JP3581859B2 - 歪補償送信増幅器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、歪補償送信増幅器に関し、さらに詳細には、放送および通信方式における歪補償送信増幅器に関し、特に、増幅器に高い線形性が必要とされる共通増幅方式に適用して好適な歪補償送信増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電力効率と線形性との両者が共に優れた線形増幅方式の１ つとして、例えば、ベースバンド信号を２つの定振幅複素信号に分解し、これらの分解した２つの信号を各々非線形増幅器で増幅した後に合成して送信する方式が知られている。
【０００３】
以下、上記した方式の原理について、図１に示す線形増幅器のブロック構成図を参照しながら説明する。
【０００４】
なお、本明細書においては、ベースバンド信号を表すにあたっては、同相成分を実部とするとともに直交成分を虚部とする複素表示を用いて表すこととする。
【０００５】
図１に示す線形増幅器は、送信ベースバンド信号を入力する入力端子１０と、キャリア周波数ｆ_ｃの搬送波を出力する発信器（ＯＳＣ）１２と、送信ベースバンド信号を２つの定振幅信号に分解して出力する信号生成手段としての信号生成回路（ＳＰ）１４と、信号生成回路１４から出力された一方の定振幅信号を変調信号として入力し、発信器１２が出力する搬送波を変調して定振幅変調波を出力する第１変調器（ＭＯＤ１）１６−１と、信号生成回路１４から出力された他方の定振幅信号を変調信号として入力し、発信器１２が出力する搬送波を変調して定振幅変調波を出力する第２変調器（ＭＯＤ２）１６−２と、第１変調器１６−１から出力された定振幅変調波を増幅する第１非線形飽和増幅器（ＡＭＰ１）１８−１と、第２変調器１６−２から出力された定振幅変調波を増幅する第２非線形飽和増幅器（ＡＭＰ２）１８−２と、第１非線形飽和増幅器１８−１と第２非線形飽和増幅器１８−２とからそれぞれ出力された増幅後の信号を合成する結合器（ＣＯＭＢ）１８−３と、結合器１８−３により合成された信号を出力する出力端子２０とを有して構成されている。
【０００６】
なお、第１変調器１６−１と第２変調器１６−２とにより変調手段１６が構成され、第１非線形飽和増幅器１８−１と第２非線形飽和増幅器１８−２と結合器１８−３とにより増幅手段１８が構成されている。
【０００７】
また、第１非線形飽和増幅器１８−１ならびに第２非線形飽和増幅器１８−２の振幅ゲインと位相とについては、振幅ゲインをＧ_０とし位相をφとする。
【０００８】
以上の構成において、まず、入力端子１０から振幅ａ（ｔ）、位相θ（ｔ）の送信ベースバンド信号ａ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ（ｔ）］を入力する。そうすると、信号生成回路１４は、この送信ベースバンド信号をＶ_ｍ（≧ａ（ｔ））の２つの定振幅複素信号Ｓ_１（ｔ）とＳ_２（ｔ）とに分解する。
【０００９】
以上のことを数式で表すと、
ａ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ（ｔ）］＝Ｓ_１（ｔ）＋Ｓ_２（ｔ） ・・・ 数式１
Ｓ_１（ｔ）＝Ｖ_ｍｅｘｐ［ｊ｛θ（ｔ）＋Ψ（ｔ）｝］ ・・・ 数式２
Ｓ_２（ｔ）＝Ｖ_ｍｅｘｐ［ｊ｛θ（ｔ）−Ψ（ｔ）｝］ ・・・ 数式３
となり、数式１の右辺に数式２と数式３とを代入すると、
Ｓ_１（ｔ）＋Ｓ_２（ｔ）＝２Ｖ_ｍｅｘｐ［ｊθ（ｔ）］ｃｏｓ［Ψ（ｔ）］・・・数式４
となるので、
Ψ（ｔ）＝ｃｏｓ^−１［ａ（ｔ）／（２Ｖ_ｍ）］
とΨ（ｔ）を設定すれば、送信ベースバンド信号を２つの定振幅信号に分解することができる。
【００１０】
第１変調器１６−１と第２変調器１６−２とは、定振幅複素信号Ｓ_１（ｔ）と定振幅複素信号Ｓ_２（ｔ）とをそれぞれ変調信号として入力し、発信器１２が出力するキャリア周波数ｆ_ｃの搬送波を変調して、２つの定振幅変調波を出力する。この定振幅変調波は定振幅信号であり、このため非線形増幅が可能であり、それぞれ第１非線形飽和増幅器１８−１と第２非線形飽和増幅器１８−２とにより増幅される。
【００１１】
第１非線形飽和増幅器１８−１と第２非線形飽和増幅器１８−２とによりそれぞれ増幅された後の信号は、結合器１８−３で合成されて出力端子２０から出力される。
【００１２】
第１非線形飽和増幅器１８−１と第２非線形飽和増幅器１８−２との振幅ゲインと位相とは、ともにそれぞれＧ_０とφとであるので、

となり、振幅がＧ_０、初期位相がφ、キャリア周波数ｆ_ｃの搬送波をａ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ（ｔ）］で変調した信号として出力される。
【００１３】
上記した方式は、２つの非線形飽和増幅器間に位相差および振幅ゲイン差があると、合成信号に歪み波形を起こし、帯域外スペクトルが発生するという欠点があった。このため、この欠点を解決するために各種の検討が行われてきた。
【００１４】
例えば、「Ｓ．Ｔｏｍｉｓａｔｏ，Ｋ．Ｃｈｉｂａ ａｎｄ Ｋ．Ｍｕｒｏｔａ，“Ｐｈａｓｅ ｅｒｒｏｒ ｆｒｅｅ ＬＩＮＣ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ”，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．２５，Ｎｏ．９，ｐｐ．５７６−５７７，Ａｐｒｉｌ １９８９．」の論文では、２つの増幅器出力を乗算することにより位相差を求め、補正を行う方法を提案している。
【００１５】
しかしながら、この提案された方法は位相差のみに関する補正であり、位相差検出回路において、非線形飽和増幅器間の位相差を生じないように精度良く調整しなければならないという問題点があった。
【００１６】
これに対して、位相差のみならず振幅ゲイン差を補正することを目的として、１つの定振幅信号の振幅と位相を制御する方法が提案されている。例えば、「Ｌ．Ｓｕｎｄｓｔｒｏｍ，“Ａｕｔｏｍａｔｉｃ ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ ｏｆ ｇａｉｎ ａｎｄ ｐｈａｓｅ ｉｍｂａｌａｎｃｅｓ ｉｎ ＬＩＮＣ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ”，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．３１，Ｎｏ．３，ｐｐ．１５５−１５６，Ｆｅｂｒｕａｒｙ １９９５．」の論文では、２つの増幅器出力の合成信号から帯域外信号を検出し、この信号成分が小さくなるように制御する方法を提案している。
【００１７】
しかしながら、この方法は帯域外信号を用いて補正を行っているため、帯域内信号の歪みを新たに生じる可能性があるという問題点があった。
【００１８】
また、合成信号の帯域内信号に基づく制御方法としては、例えば、「Ｓ．Ａｍｐｅｍ−Ｄａｒｋｏ ａｎｄ Ｈ．Ｓ Ａｌ−Ｒａｗｅｓｈｉｄｙ，“Ｇａｉｎ／Ｐｈａｓｅ ｉｍｂａｌａｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｉｎ ＬＩＮＣ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ”，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．３４，Ｎｏ．２２，ｐｐ．２０９３−２０９４，Ｏｃｔｏｂｅｒ １９９８．」の論文、「Ｘ．Ｚｈａｎｇ ａｎｄ Ｌ．Ｅ．Ｌａｒｓｏｎ，“Ｇａｉｎ ａｎｄ ｐｈａｓｅ ｅｒｒｏｒ−ｆｒｅｅ ＬＩＮＣ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．４９，Ｎｏ．５，ｐｐ．１９８６−１９９４，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０００．」の論文ならびにＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｕｍｂｅｒ ＷＯ ００／４６９１６（国際公開番号 ＷＯ００／４６９１６）「Ａ ｃｌｏｓｅｄ ｌｏｏｐ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎｆｏｒ ａｎ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ」のＰＣＴ出願がある。
【００１９】
ここで、上記した「Ｓ．Ａｍｐｅｍ−Ｄａｒｋｏ ａｎｄ Ｈ．Ｓ Ａｌ−Ｒａｗｅｓｈｉｄｙ，“Ｇａｉｎ／Ｐｈａｓｅ ｉｍｂａｌａｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｉｎ ＬＩＮＣ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ”，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．３４，Ｎｏ．２２，ｐｐ．２０９３−２０９４，Ｏｃｔｏｂｅｒ １９９８．」の論文では、２つの増幅器出力の合成信号をダウンコンバートして所望の変調信号から差分を求め、次に、この差分の振幅値の最大値を求め、これから振幅ゲイン差を推定する方法が示されている。また、位相差については、定振幅信号の振幅を制御することにより、増幅器のＡＭ−ＰＭ特性を用いて間接的に補償する方法が示されている。このため、この方法では、差分を正確に検出するよう回路調整を精度良く行う必要があるという問題点があった。
【００２０】
一方、「Ｘ．Ｚｈａｎｇ ａｎｄ Ｌ．Ｅ．Ｌａｒｓｏｎ，“Ｇａｉｎ ａｎｄ ｐｈａｓｅ ｅｒｒｏｒ−ｆｒｅｅ ＬＩＮＣ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．４９，Ｎｏ．５，ｐｐ．１９８６−１９９４，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０００．」の論文では、推定用変調信号を用いて、位相差および振幅ゲイン差を推定する方法を提案している。しかしながら、この方法の問題点は、推定を行うために特定の変調信号が必要なことと、位相差および振幅ゲイン差の推定値を求めるのに近似式を用いて厳密に解いていない点にある。
【００２１】
上記したような問題点を解決するために、上記したＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｕｍｂｅｒ ＷＯ ００／４６９１６（国際公開番号 ＷＯ ００／４６９１６）「Ａ ｃｌｏｓｅｄ ｌｏｏｐ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｆｏｒ ａｎ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ」のＰＣＴ出願においては、最小２乗法を用いて増幅器間の位相差および振幅ゲイン差を推定して補正する手法を提案している。
【００２２】
図２には、上記したＰＣＴ出願に開示された手法による増幅器のブロック構成図が示されている。なお、図２に示す増幅器の構成において、図１に示す増幅器の構成と同一または相当する構成に関しては、図１において用いた符号と同一の符号を付して示すものとし、その構成ならびに作用の説明は適宜省略する。
【００２３】
図２に示す増幅器は、信号生成回路１４から出力された一方の定振幅信号の振幅と位相とを補正して第１変調器１６−１へ出力する第１補正回路（ＣＡＬ１）２２’−１と、信号生成回路１４から出力された他方の定振幅信号の振幅と位相とを補正して第２変調器１６−２へ出力する第２補正回路（ＣＡＬ２）２２’−２と、結合器１８’−３で合成された信号を出力端子２０と検波回路（ＤＥＭ）２４’（後述する。）とに分配して出力する分配器１８’−４と、分配器１８’−４から出力された信号をベースバンド信号に変換する検波手段としての検波回路２４’と、信号生成回路１４から出力された２つの定振幅信号および検波回路２４’からの出力信号を入力として最小２乗法（後述する。）を行って正規方程式の解であるｗ_ｅ（後述する。）を推定する推定手段としての推定回路（ＥＳＴ）２６’と、推定回路２６’により推定されたｗ_ｅを入力してα_ｅ／β_ｅ（後述する。）を求めて第２補正回路２２’−２へ入力するとともに第１補正回路２２’−１が信号生成回路１４から出力された一方の定振幅信号をそのまま出力するように制御する制御手段としての制御回路（ＣＯＮＴ）２８’とを有して構成されている。
【００２４】
なお、第１補正回路２２’−１と第２補正回路２２’−２とにより補正手段２２’が構成され、第１増幅器１８’−１と第２増幅器１８’−２と結合器１８’−３と分配器１８’−４とにより増幅手段１８’が構成されている。
【００２５】
以上の構成において、まず、入力端子１０から複素ベースバンド信号Ｓ（ｔ）を入力する。この信号を数式で表すと、
Ｓ（ｔ）＝ａ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ（ｔ）］ ・・・ 数式６
となる。ここでａ（ｔ）は振幅、θ（ｔ）は位相である。
【００２６】
信号生成手段である信号生成回路１４は、複素ベースバンド信号Ｓ（ｔ）を振幅がＶ_ｍ（≧ａ（ｔ））の２つの定振幅複素ベースバンド信号であるＳ_１（ｔ）とＳ_２（ｔ）とに分ける。Ｓ_１（ｔ）とＳ_２（ｔ）とは、上記したように、
Ｓ_１（ｔ）＝Ｖ_ｍｅｘｐ［ｊ｛θ（ｔ）＋Ψ（ｔ）｝］ ・・・ 数式７
Ｓ_２（ｔ）＝Ｖ_ｍｅｘｐ［ｊ｛θ（ｔ）−Ψ（ｔ）｝］ ・・・ 数式８
Ψ（ｔ）＝ｃｏｓ^−１［ａ（ｔ）／（２Ｖ_ｍ）］ ・・・ 数式９
である。
【００２７】
Ｓ_１（ｔ）は第１補正回路２２’−１で位相と振幅とが変えられ、Ｓ_２（ｔ）は第２補正回路２２’−２で位相と振幅とが変えられる。
【００２８】
なお、本発明の理解を容易にするために、以下の説明においては、第１補正回路２２’−１はＳ_１（ｔ）をそのまま出力し、第２補正回路２２’−２はＳ_２（ｔ）をそのまま出力するものとする。
【００２９】
第１補正回路２２’−１と第２補正回路２２’−２との出力は、それぞれ第１変調器１６−１と第２変調器１６−２とにおいて、変調信号として発信器１２が出力する搬送波を変調し、第１変調器１６−１と第２変調器１６−２とからそれぞれ変調波が出力される。変調波はそれぞれ第１増幅器１８’−１と第２増幅器１８’−２とで増幅された後に、結合器１８’−３で合成されてから分配器１８’−４に入力される。
【００３０】
この分配器１８’−４は、信号の大部分を出力端子２０へと出力する。分配器１８’−４が出力する小電力信号は検波回路２４’へ入力され、検波回路２４’でベースバンド信号に変換される。さらに、この検波回路２４’の出力信号である複素検波信号Ｓ_Ｍ（ｔ）は、第１増幅器１８’−１の振幅ゲインと位相とをそれぞれＧ_０とφ_０とし、第２増幅器１８’−２の振幅ゲインと位相とをそれぞれ「Ｇ_０＋△Ｇ」と「φ_０＋△φ」とすると、

となる。ここでＧは分配器１８’−４および検波回路２４’による合成減衰量であり、φはこれらの遅延を考慮した位相である。またα、βは、
α＝ＧＧ_０ｅｘｐ［ｊ（φ＋φ_０）］ ・・・ 数式１１
β＝Ｇ（Ｇ_０＋△Ｇ）ｅｘｐ［ｊ（φ＋φ_０＋△φ）］ ・・・ 数式１２
であり、αとβを推定してα／βをＳ_２（ｔ）に乗算することで位相差および振幅ゲイン差を補正することができる。このαとβを推定するために、推定回路２６’は最小２乗法を適用する。数式１０から、最小２乗法の誤差信号ｅ（ｉ）を以下のように定める。
【００３１】
ｅ（ｉ）＝Ｓ_Ｍ（ｉＴ_Ｓ）−αＳ_１（ｉＴ_Ｓ）−βＳ_２（ｉＴ_Ｓ） ・・・数式１３
ここで、Ｔ_Ｓは信号のサンプリング周期である。評価関数Ｊを、
【数１】

と定めるとき、最小２乗法は、評価関数Ｊを最小とするαとβを求め、これらを推定値とする。Ｊを最小とするαとβをそれぞれ、α_ｅとβ_ｅとし、これらを要素とする２次元ベクトルｗ_ｅを次式のように定める。
【００３２】
【数２】

ここで、^Ｔは転置を表す。さらに、２次元ベクトルＸ（ｉ）を
Ｘ^Ｔ（ｉ）＝［Ｓ_１（ｉＴ_Ｓ），Ｓ_２（ｉＴ_Ｓ）］ ・・・ 数式１６
とすると、ｗ_ｅは正規方程式の解であり、
ｗ_ｅ＝Ｒ^−１Ｖ ・・・ 数式１７
と表すことができる。ここでＲとＶは以下で定める２×２行列と２次元ベクトルである。
【００３３】
【数３】

【数４】

なお、^Ｈは複素共役転置を表す。このＲとＶの要素を具体的に表すと、
【数５】

【数６】

【数７】

【数８】

【数９】

【数１０】

【数１１】

【数１２】

となる。
【００３４】
数式１７は、ガウスの消去法（Ｇａｕｓｓｉａｎ ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ）などを用いれば解くことができる。
【００３５】
第２補正回路２２’−２は、α_ｅ／β_ｅをＳ_２（ｔ）に乗算することで位相差および振幅ゲイン差を補正する。また、推定回路２６’は、信号生成回路１４の出力信号Ｓ_１（ｔ）およびＳ_２（ｔ）と検波回路２４’の出力信号Ｓ_Ｍ（ｔ）とを入力として上記した最小２乗法を行い、ｗ_ｅを推定する。
【００３６】
制御回路２８’は、ｗ_ｅを入力してα_ｅ／β_ｅを求め、第２補正回路２２−２へ入力する。なお、第１補正回路２２’−１は入力信号Ｓ_１（ｔ）をそのまま出力するように制御する。
【００３７】
しかしながら、上記した図２を参照しながら説明した増幅器には、以下に示す２つの問題点があった。
【００３８】
まず、第１の問題点は、最小２乗法をガウスの消去法で解いているため、データが新しく追加される毎に推定を最初からやり直す必要があり、計算量が多くなってしまうということである。
【００３９】
次に、第２の問題点は、増幅器の振幅ゲインと位相とが一定の線形増幅器を前提としている点にある。即ち、実際の増幅器としては、振幅ゲインと位相とが入力信号の振幅によって変わる非線形増幅器を使用するため、α_ｅ／β_ｅをＳ_２（ｔ）に乗算すると第２増幅器１８’−２の振幅ゲインと位相とが「Ｇ_０＋△Ｇ」と「φ_０＋△φ」から変化してしまい，増幅器間の振幅ゲイン差および位相差が零にならないという問題点があった。
【００４０】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記したような従来の技術の有する種々の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、計算量を大幅に低減することを可能にするとともに、増幅器間の振幅ゲイン差および位相差を零にすることを可能にした歪補償送信増幅器を提供しようとするものである。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のうち請求項１に記載の発明は、入力信号から２つの定振幅複素信号を生成する信号生成手段と、上記信号生成手段により生成された２つの定振幅複素信号をそれぞれ補正し、２つの補正された修正定振幅複素信号を出力する補正手段と、上記補正手段から出力された２つの修正定振幅複素信号を変調信号として、同一の搬送波からそれぞれ変調された２つの定振幅変調波を生成する変調手段と、上記変調手段により生成された２つの定振幅変調波をそれぞれ増幅する２つの増幅器を有し、上記２つの増幅器により上記変調手段により生成された２つの定振幅変調波をそれぞれ増幅した後に合成し、該合成した合成信号を出力する増幅手段と、上記増幅手段から出力された合成信号を上記搬送波で復調して複素検波信号を出力する検波手段と、上記信号生成手段により生成された２つの定振幅複素信号と上記検波手段により出力された複素検波信号とに再帰的最小２乗法を適用して、上記補正手段における補正係数として上記増幅手段における上記２つの増幅器間の増幅器位相差および増幅器振幅ゲイン比を推定する推定手段とを有する歪補償送信増幅器であって、上記推定手段は、上記信号生成手段により生成された２つの定振幅複素信号のうちの一方の信号と上記検波手段から出力された複素検波信号とに２つの推定パラメータをそれぞれ乗積したものの和信号を求め、該和信号と上記信号生成手段により生成された２つの定振幅複素信号のうちの他方の信号との差分を誤差信号とし、再帰的最小２乗法により上記推定パラメータを算出し、上記推定パラメータの１つから上記補正係数として上記増幅器位相差および上記増幅器振幅ゲイン比を求め、上記補正手段は、上記推定手段で求めた補正係数に基づいて、上記増幅器位相差が零かつ上記増幅器振幅ゲイン比が１となるように上記信号生成手段により生成された２つの定振幅複素信号の１つもしくは両方に対して振幅および位相を補正して歪補償するようにしたものである。
【００４２】
即ち、本発明のうち請求項１に記載の発明は、
（ｉ）推定手段は、再帰的最小２乗法を用いて推定を行うこと、
（ｉｉ）推定手段は、定振幅複素信号の一方の信号と複素検波信号とに２つの推定パラメータをそれぞれ乗積したものの和信号を求め、この和信号と定振幅複素信号の他方の信号との差分を誤差信号とし、再帰的最小２乗法により上記推定パラメータを算出し、推定パラメータの１つを補正係数とすること、
という構成を備えるものであって、これにより計算量を大幅に低減することが可能になるとともに、増幅器間の振幅ゲイン差および位相差を零にすることが可能になる。
【００４３】
また、本発明のうち請求項２に記載の発明のように、上記信号生成手段に入力される入力信号としては複素ベースバンド信号を用いることができ、生成される２つの定振幅複素信号は、該２つの定振幅複素信号を合成すると上記複素ベースバンド信号に等しい関係にある。
【００４４】
また、本発明のうち請求項３に記載の発明のように、上記信号生成手段に入力される入力信号としては変調された信号を用いることができ、該変調された信号は上記搬送波により復調された複素ベースバンド信号に変換され、生成される２つの定振幅複素信号は、該２つの定振幅複素信号を合成すると上記復調された複素ベースバンド信号に等しい関係にある。
【００４６】
また、本発明のうち請求項４に記載の発明のように、さらに、上記推定手段の推定結果に基づいて上記補正手段により歪補償した後に、再度上記推定手段により上記増幅器位相差および上記増幅器振幅ゲイン比を推定し、該推定結果が許容範囲外の場合には上記補正手段による補正と上記推定手段による推定を繰り返す制御を行う制御手段を有するようにしてもよい。即ち、推定手段の推定結果に基づき補正手段により歪補償した後、再度推定手段により補正係数を推定し、その推定結果が許容範囲外の場合には補正と推定を繰り返す制御を行う制御手段を設けるようにしてもよい。このため、増幅器が非線形増幅器の場合でも補正が可能となる。
【００４７】
また、本発明のうち請求項４に記載の発明における制御手段は、本発明のうち請求項６に記載の発明のように、さらに、上記推定手段による上記増幅器位相差および上記増幅器振幅ゲイン比の推定結果が許容範囲内のとき、上記増幅手段から出力された合成信号を送信信号として出力する制御を行うようにしてもよい。
【００４８】
また、本発明のうち請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の発明においても、本発明のうち請求項５に記載の発明のように、さらに、上記推定手段による上記増幅器位相差および上記増幅器振幅ゲイン比の推定結果が許容範囲内のとき、上記増幅手段から出力された合成信号を送信信号として出力する制御を行う制御手段を有するようにしてもよい。
【００４９】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面に基づいて、本発明による歪補償送信増幅器の実施の形態の一例を詳細に説明するものとする。
【００５０】
図３には、本発明による歪補償送信増幅器の実施の形態の一例のブロック構成図が示されている。なお、図３に示す歪補償送信増幅器の構成において、図１乃至図２に示す増幅器の構成と同一または相当する構成に関しては、図１乃至図２において用いた符号と同一の符号を付して示すものとし、その構成ならびに作用の説明は適宜省略する。
【００５１】
図３に示す歪補償送信増幅器は、第１非線形増幅器１８’’−１、第２非線形増幅器１８’’−２、結合器１８’’−３、分配器１８’’−４および分配器１８’’−４によって分配された信号の出力端子２０への出力を制御するスイッチ回路１８’’−５によって構成される増幅手段１８’’と、再帰的最小２乗法（後述する。）による処理を行う推定手段としての推定回路２６’’と、第１補正回路２２’’−１、第２補正回路２２’’−２、推定回路２６’’およびスイッチ回路１８’’−５を制御する制御手段としての制御回路２８’’とを有して構成されている。
【００５２】
以上の構成において、本発明による図３に示す歪補償送信増幅器が図２に示した従来の技術と大きく異なる点は、図３に示す歪補償送信増幅器における推定手段に相当する推定回路２６’’の構成およびその動作であり、これについて以下に詳しく説明する。
【００５３】
まず、図２に示した従来の技術におけるガウスの消去法を用いた最小２乗法では計算量が膨大となるため、この推定回路２６’’においては、再帰的最小２乗法を適用する。この再帰的最小２乗法の誤差ｅ_ｒ（ｉ）は従来の技術とは異なり、α／βを直接求めるために以下のように定める。
【００５４】
まず、数式１０を変形すると、
【数１３】

となるので、
【数１４】

の推定値を
【数１５】

、
【数１６】

の推定値を
【数１７】

として、誤差信号ｅ_ｒ（ｉ）を以下のように定める。
【００５５】
【数１８】

【数１９】

【数２０】

このように、定振幅複素信号Ｓ_１（ｔ）と複素検波信号Ｓ_Ｍ（ｔ）とに推定パラメータ
【数２１】

と
【数２２】

とをそれぞれ乗積したものの和信号を求め、この和信号と定振幅複素信号Ｓ_２（ｔ）との差分を誤差信号ｅ_ｒ（ｉ）とする。
【００５６】
最小２乗法の評価関数Ｊ_ｒを
【数２３】

と定めるとき、再帰的最小２乗法は、評価関数Ｊ_ｒを最小とするｗ_１とｗ_２とを逐次的に推定する。
【００５７】
次に、この再帰的最小２乗法の１つとしてＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ ）があり、これについて説明する。
【００５８】
ＲＬＳにおいては、評価関数Ｊ_ｒを最小とするｗ_１とｗ_２とをそれぞれ、ｗ_１ｅ（Ｎ）とｗ_２ｅ（Ｎ）とし、これらを要素とする２次元ベクトルｗ_ｒｅ（Ｎ）を次式（数式３３）のように定める。
【００５９】
【数２４】

さらに、２次元ベクトルＸ（ｉ）を、
【数２５】

とすると、ｗ_ｒｅ（Ｎ）は正規方程式の解であり、
【数２６】

と表すことができる。ここでＲ_ｒ（Ｎ）とＶ_ｒ（Ｎ）とは、それぞれ以下で定める２×２行列と２次元ベクトルとである。
【００６０】
【数２７】

【数２８】

このＲ_ｒ（Ｎ）とＶ_ｒ（Ｎ）との要素を具体的に表すと、
【数２９】

【数３０】

【数３１】

【数３２】

【数３３】

【数３４】

【数３５】

【数３６】

となる。
【００６１】
数式３５を直接計算すればｗ_ｒｅ（Ｎ）を求めることができるが、そのためには逆行列
【数３７】

を計算する必要がある。ＲＬＳアルゴリズムはこの逆行列演算が不要な逐次アルゴリズムであり、このＲＬＳアルゴリズムを適用するとｗ_ｒｅ（Ｎ）は次式のように逐次的に表される。
【００６２】
【数３８】

【数３９】

【数４０】

【数４１】

ここで、Ｋ（ｉ）は２次元カルマンゲインベクトルであり、Ｐ（ｉ）はＲ_ｒ（ｉ）の逆行列である。この更新式の「ｉ＝０」における初期値は、
ｗ_ｒｅ（０）＝Ｏ_２ ・・・ 数式５０
Ｐ（０）＝δ^−１Ｉ_２ ・・・ 数式５１
である。ここでδは微少な正値で、Ｉ_２とＯ_２とはそれぞれ２×２の単位行列と２次元零ベクトルとである。
【００６３】
推定回路２６’’は上記のようにｗ_ｒｅ（Ｎ）を求め、α／βの推定値である
【数４２】

を制御手段である制御回路２８’’に入力する。制御回路２８’’は第２補正回路２２’’−２を制御して定振幅信号Ｓ_２（ｔ）に
【数４３】

を乗算させる。
【００６４】
ここで、増幅手段１８’’の第２非線形増幅器１８’’−２の振幅ゲインと位相とは、入力信号の振幅に依存するので、
【数４４】

に対する振幅ゲインと位相とは厳密には「Ｇ_０＋△Ｇ」および「φ_０＋△φ」にならない。
【００６５】
そこで、上記した再帰的最小２乗法による補正を繰り返し行うことが好ましい。この再帰的最小２乗法による補正を繰り返し行うには、第２補正回路２２’’−２でＳ_２（ｔ）に乗算する複素数をγとすると、γの更新は、前回求めたγに新たに求めた
【数４５】

を乗算するだけでよい。
【００６６】
また、この繰り返し動作は、数式２９の誤差信号ｅ_ｒ（ｉ）の絶対値の２乗を観測し、この値がしきい値以下になるまで繰り返すことが好ましい。
【００６７】
即ち、推定回路２６’’はｅ_ｒ（ｉ）の絶対値の２乗を計算し、しきい値以下か否かを制御手段２８’’に通知する。制御手段２８’’はこの情報を基に繰り返し動作を行うか否か判定し、全体的な制御を行うようにすればよい。
【００６８】
また、この実施の形態においては、スイッチ回路１８’’−５が設けられており、誤差信号ｅ_ｒ（ｉ）の絶対値の２乗がしきい値を超えるとき、出力端子２０から信号が出力されないように制御回路２８’’がスイッチ回路１８’’−５を制御するように構成されている。
【００６９】
しかしながら、こうしたスイッチ回路１８’’−５の構成を設けることなく、出力端子２０から常に信号が出力されるようにしてもよい。
【００７０】
図４乃至図６には、本発明の効果を調べるために発明者が行った計算機シミュレーションの結果が示されている。入力信号はロールオフ率０．５のロールオフフィルタでフィルタリングしたＱＰＳＫ変調信号とし、２つの増幅器（第１非線形増幅器１８’’−１および第２非線形増幅器１８’’−２）間の位相差△φを８°、振幅ゲイン差△Ｇ／Ｇ_０を２５％とした。また、歪補正１回で用いるデータ数Ｎは２０シンボルとした。
【００７１】
図４乃至図６に示されているように、２つの増幅器間に位相差および振幅ゲイン差があると合成信号に歪み波形を起こし、帯域外スペクトルが発生する。図４は歪補正を１回行った結果のシミュレーションであるが、帯域外スペクトルが５ｄＢくらいしか落ちていない。しかしながら、図５の歪補正を２回行った場合のシミュレーション結果や、図６の歪補正を２０回行った場合のシミュレーション結果から、補正を繰り返し行うことにより帯域外スペクトルを効果的に抑制できるようになる。
【００７２】
以上において説明したように、上記した歪補償送信増幅器においては、ＲＬＳアルゴリズムのような再帰的最小２乗法を用いるので、従来の技術におけるガウスの消去法とは異なり、新しくデータが入力するたびに推定を最初からやり直す必要がなく、計算量を大幅に削減できる。
【００７３】
さらに、従来の技術とは異なり、再帰的最小２乗法を繰り返し行うことにより、非線形増幅器の場合でも適用することができるようになる。
【００７４】
また、従来の技術では個々の増幅器の特性に関するパラメータαとβをまず推定し、それからα／βを求める２段階推定であったが、本発明は直接補正係数α／βを求めるため、計算量が削減でき推定精度も向上する。
【００７５】
従って、上記した歪補償送信増幅器は、高い線形性が要求される移動通信基地局の共通増幅方式へ適用すると、特に効果的である。
【００７６】
なお、上記した実施の形態は、以下の（１）乃至（３）に示すように変形してもよい。
【００７７】
（１）上記した実施の形態においては、入力端子１０から入力する信号が複素ベースバンド信号の場合について説明したが、これに限られるものではなく、本発明は入力信号が変調波である場合にも適用できることは勿論である。
【００７８】
図７には、入力信号が変調波である場合における信号生成手段の構成の一例が示されており、入力信号が変調波である場合には、図３に示す歪補償送信増幅器の構成中の信号生成手段としての信号生成回路１４に代えて、図７に示す構成の信号生成手段を用いればよい。
【００７９】
即ち、図７に示す信号生成手段は、入力端子１０に入力されて２経路に分岐された変調波のそれぞれに対して発振器１２から出力される搬送波をそれぞれ乗算する第１乗算器３０−１および第２乗算器３０−２と、発振器１２から出力されて第２乗算器３０−２へ入力される搬送波の位相をπ／２シフトする９０度位相器（π／２）３２と、第１乗算器３０−１から出力された信号を濾波する第１ローパスフィルタ３４−１と、第２乗算器３０−２から出力された信号を濾波する第２ローパスフィルタ３４−２と、第１ローパスフィルタ３４−１と第２ローパスフィルタ３４−２とから出力された複素ベースバンド信号を２つの定振幅信号に分離する分離器３６とを有して構成される。
【００８０】
以上の構成において、入力信号が変調波である場合には、まず、入力端子１０から変調波を入力すると、第１乗算器３０−１、第２乗算器３０−２において発信器１２から出力される搬送波が乗算され、第１ローパスフィルタ３４−１、第２ローパスフィルタ３４−２を通過後、複素ベースバンド信号として抽出される。分離器３６によりこの複素ベースバンド信号を２つの定振幅信号に分離し、この分離された２つの定振幅信号を補正手段２２’’に入力するようにすればよい。
【００８１】
（２）上記した実施の形態においては、Ｓ_２（ｔ）の振幅および位相を制御する場合について説明したが、これに限られるものではないことは勿論である。
【００８２】
即ち、Ｓ_２（ｔ）ではなく、Ｓ_１（ｔ）の振幅および位相を制御するようにβ／αを推定して、第１補正回路２２’’−１でＳ_１（ｔ）にβ／αを乗算するように構成してもよい。
【００８３】
（３）上記した実施の形態ならびに上記した（１）乃至（２）に示す変形例は、適宜に組み合わせるようにしてもよい。
【００８４】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したように構成されているので、計算量を大幅に低減することが可能にするとともに、増幅器間の振幅ゲイン差および位相差を零にすることが可能になるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】線形増幅方式の原理を説明するための線形増幅器のブロック構成図である。
【図２】従来の増幅器のブロック構成図である。
【図３】本発明による歪補償送信増幅器の実施の形態の一例を示すブロック構成図である。
【図４】計算機シミュレーションの結果を示すグラフであり、歪補正回数１回の場合の周波数スペクトルを示す。
【図５】計算機シミュレーションの結果を示すグラフであり、歪補正回数２回の場合の周波数スペクトルを示す。
【図６】計算機シミュレーションの結果を示すグラフであり、歪補正回数２０回の場合の周波数スペクトルを示す。
【図７】入力信号が変調波である場合における信号生成手段の構成の一例を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１０ 入力端子
１２ 発信器（ＯＳＣ）
１４ 信号生成回路（ＳＰ）（信号生成手段）
１６ 変調手段
１６−１ 第１変調器（ＭＯＤ１）
１６−２ 第２変調器（ＭＯＤ２）
１８ 増幅手段
１８−１ 第１非線形飽和増幅器（ＡＭＰ１）
１８−２ 第２非線形飽和増幅器（ＡＭＰ２）
１８−３ 結合器（ＣＯＭＢ）
１８’ 増幅手段
１８’−１ 第１増幅器（ＡＭＰ１）
１８’−２ 第２増幅器（ＡＭＰ２）
１８’−３ 結合器（ＣＯＭＢ）
１８’−４ 分配器（ＣＯＵＰ）
１８’’ 増幅手段
１８’’−１ 第１非線形増幅器（ＡＭＰ１）
１８’’−２ 第２非線形増幅器（ＡＭＰ２）
１８’’−３ 結合器（ＣＯＭＢ）
１８’’−４ 分配器（ＣＯＵＰ）
１８’’−５ スイッチ回路（ＳＷ）
２０ 出力端子
２２’ 補正手段
２２’−１ 第１補正回路（ＣＡＬ１）
２２’−２ 第２補正回路（ＣＡＬ２）
２２’’ 補正手段
２２’’−１ 第１補正回路（ＣＡＬ１）
２２’’−２ 第２補正回路（ＣＡＬ２）
２４’ 検波回路（ＤＥＭ）（検波手段）
２４’’ 検波回路（ＤＥＭ）（検波手段）
２６’ 推定回路（ＥＳＴ）（推定手段）
２６’’ 推定回路（ＥＳＴ）（推定手段）
２８’ 制御回路（ＣＯＮＴ）（制御手段）
２８’’ 制御回路（ＣＯＮＴ）（制御手段）
３０−１ 第１乗算器
３０−２ 第２乗算器
３２ ９０度位相器（π／２）
３４−１ 第１ローパスフィルタ（ＬＰＦ１）
３４−２ 第２ローパスフィルタ（ＬＰＦ２）
３６ 分離器

Claims (6)

1. 入力信号から２つの定振幅複素信号を生成する信号生成手段と、
   前記信号生成手段により生成された２つの定振幅複素信号をそれぞれ補正し、２つの補正された修正定振幅複素信号を出力する補正手段と、
   前記補正手段から出力された２つの修正定振幅複素信号を変調信号として、同一の搬送波からそれぞれ変調された２つの定振幅変調波を生成する変調手段と、
   前記変調手段により生成された２つの定振幅変調波をそれぞれ増幅する２つの増幅器を有し、前記２つの増幅器により前記変調手段により生成された２つの定振幅変調波をそれぞれ増幅した後に合成し、該合成した合成信号を出力する増幅手段と、
   前記増幅手段から出力された合成信号を前記搬送波で復調して複素検波信号を出力する検波手段と、
   前記信号生成手段により生成された２つの定振幅複素信号と前記検波手段により出力された複素検波信号とに再帰的最小２乗法を適用して、前記補正手段における補正係数として前記増幅手段における前記２つの増幅器間の増幅器位相差および増幅器振幅ゲイン比を推定する推定手段と
   を有する歪補償送信増幅器であって、
   前記推定手段は、前記信号生成手段により生成された２つの定振幅複素信号のうちの一方の信号と前記検波手段から出力された複素検波信号とに２つの推定パラメータをそれぞれ乗積したものの和信号を求め、該和信号と前記信号生成手段により生成された２つの定振幅複素信号のうちの他方の信号との差分を誤差信号とし、再帰的最小２乗法により前記推定パラメータを算出し、前記推定パラメータの１つから前記補正係数として前記増幅器位相差および前記増幅器振幅ゲイン比を求め、
   前記補正手段は、前記推定手段で求めた補正係数に基づいて、前記増幅器位相差が零かつ前記増幅器振幅ゲイン比が１となるように前記信号生成手段により生成された２つの定振幅複素信号の１つもしくは両方に対して振幅および位相を補正して歪補償する
   ものである歪補償送信増幅器。
2. 請求項１に記載の歪補償送信増幅器において、
   前記信号生成手段に入力される入力信号は、複素ベースバンド信号であり、生成される２つの定振幅複素信号は、該２つの定振幅複素信号を合成すると前記複素ベースバンド信号に等しい関係にある
   ものである歪補償送信増幅器。
3. 請求項１に記載の歪補償送信増幅器において、
   前記信号生成手段に入力される入力信号は、変調された信号であり、該変調された信号は前記搬送波により復調された複素ベースバンド信号に変換され、生成される２つの定振幅複素信号は、該２つの定振幅複素信号を合成すると前記復調された複素ベースバンド信号に等しい関係にある
   ものである歪補償送信増幅器。
4. 請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の歪補償送信増幅器において、さらに、
   前記推定手段の推定結果に基づいて前記補正手段により歪補償した後に、再度前記推定手段により前記増幅器位相差および前記増幅器振幅ゲイン比を推定し、該推定結果が許容範囲外の場合には前記補正手段による補正と前記推定手段による推定を繰り返す制御を行う制御手段と
   を有する歪補償送信増幅器。
5. 請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の歪補償送信増幅器において、さらに、
   前記推定手段による前記増幅器位相差および前記増幅器振幅ゲイン比の推定結果が許容範囲内のとき、前記増幅手段から出力された合成信号を送信信号として出力する制御を行う制御手段と
   を有する歪補償送信増幅器。
6. 請求項４に記載の歪補償送信増幅器において、
   前記制御手段は、さらに、前記推定手段による前記増幅器位相差および前記増幅器振幅ゲイン比の推定結果が許容範囲内のとき、前記増幅手段から出力された合成信号を送信信号として出力する制御を行う
   ものである歪補償送信増幅器。

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