＤ変換器３３は復調信号の各成分をディジタル信号に変換し、歪補償係数更新部２５に入力する。歪補償係数更新部２５は歪補償前の直交信号と復調信号の各成分の差が零となるように歪補償係数を更新し更新後の歪補償係数ｈｉ_ｎ（Ｉ（ｔ），Δｉ），ｈｑ_ｎ（Ｑ（ｔ），Δｑ）を元のアドレスＡｉ（Ｉ（ｔ），Δｉ））、Ａｑ（Ｑ（ｔ），Δｑ）に格納する。。以後、上記動作が繰り返され、歪補償係数は一定値に収束する。
以上では、歪補償係数の同相成分をＩ（ｔ），Δｉの関数とするときに、直交成分をＱ（ｔ），Δｑの関数とし、実数部テーブルのＩ（ｔ），Δｉに応じたアドレスに歪補償係数の実数部を記憶し、虚数部テーブルのＱ（ｔ），Δｑに応じたアドレスに歪補償係数の虚数部を記憶した。しかし、歪補償係数の同相成分をＩ（ｔ），Ｉ（ｔ−１）の関数とすると共に、直交成分をＱ（ｔ），Ｑ（ｔ−１）の関数とし、実数部テーブルのＩ（ｔ），Ｉ（ｔ−１）に応じたアドレスに歪補償係数の実数部を記憶し、虚数部テーブルのＱ（ｔ），Ｑ（ｔ−１）に応じたアドレスに歪補償係数の虚数部を記憶するように構成することもできる。
（ａ）第２実施例の第１変形例
第２実施例では、歪補償係数が送信信号の振幅Ｑ，Ｐと今回と前回の振幅差Δｉ、Δｑの関数としたが、歪補償係数を今回と前回の振幅Ｑ（ｔ），Ｉ（ｔ）；Ｉ（ｔ−１），Ｑ（ｔ−１）の関数として、歪補償係数テーブル２２に今回と前回の振幅に応じた歪補償係数を記憶するように構成することもできる。図２１はかかる変形例の構成図であり、第２実施例と異なる点は、
（１）アドレス変換部２３が、Ｉ（ｔ）を上位アドレス、Ｉ（ｔ−１）を下位アドレスとする実数部テーブル用のアドレスＡｉ（Ｉ（ｔ），Ｉ（ｔ−１））を出力すると共に、Ｑ（ｔ）を上位アドレス、Ｑ（ｔ−１）を下位アドレスとする虚数部テーブル用のアドレスＡｑ（Ｑ（ｔ），Ｑ（ｔ−１））を出力する点、
（２）歪補償係数テーブル２２の実数部テーブル、虚数部テーブルに今回と前回の振幅に応じた歪補償係数を記憶する、
点である。
以上本発明によれば、周波数非対称性歪を補償でき、十分な歪抑圧効果を発揮することができる。又、本発明によれば、デバイスが持つ個体差による歪補償効果のばらつきをなくすことができる。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明の基本構成図である。
図２は本発明の第１実施例の構成図である。
図３は歪補償係数テーブルの説明図である。
図４は本発明の周波数スペクトラム特性図である。
図５はシミュレーションに用いた送信信号の特性図表である。
図６はアンプの振幅特性である。
図７はアンプの位相特性である。
図８はアンプのシミュレーションモデルである。
図９はＬＭＳアルゴリズムに従って歪補償係数を更新する実施例である。
図１０はＲＬＳアルゴリズムに従って歪補償係数を更新する実施例である。
図１１は第１実施例の第１変形例である。
図１２は歪補償係数テーブルの説明図である。
図１３は第１実施例の第２変形例である。
図１４は第１実施例の第３変形例である。
図１５は歪補償係数テーブルの説明図である。
図１６は第３変形例の別の構成図である。
図１７は第３変形例の更に別の構成図である。
図１８は歪補償係数テーブルの説明図である。
図１９は本発明の第２実施例の構成図である。
図２０は第２実施例の歪補償係数テーブルの説明図である。
図２１は第２実施例の第１変形例である。
図２２は従来の送信装置の構成図である。
図２３は送信電力増幅器の非直線性よる問題点の説明図である。
図２４は従来のディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置の構成図である。
図２５は歪補償部の機能構成図である。
図２６は歪補償処理の説明図である。
図２７は従来の送信装置の全体の構成図である。
図２８は従来の周波数スペクトラム特性である。

Claims

無線装置の送信電力増幅器の歪を補正する歪補償方法において、
送信電力増幅器の歪を補正するための歪補償係数をメモリに記憶し、
現在の送信信号と、現在及び前回送信した信号の差分との組み合わせに対応する歪補償係数を前記メモリから読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施し、
歪補償処理を施された送信信号を送信電力増幅器で増幅して送信し、
歪補償前の送信信号と送信増幅器の出力信号に基づいて前記歪補償係数を更新する、
ことを特徴とする無線装置の歪補償方法。
無線装置の送信電力増幅器の歪を補正する歪補償方法において、
送信電力増幅器の歪を補正するための現在の送信信号と過去の送信信号に応じた歪補償係数をメモリに記憶し、
現在の送信信号の瞬時値と包絡線微分値の組み合わせに対応する歪補償係数を前記メモリから読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施し、
歪補償処理を施された送信信号を送信電力増幅器で増幅して送信し、
歪補償前の送信信号と送信増幅器の出力信号に基づいて前記歪補償係数を更新する、
ことを特徴とする無線装置の歪補償方法。
無線装置の送信電力増幅器の歪を補正する歪補償装置において、
送信電力増幅器の歪を補正するための歪補償係数を記憶するメモリ、
現在及び前回送信した信号値の差分を演算する演算部、
現在の送信信号と現在及び前回送信した信号値の差分との組み合わせに応じた歪補償係数を前記メモリから読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施して送信電力増幅器に入力する歪補償付与部、
歪補償前の送信信号と送信増幅器の出力信号を用いて前記歪補償係数を更新して前記メモリに記憶する歪補償係数更新部、
を有することを特徴とする歪補償装置。
無線装置の送信電力増幅器の歪を補正する歪補償装置において、
送信電力増幅器の歪を補正するための現在の送信信号と過去の送信信号に応じた歪補償係数を記憶するメモリ、
送信信号の包絡線微分値を算出する手段、
現在の送信信号の瞬時値と包絡線微分値の組み合わせに対応する歪補償係数を前記メモリから読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施して送信電力増幅器に入力する歪補償付与部、
歪補償前の送信信号と送信増幅器の出力信号を用いて前記歪補償係数を更新して前記メモリに記憶する歪補償係数更新部、
を有することを特徴とする歪補償装置。