JP3705271B2 - 送信方法及び送信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ウルトラワイドバンド方式（以下ＵＷＢ方式と称する）で送信を行う送信方法及び送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線伝送方式の一つとして、ＵＷＢ方式が注目されている。このＵＷＢ方式は、例えば数ＧＨｚ幅の非常に広い伝送帯域を使用して、非常に短い時間のパルスを使って伝送する方式である。
【０００３】
図１３は、従来のＵＷＢ方式の送受信機の構成例を示した図である。アンテナ１１は、バンドパスフィルタ１２を介してアンテナ切換器１３に接続してあり、アンテナ切換器１３に受信系の回路と送信系の回路とが接続してある。アンテナ切換器１３は、送信タイミングと受信タイミングに連動して切換える切換スイッチである。バンドパスフィルタ１２は、このシステムが使用する伝送帯域の信号を通過させるフィルタであり、例えば４ＧＨｚから９ＧＨｚ程度の数ＧＨｚ幅の信号を通過させる。
【０００４】
アンテナ切換器１３に接続される受信系の回路としては、アンテナ切換器１３の出力を受信用に増幅するローノイズアンプ１４と、そのローノイズアンプ１４の出力に、パルス発生器２５Ｉ及び２５Ｑの出力を乗算する２系統の乗算器１５Ｉ及び１５Ｑと、各乗算器１５Ｉ及び１５Ｑの出力の高域成分を除去するローパスフィルタ１６Ｉ及び１６Ｑと、各ローパスフィルタ１６Ｉ及び１６Ｑの出力をサンプリングするアナログ／デジタル変換器１７Ｉ及び１７Ｑを備える。
【０００５】
パルス発生器２５Ｉの出力パルスとパルス発生器２５Ｑの出力パルスは、所定量位相をシフトさせてあり、アナログ／デジタル変換器１７ＩはＩチャンネルの伝送データをサンプリングし、アナログ／デジタル変換器１７ＱはＱチャンネルの伝送データをサンプリングする。各チャンネルの受信データは、ベースバンド回路３０に供給して受信処理する。ここではＩチャンネルの受信データを、受信データとして使用し、Ｑチャンネルの受信データについては、エラー信号として使用する。
【０００６】
送信系の回路としては、ベースバンド回路３０が出力する送信データを、乗算器２６に供給し、パルス発生器２５Ｉの出力を乗算する。ベースバンド回路３０が出力する送信データとしては、例えば、ＮＲＺ（Non Return to Zero）信号として変調されたデータとし、パルス発生器２５Ｉの出力を乗算器２６で乗算することで、バイフェーズ（Bi-Phase）変調されたパルスを発生させて、いわゆるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ）方式で変調された信号となる。パルス発生器２５Ｉでパルスを発生させる構成としては、電圧制御型温度補償型発振器（ＶＣＴＣＸＯ：以下単に発振器と称する）２１を設けて、この発振器２１の発振周波数を、Ｑチャンネルの受信データから得たエラー信号に基づいて制御する。
【０００７】
発振器２１の発振信号を、ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）２２に供給して、このＰＬＬ回路２２のループを構成する電圧制御発振器２３の発振出力を、パルス発生器２５Ｉに供給して、発振器２３の発振出力に同期したパルスを発生させる。また、発振器２３の発振出力を、位相シフタ２４により所定周期位相を遅延させてパルス発生器２５Ｑに供給して、発振器２３の発振出力に同期した短い波長のパルスを、パルス発生器２５Ｉの出力パルスから遅れたタイミングで発生させる。
【０００８】
パルス発生器２５Ｑの出力パルスは、乗算器２６で送信データに乗算されて、その乗算出力を送信信号とする。乗算器２６が出力する送信信号は、パワーアンプ２７に供給して送信用に増幅し、増幅出力をアンテナ切換器１３を介してバンドパスフィルタ１２に供給し、伝送帯域の信号だけを通過させる帯域制限を行った後、アンテナ１１から無線送信させる。
【０００９】
図１４は、ベースバンド回路３０内での処理例を示した図である。Ｉチャンネル及びＱチャンネルの受信データは、逆拡散回路３１に供給して、送信の拡散処理と逆の逆拡散処理を行う。逆拡散されたＩチャンネルの受信データは、データ復調回路３２に供給して復調処理を行い、その後ＣＲＣ回路３３に供給して、エラー検出・訂正処理を行い、処理された受信データをＵＷＢ通信管理処理部３４に供給して、この通信方式で規定された各レイヤでの処理を行う。
【００１０】
逆拡散回路３１で逆拡散されたＱチャンネルの受信データは、ループフィルタ３５によりエラー成分を抽出し、そのエラー成分を図１３に示した発振器２１にコントロール信号として供給する。
【００１１】
図１５は、この従来のＵＷＢ方式での送受信処理を行った場合の、伝送信号の周波数スペクトラムの一例を示した図である。図１５に示した例では、約１０ＧＨｚの帯域を使用してある。図１６は、伝送される信号の時間波形の例を示している。ＵＷＢ方式の場合には、１ｎ秒以下の非常に短いパルスを伝送するようにしてある。このような短波長パルスは、周波数軸上で見ると、１つのパルスは少なくとも数ＧＨｚ程度の非常に幅広い帯域幅を持つことが知られていて、図１５に示したような周波数スペクトラムとなる。
【００１２】
ところで、送信信号としては、図１６に示したような、モノサイクル（１サイクル）のパルス波形の他に、２サイクルや３サイクルのパルス波形とすることも考えられる。図１７は、２サイクルパルス（バイシクルパルス）のパルス波形の時間波形の例である。この２サイクルパルスとすることで、１サイクルパルスに比べて送信電力を高くすることができる。
【００１３】
このように伝送される信号を受信する場合には、受信信号に対する同期保持を行う。具体的には、例えばＩチャンネルの信号より所定量Δτ1 遅延させたパルスを、Ｑチャンネルのテンプレート波形とし、受信信号とテンプレート波形の相関値を求め、この相関値に基づいて発振器２１の発振位相を制御することで、受信信号に対する同期保持が可能になる。図１８は、図１７に示した２サイクルパルスを伝送させた場合の、自己相関波形の一例を示したものである。この図１８に示すような相関値に基づいて発振位相を制御することで、受信データに正確に同期させた受信処理を行うことが可能になる。
【００１４】
非特許文献１は、ＵＷＢ方式の概要を示した文献である。
【００１５】
【非特許文献１】
日経エレクトロニクス ２００２年３月１１日号 ５５〜６６頁
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、現在ＵＷＢ方式に関する規定としては、例えば米国のＦＣＣ（Federal Communications Commission ）による規定がある。このＦＣＣによる規定では、屋内，屋外での周波数帯毎の放射強度が規定されており、例えば図１３に示した送受信機では、アンテナ１１に接続されたバンドパスフィルタ１２で、そのスペクトラムを準拠するように構成させる必要がある。ところがバンドパスフィルタでそのような処理を行うと、フィルタの群遅延によりパルス波形が大きく振動するため、パルス間干渉が生じる。パルス間の干渉が存在する場合には、パルスとパルスの時間間隔を大きくする必要があるため、チップレートが低下すると言う問題が生じる。チップレートを維持したままパルス間の間隔を広げることができれば、干渉を低減することができるが、従来の処理ではそのようなことは困難であった。
【００１７】
また、従来のＵＷＢ方式では、基本的に用意された伝送帯域（例えば上述したＦＣＣで利用が認められた帯域）を全帯域利用するようにしてあるが、ＵＷＢ方式での利用が想定されているＧＨｚの帯域は、他のシステムで既に利用されている帯域が一部に存在するため、その利用されている帯域については、送信電力を制限する必要がある。ところが、一部の帯域だけ送信電力を制限するためには、バンドパスフィルタで送信信号の帯域制限が必要である。バンドパスフィルタを使用して帯域制限を行うと、上述したようにフィルタの群遅延によりパルス波形が乱れてしまう問題があり、伝送効率が低下してしまう問題があった。
【００１８】
本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、ＵＷＢ方式で効率良く伝送できるようにすることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、所定の周波数の搬送波を得、第１の送信データ系列と第２の送信データ系列を得て、搬送波の整数倍の周期であって前記搬送波に同期し、搬送波周期毎にレベルが増減する波形であって所望の周波数帯域幅におさまる時間波形である第１のベースバンド波形を生成させ、その生成された第１のベースバンド波形を、搬送波及び第１の送信データ系列と乗算して、第１の送信波形を得、搬送波を位相シフトさせた位相シフト搬送波の整数倍の周期であって前記位相シフト搬送波に同期し、搬送波周期毎にレベルが増減する波形であって所望の周波数帯域幅におさまる時間波形である第２のベースバンド波形を生成させ、その生成された第２のベースバンド波形を、第２の送信データ系列と乗算して、第２の送信波形を得、第１の送信波形と第２の送信波形とを混合して送信信号を得、この送信信号を送信するようにしたものである。
【００２０】
本発明のように送信信号を得るようにしたことで、第１の送信データ系列と第２の送信データ系列とが直交変調された、いわゆるπ／２シフトＢＰＳＫ変調波として送信されるようになり、搬送波と各ベースバンド波形の選定で、所望の中心周波数や周波数帯域を使って伝送されるＵＷＢ信号として送信できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態を、図１〜図１２を参照して説明する。
【００２４】
本例においては、ＵＷＢ方式で無線伝送するシステムに適用される送受信機としてある。図１は、本例の送受信機の全体構成例を示した図である。この例では、第１のＲＦユニット１００と第２のＲＦユニット２００が、ベースバンドユニット３００に接続してあり、第１のＲＦユニット１００と第２のＲＦユニット２００とで、異なる無線通信処理を行うようにしてある。具体的には、例えば、ＵＷＢ方式で無線伝送するための帯域を、少なくとも下側帯域と上側帯域に２分割し、その２分割した帯域の内の、下側帯域での通信を第１のＲＦユニット１００で行い、上側帯域での通信を第２のＲＦユニット２００で行うようにする。
【００２５】
但し、伝送帯域を分割設定したからと言って、必ずしも、図１に示すようにＲＦユニットを複数設けたり、或いは、各ＲＦユニットが各帯域専用の通信手段になってしまうものではない。この点については後述する。
【００２６】
第１のＲＦユニット１００は、アンテナ１０１と、そのアンテナ１０１に接続されたアンテナ切換器１０２と、アンテナ１０１で受信した信号を処理する受信パルスマッチドフィルタ１０３と、送信信号を生成させる送信パルス発生部１０４とで構成される。第２のＲＦユニット２００についても、同様に、アンテナ２０１，アンテナ切換器２０２，受信パルスマッチドフィルタ２０３，送信パルス発生部２０４で構成される。各アンテナ切換器１０２，２０２では、送信タイミングと受信タイミングの変化に連動して、受信パルスマッチドフィルタと送信パルス発生部とを切換えるスイッチである。
【００２７】
ベースバンドユニット３００は、ＵＷＢモデム部３９１と、ＭＡＣ（メディアアクセスコントロール）部３９２と、ＤＬＣ（データリンクコントロール）部３９３とで構成されて、ＭＡＣ部３９２やＤＬＣ部３９３では、この通信システムに実装されるアクセス制御方式における各層での処理が実行される。ＭＡＣ部３９２やＤＬＣ部３９３での処理については、既に知られた各種処理（或いはＵＷＢ方式用に今後規定される各種処理）が適用可能である。
【００２８】
図２は、第１のＲＦユニット１００の内部構成例を示した図である。送信と受信兼用のアンテナ１０１が接続されたアンテナ切換器１０２には、受信パルスマッチドフィルタ１０３を構成する受信系の回路と、送信パルス発生部１０４を構成する送信系の回路とが接続されている。なお、本例の場合には、送信と受信で同じ伝送帯域を使用する場合には、例えば送信と受信を時分割で行うようにしてある。
【００２９】
まず、図１で受信パルスマッチドフィルタ１０３として示された受信系の回路について、図２を参照して説明する。アンテナ切換器１０２が出力する受信信号は、バンドパスフィルタ１１１により受信帯域の信号を通過させ、フィルタ１１１の出力をローノイズアンプ１１２に供給し、受信用に増幅を行う。アンプ１１２の増幅出力は、２つの乗算器１１３Ｉ及び１１３Ｑに供給する。各乗算器１１３Ｉ，１１３Ｑは、位相シフタ１２４が出力する搬送波又はその搬送波を遅延回路１２５で遅延させた位相シフト搬送波を乗算して、伝送されたＩチャンネルの受信パルス及びＱチャンネルの受信パルスを取り出すマッチドフィルタとして機能するものである。
【００３０】
各乗算器１１３Ｉ及び１１３Ｑの出力は、ローパスフィルタ１１４Ｉ及び１１４Ｑに供給して高域成分を除去し、フィルタ１１４Ｉ及び１１４Ｑの出力をアナログ／デジタル変換器１１５Ｉ及び１１５Ｑに供給して、所定のタイミングで信号をサンプリングしてデジタルデータ化し、Ｉチャンネル及びＱチャンネルのサンプリング出力を、ベースバンドユニット３００にＩチャンネル及びＱチャンネルの受信データＲｘＩ及びＲｘＱとして供給する。
【００３１】
搬送波を生成させる構成としては、温度補償型発振器１２１を備えて、その発振器１２１の発振出力を、ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）１２２に供給し、このＰＬＬ回路１２２のループを構成する電圧制御発振器１２３の発振出力を、位相シフタ１２４に供給する。位相シフタ１２４では、ベースバンドユニット３００から供給される位相コントロール信号に基づいて、電圧制御発振器１２３の発振出力の位相調整を行い、その位相調整された信号を、受信用の搬送波として乗算器１１３Ｉに直接供給し、受信波と搬送波とを乗算してＩチャンネルの信号を得る。さらに、位相シフタ１２４の出力を遅延回路１２５で遅延させて所定量位相シフトさせた受信用の搬送波を、乗算器１１３Ｑに供給し、受信波と搬送波とを乗算してＱチャンネルの信号を得る。遅延回路１２５で受信用の搬送波を遅延させる遅延量については、後述する。
【００３２】
次に、図１で送信パルス発生部１０４として示された送信系の回路について、図２を参照して説明する。本例のベースバンドユニット３００では、送信データとして、Ｉチャンネルの送信データＴｘＩと、Ｑチャンネルの送信データＴｘＱの２系列の送信データを生成させるようにしてある。Ｉチャンネルの送信データＴｘＩは、乗算器１３６Ｉに供給して、ベースバンド波形生成回路１３２Ｉで生成されたベースバンド波形に搬送波が乗算された信号LOＩに、Ｉチャンネルの送信データＴｘＩを乗算する構成としてある。Ｑチャンネルの送信データＴｘＱについても、遅延回路１３１を介して所定量遅延させた後に、乗算器１３６Ｑに供給して、ベースバンド波形生成回路１３２Ｑで生成されたベースバンド波形に搬送波が乗算された信号LOＱに、Ｑチャンネルの送信データＴｘＱを乗算する構成としてある。
【００３３】
遅延回路１３１での遅延量は、上述した遅延回路１２５と同じ遅延量であり、詳細は後述する。なお、遅延回路１２５，１３１での遅延量を、ここではΔ2 とする。
【００３４】
ベースバンド波形生成回路１３２Ｉ及び１３２Ｑは、所定周期で山なりに増減を繰り返すベースバンド波形 ShapeＩ及び ShapeＱを生成させる回路である。ベースバンド波形 ShapeＩ及び ShapeＱの例についても後述するが、２つのベースバンド波形生成回路１３２Ｉ及び１３２Ｑで生成される波形は同じ波形であり、ここではその波形の位相だけが約１８０°シフトしている。
【００３５】
ベースバンド波形生成回路１３２Ｉで生成されたベースバンド波形 ShapeＩは、乗算器１３３Ｉに供給する。この乗算器１３３Ｉでは、位相シフタ１２４が出力する搬送波を乗算し、乗算信号LOＩを得る。また、ベースバンド波形生成回路１３２Ｑで生成されたベースバンド波形 ShapeＱは、乗算器１３３Ｑに供給して、位相シフタ１２４が出力する搬送波を乗算し、乗算信号LOＱを得る。
【００３６】
乗算器１３３Ｉの乗算出力と、乗算器１３３Ｑの乗算出力とは、それぞれ乗算器１３６Ｉ及び１３６Ｑに供給して、送信データＴｘＩ及びＴｘＱと乗算し、その乗算出力を加算器１３４に供給して加算して、１系統の信号とし、その１系統の信号をパワーアンプ１３５で送信用に増幅した送信信号とし、その送信信号をアンテナ切換器１０２からアンテナ１０１に供給して、無線送信させる。
【００３７】
図３は、ベースバンド波形生成回路１３２Ｉ及び１３２Ｑの構成例を示した図である。クロック入力端子１４０ＩにはＩチャンネル用のクロック（搬送波）が供給され、クロック入力端子１４０ＱにはＱチャンネル用のクロック（搬送波）が供給される。これらクロックは、位相シフタ１２４から供給されるクロックであり、これらのクロックは、以下の説明では搬送波と称する場合もある。Ｉチャンネル用のクロックCLK I とＱチャンネル用のクロックCLK Q には、所定の位相差を設けてある。
【００３８】
Ｉチャンネル用のクロックCLK I は、ベースバンド波形生成回路１３２Ｉに用意された４つのＤフリップフロップ１４１〜１４４のクロック入力端に供給する。Ｄフリップフロップ１４１のＱ出力Ｑ１は、次段のＤフリップフロップ１４２のＤ入力端に供給し、Ｄフリップフロップ１４２のＱ出力Ｑ２は、次段のＤフリップフロップ１４３のＤ入力端に供給し、Ｄフリップフロップ１４３のＱ出力Ｑ３は、次段のＤフリップフロップ１４４のＤ入力端に供給し、Ｄフリップフロップ１４４の反転Ｑ出力Ｑ４は、Ｄフリップフロップ１４１のＤ入力端に供給する構成としてある。
【００３９】
そして、Ｄフリップフロップ１４１のＱ出力Ｑ１を、係数乗算器１４５を介して加算器１４８に供給し、Ｄフリップフロップ１４２のＱ出力Ｑ２を、係数乗算器１４６を介して加算器１４８に供給し、加算器１４８で両出力を加算する。加算器１４８の加算出力は、加算器１４９に供給し、Ｄフリップフロップ１４３のＱ出力Ｑ３を、係数乗算器１４７を介して加算器１４９に供給し、加算器１４９で両信号を加算することで、ベースバンド波形 ShapeＩを得る。ベースバンド波形 ShapeＩの具体的な例については後述する。なお、ここでは係数乗算器１４６で乗算する係数を２とし、他の係数乗算器１４５，１４７で乗算する係数を１としてある。
【００４０】
そして、加算器１４９が出力するベースバンド波形 ShapeＩを、乗算器１３３Ｉに供給する。乗算器１３３Ｉでは、ベースバンド波形 ShapeＩと、Ｉチャンネル用の搬送波であるクロックCLK I とを乗算する。さらに、乗算器１３３Ｉの乗算出力を乗算器１３６Ｉに供給して、送信データＴｘＩを乗算し、乗算出力を加算器１３４に供給する。
【００４１】
また、ベースバンド波形生成回路１３２Ｉ内の３つのＤフリップフロップ１４１，１４２，１４３の反転Ｑ出力を、それぞれベースバンド波形生成回路１３２Ｑに供給する。ベースバンド波形生成回路１３２Ｑ内では、Ｄフリップフロップ１４１の反転Ｑ出力を、遅延回路１５１及び係数乗算器１５４を介して加算器１５７に供給し、Ｄフリップフロップ１４２の反転Ｑ出力を、遅延回路１５２及び係数乗算器１５５を介して加算器１５７に供給し、加算器１５７で両信号を加算する。また、Ｄフリップフロップ１４３の反転Ｑ出力を、遅延回路１５３及び係数乗算器１５６を介して加算器１５８に供給し、加算器１５８で加算器１５７の加算出力と加算し、加算器１５８の加算出力を、ベースバンド波形 ShapeＱとする。ベースバンド波形 ShapeＱの具体的な例については後述する。なお、ここでは係数乗算器１５５で乗算する係数を２とし、他の係数乗算器１５４，１５６で乗算する係数を１としてある。
【００４２】
そして、加算器１５８が出力するベースバンド波形 ShapeＱを、乗算器１３３Ｑに供給する。乗算器１３３Ｑでは、ベースバンド波形 ShapeＱと、Ｑチャンネル用の搬送波であるクロックCLK Ｑとを乗算する。さらに、乗算器１３３Ｑの乗算出力を乗算器１３６Ｑに供給して、送信データＴｘＱを乗算し、乗算出力を加算器１３４に供給する。
【００４３】
加算器１３４では、乗算器１３６Ｉの出力と乗算器１３６Ｑの出力とを加算して、送信用のパワーアンプ１３５（図２参照）に供給する。なお、図３の構成では、ベースバンド波形 ShapeＩと搬送波とを乗算した後、その乗算信号に送信データを乗算するようにしてあるが、乗算する順序についてはこの順序以外でも良い。
【００４４】
次に、ベースバンドユニット３００のＵＷＢモデム部３９１内での受信データの処理構成の一部を、図４を参照して説明する。ベースバンドユニット３００に供給されたＩチャンネル及びＱチャンネルの受信データＲｘＩ及びＲｘＱは、逆拡散部３０１で送信側での拡散処理と逆の逆拡散処理を行い、その逆拡散された両チャンネルの受信データＲｘＩ及びＲｘＱを、スワップ回路３０２に供給する。スワップ回路３０２では、両チャンネルの受信データを１系統にまとめると共に、位相エラー情報を検出するための信号についても出力する。スワップ回路３０２の構成例については後述する。
【００４５】
スワップ回路３０２で１系統にまとめられた受信データは、復調部３０３で送信側での変調に対応した復調処理を行い、その復調データをエラー訂正部３０４に供給して、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check ）符号などを使用したエラー訂正処理を行い、そのエラー訂正されたデータを、ベースバンドユニット３００内の他の処理部（ＭＡＣ部３９２、ＤＬＣ部３９３など）に供給する。
【００４６】
スワップ回路３０２からの位相エラー情報を得るための出力信号については、ループフィルタ３０６に供給して、位相エラー情報の成分を抽出し、その抽出された位相エラー情報を、位相コントロール信号として、図２に示した位相シフタ１２４に供給する。
【００４７】
図５は、スワップ回路３０２の構成例を示した図である。図５Ａと図５Ｂは、それぞれ１つのスワップ回路３０２の一方の接続状態と他方の接続状態を示した図である。図５に示すように、スワップ回路３０２は４つの切換スイッチ３１１〜３１４と、符号反転器３１５で構成してあり、図５Ａに示す切換状態と、図５Ｂに示す切換状態とが、交互に設定できる構成としてある。
【００４８】
即ち、スワップ回路３０２の１つの切換状態としては、図５Ａに示すように、Ｉチャンネルの受信データＲｘＩを、切換スイッチ３１１，３１３を経由して復調部３０３側に供給し、Ｑチャンネルの受信データＲｘＱを、切換スイッチ３１２及び３１４を経由してループフィルタ３０６に供給する構成とする。
【００４９】
そして、スワップ回路３０２の別の切換状態としては、図５Ｂに示すように、Ｑチャンネルの受信データＲｘＱを、切換スイッチ３１２及び３１３を経由して復調部３０３側に供給し、Ｉチャンネルの受信データＲｘＩを、切換スイッチ３１１と符号反転器３１５と切換スイッチ３１４を経由してループフィルタ３０６に供給する構成とする。
【００５０】
次に、このように構成される送受信機で送信及び受信の処理状態について説明する。図６は、送信処理で生成される信号のベースバンド波形を示した図である。まず、ベースバンドユニット３００が出力する送信データとしては、既に説明したように、Ｉチャンネルの送信データＴｘＩと、Ｑチャンネルの送信データＴｘＱの２系列の送信データを生成させるようにしてある。この２系列の送信データＴｘＩ，ＴｘＱは、遅延回路１３１での遅延量Δ2 の遅延によりタイミングをずらしてあり、図６（ａ）に示す送信データＴｘＩと、図６（ｊ）に示す送信データＴｘＱとが、相互に約１８０°の位相差を持たせるようにしてある。
【００５１】
ここで、図６（ｂ）に示す搬送波であるクロックCLK Ｉ及び図６（ｋ）に示すクロックCLK Ｑは、送信データの１チップの８倍の周期Ｔ０〜Ｔ７の周波数としてある。但し、クロックCLK Ｑは、クロックCLK Ｉに対して、整数倍（ここでは４倍）の周期の期間と、さらにクロック（搬送波）の９０°の位相だけ遅らせたタイミングに設定してある。このクロックCLK ＱのクロックCLK Ｉに対する遅れは、上述した遅延回路１２５，１３１での遅延量Δ2 に相当する。
【００５２】
そして、図６（ｂ）に示すクロックCLK Ｉに基づいて、ベースバンド波形生成回路１３２Ｉ内で、図６（ｈ）に示すベースバンド波形 ShapeＩが生成される。即ち、クロックCLK Ｉをベースバンド波形生成回路１３２Ｉに供給することで、Ｄフリップフロップ１４１，１４２，１４３，１４４の出力Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、図６（ｃ），（ｄ），（ｅ），（ｆ）に示すように、１クロック周期でずれたパルス波形となり、それぞれのパルス波形の加算出力として、図６（ｈ）に示すベースバンド波形 ShapeＩが生成される。このベースバンド波形 ShapeＩは、クロックCLK Ｉの８周期を１単位として、山なりに増減を繰り返す周期的な波形である。
【００５３】
この図６（ｈ）に示すベースバンド波形 ShapeＩと、クロックCLK Ｉとを乗算器１３３Ｉで乗算することで、図６（ｉ）に示すように、クロックCLK Ｉの波高値がベースバンド波形 ShapeＩのレベルに対応した信号LOＩとなる。この信号LOＩに、図６（ａ）に示す送信データＴｘＩを乗算器１３６Ｉで乗算することで、送信データＴｘＩがパルス変調されることになる。
【００５４】
また、図６（ｊ）に示すクロックCLK Ｑに基づいて、ベースバンド波形生成回路１３２Ｑ内で、図６（ｏ）に示すベースバンド波形 ShapeＱが生成される。即ち、ベースバンド波形生成回路１３２Ｑに供給されるＤフリップフロップ１４１，１４２，１４３の反転出力Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３は、図６（ｌ），（ｍ），（ｎ）に示すように、１クロック周期でずれたパルス波形となり、それぞれのパルス波形の加算出力として、図６（ｏ）に示すベースバンド波形 ShapeＱが生成される。このベースバンド波形 ShapeＱは、クロックCLK Ｑの８周期を１単位として、山なりに増減を繰り返す周期的な波形であり、ベースバンド波形 ShapeＩ（図６（ｈ））と相互に１８０°位相をシフトさせてある。この１８０°の位相シフトは、Ｉチャンネル及びＱチャンネルの送信データのチップ周期から見た場合、１／２チップシフトさせたことになる。ここでの位相は、ベースバンド波形の１周期を３６０°とした位相である。
【００５５】
この図６（ｏ）に示すベースバンド波形 ShapeＱと、クロックCLK Ｑとを乗算器１３３Ｑで乗算することで、図６（ｐ）に示すように、クロックCLK Ｑの波高値がベースバンド波形 ShapeＱのレベルに対応した信号LOＱとなる。この信号LOＱに、図６（ｊ）に示す送信データＴｘＱを、乗算器１３６Ｑで乗算することで、送信データＴｘＱがパルス変調されることになる。
【００５６】
そして、図３に示す加算器１３４で乗算器１３６Ｉの乗算出力と乗算器１３６Ｑの乗算出力とを加算することで、送信データＴｘＩがパルス変調された信号と、送信データＴｘＱがパルス変調された信号とが混合されて、Ｉチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とが直交関係を保って混合された送信信号となり、この送信信号が増幅などの処理が行われた後、無線送信される。
【００５７】
図７は、この加算器１３４でＩチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とが混合された送信信号の時間波形の例を示した図である。この図７に示すように、Ｑチャンネルの信号（太線の信号）は、Ｉチャンネルの信号（細線の信号）に対して、送信データの１／２チップにクロック（搬送波）の９０°シフト分を加算した量だけ遅延させてあり、それぞれのチャンネルの送信データが変調されたパルスの振幅の変動状態が、相互にほぼ逆になる。さらに、搬送波の９０°に相当する分シフトさせてあることで、Ｉチャンネルの信号の位相と、Ｑチャンネルの信号の位相とが、９０°ずれることになる。このように形成される送信信号の変調方式を、ここではπ／２シフトＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ）方式と称する。
【００５８】
このように生成されるπ／２シフトＢＰＳＫ方式の信号のコンスタレーションは、図８に示す状態となる。即ち、Ｉ軸とＱ軸とが直交して形成される空間を設定すると、Ｉチャンネルの信号は、図８（ａ）に示すように、Ｉ軸上の２点（０とπ）の位置のいずれかの位置である。Ｑチャンネルの信号は、図８（ｂ）に示すように、Ｑ軸上の２点（１／２πと３／２π）の位置のいずれかの位置である。
【００５９】
そして、Ｉチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とが交互に約１／２チップシフトして混合されていることで、コンスタレーションとしては、図８（ｃ）に示すように、Ｉ軸上の２点のいずれか１点と、Ｑ軸上の２点のいずれか１点とが、交互に現れるようになる。従って、信号の変化としては、１サンプリング位置毎に、そのときの信号位置が直前の信号の位相に比べて、約９０°進んだ位置か、或いは約９０°遅れた位置かのいずれかになり、π／２ずつシフトする状態となる。
【００６０】
このようにして送信された信号を受信する場合には、ＲＦユニット内では、図２に示したように、Ｉチャンネルの受信処理とＱチャンネルの受信処理とを個別に行って、それぞれのチャンネルの信号を得ると共に、図５に示したスワップ回路３０２を用意して、１サンプル毎にＩチャンネルの信号とＱチャンネルの信号を入れ換えることで、１系統の受信データとなり、ベースバンド部では、従来の１系統の受信データを扱う場合と同様の処理で良い。但し、ベースバンド部でＩチャンネルの受信データとＱチャンネルの受信データとを個別に処理できる構成である場合には、このようなスワップ回路３０２は必要ない。
【００６１】
また本例の場合には、受信処理時にスワップ回路３０２内の切換スイッチ３１３で選択した信号とは逆側の信号を、切換スイッチ３１４で選択させて、その信号をループフィルタ３０６に供給して、位相エラー信号として、搬送波の位相調整に使用するようにしたことで、搬送波の位相を受信信号に合わせることが可能になり、送信側と受信側とを同期させた良好な送信が可能になる。この場合、符号反転器３１５で符号を反転させていることで、ＩチャンネルのＱチャンネルに対する遅延量（負の値）と、ＱチャンネルのＩチャンネルに対する遅延量（正の値）と異なることに対処できる。この符号反転器３１５を設けてあることで、ループフィルタに供給される信号に表れる誤差信号が、常に一定符号となり、ループフィルタで値が相殺されることがなくなる。
【００６２】
このようにしてπ／２シフトＢＰＳＫ方式でパルス変調されてＵＷＢ信号として伝送させることで、送信される信号は、伝送帯域の中心周波数が、クロック周波数により決まり、またクロック周波数とベースバンド波形とに基づいて、帯域幅についても決まり、例えばＵＷＢ信号についての規定に準拠した送信信号とすることができる。従って、従来のＵＷＢ信号の送信処理の場合のように、送信系回路として、送信信号の帯域制限を行うバンドパスフィルタが必要なく、バンドパスフィルタで帯域制限を行う場合のような特性劣化がない効果を有する。
【００６３】
また本例の場合には、ＩチャンネルとＱチャンネルの２つの信号成分を直交させてＵＷＢ信号として送信できるので、従来のＢＰＳＫ変調されたＵＷＢ信号を伝送する場合に比べて、チップレートを一定とした場合にチップ長を２倍にすることができ、チップ間干渉を低減することができる。チップ長を同一とした場合には、従来よりも２倍のレートで信号を伝送することが可能になる。
【００６４】
また、伝送帯域の設定が搬送波周波数などの選定から容易に行えることで、伝送信号の伝送帯域を、容易に所望の帯域とすることが可能となる。例えば図１に示すように２つのＲＦユニット１００，２００を用意した場合に、図９に示すように、下側帯域での通信を行う第１のＲＦユニット１００では、４ＧＨｚの帯域で通信を行うＵＷＢ信号を生成させて送信させ、上側帯域での通信を行う第２のＲＦユニット２００では、７ＧＨｚから９ＧＨｚの帯域で通信を行うＵＷＢ信号を生成させて送信させことが、容易に実現できる。この図９に太線で示す周波数毎の規定レベルは、ＦＣＣで規定されたものであり、ＧＰＳ（Global Positioning System ）で利用される帯域の電力密度が低く設定されているが、この規定の範囲内であっても、例えば約５ＧＨｚの帯域については、無線ＬＡＮ（Local Area Network：構内情報通信網）で使用される場合が多々ある帯域であり、図９に示すように、下側帯域をこの５ＧＨｚ帯よりも下に設定し、上側帯域をこの５ＧＨｚ帯よりも下に設定することで、既存の無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）との干渉を回避した効果的なＵＷＢ信号の伝送システム構築が可能になる。
【００６５】
なお、５ＧＨｚ帯よりも上の上側帯域については、さらに複数に帯域を分割しても良い。例えば図１０に示すように、下側帯域として４ＧＨｚ帯を用意し、上側帯域として、７ＧＨｚ帯と、９ＧＨｚ帯の２つの帯域を用意して、合計で３つの伝送帯域を用意するようにしても良い。この場合、３つの伝送帯域毎に、専用のＲＦユニットを用意しても良いが、１つのＲＦユニットで、２つ又は３つの伝送帯域の中から送受信する帯域を選定するようにしても良い。また、下側帯域や上側帯域を、それ以上に分割設定しても良い。
【００６６】
次に、図１０に示したように３つの伝送帯域を設定した場合に、１つのＲＦユニットで３つの伝送帯域の送受信処理ができるように構成する場合の例について、図１１，図１２を参照して説明する。この図１１及び図１２において、図２に示したＲＦユニットと同一の部分については、同一の符号を付与してある。
【００６７】
図１１の例のＲＦユニットは、アンテナ切換器１０２と、受信アンプであるローノイズアンプ１１２との間のバンドパスフィルタの接続構成を、図２の構成とは変えたものである。即ち、アンテナ切換器１０２が出力する受信信号を、切換スイッチ１６１に供給して、３つのバンドパスフィルタ１６２，１６３，１６４の内の、そのときの受信帯域に応じた通過帯域特性のフィルタを選択するように構成する。各バンドパスフィルタ１６２，１６３，１６４の出力についても、切換スイッチ１６１と連動して切換わる切換スイッチ１６５によりいずれか１つが選択されて、ローノイズアンプ１１２に供給するようにする。３つのバンドパスフィルタ１６２，１６３，１６４の通過帯域は、例えば図１０に示す３バンド構成である場合には、フィルタ１６２として４ＧＨｚ帯を通過させる特性とし、フィルタ１６３として７ＧＨｚ帯を通過させる特性とし、フィルタ１６４として９ＧＨｚ帯を通過させる特性とする。また、ＰＬＬ回路１２２で生成させる搬送波についても、それぞれの帯域に応じた搬送波ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 を選択的に発振させることができる構成とする。
【００６８】
このように構成したことで、１つのＲＦユニットで簡単に伝送帯域を切換えることが可能になる。この場合、本例の構成とした場合には、受信系だけがバンドパスフィルタが必要であるが、その受信系で必要なバンドパスフィルタとして、１つのバンドパスフィルタが通過させる帯域幅が分割帯域であるため、比較的狭い帯域だけを通過させれば良く、バンドパスフィルタとして比較的良好な特性のフィルタが使用できる。図１１に示したＲＦユニットのその他の部分については、既に説明した図２のＲＦユニットと同様に構成すれば良い。
【００６９】
さらに別のＲＦユニットの例を図１２に示すと、図１２の例のＲＦユニットは、バンドパスフィルタだけでなく、アンテナ及びアンテナ切換器についても、伝送帯域毎に個別に用意する構成としたものである。即ち、送信系のパワーアンプ１３５の出力を、切換スイッチ１７３に供給して、３つのアンテナ切換器１７２ａ〜１７２ｃに選択的に送信信号を供給できる構成とする。各アンテナ切換器１７２ａ，１７２ｂ，１７２ｃには、それぞれ別のアンテナ１７１ａ，１７１ｂ，１７１ｃが接続してある。それぞれのアンテナ１７１ａ，１７１ｂ，１７１ｃは、適した送受信帯域が異なるアンテナとして構成してある。例えば、アンテナ１７１ａは４ＧＨｚ帯の信号の送受信に適した構成としてあり、アンテナ１７１ｂは７ＧＨｚ帯の信号の送受信に適した構成としてあり、アンテナ１７１ｃは９ＧＨｚ帯の信号の送受信に適した構成としてある。
【００７０】
そして、各アンテナ切換器１７２ａ，１７２ｂ，１７２ｃの受信信号の出力側には、それぞれ通過帯域特性が別のバンドパスフィルタ１７４ａ，１７４ｂ，１７４ｃを接続し、各バンドパスフィルタ１７４ａ，１７４ｂ，１７４ｃの出力を、切換スイッチ１７５により選択して、ローノイズアンプ１１２に供給するようにする。切換スイッチ１７３と切換スイッチ１７５は、送受信を行う帯域の設定に連動して切換わるようにする。３つのバンドパスフィルタ１７４ａ，１７４ｂ，１７４ｃについても、例えばバンドパスフィルタ１７４ａは４ＧＨｚ帯の信号を通過させるフィルタとし、バンドパスフィルタ１７４ｂは７ＧＨｚ帯の信号を通過させるフィルタとし、バンドパスフィルタ１７４ｃは９ＧＨｚ帯の信号を通過させるフィルタとする。ＰＬＬ回路１２２で生成させる搬送波についても、それぞれの帯域に応じた搬送波ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 を選択的に発振させることができる構成とする。図１２に示したＲＦユニットのその他の部分については、既に説明した図２のＲＦユニットと同様に構成すれば良い。
【００７１】
このように構成したことで、受信用のバンドパスフィルタの切換えだけでなく、送受信を行うアンテナについても、それぞれの伝送帯域に適した最適な構成のものが使用され、より送受信特性を向上させることが可能になる。
【００７２】
なお、上述した実施の形態では、伝送帯域として使用する周波数帯域や、分割数などの値は一例を示したものであり、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、その他の周波数や値を設定するようにしても良いことは勿論である。
【００７３】
また、上述した実施の形態では、送信や受信を行う専用の通信装置とした構成した例について説明したが、例えば各種データ処理を行うパーソナルコンピュータ装置に、本例のＲＦユニットに相当する通信処理を行うボードやカードなどを装着させた上で、ベースバンド部での処理を、コンピュータ装置側で実行するソフトウェアを実装させるようにしても良い。
【００７４】
【発明の効果】
本発明の送信方法及び送信装置によると、第１の送信データ系列と第２の送信データ系列とが直交変調された、いわゆるπ／２シフトＢＰＳＫ変調波として送信されるようになる。従って、例えばＢＰＳＫ変調されたＵＷＢ信号として送信させる場合に比べて効率の良い伝送が可能になる。例えば、チップレートを一定とした場合には、従来のＢＰＳＫ変調波に比較して、チップ長を２倍にすることができ、チップ間干渉を低減できる。
【００７５】
また、ベースバンド波形と搬送波周波数の選定により、送信信号の送信周波数や帯域幅を適切に選定できるようになるため、例えば周波数分割多重されたＵＷＢ伝送が可能になる。この場合、送信帯域幅の制限に、送信信号を帯域制御するバンドパスフィルタが必要なく、バンドパスフィルタを使うことによる送信波形の乱れなどの問題を回避でき、送信特性を向上させることが可能になる。
【００７６】
また、周波数分割多重を行う場合に、その分割帯域毎に個別の送信アンテナを使用するようにしたことで、それぞれの分割周波数帯域に適した特性の送信アンテナを使用することが可能になり、より送信特性を向上させることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態による通信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施の形態によるＲＦユニットの構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施の形態によるベースバンド波生成回路の構成例を示すブロック図である。
【図４】本発明の一実施の形態によるベースバンド回路の一部の構成図である。
【図５】本発明の一実施の形態によるスワップ回路の構成例を示した構成図である。
【図６】本発明の一実施の形態によるベースバンド波形の一例を示した特性図である。
【図７】本発明の一実施の形態によるπ／２シフトＢＰＳＫ信号の時間波形の例を示した波形図である。
【図８】π／２シフトＢＰＳＫ信号のコンスタレーションを示した説明図である。
【図９】本発明の一実施の形態による２バンド構成例の周波数スペクトラムを示した特性図である。
【図１０】本発明の一実施の形態による３バンド構成例の周波数スペクトラムを示した特性図である。
【図１１】本発明の一実施の形態によるＲＦユニットの他の構成例（バンドパスフィルタを複数設けた例）を示すブロック図である。
【図１２】本発明の一実施の形態によるＲＦユニットの他の構成例（アンテナとバンドパスフィルタを複数設けた例）を示すブロック図である。
【図１３】従来のＵＷＢ方式の送受信機の構成例を示したブロック図である。
【図１４】従来のＵＷＢ方式の送受信機のベースバンド回路の構成例を示したブロック図である。
【図１５】従来のＵＷＢ方式のパルスの周波数スペクトラムの一例を示した特性図である。
【図１６】従来のＵＷＢ方式のパルスの時間波形の一例を示した特性図である。
【図１７】２サイクルパルスの周波数スペクトラムの一例を示した特性図である。
【図１８】２サイクルパルスの自己相関波形の一例を示した特性図である。
【符号の説明】
１１…アンテナ、１２…バンドパスフィルタ、１３…アンテナ切換器、１４…ローノイズアンプ、１５Ｉ，１５Ｑ…乗算器、１６Ｉ，１６Ｑ…ローパスフィルタ、１７Ｉ，１７Ｑ…アナログ／デジタル変換器、２１…温度補償型発振器、２２…ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）、２３…電圧制御発振器、２４…遅延回路、２５Ｉ，２５Ｑ…パルス発生器、２６…乗算器、２７…乗算器、３０…ベースバンド回路、１００…第１のＲＦユニット、１０１…アンテナ、１０２…アンテナ切換器、１０３…受信パルスマッチドフィルタ、１０４…送信パルス発生部、１１１…バンドパスフィルタ、１１２…ローノイズアンプ、１１３Ｉ，１１３Ｑ…乗算器、１１４Ｉ，１１４Ｑ…ローパスフィルタ、１１５Ｉ，１１５Ｑ…アナログ／デジタル変換器、１２１…温度補償型発振器、１２２…ＰＬＬ回路、１２３…電圧制御発振器、１２４…位相シフタ、１２５，１３１…遅延回路、１３２Ｉ，１３２Ｑ…ベースバンド波形生成回路、１３２Ｉ，１３３Ｑ…乗算器、１３４…加算器、１３５…パワーアンプ、１３６Ｉ，１３６Ｑ…乗算器、１４１〜１４４…Ｄフリップフロップ、１４５〜１４７…係数乗算器、１４８，１４９…加算器、１５１〜１５３…遅延回路、１５４〜１５６…係数乗算器、１５７，１５８…加算器、１６１…切換スイッチ、１６２〜１６４…バンドパスフィルタ、１６５…切換スイッチ、１７１ａ〜１７１ｃ…アンテナ、１７２ａ〜１７２ｃ…アンテナ切換器、１７３…切換スイッチ、１７４ａ〜１７４ｃ…バンドパスフィルタ、１７５…切換スイッチ、２００…第２のＲＦユニット、２０１…アンテナ、２０２…アンテナ切換器、２０３…受信パルスマッチドフィルタ、２０４…送信パルス発生部、３００…ベースバンドユニット、３０１…逆拡散部、３０２…スワップ回路、３０３…復調部、３０４…エラー訂正部、３１１〜３１４…切換スイッチ、３１５…符号変換器、３９１…モデム部，３９２…ＭＡＣ（メディアアクセスコントロール）部、３９３…ＤＬＣ（データリンクコントロール）部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ウルトラワイドバンド方式（以下ＵＷＢ方式と称する）で送信を行う送信方法及び送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線伝送方式の一つとして、ＵＷＢ方式が注目されている。このＵＷＢ方式は、例えば数ＧＨｚ幅の非常に広い伝送帯域を使用して、非常に短い時間のパルスを使って伝送する方式である。
【０００３】
図１３は、従来のＵＷＢ方式の送受信機の構成例を示した図である。アンテナ１１は、バンドパスフィルタ１２を介してアンテナ切換器１３に接続してあり、アンテナ切換器１３に受信系の回路と送信系の回路とが接続してある。アンテナ切換器１３は、送信タイミングと受信タイミングに連動して切換える切換スイッチである。バンドパスフィルタ１２は、このシステムが使用する伝送帯域の信号を通過させるフィルタであり、例えば４ＧＨｚから９ＧＨｚ程度の数ＧＨｚ幅の信号を通過させる。
【０００４】
アンテナ切換器１３に接続される受信系の回路としては、アンテナ切換器１３の出力を受信用に増幅するローノイズアンプ１４と、そのローノイズアンプ１４の出力に、パルス発生器２５Ｉ及び２５Ｑの出力を乗算する２系統の乗算器１５Ｉ及び１５Ｑと、各乗算器１５Ｉ及び１５Ｑの出力の高域成分を除去するローパスフィルタ１６Ｉ及び１６Ｑと、各ローパスフィルタ１６Ｉ及び１６Ｑの出力をサンプリングするアナログ／デジタル変換器１７Ｉ及び１７Ｑを備える。
【０００５】
パルス発生器２５Ｉの出力パルスとパルス発生器２５Ｑの出力パルスは、所定量位相をシフトさせてあり、アナログ／デジタル変換器１７ＩはＩチャンネルの伝送データをサンプリングし、アナログ／デジタル変換器１７ＱはＱチャンネルの伝送データをサンプリングする。各チャンネルの受信データは、ベースバンド回路３０に供給して受信処理する。ここではＩチャンネルの受信データを、受信データとして使用し、Ｑチャンネルの受信データについては、エラー信号として使用する。
【０００６】
送信系の回路としては、ベースバンド回路３０が出力する送信データを、乗算器２６に供給し、パルス発生器２５Ｉの出力を乗算する。ベースバンド回路３０が出力する送信データとしては、例えば、ＮＲＺ（Non Return to Zero）信号として変調されたデータとし、パルス発生器２５Ｉの出力を乗算器２６で乗算することで、バイフェーズ（Bi-Phase）変調されたパルスを発生させて、いわゆるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ）方式で変調された信号となる。パルス発生器２５Ｉでパルスを発生させる構成としては、電圧制御型温度補償型発振器（ＶＣＴＣＸＯ：以下単に発振器と称する）２１を設けて、この発振器２１の発振周波数を、Ｑチャンネルの受信データから得たエラー信号に基づいて制御する。
【０００７】
発振器２１の発振信号を、ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）２２に供給して、このＰＬＬ回路２２のループを構成する電圧制御発振器２３の発振出力を、パルス発生器２５Ｉに供給して、発振器２３の発振出力に同期したパルスを発生させる。また、発振器２３の発振出力を、位相シフタ２４により所定周期位相を遅延させてパルス発生器２５Ｑに供給して、発振器２３の発振出力に同期した短い波長のパルスを、パルス発生器２５Ｉの出力パルスから遅れたタイミングで発生させる。
【０００８】
パルス発生器２５Ｑの出力パルスは、乗算器２６で送信データに乗算されて、その乗算出力を送信信号とする。乗算器２６が出力する送信信号は、パワーアンプ２７に供給して送信用に増幅し、増幅出力をアンテナ切換器１３を介してバンドパスフィルタ１２に供給し、伝送帯域の信号だけを通過させる帯域制限を行った後、アンテナ１１から無線送信させる。
【０００９】
図１４は、ベースバンド回路３０内での処理例を示した図である。Ｉチャンネル及びＱチャンネルの受信データは、逆拡散回路３１に供給して、送信の拡散処理と逆の逆拡散処理を行う。逆拡散されたＩチャンネルの受信データは、データ復調回路３２に供給して復調処理を行い、その後ＣＲＣ回路３３に供給して、エラー検出・訂正処理を行い、処理された受信データをＵＷＢ通信管理処理部３４に供給して、この通信方式で規定された各レイヤでの処理を行う。
【００１０】
逆拡散回路３１で逆拡散されたＱチャンネルの受信データは、ループフィルタ３５によりエラー成分を抽出し、そのエラー成分を図１３に示した発振器２１にコントロール信号として供給する。
【００１１】
図１５は、この従来のＵＷＢ方式での送受信処理を行った場合の、伝送信号の周波数スペクトラムの一例を示した図である。図１５に示した例では、約１０ＧＨｚの帯域を使用してある。図１６は、伝送される信号の時間波形の例を示している。ＵＷＢ方式の場合には、１ｎ秒以下の非常に短いパルスを伝送するようにしてある。このような短波長パルスは、周波数軸上で見ると、１つのパルスは少なくとも数ＧＨｚ程度の非常に幅広い帯域幅を持つことが知られていて、図１５に示したような周波数スペクトラムとなる。
【００１２】
ところで、送信信号としては、図１６に示したような、モノサイクル（１サイクル）のパルス波形の他に、２サイクルや３サイクルのパルス波形とすることも考えられる。図１７は、２サイクルパルス（バイシクルパルス）のパルス波形の時間波形の例である。この２サイクルパルスとすることで、１サイクルパルスに比べて送信電力を高くすることができる。
【００１３】
このように伝送される信号を受信する場合には、受信信号に対する同期保持を行う。具体的には、例えばＩチャンネルの信号より所定量Δτ1 遅延させたパルスを、Ｑチャンネルのテンプレート波形とし、受信信号とテンプレート波形の相関値を求め、この相関値に基づいて発振器２１の発振位相を制御することで、受信信号に対する同期保持が可能になる。図１８は、図１７に示した２サイクルパルスを伝送させた場合の、自己相関波形の一例を示したものである。この図１８に示すような相関値に基づいて発振位相を制御することで、受信データに正確に同期させた受信処理を行うことが可能になる。
【００１４】
非特許文献１は、ＵＷＢ方式の概要を示した文献である。
【００１５】
【非特許文献１】
日経エレクトロニクス ２００２年３月１１日号 ５５〜６６頁
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、現在ＵＷＢ方式に関する規定としては、例えば米国のＦＣＣ（Federal Communications Commission ）による規定がある。このＦＣＣによる規定では、屋内，屋外での周波数帯毎の放射強度が規定されており、例えば図１３に示した送受信機では、アンテナ１１に接続されたバンドパスフィルタ１２で、そのスペクトラムを準拠するように構成させる必要がある。ところがバンドパスフィルタでそのような処理を行うと、フィルタの群遅延によりパルス波形が大きく振動するため、パルス間干渉が生じる。パルス間の干渉が存在する場合には、パルスとパルスの時間間隔を大きくする必要があるため、チップレートが低下すると言う問題が生じる。チップレートを維持したままパルス間の間隔を広げることができれば、干渉を低減することができるが、従来の処理ではそのようなことは困難であった。
【００１７】
また、従来のＵＷＢ方式では、基本的に用意された伝送帯域（例えば上述したＦＣＣで利用が認められた帯域）を全帯域利用するようにしてあるが、ＵＷＢ方式での利用が想定されているＧＨｚの帯域は、他のシステムで既に利用されている帯域が一部に存在するため、その利用されている帯域については、送信電力を制限する必要がある。ところが、一部の帯域だけ送信電力を制限するためには、バンドパスフィルタで送信信号の帯域制限が必要である。バンドパスフィルタを使用して帯域制限を行うと、上述したようにフィルタの群遅延によりパルス波形が乱れてしまう問題があり、伝送効率が低下してしまう問題があった。
【００１８】
本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、ＵＷＢ方式で効率良く伝送できるようにすることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、所定の周波数の搬送波を得、第１の送信データ系列と第２の送信データ系列を得て、搬送波の整数倍の周期であって前記搬送波に同期し、搬送波周期毎にレベルが増減する波形であって所望の周波数帯域幅におさまる時間波形である第１のベースバンド波形を生成させ、その生成された第１のベースバンド波形を、搬送波及び第１の送信データ系列と乗算して、第１の送信波形を得、搬送波を位相シフトさせた位相シフト搬送波の整数倍の周期であって前記位相シフト搬送波に同期し、搬送波周期毎にレベルが増減する波形であって所望の周波数帯域幅におさまる時間波形である第２のベースバンド波形を生成させ、その生成された第２のベースバンド波形を、第２の送信データ系列と乗算して、第２の送信波形を得、第１の送信波形と第２の送信波形とを混合して送信信号を得、この送信信号を送信するようにしたものである。
【００２０】
本発明のように送信信号を得るようにしたことで、第１の送信データ系列と第２の送信データ系列とが直交変調された、いわゆるπ／２シフトＢＰＳＫ変調波として送信されるようになり、搬送波と各ベースバンド波形の選定で、所望の中心周波数や周波数帯域を使って伝送されるＵＷＢ信号として送信できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態を、図１〜図１２を参照して説明する。
【００２４】
本例においては、ＵＷＢ方式で無線伝送するシステムに適用される送受信機としてある。図１は、本例の送受信機の全体構成例を示した図である。この例では、第１のＲＦユニット１００と第２のＲＦユニット２００が、ベースバンドユニット３００に接続してあり、第１のＲＦユニット１００と第２のＲＦユニット２００とで、異なる無線通信処理を行うようにしてある。具体的には、例えば、ＵＷＢ方式で無線伝送するための帯域を、少なくとも下側帯域と上側帯域に２分割し、その２分割した帯域の内の、下側帯域での通信を第１のＲＦユニット１００で行い、上側帯域での通信を第２のＲＦユニット２００で行うようにする。
【００２５】
但し、伝送帯域を分割設定したからと言って、必ずしも、図１に示すようにＲＦユニットを複数設けたり、或いは、各ＲＦユニットが各帯域専用の通信手段になってしまうものではない。この点については後述する。
【００２６】
第１のＲＦユニット１００は、アンテナ１０１と、そのアンテナ１０１に接続されたアンテナ切換器１０２と、アンテナ１０１で受信した信号を処理する受信パルスマッチドフィルタ１０３と、送信信号を生成させる送信パルス発生部１０４とで構成される。第２のＲＦユニット２００についても、同様に、アンテナ２０１，アンテナ切換器２０２，受信パルスマッチドフィルタ２０３，送信パルス発生部２０４で構成される。各アンテナ切換器１０２，２０２では、送信タイミングと受信タイミングの変化に連動して、受信パルスマッチドフィルタと送信パルス発生部とを切換えるスイッチである。
【００２７】
ベースバンドユニット３００は、ＵＷＢモデム部３９１と、ＭＡＣ（メディアアクセスコントロール）部３９２と、ＤＬＣ（データリンクコントロール）部３９３とで構成されて、ＭＡＣ部３９２やＤＬＣ部３９３では、この通信システムに実装されるアクセス制御方式における各層での処理が実行される。ＭＡＣ部３９２やＤＬＣ部３９３での処理については、既に知られた各種処理（或いはＵＷＢ方式用に今後規定される各種処理）が適用可能である。
【００２８】
図２は、第１のＲＦユニット１００の内部構成例を示した図である。送信と受信兼用のアンテナ１０１が接続されたアンテナ切換器１０２には、受信パルスマッチドフィルタ１０３を構成する受信系の回路と、送信パルス発生部１０４を構成する送信系の回路とが接続されている。なお、本例の場合には、送信と受信で同じ伝送帯域を使用する場合には、例えば送信と受信を時分割で行うようにしてある。
【００２９】
まず、図１で受信パルスマッチドフィルタ１０３として示された受信系の回路について、図２を参照して説明する。アンテナ切換器１０２が出力する受信信号は、バンドパスフィルタ１１１により受信帯域の信号を通過させ、フィルタ１１１の出力をローノイズアンプ１１２に供給し、受信用に増幅を行う。アンプ１１２の増幅出力は、２つの乗算器１１３Ｉ及び１１３Ｑに供給する。各乗算器１１３Ｉ，１１３Ｑは、位相シフタ１２４が出力する搬送波又はその搬送波を遅延回路１２５で遅延させた位相シフト搬送波を乗算して、伝送されたＩチャンネルの受信パルス及びＱチャンネルの受信パルスを取り出すマッチドフィルタとして機能するものである。
【００３０】
各乗算器１１３Ｉ及び１１３Ｑの出力は、ローパスフィルタ１１４Ｉ及び１１４Ｑに供給して高域成分を除去し、フィルタ１１４Ｉ及び１１４Ｑの出力をアナログ／デジタル変換器１１５Ｉ及び１１５Ｑに供給して、所定のタイミングで信号をサンプリングしてデジタルデータ化し、Ｉチャンネル及びＱチャンネルのサンプリング出力を、ベースバンドユニット３００にＩチャンネル及びＱチャンネルの受信データＲｘＩ及びＲｘＱとして供給する。
【００３１】
搬送波を生成させる構成としては、温度補償型発振器１２１を備えて、その発振器１２１の発振出力を、ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）１２２に供給し、このＰＬＬ回路１２２のループを構成する電圧制御発振器１２３の発振出力を、位相シフタ１２４に供給する。位相シフタ１２４では、ベースバンドユニット３００から供給される位相コントロール信号に基づいて、電圧制御発振器１２３の発振出力の位相調整を行い、その位相調整された信号を、受信用の搬送波として乗算器１１３Ｉに直接供給し、受信波と搬送波とを乗算してＩチャンネルの信号を得る。さらに、位相シフタ１２４の出力を遅延回路１２５で遅延させて所定量位相シフトさせた受信用の搬送波を、乗算器１１３Ｑに供給し、受信波と搬送波とを乗算してＱチャンネルの信号を得る。遅延回路１２５で受信用の搬送波を遅延させる遅延量については、後述する。
【００３２】
次に、図１で送信パルス発生部１０４として示された送信系の回路について、図２を参照して説明する。本例のベースバンドユニット３００では、送信データとして、Ｉチャンネルの送信データＴｘＩと、Ｑチャンネルの送信データＴｘＱの２系列の送信データを生成させるようにしてある。Ｉチャンネルの送信データＴｘＩは、乗算器１３６Ｉに供給して、ベースバンド波形生成回路１３２Ｉで生成されたベースバンド波形に搬送波が乗算された信号LOＩに、Ｉチャンネルの送信データＴｘＩを乗算する構成としてある。Ｑチャンネルの送信データＴｘＱについても、遅延回路１３１を介して所定量遅延させた後に、乗算器１３６Ｑに供給して、ベースバンド波形生成回路１３２Ｑで生成されたベースバンド波形に搬送波が乗算された信号LOＱに、Ｑチャンネルの送信データＴｘＱを乗算する構成としてある。
【００３３】
遅延回路１３１での遅延量は、上述した遅延回路１２５と同じ遅延量であり、詳細は後述する。なお、遅延回路１２５，１３１での遅延量を、ここではΔ2 とする。
【００３４】
ベースバンド波形生成回路１３２Ｉ及び１３２Ｑは、所定周期で山なりに増減を繰り返すベースバンド波形 ShapeＩ及び ShapeＱを生成させる回路である。ベースバンド波形 ShapeＩ及び ShapeＱの例についても後述するが、２つのベースバンド波形生成回路１３２Ｉ及び１３２Ｑで生成される波形は同じ波形であり、ここではその波形の位相だけが約１８０°シフトしている。
【００３５】
ベースバンド波形生成回路１３２Ｉで生成されたベースバンド波形 ShapeＩは、乗算器１３３Ｉに供給する。この乗算器１３３Ｉでは、位相シフタ１２４が出力する搬送波を乗算し、乗算信号LOＩを得る。また、ベースバンド波形生成回路１３２Ｑで生成されたベースバンド波形 ShapeＱは、乗算器１３３Ｑに供給して、位相シフタ１２４が出力する搬送波を乗算し、乗算信号LOＱを得る。
【００３６】
乗算器１３３Ｉの乗算出力と、乗算器１３３Ｑの乗算出力とは、それぞれ乗算器１３６Ｉ及び１３６Ｑに供給して、送信データＴｘＩ及びＴｘＱと乗算し、その乗算出力を加算器１３４に供給して加算して、１系統の信号とし、その１系統の信号をパワーアンプ１３５で送信用に増幅した送信信号とし、その送信信号をアンテナ切換器１０２からアンテナ１０１に供給して、無線送信させる。
【００３７】
図３は、ベースバンド波形生成回路１３２Ｉ及び１３２Ｑの構成例を示した図である。クロック入力端子１４０ＩにはＩチャンネル用のクロック（搬送波）が供給され、クロック入力端子１４０ＱにはＱチャンネル用のクロック（搬送波）が供給される。これらクロックは、位相シフタ１２４から供給されるクロックであり、これらのクロックは、以下の説明では搬送波と称する場合もある。Ｉチャンネル用のクロックCLK I とＱチャンネル用のクロックCLK Q には、所定の位相差を設けてある。
【００３８】
Ｉチャンネル用のクロックCLK I は、ベースバンド波形生成回路１３２Ｉに用意された４つのＤフリップフロップ１４１〜１４４のクロック入力端に供給する。Ｄフリップフロップ１４１のＱ出力Ｑ１は、次段のＤフリップフロップ１４２のＤ入力端に供給し、Ｄフリップフロップ１４２のＱ出力Ｑ２は、次段のＤフリップフロップ１４３のＤ入力端に供給し、Ｄフリップフロップ１４３のＱ出力Ｑ３は、次段のＤフリップフロップ１４４のＤ入力端に供給し、Ｄフリップフロップ１４４の反転Ｑ出力Ｑ４は、Ｄフリップフロップ１４１のＤ入力端に供給する構成としてある。
【００３９】
そして、Ｄフリップフロップ１４１のＱ出力Ｑ１を、係数乗算器１４５を介して加算器１４８に供給し、Ｄフリップフロップ１４２のＱ出力Ｑ２を、係数乗算器１４６を介して加算器１４８に供給し、加算器１４８で両出力を加算する。加算器１４８の加算出力は、加算器１４９に供給し、Ｄフリップフロップ１４３のＱ出力Ｑ３を、係数乗算器１４７を介して加算器１４９に供給し、加算器１４９で両信号を加算することで、ベースバンド波形 ShapeＩを得る。ベースバンド波形 ShapeＩの具体的な例については後述する。なお、ここでは係数乗算器１４６で乗算する係数を２とし、他の係数乗算器１４５，１４７で乗算する係数を１としてある。
【００４０】
そして、加算器１４９が出力するベースバンド波形 ShapeＩを、乗算器１３３Ｉに供給する。乗算器１３３Ｉでは、ベースバンド波形 ShapeＩと、Ｉチャンネル用の搬送波であるクロックCLK I とを乗算する。さらに、乗算器１３３Ｉの乗算出力を乗算器１３６Ｉに供給して、送信データＴｘＩを乗算し、乗算出力を加算器１３４に供給する。
【００４１】
また、ベースバンド波形生成回路１３２Ｉ内の３つのＤフリップフロップ１４１，１４２，１４３の反転Ｑ出力を、それぞれベースバンド波形生成回路１３２Ｑに供給する。ベースバンド波形生成回路１３２Ｑ内では、Ｄフリップフロップ１４１の反転Ｑ出力を、遅延回路１５１及び係数乗算器１５４を介して加算器１５７に供給し、Ｄフリップフロップ１４２の反転Ｑ出力を、遅延回路１５２及び係数乗算器１５５を介して加算器１５７に供給し、加算器１５７で両信号を加算する。また、Ｄフリップフロップ１４３の反転Ｑ出力を、遅延回路１５３及び係数乗算器１５６を介して加算器１５８に供給し、加算器１５８で加算器１５７の加算出力と加算し、加算器１５８の加算出力を、ベースバンド波形 ShapeＱとする。ベースバンド波形 ShapeＱの具体的な例については後述する。なお、ここでは係数乗算器１５５で乗算する係数を２とし、他の係数乗算器１５４，１５６で乗算する係数を１としてある。
【００４２】
そして、加算器１５８が出力するベースバンド波形 ShapeＱを、乗算器１３３Ｑに供給する。乗算器１３３Ｑでは、ベースバンド波形 ShapeＱと、Ｑチャンネル用の搬送波であるクロックCLK Ｑとを乗算する。さらに、乗算器１３３Ｑの乗算出力を乗算器１３６Ｑに供給して、送信データＴｘＱを乗算し、乗算出力を加算器１３４に供給する。
【００４３】
加算器１３４では、乗算器１３６Ｉの出力と乗算器１３６Ｑの出力とを加算して、送信用のパワーアンプ１３５（図２参照）に供給する。なお、図３の構成では、ベースバンド波形 ShapeＩと搬送波とを乗算した後、その乗算信号に送信データを乗算するようにしてあるが、乗算する順序についてはこの順序以外でも良い。
【００４４】
次に、ベースバンドユニット３００のＵＷＢモデム部３９１内での受信データの処理構成の一部を、図４を参照して説明する。ベースバンドユニット３００に供給されたＩチャンネル及びＱチャンネルの受信データＲｘＩ及びＲｘＱは、逆拡散部３０１で送信側での拡散処理と逆の逆拡散処理を行い、その逆拡散された両チャンネルの受信データＲｘＩ及びＲｘＱを、スワップ回路３０２に供給する。スワップ回路３０２では、両チャンネルの受信データを１系統にまとめると共に、位相エラー情報を検出するための信号についても出力する。スワップ回路３０２の構成例については後述する。
【００４５】
スワップ回路３０２で１系統にまとめられた受信データは、復調部３０３で送信側での変調に対応した復調処理を行い、その復調データをエラー訂正部３０４に供給して、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check ）符号などを使用したエラー訂正処理を行い、そのエラー訂正されたデータを、ベースバンドユニット３００内の他の処理部（ＭＡＣ部３９２、ＤＬＣ部３９３など）に供給する。
【００４６】
スワップ回路３０２からの位相エラー情報を得るための出力信号については、ループフィルタ３０６に供給して、位相エラー情報の成分を抽出し、その抽出された位相エラー情報を、位相コントロール信号として、図２に示した位相シフタ１２４に供給する。
【００４７】
図５は、スワップ回路３０２の構成例を示した図である。図５Ａと図５Ｂは、それぞれ１つのスワップ回路３０２の一方の接続状態と他方の接続状態を示した図である。図５に示すように、スワップ回路３０２は４つの切換スイッチ３１１〜３１４と、符号反転器３１５で構成してあり、図５Ａに示す切換状態と、図５Ｂに示す切換状態とが、交互に設定できる構成としてある。
【００４８】
即ち、スワップ回路３０２の１つの切換状態としては、図５Ａに示すように、Ｉチャンネルの受信データＲｘＩを、切換スイッチ３１１，３１３を経由して復調部３０３側に供給し、Ｑチャンネルの受信データＲｘＱを、切換スイッチ３１２及び３１４を経由してループフィルタ３０６に供給する構成とする。
【００４９】
そして、スワップ回路３０２の別の切換状態としては、図５Ｂに示すように、Ｑチャンネルの受信データＲｘＱを、切換スイッチ３１２及び３１３を経由して復調部３０３側に供給し、Ｉチャンネルの受信データＲｘＩを、切換スイッチ３１１と符号反転器３１５と切換スイッチ３１４を経由してループフィルタ３０６に供給する構成とする。
【００５０】
次に、このように構成される送受信機で送信及び受信の処理状態について説明する。図６は、送信処理で生成される信号のベースバンド波形を示した図である。まず、ベースバンドユニット３００が出力する送信データとしては、既に説明したように、Ｉチャンネルの送信データＴｘＩと、Ｑチャンネルの送信データＴｘＱの２系列の送信データを生成させるようにしてある。この２系列の送信データＴｘＩ，ＴｘＱは、遅延回路１３１での遅延量Δ2 の遅延によりタイミングをずらしてあり、図６（ａ）に示す送信データＴｘＩと、図６（ｊ）に示す送信データＴｘＱとが、相互に約１８０°の位相差を持たせるようにしてある。
【００５１】
ここで、図６（ｂ）に示す搬送波であるクロックCLK Ｉ及び図６（ｋ）に示すクロックCLK Ｑは、送信データの１チップの８倍の周期Ｔ０〜Ｔ７の周波数としてある。但し、クロックCLK Ｑは、クロックCLK Ｉに対して、整数倍（ここでは４倍）の周期の期間と、さらにクロック（搬送波）の９０°の位相だけ遅らせたタイミングに設定してある。このクロックCLK ＱのクロックCLK Ｉに対する遅れは、上述した遅延回路１２５，１３１での遅延量Δ2 に相当する。
【００５２】
そして、図６（ｂ）に示すクロックCLK Ｉに基づいて、ベースバンド波形生成回路１３２Ｉ内で、図６（ｈ）に示すベースバンド波形 ShapeＩが生成される。即ち、クロックCLK Ｉをベースバンド波形生成回路１３２Ｉに供給することで、Ｄフリップフロップ１４１，１４２，１４３，１４４の出力Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、図６（ｃ），（ｄ），（ｅ），（ｆ）に示すように、１クロック周期でずれたパルス波形となり、それぞれのパルス波形の加算出力として、図６（ｈ）に示すベースバンド波形 ShapeＩが生成される。このベースバンド波形 ShapeＩは、クロックCLK Ｉの８周期を１単位として、山なりに増減を繰り返す周期的な波形である。
【００５３】
この図６（ｈ）に示すベースバンド波形 ShapeＩと、クロックCLK Ｉとを乗算器１３３Ｉで乗算することで、図６（ｉ）に示すように、クロックCLK Ｉの波高値がベースバンド波形 ShapeＩのレベルに対応した信号LOＩとなる。この信号LOＩに、図６（ａ）に示す送信データＴｘＩを乗算器１３６Ｉで乗算することで、送信データＴｘＩがパルス変調されることになる。
【００５４】
また、図６（ｊ）に示すクロックCLK Ｑに基づいて、ベースバンド波形生成回路１３２Ｑ内で、図６（ｏ）に示すベースバンド波形 ShapeＱが生成される。即ち、ベースバンド波形生成回路１３２Ｑに供給されるＤフリップフロップ１４１，１４２，１４３の反転出力Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３は、図６（ｌ），（ｍ），（ｎ）に示すように、１クロック周期でずれたパルス波形となり、それぞれのパルス波形の加算出力として、図６（ｏ）に示すベースバンド波形 ShapeＱが生成される。このベースバンド波形 ShapeＱは、クロックCLK Ｑの８周期を１単位として、山なりに増減を繰り返す周期的な波形であり、ベースバンド波形 ShapeＩ（図６（ｈ））と相互に１８０°位相をシフトさせてある。この１８０°の位相シフトは、Ｉチャンネル及びＱチャンネルの送信データのチップ周期から見た場合、１／２チップシフトさせたことになる。ここでの位相は、ベースバンド波形の１周期を３６０°とした位相である。
【００５５】
この図６（ｏ）に示すベースバンド波形 ShapeＱと、クロックCLK Ｑとを乗算器１３３Ｑで乗算することで、図６（ｐ）に示すように、クロックCLK Ｑの波高値がベースバンド波形 ShapeＱのレベルに対応した信号LOＱとなる。この信号LOＱに、図６（ｊ）に示す送信データＴｘＱを、乗算器１３６Ｑで乗算することで、送信データＴｘＱがパルス変調されることになる。
【００５６】
そして、図３に示す加算器１３４で乗算器１３６Ｉの乗算出力と乗算器１３６Ｑの乗算出力とを加算することで、送信データＴｘＩがパルス変調された信号と、送信データＴｘＱがパルス変調された信号とが混合されて、Ｉチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とが直交関係を保って混合された送信信号となり、この送信信号が増幅などの処理が行われた後、無線送信される。
【００５７】
図７は、この加算器１３４でＩチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とが混合された送信信号の時間波形の例を示した図である。この図７に示すように、Ｑチャンネルの信号（太線の信号）は、Ｉチャンネルの信号（細線の信号）に対して、送信データの１／２チップにクロック（搬送波）の９０°シフト分を加算した量だけ遅延させてあり、それぞれのチャンネルの送信データが変調されたパルスの振幅の変動状態が、相互にほぼ逆になる。さらに、搬送波の９０°に相当する分シフトさせてあることで、Ｉチャンネルの信号の位相と、Ｑチャンネルの信号の位相とが、９０°ずれることになる。このように形成される送信信号の変調方式を、ここではπ／２シフトＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ）方式と称する。
【００５８】
このように生成されるπ／２シフトＢＰＳＫ方式の信号のコンスタレーションは、図８に示す状態となる。即ち、Ｉ軸とＱ軸とが直交して形成される空間を設定すると、Ｉチャンネルの信号は、図８（ａ）に示すように、Ｉ軸上の２点（０とπ）の位置のいずれかの位置である。Ｑチャンネルの信号は、図８（ｂ）に示すように、Ｑ軸上の２点（１／２πと３／２π）の位置のいずれかの位置である。
【００５９】
そして、Ｉチャンネルの信号とＱチャンネルの信号とが交互に約１／２チップシフトして混合されていることで、コンスタレーションとしては、図８（ｃ）に示すように、Ｉ軸上の２点のいずれか１点と、Ｑ軸上の２点のいずれか１点とが、交互に現れるようになる。従って、信号の変化としては、１サンプリング位置毎に、そのときの信号位置が直前の信号の位相に比べて、約９０°進んだ位置か、或いは約９０°遅れた位置かのいずれかになり、π／２ずつシフトする状態となる。
【００６０】
このようにして送信された信号を受信する場合には、ＲＦユニット内では、図２に示したように、Ｉチャンネルの受信処理とＱチャンネルの受信処理とを個別に行って、それぞれのチャンネルの信号を得ると共に、図５に示したスワップ回路３０２を用意して、１サンプル毎にＩチャンネルの信号とＱチャンネルの信号を入れ換えることで、１系統の受信データとなり、ベースバンド部では、従来の１系統の受信データを扱う場合と同様の処理で良い。但し、ベースバンド部でＩチャンネルの受信データとＱチャンネルの受信データとを個別に処理できる構成である場合には、このようなスワップ回路３０２は必要ない。
【００６１】
また本例の場合には、受信処理時にスワップ回路３０２内の切換スイッチ３１３で選択した信号とは逆側の信号を、切換スイッチ３１４で選択させて、その信号をループフィルタ３０６に供給して、位相エラー信号として、搬送波の位相調整に使用するようにしたことで、搬送波の位相を受信信号に合わせることが可能になり、送信側と受信側とを同期させた良好な送信が可能になる。この場合、符号反転器３１５で符号を反転させていることで、ＩチャンネルのＱチャンネルに対する遅延量（負の値）と、ＱチャンネルのＩチャンネルに対する遅延量（正の値）と異なることに対処できる。この符号反転器３１５を設けてあることで、ループフィルタに供給される信号に表れる誤差信号が、常に一定符号となり、ループフィルタで値が相殺されることがなくなる。
【００６２】
このようにしてπ／２シフトＢＰＳＫ方式でパルス変調されてＵＷＢ信号として伝送させることで、送信される信号は、伝送帯域の中心周波数が、クロック周波数により決まり、またクロック周波数とベースバンド波形とに基づいて、帯域幅についても決まり、例えばＵＷＢ信号についての規定に準拠した送信信号とすることができる。従って、従来のＵＷＢ信号の送信処理の場合のように、送信系回路として、送信信号の帯域制限を行うバンドパスフィルタが必要なく、バンドパスフィルタで帯域制限を行う場合のような特性劣化がない効果を有する。
【００６３】
また本例の場合には、ＩチャンネルとＱチャンネルの２つの信号成分を直交させてＵＷＢ信号として送信できるので、従来のＢＰＳＫ変調されたＵＷＢ信号を伝送する場合に比べて、チップレートを一定とした場合にチップ長を２倍にすることができ、チップ間干渉を低減することができる。チップ長を同一とした場合には、従来よりも２倍のレートで信号を伝送することが可能になる。
【００６４】
また、伝送帯域の設定が搬送波周波数などの選定から容易に行えることで、伝送信号の伝送帯域を、容易に所望の帯域とすることが可能となる。例えば図１に示すように２つのＲＦユニット１００，２００を用意した場合に、図９に示すように、下側帯域での通信を行う第１のＲＦユニット１００では、４ＧＨｚの帯域で通信を行うＵＷＢ信号を生成させて送信させ、上側帯域での通信を行う第２のＲＦユニット２００では、７ＧＨｚから９ＧＨｚの帯域で通信を行うＵＷＢ信号を生成させて送信させことが、容易に実現できる。この図９に太線で示す周波数毎の規定レベルは、ＦＣＣで規定されたものであり、ＧＰＳ（Global Positioning System ）で利用される帯域の電力密度が低く設定されているが、この規定の範囲内であっても、例えば約５ＧＨｚの帯域については、無線ＬＡＮ（Local Area Network：構内情報通信網）で使用される場合が多々ある帯域であり、図９に示すように、下側帯域をこの５ＧＨｚ帯よりも下に設定し、上側帯域をこの５ＧＨｚ帯よりも下に設定することで、既存の無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）との干渉を回避した効果的なＵＷＢ信号の伝送システム構築が可能になる。
【００６５】
なお、５ＧＨｚ帯よりも上の上側帯域については、さらに複数に帯域を分割しても良い。例えば図１０に示すように、下側帯域として４ＧＨｚ帯を用意し、上側帯域として、７ＧＨｚ帯と、９ＧＨｚ帯の２つの帯域を用意して、合計で３つの伝送帯域を用意するようにしても良い。この場合、３つの伝送帯域毎に、専用のＲＦユニットを用意しても良いが、１つのＲＦユニットで、２つ又は３つの伝送帯域の中から送受信する帯域を選定するようにしても良い。また、下側帯域や上側帯域を、それ以上に分割設定しても良い。
【００６６】
次に、図１０に示したように３つの伝送帯域を設定した場合に、１つのＲＦユニットで３つの伝送帯域の送受信処理ができるように構成する場合の例について、図１１，図１２を参照して説明する。この図１１及び図１２において、図２に示したＲＦユニットと同一の部分については、同一の符号を付与してある。
【００６７】
図１１の例のＲＦユニットは、アンテナ切換器１０２と、受信アンプであるローノイズアンプ１１２との間のバンドパスフィルタの接続構成を、図２の構成とは変えたものである。即ち、アンテナ切換器１０２が出力する受信信号を、切換スイッチ１６１に供給して、３つのバンドパスフィルタ１６２，１６３，１６４の内の、そのときの受信帯域に応じた通過帯域特性のフィルタを選択するように構成する。各バンドパスフィルタ１６２，１６３，１６４の出力についても、切換スイッチ１６１と連動して切換わる切換スイッチ１６５によりいずれか１つが選択されて、ローノイズアンプ１１２に供給するようにする。３つのバンドパスフィルタ１６２，１６３，１６４の通過帯域は、例えば図１０に示す３バンド構成である場合には、フィルタ１６２として４ＧＨｚ帯を通過させる特性とし、フィルタ１６３として７ＧＨｚ帯を通過させる特性とし、フィルタ１６４として９ＧＨｚ帯を通過させる特性とする。また、ＰＬＬ回路１２２で生成させる搬送波についても、それぞれの帯域に応じた搬送波ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 を選択的に発振させることができる構成とする。
【００６８】
このように構成したことで、１つのＲＦユニットで簡単に伝送帯域を切換えることが可能になる。この場合、本例の構成とした場合には、受信系だけがバンドパスフィルタが必要であるが、その受信系で必要なバンドパスフィルタとして、１つのバンドパスフィルタが通過させる帯域幅が分割帯域であるため、比較的狭い帯域だけを通過させれば良く、バンドパスフィルタとして比較的良好な特性のフィルタが使用できる。図１１に示したＲＦユニットのその他の部分については、既に説明した図２のＲＦユニットと同様に構成すれば良い。
【００６９】
さらに別のＲＦユニットの例を図１２に示すと、図１２の例のＲＦユニットは、バンドパスフィルタだけでなく、アンテナ及びアンテナ切換器についても、伝送帯域毎に個別に用意する構成としたものである。即ち、送信系のパワーアンプ１３５の出力を、切換スイッチ１７３に供給して、３つのアンテナ切換器１７２ａ〜１７２ｃに選択的に送信信号を供給できる構成とする。各アンテナ切換器１７２ａ，１７２ｂ，１７２ｃには、それぞれ別のアンテナ１７１ａ，１７１ｂ，１７１ｃが接続してある。それぞれのアンテナ１７１ａ，１７１ｂ，１７１ｃは、適した送受信帯域が異なるアンテナとして構成してある。例えば、アンテナ１７１ａは４ＧＨｚ帯の信号の送受信に適した構成としてあり、アンテナ１７１ｂは７ＧＨｚ帯の信号の送受信に適した構成としてあり、アンテナ１７１ｃは９ＧＨｚ帯の信号の送受信に適した構成としてある。
【００７０】
そして、各アンテナ切換器１７２ａ，１７２ｂ，１７２ｃの受信信号の出力側には、それぞれ通過帯域特性が別のバンドパスフィルタ１７４ａ，１７４ｂ，１７４ｃを接続し、各バンドパスフィルタ１７４ａ，１７４ｂ，１７４ｃの出力を、切換スイッチ１７５により選択して、ローノイズアンプ１１２に供給するようにする。切換スイッチ１７３と切換スイッチ１７５は、送受信を行う帯域の設定に連動して切換わるようにする。３つのバンドパスフィルタ１７４ａ，１７４ｂ，１７４ｃについても、例えばバンドパスフィルタ１７４ａは４ＧＨｚ帯の信号を通過させるフィルタとし、バンドパスフィルタ１７４ｂは７ＧＨｚ帯の信号を通過させるフィルタとし、バンドパスフィルタ１７４ｃは９ＧＨｚ帯の信号を通過させるフィルタとする。ＰＬＬ回路１２２で生成させる搬送波についても、それぞれの帯域に応じた搬送波ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 を選択的に発振させることができる構成とする。図１２に示したＲＦユニットのその他の部分については、既に説明した図２のＲＦユニットと同様に構成すれば良い。
【００７１】
このように構成したことで、受信用のバンドパスフィルタの切換えだけでなく、送受信を行うアンテナについても、それぞれの伝送帯域に適した最適な構成のものが使用され、より送受信特性を向上させることが可能になる。
【００７２】
なお、上述した実施の形態では、伝送帯域として使用する周波数帯域や、分割数などの値は一例を示したものであり、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、その他の周波数や値を設定するようにしても良いことは勿論である。
【００７３】
また、上述した実施の形態では、送信や受信を行う専用の通信装置とした構成した例について説明したが、例えば各種データ処理を行うパーソナルコンピュータ装置に、本例のＲＦユニットに相当する通信処理を行うボードやカードなどを装着させた上で、ベースバンド部での処理を、コンピュータ装置側で実行するソフトウェアを実装させるようにしても良い。
【００７４】
【発明の効果】
本発明の送信方法及び送信装置によると、第１の送信データ系列と第２の送信データ系列とが直交変調された、いわゆるπ／２シフトＢＰＳＫ変調波として送信されるようになる。従って、例えばＢＰＳＫ変調されたＵＷＢ信号として送信させる場合に比べて効率の良い伝送が可能になる。例えば、チップレートを一定とした場合には、従来のＢＰＳＫ変調波に比較して、チップ長を２倍にすることができ、チップ間干渉を低減できる。
【００７５】
また、ベースバンド波形と搬送波周波数の選定により、送信信号の送信周波数や帯域幅を適切に選定できるようになるため、例えば周波数分割多重されたＵＷＢ伝送が可能になる。この場合、送信帯域幅の制限に、送信信号を帯域制御するバンドパスフィルタが必要なく、バンドパスフィルタを使うことによる送信波形の乱れなどの問題を回避でき、送信特性を向上させることが可能になる。
【００７６】
また、周波数分割多重を行う場合に、その分割帯域毎に個別の送信アンテナを使用するようにしたことで、それぞれの分割周波数帯域に適した特性の送信アンテナを使用することが可能になり、より送信特性を向上させることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態による通信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施の形態によるＲＦユニットの構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施の形態によるベースバンド波生成回路の構成例を示すブロック図である。
【図４】本発明の一実施の形態によるベースバンド回路の一部の構成図である。
【図５】本発明の一実施の形態によるスワップ回路の構成例を示した構成図である。
【図６】本発明の一実施の形態によるベースバンド波形の一例を示した特性図である。
【図７】本発明の一実施の形態によるπ／２シフトＢＰＳＫ信号の時間波形の例を示した波形図である。
【図８】π／２シフトＢＰＳＫ信号のコンスタレーションを示した説明図である。
【図９】本発明の一実施の形態による２バンド構成例の周波数スペクトラムを示した特性図である。
【図１０】本発明の一実施の形態による３バンド構成例の周波数スペクトラムを示した特性図である。
【図１１】本発明の一実施の形態によるＲＦユニットの他の構成例（バンドパスフィルタを複数設けた例）を示すブロック図である。
【図１２】本発明の一実施の形態によるＲＦユニットの他の構成例（アンテナとバンドパスフィルタを複数設けた例）を示すブロック図である。
【図１３】従来のＵＷＢ方式の送受信機の構成例を示したブロック図である。
【図１４】従来のＵＷＢ方式の送受信機のベースバンド回路の構成例を示したブロック図である。
【図１５】従来のＵＷＢ方式のパルスの周波数スペクトラムの一例を示した特性図である。
【図１６】従来のＵＷＢ方式のパルスの時間波形の一例を示した特性図である。
【図１７】２サイクルパルスの周波数スペクトラムの一例を示した特性図である。
【図１８】２サイクルパルスの自己相関波形の一例を示した特性図である。
【符号の説明】
１１…アンテナ、１２…バンドパスフィルタ、１３…アンテナ切換器、１４…ローノイズアンプ、１５Ｉ，１５Ｑ…乗算器、１６Ｉ，１６Ｑ…ローパスフィルタ、１７Ｉ，１７Ｑ…アナログ／デジタル変換器、２１…温度補償型発振器、２２…ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）、２３…電圧制御発振器、２４…遅延回路、２５Ｉ，２５Ｑ…パルス発生器、２６…乗算器、２７…乗算器、３０…ベースバンド回路、１００…第１のＲＦユニット、１０１…アンテナ、１０２…アンテナ切換器、１０３…受信パルスマッチドフィルタ、１０４…送信パルス発生部、１１１…バンドパスフィルタ、１１２…ローノイズアンプ、１１３Ｉ，１１３Ｑ…乗算器、１１４Ｉ，１１４Ｑ…ローパスフィルタ、１１５Ｉ，１１５Ｑ…アナログ／デジタル変換器、１２１…温度補償型発振器、１２２…ＰＬＬ回路、１２３…電圧制御発振器、１２４…位相シフタ、１２５，１３１…遅延回路、１３２Ｉ，１３２Ｑ…ベースバンド波形生成回路、１３２Ｉ，１３３Ｑ…乗算器、１３４…加算器、１３５…パワーアンプ、１３６Ｉ，１３６Ｑ…乗算器、１４１〜１４４…Ｄフリップフロップ、１４５〜１４７…係数乗算器、１４８，１４９…加算器、１５１〜１５３…遅延回路、１５４〜１５６…係数乗算器、１５７，１５８…加算器、１６１…切換スイッチ、１６２〜１６４…バンドパスフィルタ、１６５…切換スイッチ、１７１ａ〜１７１ｃ…アンテナ、１７２ａ〜１７２ｃ…アンテナ切換器、１７３…切換スイッチ、１７４ａ〜１７４ｃ…バンドパスフィルタ、１７５…切換スイッチ、２００…第２のＲＦユニット、２０１…アンテナ、２０２…アンテナ切換器、２０３…受信パルスマッチドフィルタ、２０４…送信パルス発生部、３００…ベースバンドユニット、３０１…逆拡散部、３０２…スワップ回路、３０３…復調部、３０４…エラー訂正部、３１１〜３１４…切換スイッチ、３１５…符号変換器、３９１…モデム部，３９２…ＭＡＣ（メディアアクセスコントロール）部、３９３…ＤＬＣ（データリンクコントロール）部
Claims (12)
- 所定の周波数の搬送波を得、
第１の送信データ系列と第２の送信データ系列を得て、
前記搬送波の整数倍の周期であって前記搬送波に同期し、搬送波周期毎にレベルが増減する波形であって所望の周波数帯域幅におさまる時間波形である第１のベースバンド波形を生成させ、その生成された第１のベースバンド波形を、前記搬送波及び前記第１の送信データ系列と乗算して、第１の送信波形を得、
前記搬送波を位相シフトさせた位相シフト搬送波の整数倍の周期であって前記位相シフト搬送波に同期し、搬送波周期毎にレベルが増減する波形であって所望の周波数帯域幅におさまる時間波形である第２のベースバンド波形を生成させ、その生成された第２のベースバンド波形を、前記第２の送信データ系列と乗算して、第２の送信波形を得、
前記第１の送信波形と前記第２の送信波形とを混合して送信信号を得、この送信信号を送信する
送信方法。 - 請求項１記載の送信方法において、
前記第１のベースバンド波形と前記第２のベースバンド波形とは相互に約１８０°の位相差を持たせた波形である送信方法。 - 請求項１記載の送信方法において、
前記位相シフト搬送波は、前記搬送波を約９０°シフトさせた波形である
送信方法。 - 請求項１記載の送信方法において、
送信信号の伝送帯域として用意された帯域を分割して、少なくとも第１の分割帯域と第２の分割帯域を用意し、
前記搬送波の周波数の選定により、前記第１の分割帯域又は第２の分割帯域を使用して送信される送信信号とした
送信方法。 - 請求項１記載の送信方法において、
前記各分割帯域毎に、異なるアンテナを使用して送信するようにした
送信方法。 - 請求項１記載の送信方法において、
前記搬送波は、受信信号に含まれる成分に基づいて位相調整された搬送波である
送信方法。 - 所定の周波数の搬送波を発生させる搬送波発生手段と、
第１の送信データ系列と第２の送信データ系列を得るベースバンド処理手段と、
前記搬送波発生手段により発生された搬送波に基づいて、前記搬送波の整数倍の周期であって前記搬送波に同期し、搬送波周期毎にレベルが増減する波形であって所望の周波数帯域幅におさまる時間波形である第１のベースバンド波形を生成させ、その生成された第１のベースバンド波形を、前記搬送波及び前記第１の送信データ系列と乗算する第１のベースバンド波形生成手段と、
前記搬送波を位相シフトさせた位相シフト搬送波の整数倍の周期であって前記位相シフト搬送波に同期し、搬送波周期毎にレベルが増減する波形であって所望の周波数帯域幅におさまる時間波形である第２のベースバンド波形を生成させ、その生成された第２のベースバンド波形を、前記位相シフト搬送波及び前記第２の送信データ系列と乗算する第２のベースバンド波形生成手段と、
前記第１のベースバンド波形生成手段で生成乗算された信号と、前記第２のベースバンド波形生成手段で生成乗算された信号とを混合する混合手段と、
前記混合手段で混合された信号を送信する送信手段とを備えた
送信装置。 - 請求項７記載の送信装置において、
前記第１のベースバンド波形生成手段で生成させる第１のベースバンド波形と、前記第２のベースバンド波形生成手段で生成させる第２のベースバンド波形とは、相互に約１８０°の位相差を持たせた
送信装置。 - 請求項７記載の送信装置において、
前記第２のベースバンド波形生成手段が扱う位相シフト搬送波は、前記第１のベースバンド波形生成手段が扱う搬送波を約９０°シフトさせた波形である
送信装置。 - 請求項７記載の送信装置において、
送信信号の伝送帯域として用意された帯域を分割して、少なくとも第１の分割帯域と第２の分割帯域を用意し、
前記搬送波の周波数の選定により、前記第１の分割帯域又は第２の分割帯域を使用して送信される送信信号とした
送信装置。 - 請求項７記載の送信装置において、
前記送信手段は複数の送信アンテナを備えて、前記各分割帯域毎に異なる送信アンテナを使用する構成とした
送信装置。 - 請求項７記載の送信装置において、
前記搬送波発生手段が出力する搬送波を、受信信号に含まれる成分に基づいて位相調整する位相シフタを備えた
送信装置。
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