JP2021145218A - 無線通信装置及び係数更新方法 - Google Patents

Abstract

【課題】消費電力を低減すること。【解決手段】無線通信装置は、歪み補償係数を用いて複素数の送信信号を歪み補償するプロセッサと、前記プロセッサによって歪み補償された送信信号を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器から出力される信号をフィードバックし、実数のフィードバック信号を前記プロセッサへ供給するフィードバック経路とを有し、前記プロセッサは、複素数の送信信号と実数のフィードバック信号との線形演算により、複素数のフィードバック信号を推定し、推定された複素数のフィードバック信号を用いて、歪み補償係数を更新する処理を実行する。【選択図】図２

Description

本発明は、無線通信装置及び係数更新方法に関する。

通常、例えば基地局装置等の無線通信装置には、送信信号の電力を増幅する電力増幅器が設けられている。電力増幅器は、電力効率を高めるために、飽和領域付近で動作させるのが一般的である。しかし、電力増幅器を飽和領域付近で動作させる場合、送信信号が電力増幅器によって増幅される際に発生する非線形歪みが増大する。そこで、非線形歪みを抑制してＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）やＳＥＭ（Spectrum Emission Mask）等の規格を満たすために、無線通信装置は、非線形歪みを補償する歪み補償を実行することがある。

歪み補償方式の１つにプリディストーション方式がある。プリディストーション方式の歪み補償では、電力増幅器において発生する非線形歪みの逆特性を有する歪み補償係数が電力増幅器へ入力前の送信信号にあらかじめ乗算される。これにより、電力増幅器の出力の線形性が高まり、電力増幅器の出力の非線形歪みが抑制される。プリディストーション方式としては、ＬＵＴ（Look Up Table）型プリディストーション方式や級数型プリディストーション方式が知られている。このようなプリディストーション方式を採用する無線通信装置には、歪み補償係数を求めたり適応的に更新したりするために、電力増幅器の出力信号をフィードバックするフィードバック経路が設けられる。

一般に、電力増幅器において発生する非線形歪みには、振幅歪み（ＡＭ／ＡＭ）及び位相歪み（ＡＭ／ＰＭ）が含まれる。これらの両方の歪みを補償するため、複素数で表現されるフィードバック信号（複素フィードバック信号）が用いられて歪み補償処理が行われる。すなわち、複素フィードバック信号の同相成分及び直交成分がフィードバック経路によってフィードバックされ、歪み補償係数の更新に用いられる。なお、ベースバンドの送信信号及び歪み補償係数も複素数で表現され、送信信号に歪み補償係数を乗算して得られるプリディストーション信号もベースバンドにおいて複素数で表現される。

特開２０１５−０５０６８７号公報 特開２００８−０２８７４６号公報 特開２００５−２１７７１４号公報 特開平１１−１５４８８０号公報 国際公開第２００１／００８３２０号

土生卓他、「メモリ効果を有する広帯域送信機の非線形を補償するＳＦ−ＳＦＢ ＤＰＤ」、信学技報、ＲＣＳ２０１８−２９１、２０１９年３月 S.Habu et al., "Spectrum-Folding Scalar-Feedback Architecture for Wideband DPD with Simple Feedback Circuit", EuMC2017, pp.1054-1057, ２０１７年１０月 Y.Zhang et al., "In-phase or quadrature observation for indirect learning architecture digital predistortion method based on forward modeling", APMC2018, pp.938-940, ２０１８年１１月

複素数で表現されるフィードバック信号がフィードバックされるフィードバック経路には、フィードバック信号の同相成分をＡＤ（Analog Digital）変換するＡＤコンバータと、直交成分をＡＤ変換するＡＤコンバータとの２つのＡＤコンバータが設けられる。このため、ＡＤコンバータによる消費電力が大きくなる。そこで、フィードバック信号の同相成分又は直交成分を実数フィードバック信号としてフィードバックし、実数フィードバック信号を用いて歪み補償係数を更新することが検討されている。フィードバック経路が実数フィードバック信号をフィードバックする構成であれば、フィードバック経路に設けられるＡＤコンバータは１つで済み、無線通信装置のアナログ部分における消費電力の増大を抑制することができる。

しかしながら、実数フィードバック信号を用いて歪み補償係数を更新する場合には、演算量が増大し、無線通信装置のデジタル部分における消費電力が増大するという問題がある。すなわち、実数フィードバック信号がフィードバックされる場合には、複素数で表現される送信信号と実数フィードバック信号とから電力増幅器のモデルが推定され、推定されたモデルから歪み補償係数が求められる。このとき、電力増幅器のモデルの推定に係る処理量が大きく、演算量が増大する。結果として、デジタル部分における消費電力が増大し、ＡＤコンバータを削減しても装置の消費電力が十分に低減されない。

開示の技術は、かかる点に鑑みてなされたものであって、消費電力を低減することができる無線通信装置及び係数更新方法を提供することを目的とする。

本願が開示する無線通信装置は、１つの態様において、歪み補償係数を用いて複素数の送信信号を歪み補償するプロセッサと、前記プロセッサによって歪み補償された送信信号を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器から出力される信号をフィードバックし、実数のフィードバック信号を前記プロセッサへ供給するフィードバック経路とを有し、前記プロセッサは、複素数の送信信号と実数のフィードバック信号との線形演算により、複素数のフィードバック信号を推定し、推定された複素数のフィードバック信号を用いて、歪み補償係数を更新する処理を実行する。

本願が開示する無線通信装置及び係数更新方法の１つの態様によれば、消費電力を低減することができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。 図２は、実施の形態１に係るプロセッサの構成を示すブロック図である。 図３は、実施の形態１に係る歪み補償係数更新方法を示すフロー図である。 図４は、線形係数の算出タイミングを説明する図である。 図５は、実施の形態２に係るプロセッサの構成を示すブロック図である。 図６は、実施の形態２に係る歪み補償係数更新方法を示すフロー図である。 図７は、実施の形態３に係るプロセッサの構成を示すブロック図である。 図８は、実施の形態３に係る歪み補償係数更新方法を示すフロー図である。 図９は、相互相関と遅延量の関係の具体例を示す図である。 図１０は、実施の形態３に係るプロセッサの変形例を示すブロック図である。

以下、本願が開示する無線通信装置及び係数更新方法の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る無線通信装置１００の構成を示すブロック図である。図１に示す無線通信装置１００は、プロセッサ１１０、メモリ１２０、ＤＡ（Digital Analog）コンバータ（以下「ＤＡＣ」と略記する）１３０Ｉ、１３０Ｑ、発振器１４０、直交変調部１５０、電力増幅器１６０、ダウンコンバータ１７０及びＡＤコンバータ（以下「ＡＤＣ」と略記する）１８０を有する。

プロセッサ１１０は、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）又はＤＳＰ（Digital Signal Processor）などを備え、無線通信装置１００の全体を統括制御する。プロセッサ１１０は、送信データを符号化及び変調することにより送信信号を生成し、送信信号の歪み補償処理を実行する。また、プロセッサ１１０は、送信信号が電力増幅器１６０によって増幅された後にフィードバックされる実数のフィードバック信号（以下「実数ＦＢ信号」という）を用いて、歪み補償処理のための歪み補償係数を更新する。このとき、プロセッサ１１０は、実数ＦＢ信号と複素数の送信信号との線形演算によって複素数のフィードバック信号を推定し、推定された複素数のフィードバック信号と複素数の送信信号とから歪み補償係数を更新する。プロセッサ１１０の詳細な構成については、後に詳述する。

メモリ１２０は、例えばＲＡＭ（Random Access Memory）又はＲＯＭ（Read Only Memory）などを備え、プロセッサ１１０が処理を実行するために使用する情報を記憶する。

ＤＡＣ１３０Ｉは、プロセッサ１１０によって送信信号に歪み補償処理が施されて得られるプリディストーション信号の実部をＤＡ変換する。すなわち、プロセッサ１１０においては、複素数の送信信号に複素数の歪み補償係数が乗算されて、複素数のプリディストーション信号が生成されるため、プリディストーション信号の実部（以下「ＰＤ信号実部」という）とプリディストーション信号の虚部（以下「ＰＤ信号虚部」という）とがプロセッサ１１０から出力される。ＤＡＣ１３０Ｉは、プロセッサ１１０から出力されるＰＤ信号実部をＤＡ変換する。

ＤＡＣ１３０Ｑは、プロセッサ１１０によって送信信号に歪み補償処理が施されて得られるプリディストーション信号の虚部をＤＡ変換する。すなわち、ＤＡＣ１３０Ｑは、プロセッサ１１０から出力されるＰＤ信号虚部をＤＡ変換する。

発振器１４０は、送信信号のアップコンバート及び受信信号のダウンコンバートのための周波数を有するローカル信号を発生させる。そして、発振器１４０は、ローカル信号を直交変調部１５０及びダウンコンバータ１７０へ供給する。

直交変調部１５０は、発振器１４０から供給されるローカル信号を用いて、ＰＤ信号実部とＰＤ信号虚部の直交変調を実行し、無線周波数の送信信号を生成する。そして、直交変調部１５０は、送信信号を電力増幅器１６０へ出力する。

電力増幅器１６０は、送信信号を増幅する。電力増幅器１６０によって増幅された送信信号は、アンテナを介して送信される。電力増幅器１６０が送信信号を増幅する際には、信号電力に応じた非線形歪みが発生するが、プロセッサ１１０において送信信号に歪み補償処理が施されているため、電力増幅器１６０で発生する非線形歪みが相殺される。結果として、送信信号の非線形歪みが低減され、隣接帯域の放射を抑制することができる。

ダウンコンバータ１７０は、発振器１４０から供給されるローカル信号を用いて、増幅後の送信信号を電力増幅器１６０からフィードバックした信号であるフィードバック信号をダウンコンバートする。このとき、ダウンコンバータ１７０は、フィードバック信号の同相（In phase）成分及び直交（Quadrature）成分のいずれか一方をダウンコンバートして、実数ＦＢ信号を得る。ダウンコンバータ１７０は、実数ＦＢ信号をＡＤＣ１８０へ出力する。

ＡＤＣ１８０は、実数ＦＢ信号をＡＤ変換し、得られたデジタルの実数ＦＢ信号をプロセッサ１１０へ出力する。

図２は、プロセッサ１１０の構成を示すブロック図である。実施の形態１に係るプロセッサ１１０は、送信信号生成部２１０、歪み補償部２２０、歪み補償係数更新部２３０、線形係数算出部２４０及びキャンセル処理部２５０を有する。

送信信号生成部２１０は、送信データの符号化及び変調を行い、複素数の送信信号を生成する。すなわち、送信信号生成部２１０は、同相成分と直交成分を有する送信信号を生成し、例えば同相成分を送信信号の実部として出力し、直交成分を送信信号の虚部として出力する。

歪み補償部２２０は、送信信号に歪み補償処理を施す。具体的には、歪み補償部２２０は、例えば送信信号の電力に対応付けて歪み補償係数を記憶するＬＵＴ（Look Up Table）を備え、送信信号が入力されると、入力された送信信号の電力に対応する歪み補償係数をＬＵＴから読み出す。そして、歪み補償部２２０は、読み出した歪み補償係数を送信信号に乗算することにより、歪み補償されたプリディストーション信号を生成する。送信信号及び歪み補償係数はいずれも複素数で表現され、プリディストーション信号も複素数で表現される。このため、歪み補償部２２０は、プリディストーション信号の実部（ＰＤ信号実部）とプリディストーション信号の虚部（ＰＤ信号虚部）とを出力する。

歪み補償部２２０が備えるＬＵＴは、定期的に歪み補償係数更新部２３０によって更新される。すなわち、歪み補償部２２０が備えるＬＵＴは、歪み補償係数更新部２３０が備えるＬＵＴに定期的に置き換えられる。

歪み補償係数更新部２３０は、歪み補償部２２０と同様に、例えば送信信号の電力に対応付けて歪み補償係数を記憶するＬＵＴを備える。そして、歪み補償係数更新部２３０は、ＰＤ信号実部及びＰＤ信号虚部を含む複素数のプリディストーション信号と、キャンセル処理部２５０によって推定される複素数のフィードバック信号とから、ＬＵＴに記憶された歪み補償係数を更新する。具体的には、歪み補償係数更新部２３０は、自身が備えるＬＵＴに基づいて複素数のフィードバック信号に歪み補償処理を施し、プリディストーション信号と歪み補償後のフィードバック信号との誤差が小さくなるように、ＬＵＴに記憶された歪み補償係数を更新する。歪み補償係数更新部２３０は、自身が備えるＬＵＴの複製を定期的に歪み補償部２２０へ出力し、歪み補償部２２０が備えるＬＵＴと置き換える。

線形係数算出部２４０は、送信信号の実部及び虚部と実数ＦＢ信号とに基づいて、実数ＦＢ信号から複素数のフィードバック信号を推定するための線形係数を算出する。すなわち、線形係数算出部２４０は、実数ＦＢ信号と送信信号の実部及び虚部との３つの実数の線形演算によって複素数のフィードバック信号の実部及び虚部を推定するための線形係数を算出する。算出される線形係数は、実数である。なお、線形係数の具体的な算出方法については、後に詳述する。

キャンセル処理部２５０は、送信信号の実部及び虚部と実数ＦＢ信号とに対してそれぞれ線形係数を乗算した項の加減算をする線形演算を行うことにより、実数ＦＢ信号から複素数のフィードバック信号を推定する。そして、キャンセル処理部２５０は、推定した複素数のフィードバック信号の実部及び虚部を歪み補償係数更新部２３０へ出力する。

ここで、線形係数算出部２４０が算出する線形係数及びキャンセル処理部２５０による線形演算について具体的に説明する。

電力増幅器１６０の非線形モデルを例えば５次メモリレス多項式モデルとすると、時刻ｎにおける複素数のフィードバック信号y_I(n)+jy_Q(n)は、次式（１）で表される。
y_I(n)+jy_Q(n)=a₁x(n)+a₃|x(n)|²x(n)+a₅|x(n)|⁴x(n) ・・・（１）

上式（１）において、ｊは虚数単位であり、ｘ(n)は時刻ｎにおける複素数の送信信号であり、a1、a3、a5は電力増幅器１６０の非線形モデルにおける係数である。ここで、x(n)=x_I(n)+jx_Q(n)、a₁=a_1,I+ja_1,Q、a₃=a_3,I+ja_3,Q、a₅=a_5,I+ja_5,Qとすると、上式（１）は次式（２）のように変形できる。
y_I(n)+jy_Q(n)=(a_1,I+ja_1,Q)｛x_I(n)+jx_Q(n)｝+(a_3,I+ja_3,Q)|x(n)|²｛x_I(n)+jx_Q(n)｝
+(a_5,I+ja_5,Q)|x(n)|⁴｛x_I(n)+jx_Q(n)｝
=｛a_1,Ix_I(n)-a_1,Qx_Q(n)｝+j｛a_1,Ix_Q(n)+a_1,Qx_I(n)｝
+｛a_3,I|x(n)|²x_I(n)-a_3,Q|x(n)|²x_Q(n)｝
+j｛a_3,I|x(n)|²x_Q(n)+a_3,Q|x(n)|²x_I(n)｝
+｛a_5,I|x(n)|⁴x_I(n)-a_5,Q|x(n)|⁴x_Q(n)｝
+j｛a_5,I|x(n)|⁴x_Q(n)+a_5,Q|x(n)|⁴x_I(n)｝ ・・・（２）

したがって、複素数のフィードバック信号の実部y_I(n)と虚部y_Q(n)は、それぞれ以下の式（３）、（４）のように表すことができる。
y_I(n)=｛a_1,Ix_I(n)-a_1,Qx_Q(n)｝+｛a_3,I|x(n)|²x_I(n)-a_3,Q|x(n)|²x_Q(n)｝
+｛a_5,I|x(n)|⁴x_I(n)-a_5,Q|x(n)|⁴x_Q(n)｝ ・・・（３）
y_Q(n)=｛a_1,Ix_Q(n)+a_1,Qx_I(n)｝+｛a_3,I|x(n)|²x_Q(n)+a_3,Q|x(n)|²x_I(n)｝
+｛a_5,I|x(n)|⁴x_Q(n)+a_5,Q|x(n)|⁴x_I(n)｝ ・・・（４）

式（３）、（４）には、それぞれ中括弧｛ ｝で囲まれた項が３項ずつ含まれ、第１項が線形成分、第２項及び第３項が非線形成分である。また、式（３）、（４）の各項には、送信信号及び非線形モデルにおける係数の実部成分及び虚部成分が混在している。実数ＦＢ信号は、複素数のフィードバック信号の実部又は虚部に相当するため、式（３）、（４）から、実数ＦＢ信号は次式のように表現することができる。
（実数ＦＢ信号）＝（線形成分の実部）＋（線形成分の虚部）＋（非線形成分の実部）＋（非線形成分の虚部）

歪み補償係数が収束した後は、電力増幅器１６０の出力における非線形成分が０に漸近するため、例えば上式（３）に示される実数ＦＢ信号は、次式（５）のように近似することができる。

ただし、上式（５）においては、y_I(n)=y(n)、a_1,I=h_I、a_1,Q=h_Qとして書き直した。また、h_I、h_Qは、いずれも０でない実数であるものとする。

ところで、キャンセル処理部２５０は、複素数のフィードバック信号を推定するが、この推定されるフィードバック信号Y(n)=Y_I(n)+jY_Q(n)の実部Y_I(n)及び虚部Y_Q(n)は、それぞれ次式（６）、（７）のように表現される。
Y_I(n)=α_Iy(n)-β_Ix_Q(n) ・・・（６）
Y_Q(n)=α_Qy(n)-β_Qx_I(n) ・・・（７）

式（６）、（７）において、α_I、α_Q、β_I、β_Qは、実数ＦＢ信号y(n)を用いた線形演算により複素数のフィードバック信号を推定するための線形係数である。式（６）、（７）に式（５）を代入すると、次式（８）、（９）が得られる。

歪み補償処理の収束後には、複素数の送信信号と、推定される複素数のフィードバック信号とが等しくなるのが好ましいため、上式（８）の実部Y_I(n)が送信信号の実部x_I(n)に等しく、上式（９）の虚部Y_Q(n)が送信信号の虚部x_Q(n)に等しくなれば良い。このためには、上式（６）〜（９）から、以下のように線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qが算出されれば良い。

そこで、線形係数算出部２４０は、上式（５）から係数h_I、h_Qを求めた後、上記の線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qを算出する。具体的には、線形係数算出部２４０は、複素数の係数h=h_I+jh_Qを次式（１０）のように、例えばＬＭＳ(Least Means Square)アルゴリズムを用いて求める。
h=h+μ×e_I(n)×｛x(n)｝^* ・・・（１０）
ただし、e_I(n)=y(n)-｛h_Ix_I(n)-h_Qx_Q(n)｝

式（１０）において、μはステップサイズパラメータ、＊は複素共役を示す。式（１０）は、実際に電力増幅器１６０からフィードバックされる実数ＦＢ信号y(n)と、複素数の送信信号によって近似される実数ＦＢ信号｛h_Ix_I(n)-h_Qx_Q(n)｝との誤差e_I(n)が小さくなるように、複素数の係数hを更新するものである。ここでは、送信信号としては、ベースバンドにおいて複素数で表現されるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）等の変調波が一般的に用いられるため、送信信号の実部x_I(n)と虚部x_Q(n)の相互相関が低いという性質を利用している。

線形係数算出部２４０は、複素数の係数hを算出すると、係数h_I、h_Qから上記の線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qを算出する。これらの線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qは、いずれも実数である。そして、線形係数算出部２４０は、線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qをキャンセル処理部２５０へ出力する。

そして、キャンセル処理部２５０は、線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qを用いた線形演算により、複素数のフィードバック信号を推定する。具体的には、乗算器１１Ｉは、実数ＦＢ信号y(n)に線形係数α_Iを乗算する。また、乗算器１２Ｉは、送信信号の虚部x_Q(n)に線形係数β_Iを乗算する。そして、減算器１３Ｉは、上式（６）の減算を実行し、複素数のフィードバック信号の実部Y_I(n)を出力する。一方、乗算器１１Ｑは、実数ＦＢ信号y(n)に線形係数α_Qを乗算する。また、乗算器１２Ｑは、送信信号の実部x_I(n)に線形係数β_Qを乗算する。そして、減算器１３Ｑは、上式（７）の減算を実行し、複素数のフィードバック信号の虚部Y_Q(n)を出力する。

このように、線形係数算出部２４０は、送信信号と実数ＦＢ信号から実数の線形係数を算出し、キャンセル処理部２５０は、実数の線形係数を用いた線形演算により、複素数のフィードバック信号を推定する。このため、線形係数の算出及びフィードバック信号の推定に係る演算量は、複素数を用いたモデルの推定や非線形の演算が行われる場合と比べて、十分に小さい。結果として、歪み補償係数の更新に関する消費電力を低減することができる。

次いで、上記のように構成された無線通信装置１００における歪み補償係数更新方法について、図３に示すフロー図を参照しながら説明する。

送信信号生成部２１０によって生成された送信信号は、歪み補償部２２０によって歪み補償され、ＤＡＣ１３０Ｉ、１３０ＱによってＤＡ変換され、直交変調部１５０によって直交変調された後、電力増幅器１６０によって増幅される。そして、送信信号は、アンテナを介して送信されるとともにフィードバックされ、フィードバック信号がダウンコンバータ１７０によってダウンコンバートされることにより、実数ＦＢ信号が得られる。実数ＦＢ信号は、ＡＤＣ１８０によってＡＤ変換され、線形係数算出部２４０及びキャンセル処理部２５０によって取得される（ステップＳ１０１）。フィードバックされるのが実数ＦＢ信号であるため、フィードバック経路には１つのＡＤＣ１８０が設けられれば良く、アナログ部分における消費電力の増大を抑制することができる。

そして、線形係数算出部２４０によって、複素数の送信信号と実数ＦＢ信号とから、線形係数が算出される（ステップＳ１０２）。具体的には、上式（５）において既知の実数ＦＢ信号y(n)と、送信信号の実部x_I(n)と、送信信号の虚部x_Q(n)とから、係数h_I、h_Qが例えばＬＭＳアルゴリズムによって算出される。そして、係数h_I、h_Qと線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qとの関係から、実数の線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qが算出される。

ここで、線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qは、頻繁に変化するものではないため、無線通信装置１００の起動時などに算出された後は、固定されても良い。すなわち、例えば図４（ａ）に示すように、無線通信装置１００の起動時の所定期間だけ線形係数算出部２４０がイネーブルとされ、この期間に線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qが算出されても良い。また、例えば温度などの環境変化によって線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qが変化することもあるため、定期的に線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qが算出されても良い。すなわち、例えば図４（ｂ）に示すように、無線通信装置１００の起動時から定期的に線形係数算出部２４０がイネーブルとされ、線形係数算出部２４０がイネーブルとされる度に線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qが算出されても良い。さらに、環境変化が激しい場合には、例えば図４（ｃ）に示すように、線形係数算出部２４０が常時イネーブルとされ、常に線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qが更新されるようにしても良い。

線形係数算出部２４０によって算出された線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qは、キャンセル処理部２５０へ出力される。そして、キャンセル処理部２５０によって、線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qを用いた線形演算により、複素数のフィードバック信号が推定される（ステップＳ１０３）。具体的には、乗算器１１Ｉによって実数ＦＢ信号に線形係数α_Iが乗算され、乗算器１２Ｉによって送信信号の虚部に線形係数β_Iが乗算され、減算器１３Ｉによって、乗算器１１Ｉの出力から乗算器１２Ｉの出力が減算される。これにより、上式（６）によって示されるフィードバック信号の実部が推定される。

また、乗算器１１Ｑによって実数ＦＢ信号に線形係数α_Qが乗算され、乗算器１２Ｑによって送信信号の実部に線形係数β_Qが乗算され、減算器１３Ｑによって、乗算器１１Ｑの出力から乗算器１２Ｑの出力が減算される。これにより、上式（７）によって示されるフィードバック信号の虚部が推定される。このように、実数ＦＢ信号から複素数のフィードバック信号が推定される際には、複雑な複素数の演算や非線形の演算が実行されることがなく、フィードバック信号の推定に係る処理量は比較的少ない。このため、プロセッサ１１０における演算量が小さく、消費電力を低減することができる。推定されたフィードバック信号の実部及び虚部は、歪み補償係数更新部２３０へ出力される。

そして、歪み補償係数更新部２３０によって、プリディストーション信号とフィードバック信号とが用いられることにより、歪み補償係数更新部２３０が備えるＬＵＴの歪み補償係数が更新される（ステップＳ１０４）。具体的には、歪み補償係数更新部２３０が備えるＬＵＴに基づいて、推定された複素数のフィードバック信号に歪み補償処理が施され、プリディストーション信号と、歪み補償後の推定されたフィードバック信号との誤差が小さくなるように、例えばＬＭＳアルゴリズムが用いられることにより、歪み補償係数が更新される。歪み補償係数の更新には、複素数のプリディストーション信号と、推定された複素数のフィードバック信号とが用いられる。このため、いずれも複素数の信号同士の誤差を小さくするように歪み補償係数が更新され、正確に歪み補償係数を更新することができる。歪み補償係数更新部２３０によって更新されるＬＵＴは定期的に複製され、複製されたＬＵＴによって歪み補償部２２０のＬＵＴが更新される。

以上のように、本実施の形態によれば、電力増幅器から実数ＦＢ信号をフィードバックし、複素数の送信信号と実数ＦＢ信号とから、複素数のフィードバック信号を推定するための線形係数を算出し、線形係数を用いた線形演算により複素数のフィードバック信号を推定する。このため、複雑な演算をすることなく複素数のフィードバック信号を推定することができ、複素数の送信信号と複素数のフィードバック信号とから歪み補償係数を更新することができる。すなわち、歪み補償係数の更新に係る演算量を小さくして、消費電力を低減することができる。

（実施の形態２）
上記実施の形態１においては、係数h_I、h_Qがいずれも０でない実数であるものとして線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qを算出し、複素数のフィードバック信号を推定した。しかし、上式（５）の送信信号の実部x_I(n)及び虚部x_Q(n)と、実数ＦＢ信号y(n)とによっては、係数h_I、h_Qがいずれかが０になる可能性もある。そこで、実施の形態２の特徴は、送信信号及びフィードバック信号に位相回転を付与することにより、係数h_I、h_Qのいずれかが０になっても歪み補償係数の更新を可能にする点である。

実施の形態２に係る無線通信装置の構成は、実施の形態１に係る無線通信装置１００（図１）と同様であるため、その説明を省略する。図５は、実施の形態２に係るプロセッサ１１０の構成を示すブロック図である。図５において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。実施の形態２に係るプロセッサ１１０は、実施の形態１に係るプロセッサ１１０（図２）の線形係数算出部２４０に代えて位相設定／線形係数算出部３２０を有し、位相回転部３１０及び逆位相回転部３３０を追加した構成を採る。なお、図５においては、キャンセル処理部２５０の詳細な構成の図示を省略している。

位相回転部３１０は、位相設定／線形係数算出部３２０によって設定される位相回転量の位相回転を複素数の送信信号に付与する。

位相設定／線形係数算出部３２０は、送信信号とキャンセル処理部２５０によって推定されたフィードバック信号との位相差を、実数ＦＢ信号の位相が0°、90°、180°及び270°のいずれにもならないような位相差に設定する。例えば、位相設定／線形係数算出部３２０は、送信信号と推定されたフィードバック信号との位相差を±45°、±135°のいずれかになるように設定するのが好ましい。このとき、位相設定／線形係数算出部３２０は、実数ＦＢ信号を用いて複素数の係数h=h_I+jh_Qの位相を算出して、送信信号とフィードバック信号の位相差を算出する。具体的には、位相設定／線形係数算出部３２０は、送信信号とフィードバック信号の位相差Δφを下記の式（１１）によって算出する。

そして、位相設定／線形係数算出部３２０は、位相回転部３１０及び逆位相回転部３３０に設定する位相回転量を位相差Δφに基づいて決定する。例えば送信信号とフィードバック信号の位相差を＋45°にする場合には、位相設定／線形係数算出部３２０は、位相回転部３１０に設定する位相回転量をΔφ-45°と決定し、逆位相回転部３３０に設定する位相回転量を-(Δφ-45°)と決定する。そして、位相設定／線形係数算出部３２０は、決定した位相回転量をそれぞれ位相回転部３１０及び逆位相回転部３３０に設定する。

なお、送信信号とフィードバック信号の位相差は、必ずしも±45°、±135°のいずれかでなくても良いが、位相差を±45°、±135°のいずれかにすることにより、実数ＦＢ信号の位相を0°、90°、180°及び270°から離すことができる。ここで、実数ＦＢ信号の位相が0°、90°、180°及び270°のいずれかである場合には、係数h_I、h_Qが０となり、上述した線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qが算出不能になる。このため、位相設定／線形係数算出部３２０が送信信号とフィードバック信号の位相差を±45°、±135°のいずれかに設定することにより、線形係数α_I、α_Q、β_I、β_Qの算出が不能になる状況を回避することができる。

また、位相設定／線形係数算出部３２０は、実施の形態１に係る線形係数算出部２４０と同様に、送信信号の実部及び虚部と実数ＦＢ信号とに基づいて、実数ＦＢ信号から複素数のフィードバック信号を推定するための線形係数を算出する。すなわち、位相設定／線形係数算出部３２０は、実数ＦＢ信号と送信信号の実部及び虚部との３つの実数の線形演算によって複素数のフィードバック信号の実部及び虚部を推定するための線形係数を算出する。

逆位相回転部３３０は、位相設定／線形係数算出部３２０によって設定される位相回転量の位相回転を、キャンセル処理部２５０によって推定された複素数のフィードバック信号に付与する。逆位相回転部３３０がフィードバック信号に付与する位相回転は、位相回転部３１０が送信信号に付与する位相回転と位相回転量が同じで向きが逆向きである。

次いで、上記のように構成された無線通信装置１００における歪み補償係数更新方法について、図６に示すフロー図を参照しながら説明する。なお、図６において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その詳しい説明を省略する。

送信信号生成部２１０によって生成された送信信号は、歪み補償部２２０によって歪み補償され、ＤＡＣ１３０Ｉ、１３０ＱによってＤＡ変換され、直交変調部１５０によって直交変調された後、電力増幅器１６０によって増幅される。そして、送信信号は、アンテナを介して送信されるとともにフィードバックされ、フィードバック信号がダウンコンバータ１７０によってダウンコンバートされることにより、実数ＦＢ信号が得られる。実数ＦＢ信号は、ＡＤＣ１８０によってＡＤ変換され、位相設定／線形係数算出部３２０及びキャンセル処理部２５０によって取得される（ステップＳ１０１）。フィードバックされるのが実数ＦＢ信号であるため、フィードバック経路には１つのＡＤＣ１８０が設けられれば良く、アナログ部分における消費電力の増大を抑制することができる。

そして、位相設定／線形係数算出部３２０によって、複素数の送信信号と実数ＦＢ信号とに上式（５）の近似式が用いられることにより、複素数の係数h=h_I+jh_Qが算出される（ステップＳ２０１）。さらに、位相設定／線形係数算出部３２０によって、上式（１１）によって、送信信号とフィードバック信号の位相差Δφが算出される（ステップＳ２０２）。そして、位相設定／線形係数算出部３２０によって、送信信号とフィードバック信号の位相差が例えば±45°、±135°のいずれかになるような送信信号及びフィードバック信号の位相回転量が算出され、位相回転部３１０及び逆位相回転部３３０に設定される（ステップＳ２０３）。

具体的には、例えば送信信号とフィードバック信号の位相差を＋45°にする場合、位相回転部３１０には位相回転量としてΔφ-45°が設定され、逆位相回転部３３０には位相回転量として-(Δφ-45°)が設定される。位相回転部３１０に位相回転量が設定されると、位相回転部３１０によって複素数の送信信号に位相回転が付与され、逆位相回転部３３０に位相回転量が設定されると、逆位相回転部３３０によって複素数のフィードバック信号に位相回転が付与される。

また、位相設定／線形係数算出部３２０によって、位相回転が付与された複素数の送信信号と実数ＦＢ信号とから、線形係数が算出される（ステップＳ１０２）。位相設定／線形係数算出部３２０によって算出された線形係数は、キャンセル処理部２５０へ出力される。そして、キャンセル処理部２５０によって、線形係数を用いた線形演算により、複素数のフィードバック信号が推定される（ステップＳ１０３）。ここでの線形演算においては、位相回転が付与された複素数の送信信号と実数ＦＢ信号とが用いられる。

そして、歪み補償係数更新部２３０によって、プリディストーション信号と位相回転が付与されたフィードバック信号とが用いられることにより、歪み補償係数更新部２３０が備えるＬＵＴの歪み補償係数が更新される（ステップＳ１０４）。歪み補償係数更新部２３０によって更新されるＬＵＴは定期的に複製され、複製されたＬＵＴによって歪み補償部２２０のＬＵＴが更新される。

以上のように、本実施の形態によれば、複素数の送信信号と実数ＦＢ信号との関係を示す近似式の係数が０になる場合を考慮して、複素数の送信信号と推定される複素数のフィードバック信号とに位相回転を付与する。このため、近似式の係数が０であっても、複素数の送信信号と推定された複素数のフィードバック信号とを用いて、歪み補償係数を更新することができる。

（実施の形態３）
実施の形態３の特徴は、実数ＦＢ信号のフィードバック経路における伝搬遅延を考慮して、送信信号とフィードバック信号のタイミングを揃える点である。

実施の形態３に係る無線通信装置の構成は、実施の形態１に係る無線通信装置１００（図１）と同様であるため、その説明を省略する。図７は、実施の形態３に係るプロセッサ１１０の構成を示すブロック図である。図７において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。実施の形態３に係るプロセッサ１１０は、実施の形態１に係るプロセッサ１１０（図２）に、遅延量算出部４１０及び遅延付与部４２０、４３０を追加した構成を採る。なお、図７においては、キャンセル処理部２５０の詳細な構成の図示を省略している。

遅延量算出部４１０は、複素数の送信信号と実数ＦＢ信号とに基づいて、フィードバック経路における伝搬遅延τを算出する。具体的には、遅延量算出部４１０は、例えば複素数の送信信号と実数ＦＢ信号との相互相関が最大となる遅延量を求める。複素数の送信信号x(n)と、複素数のフィードバック信号y(n)とをそれぞれ以下の式（１２）、（１３）のように表すと、送信信号とフィードバック信号の相互相関は式（１４）のように表される。
x(n)=Re[x(n)]+jIm[x(n)]=x_I(n)+jx_Q(n) ・・・（１２）
y(n)=Re[y(n)]+jIm[y(n)]=y_I(n)+jy_Q(n) ・・・（１３）

ただし、式（１２）〜（１４）において、Re[ ]は複素数の実部を示し、Im[ ]は複素数の虚部を示す。ここでは、実数ＦＢ信号がフィードバックされるため、遅延量算出部４１０は、上式（１３）、（１４）においてIm[y(n)]=yQ(n)=0とし、式（１４）の第１項と第４項のみを用いて相互相関を計算し、相互相関が最大となる遅延量τを求める。

遅延付与部４２０は、遅延量算出部４１０によって算出された遅延量τの遅延を複素数の送信信号に付与する。すなわち、遅延付与部４２０は、線形係数算出部２４０へ入力される送信信号と実数ＦＢ信号とのタイミングを揃える。

遅延付与部４３０は、遅延量算出部４１０によって算出された遅延量τの遅延を複素数のプリディストーション信号に付与する。すなわち、遅延付与部４３０は、歪み補償係数更新部２３０へ入力されるプリディストーション信号と推定されたフィードバック信号とのタイミングを揃える。

次いで、上記のように構成された無線通信装置１００における歪み補償係数更新方法について、図８に示すフロー図を参照しながら説明する。なお、図８において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その詳しい説明を省略する。

送信信号生成部２１０によって生成された送信信号は、歪み補償部２２０によって歪み補償され、ＤＡＣ１３０Ｉ、１３０ＱによってＤＡ変換され、直交変調部１５０によって直交変調された後、電力増幅器１６０によって増幅される。そして、送信信号は、アンテナを介して送信されるとともにフィードバックされ、フィードバック信号がダウンコンバータ１７０によってダウンコンバートされることにより、実数ＦＢ信号が得られる。実数ＦＢ信号は、ＡＤＣ１８０によってＡＤ変換され、線形係数算出部２４０、キャンセル処理部２５０及び遅延量算出部４１０によって取得される（ステップＳ１０１）。フィードバックされるのが実数ＦＢ信号であるため、フィードバック経路には１つのＡＤＣ１８０が設けられれば良く、アナログ部分における消費電力の増大を抑制することができる。

そして、遅延量算出部４１０によって、複素数の送信信号と実数ＦＢ信号との相互相関が計算され、相互相関を最大にする遅延量τが算出される（ステップＳ３０１）。すなわち、例えば送信信号に対して実数ＦＢ信号を時間方向にシフトさせながら送信信号と実数ＦＢ信号の相互相関が求められ、図９に示すように相互相関が最大となる遅延量τが算出される。これにより、実数ＦＢ信号は、フィードバック経路における伝搬遅延によって、送信信号より遅延量τだけ遅延して線形係数算出部２４０及びキャンセル処理部２５０へ入力されることがわかる。

そこで、遅延付与部４２０によって、送信信号に遅延量τの遅延が付与された後（ステップＳ３０２）、送信信号が線形係数算出部２４０へ入力される。また、遅延付与部４３０によって、プリディストーション信号に遅延量τの遅延が付与された後（ステップＳ３０２）、プリディストーション信号が歪み補償係数更新部２３０へ入力される。

そして、線形係数算出部２４０によって、遅延が付与された送信信号と実数ＦＢ信号とから、線形係数が算出される（ステップＳ１０２）。これにより、タイミングが揃った送信信号と実数ＦＢ信号とから正確な線形係数を算出することができる。線形係数算出部２４０によって算出された線形係数は、キャンセル処理部２５０へ出力される。そして、キャンセル処理部２５０によって、線形係数を用いた線形演算により、複素数のフィードバック信号が推定される（ステップＳ１０３）。これにより、タイミングが揃った送信信号と実数ＦＢ信号とから複素数のフィードバック信号を正確に推定することができる。

そして、歪み補償係数更新部２３０によって、遅延が付与されたプリディストーション信号とフィードバック信号とが用いられることにより、歪み補償係数更新部２３０が備えるＬＵＴの歪み補償係数が更新される（ステップＳ１０４）。これにより、タイミングが揃ったプリディストーション信号とフィードバック信号とから歪み補償係数を正確に更新することができる。歪み補償係数更新部２３０によって更新されるＬＵＴは定期的に複製され、複製されたＬＵＴによって歪み補償部２２０のＬＵＴが更新される。

以上のように、本実施の形態によれば、送信信号と実数ＦＢ信号との相互相関からフィードバック経路における伝搬遅延に相当する遅延量を求め、求めた遅延量だけ送信信号を遅延させることにより、送信信号と実数ＦＢ信号のタイミングを揃える。このため、対応するタイミングの送信信号と実数ＦＢ信号から歪み補償係数を更新することができ、歪み補償係数を正確に更新することができる。

なお、上記実施の形態３においては、遅延付与部４２０、４３０が送信信号及びプリディストーション信号に遅延を付与するものとしたが、実数ＦＢ信号の遅延量を調整して送信信号と実数ＦＢ信号のタイミングを揃えても良い。この場合、例えば図１０に示すように、図７に示した遅延付与部４２０、４３０の代わりに遅延付与部４４０が設けられれば良い。

遅延付与部４４０は、実数ＦＢ信号が線形係数算出部２４０及びキャンセル処理部２５０へ入力されるタイミングを制御し、送信信号と実数ＦＢ信号のタイミングを揃える。すなわち、線形係数算出部２４０及びキャンセル処理部２５０は図示しないバッファを有し、送信信号のサンプルを一時的に蓄積しながら、蓄積されたサンプルを順次用いて線形係数の算出及び複素数のフィードバック信号の推定を実行する。そこで、遅延付与部４４０は、線形係数の算出及び複素数のフィードバック信号の推定に用いられる送信信号のサンプルに対応するタイミングの実数ＦＢ信号のサンプルを線形係数算出部２４０及びキャンセル処理部２５０へ入力する。

このように、古いタイミングの送信信号を線形係数算出部２４０及びキャンセル処理部２５０へ入力する代わりに、新しいタイミングの実数ＦＢ信号を線形係数算出部２４０及びキャンセル処理部２５０へ入力することで、送信信号と実数ＦＢ信号のタイミングを揃えても良い。

なお、上記各実施の形態においては、歪み補償係数更新部２３０が備えるＬＵＴを更新し、このＬＵＴを定期的に複製して歪み補償部２２０が備えるＬＵＴに置換するインダイレクトラーニング方式の歪み補償係数更新方法について説明した。しかし、上記各実施の形態のように、複素数の送信信号と実数ＦＢ信号とから複素数のフィードバック信号を推定して歪み補償係数を更新する処理は、歪み補償部２２０が備えるＬＵＴを直接更新するダイレクトラーニング方式の歪み補償係数更新方法にも適用可能である。また、ＬＵＴ型の歪み補償ではなく級数型の歪み補償が行われる場合にも、上記各実施の形態と同様に複素数の送信信号と実数ＦＢ信号とから複素数のフィードバック信号を推定し、送信信号と推定されたフィードバック信号とから級数に含まれる係数（歪み補償係数）を更新することができる。

１１Ｉ、１１Ｑ、１２Ｉ、１２Ｑ 乗算器
１３Ｉ、１３Ｑ 減算器
１１０ プロセッサ
１２０ メモリ
１３０Ｉ、１３０Ｑ ＤＡＣ
１４０ 発振器
１５０ 直交変調部
１６０ 電力増幅器
１７０ ダウンコンバータ
１８０ ＡＤＣ
２１０ 送信信号生成部
２２０ 歪み補償部
２３０ 歪み補償係数更新部
２４０ 線形係数算出部
２５０ キャンセル処理部
３１０ 位相回転部
３２０ 位相設定／線形係数算出部
３３０ 逆位相回転部
４１０ 遅延量算出部
４２０、４３０、４４０ 遅延付与部

Claims (9)

1. 歪み補償係数を用いて複素数の送信信号を歪み補償するプロセッサと、
   前記プロセッサによって歪み補償された送信信号を増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器から出力される信号をフィードバックし、実数のフィードバック信号を前記プロセッサへ供給するフィードバック経路とを有し、
   前記プロセッサは、
   複素数の送信信号と実数のフィードバック信号との線形演算により、複素数のフィードバック信号を推定し、
   推定された複素数のフィードバック信号を用いて、歪み補償係数を更新する処理を実行する
   ことを特徴とする無線通信装置。
2. 前記推定する処理は、
   複素数の送信信号の実部及び虚部に実数の線形係数を乗算して得られる乗算結果と、実数のフィードバック信号に実数の線形係数を乗算して得られる乗算結果との減算により、複素数のフィードバック信号の実部及び虚部を算出する
   ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記プロセッサは、
   複素数の送信信号と実数のフィードバック信号との関係を示す近似式に基づいて、線形演算に用いられる線形係数を算出する処理をさらに実行する
   ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
4. 前記算出する処理は、
   ＬＭＳ（Least Means Square）アルゴリズムを用いて線形係数を算出する
   ことを特徴とする請求項３記載の無線通信装置。
5. 前記プロセッサは、
   複素数の送信信号を位相回転し、
   推定された複素数のフィードバック信号を前記位相回転とは逆向きに位相回転する処理をさらに実行し、
   前記更新する処理は、
   位相回転された複素数のフィードバック信号を用いて、歪み補償係数を更新する
   ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
6. 前記位相回転する処理は、
   複素数の送信信号と複素数のフィードバック信号の位相差が±４５°及び±１３５°のいずれかになるように複素数の送信信号及び複素数のフィードバック信号を位相回転する
   ことを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
7. 前記プロセッサは、
   前記フィードバック経路における実数のフィードバック信号の伝搬遅延に応じて、複素数の送信信号及び実数のフィードバック信号のいずれかの遅延を調整する処理をさらに実行する
   ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
8. 前記調整する処理は、
   複素数の送信信号及び実数のフィードバック信号の相互相関が最大になる遅延量を算出し、
   算出された遅延量だけ複素数の送信信号又は実数のフィードバック信号の遅延を調整する
   ことを特徴とする請求項７記載の無線通信装置。
9. 歪み補償係数を用いて歪み補償された複素数の送信信号を電力増幅器によって増幅し、
   前記電力増幅器から出力される信号に対応する実数のフィードバック信号をフィードバック経路を介してフィードバックし、
   複素数の送信信号と実数のフィードバック信号との線形演算により、複素数のフィードバック信号を推定し、
   推定された複素数のフィードバック信号を用いて、歪み補償係数を更新する
   処理を有することを特徴とする係数更新方法。

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