JP5754139B2 - 合成型増幅器、送信機及び合成型増幅器制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、合成型増幅器、送信機及び合成型増幅器制御方法に関する。

近年、移動無線通信端末が広く普及してきている。さらに、その移動無線通信端末に対する高速データサービスの需要が拡大してきている。これら近年の状況に伴って、基地局では、送信出力の増大が急務となってきている。このように基地局の送信出力を大きくするためには、高出力送信増幅器（ＨＰＡ）が必要とされる。また、高出力送信増幅器では、単に送信出力を増大させるだけではなく、高い電力効率も求められている。そこで、送信出力を増幅し、さらに電力効率を上げるために、複数のＨＰＡを有している合成型高出力増幅器（Ｃ−ＨＰＡ：Composite-High Power Amplifier）という高出力送信増幅器が導入されてきている。また、Ｃ−ＨＰＡにした場合、入力された信号を均一に増幅することができるという利点もある。このようなＣ−ＨＰＡの例として、Outphasing法を用いた増幅器やドハティ増幅器などがある。Outphasing法とは、ＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）と呼ばれる非線形要素を用いて線形増幅を行う増幅方法である。また、ドハティ増幅器は、高出力時には２個の増幅器を同時に動作させ、低出力時には一方の増幅器のみを動作させる増幅器である。

このような高出力送信増幅器において、高い電力効率で出力を得るために増幅特性の非線形領域の増幅作用を行わせる場合、相互変調歪が生じてしまう。そして、このようなＨＰＡの非線形性により発生する信号の歪は、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）やＢＥＲ（Bit Error Rate）などの劣化を引き起こす原因となる。

そこで、電力効率と高出力増幅器の線形性とを両立させるために、様々な歪補償方式が提案されてきている。そして、より効率的で費用効果の高い歪補償方式の一つとして、デジタルプリディストーション（ＤＰＤ：Digital Predistortion）という技術が提案されている。

図１０は、従来例を説明するための図である。図１０には、ＤＰＤ型のＣ−ＨＰＡが記載されている。図１０において、Ｃ−ＨＰＡは、増幅器３０１〜３０３、カプラ／タップ３１１〜３１３、結合器３２０、減算器３３１〜３３３、ＬＭＳ（Least Mean Square）処理部３４１〜３４３、乗算器３５１〜３５３及びアンテナ３６０を有している。以下では、増幅器３０１〜３０３を区別しないときは、単に「増幅器３００」という。また、カプラ／タップ３１１〜３１３を区別しないといは、単に「カプラ／タップ３１０」という。また、減算器３３１〜３３３を区別しないときは、単に「減算器３３０」という。また、ＬＭＳ処理部３４１〜３４３を区別しないときは、単に「ＬＭＳ処理部３４０」という。さらに、乗算器３５１〜３５３を区別しないときは、単に「乗算器３５０」という。本実施形態では３つの増幅器３００しか記載していないが、図１０のＣ−ＨＰＡは実際にはＮ個の増幅器３００を有している。増幅器３０３がＮ番目の増幅器にあたる。また、各増幅器３００に対応するカプラ／タップ３１０、減算器３３０、ＬＭＳ処理部３４０及び乗算器３５０もそれぞれＮ個有るものとする。

図１０に示すように、増幅器３００から出力された信号ｙ^＊ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）は、カプラ／タップ３１０に入力される。カプラ／タップ３１０は信号ｙ^＊ｉを増幅前の信号レベルに戻し減算器３３０へフィードバック信号ｙ^＊ｉとして出力する。そして、減算器３３０は、入力された信号ｘｉ（ｉ＝１〜Ｎ）からフィードバック信号ｙ^＊ｉを減算して誤差信号を求める。そして、減算器３３０は、求めた誤差信号をＬＭＳ処理部３４０へ出力する。ＬＭＳ処理部３４０は、減算器３３０から入力された誤差信号に対しＬＭＳ処理を行い訂正（プリディストタ）信号ｈｉ（ｉ＝１〜Ｎ）を算出する。そして、ＬＭＳ処理部３４０は、訂正信号ｈｉを乗算器３５０へ出力する。乗算器３５０は、入力された信号ｘｉに対して訂正信号ｈｉを乗算する。ただし、信号ｘｉはＩ信号を実数部、Ｑ信号を虚数部とした複素Ｉ／Ｑ信号であるので、乗算器３５０では実際には複素数の乗算が行われる。このように、訂正信号ｈｉをｘｉに乗算することで、入力された信号ｘｉに対して増幅器３００の歪特性の逆特性が付加される。これにより、各増幅器３００において生じる歪が打ち消され、各増幅器３００からは歪のない信号が出力される。そして、結合器３２０が、各増幅器３００から出力された歪のない信号を結合して出力信号を生成する。そして、生成された出力信号は、アンテナ３６０から出力される。

特開２００３−３２０５５号公報 米国特許第６，１１１，４６２号

Qurehi j.H. et al, "90-W Peak Power GaN Outphasing Amplifier With Optimum Input Signal Conditioning", IEEE Trans On Theory And Techniques, 2009, vol.57, No.8, pp.1925-1935 Altera. Application Note 314. "Digital predistorter reference design" Ilkka Hakala et al, "A 2.14-GHz Chireix Outphasing Transmitter", IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques Vol.53, No.6, June 2005 W.C.Edmund et al, "A Mixed Signal Approach Towards Linear And Efficient N-Way Doherty Amplifiers", IEEE Trans On Microwave Theory And Techniques, Vol.55, No.5, May 2007 Paloma Garcla, Jesus de Mingo, Member, IEEE, Antonio Valdovios, and Alfonso Ortega "An Adaptive Digital Method of Imbalances Cancellation in LINC Transmitters", IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY, Vol.54, No.3, MAY 2005 P. Jardin and G. Baudoin, "Filter Look Up Table method for Power Amplifier Linearization," IEEE TRANSACTIONS ON INSTRUMENTATION AND MEASURMENT 2007, Vol.56; MUMB 3, pages 1076-1087

しかしながら、従来のＤＰＤ型のＣ−ＨＰＡでは、各ＨＰＡから出力された信号をカプラ／タップによってフィードバック信号としている。このように、カプラ／タップを用いて各ＨＰＡからの出力信号をフィードバック信号とした場合、ＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）において余分な出力を多数生成してしまい、コストやサイズを増大させ、信頼性を悪化させる。さらに、カプラやタップを実装する問題として、ＨＰＡ出力に配置されたタップやカプラは絶縁を有しており、この絶縁がＨＰＳの出力間で相互作用による障害となる。

これに対して、カプラやタップを用いない場合Ｃ−ＨＰＡからの出力としては各ＨＰＡからの出力が結合された信号しか取得できない。一般的に、Ｃ−ＨＰＡからの出力を分析することにより、各ＨＰＡからの出力を取得することは困難であり、各ＨＰＡの伝達関数ｆｉに対応した訂正信号ｈｉ（１〜Ｎ）を見つけることは困難である。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、各増幅器からの出力を結合した信号を基に各増幅器による信号の歪を除去する合成型増幅器、送信機及び合成型増幅器制御方法を提供することを目的とする。

本願の開示する合成型増幅器、送信機及び合成型増幅器制御方法は、一つの態様において、第１〜第Ｎ増幅器は、入力された信号を増幅し出力する。信号入力部は、各前記増幅器に所定値の信号を入力する第１信号、並びに、第１増幅器及び第ｋ＋１（ｋ＝１〜Ｎ）〜第Ｎ増幅器に前記所定値の信号を入力し、且つ第２〜第ｋ増幅器に前記所定値の符号を逆にした信号を入力する第ｋ信号であって、一回の入力で各前記増幅器に入力する信号を１行としてＮ行並べた行列を前記所定値で割ったものが

という所定行列となる第１〜第Ｎ信号のそれぞれを分配して各前記増幅器に順次入力する。信号加算部は、前記入力信号毎に各前記増幅器からの出力を加算する。フィードバック信号算出部は、前記信号毎の出力の加算結果を１〜Ｎの順番に並べたＮ次元ベクトルと前記Ｌの逆行列とを乗算し、前記各増幅器に対するフィードバック信号を算出する。補正部は、前記フィードバック信号を用いて各前記増幅器における信号の歪みを補正する。

本願の開示する合成型増幅器、送信機及び合成型増幅器制御方法の一つの態様によれば、各増幅器からの出力を結合した信号を用いて各増幅器による信号の歪を除去することができる。これにより、各増幅器の出力に対応したカプラやタップが不要となるので、合成型増幅器のサイズを小さくでき、製造コストが抑えられ、さらに信頼性を高めることができるという効果を奏する。

図１は、送信機の全体構成を示す図である。 図２は、実施例１に係るＣ−ＨＰＡのブロック図である。 図３は、実施例１に係るＣ−ＨＰＡのフィードバック信号算出を説明するための概略図である。 図４は、増幅器が２個の場合の実施例１に係るＣ−ＨＰＡのフィードバック信号算出を説明するための図である。 図５は、実施例１に係るＣ−ＨＰＡの歪補償処理を説明するためのフローチャートである。 図６は、実施例２に係るＣ−ＨＰＡのブロック図である。 図７は、実施例２に係るＣ−ＨＰＡのフィードバック信号算出を説明するための概略図である。 図８は、実施例２に係るＣ−ＨＰＡの歪補償処理を説明するためのフローチャートである。 図９は、本実施例に係るＣ−ＨＰＡを用いた場合の歪除去の効果を説明するための図である。 図１０は、従来例を説明するための図である。

以下に、本願の開示する合成型増幅器、送信機及び合成型増幅器制御方法の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施例により本願の開示する合成型増幅器、送信機及び合成型増幅器制御方法が限定されるものではない。

図１は、送信機の全体構成を示す図である。本実施例に係る送信機１は、図１に示すように、Ｃ−ＨＰＡ１０、乗算器１１、局部発振機１２、アンテナ１３及びモード切替部１４を有している。まず、図１を用いて本実施例に係る送信機１の全体的な動作を説明する。その後、本実施例に係るＣ−ＨＰＡ１０における歪補償について詳細に説明する。

ベースバンド信号生成部２は、音声などの入力されたデータに基づいてベースバンド信号を生成する。そして、ベースバンド信号生成部２は、生成したベースバンド信号を送信機１へ出力する。

乗算器１１は、ベースバンド信号の入力をベースバンド信号生成部２から受ける。さらに、乗算器１１は、局部発振信号の入力を局部発振機１２から受ける。そして、乗算器１１は、ベースバンド信号に局部発振信号のキャリア周波数を乗算して周波数を変換しＲＦ信号を生成する。そして、乗算器１１は、生成したＲＦ信号をＣ−ＨＰＡ１０へ出力する。

Ｃ−ＨＰＡ１０は、増幅器１００を有している。ここで、図１には増幅器が一つしか記載されていないが、実際には増幅器１００は並列に並んだ複数の増幅器で構成されている。Ｃ−ＨＰＡ１０は、ＲＦ信号の入力を乗算器１１から受ける。そして、Ｃ−ＨＰＡ１０は、増幅器１００を用いてＲＦ信号を増幅する。このとき、Ｃ−ＨＰＡ１０は歪補償処理も行っているがここでは説明を省略する。Ｃ−ＨＰＡ１０の動作は、後で詳細に説明する。Ｃ−ＨＰＡ１０は、増幅した信号をアンテナ１３から送信する。このＣ−ＨＰＡ１０が「合成型増幅器」の一例にあたる。

本実施例に係る送信機１は、フィードバック信号算出モードと信号送信モードの２つのモードを有している。モード切替部１４は、送信機１のモードを切り替える。

図２は、実施例１に係るＣ−ＨＰＡのブロック図である。また、図３は、実施例１に係るＣ−ＨＰＡのフィードバック信号算出を説明するための概略図である。

ここで、図２には３つの増幅器しか記載していないが、本実施例に係る送信機１のＣ−ＨＰＡ１０は、Ｎ個（Ｎ≧２）の増幅器１０１〜１０３を有している。増幅器１０３は、Ｎ番目の増幅器である。以下の説明では、増幅器１０１〜１０３を区別しない場合には、単に「増幅器１００」という。この増幅器１０１〜１０３が、「第１〜第Ｎ増幅器」の一例にあたる。また、Ｃ−ＨＰＡ１０は、結合器１６０を有している。

また、本実施形態に係る送信機１は、信号生成部１１０、信号分配部１２０及びアンテナ１３を有している。さらに、本実施形態に係る送信機１は、減算器１３１〜１３３、ＬＭＳ処理部１４１〜１４３、乗算器１５１〜１５３を有している。以下では、減算器１３１〜１３３を区別しないときは、単に「減算器１３０」という。また、ＬＭＳ処理部１４１〜１４３を区別しないときは、単に「ＬＭＳ処理部１４０」という。さらに、乗算器１５１〜１５３を区別しないときは、単に「乗算器１５０」という。ここで、図２には、減算器１３０、ＬＭＳ処理部１４０及び乗算器１５０をそれぞれ３つずつしか記載していないが、増幅器１００に対応させてそれぞれＮ個配置されている。そして、減算器１３３がＮ番目の減算器であり、ＬＭＳ処理部１４３がＮ番目のＬＭＳ処理部であり、乗算器１５３がＮ番目の乗算器である。また、図２では、図面を見やすくするため、一例として減算器１３３、ＬＭＳ処理部１４３及び乗算器１５３に対してのみ、モード切替部１４からの信号の入力線を記載している。実際には、モード切替部１４からＮ個全ての減算器１３０、ＬＭＳ処理部１４０及び乗算器１５０に対する信号の入力線が存在している。全ての以下では、まずフィードバック信号算出モードについて説明し、次に、信号送信モードについて説明する。

（フィードバック信号算出モード）
図３を参照して、本実施例に係るＣ−ＨＰＡ１０によるフィードバック信号算出について説明する。ここで、図３では、理解しやすくするために「ｘ」や「１」に＋の符合を付けて表しているが、以下の説明では、＋の符号は省いて説明する場合がある。

モード切替部１４は、信号生成部１１０、信号分配部１２０、減算器１３０、ＬＭＳ処理部１４０、乗算器１５０及びソルバ１７０のモードをフィードバック信号算出モードに切り替える。

信号生成部１１０は、フィードバック信号算出用の信号である信号Ｘ＝｛ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮ｝を生成する。そして、信号生成部１１０は、信号Ｘ＝｛ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮ｝を時刻ｔｉ（１≦ｉ≦Ｎ，ｔ１＜ｔ２＜．．．＜ｔＮ）において信号分配部１２０に順次入力する。ここで、信号Ｘをｔｉにおいて順次入力するとは、時刻ｔ１にｘ１を入力し、時刻ｔ２にｘ２を入力するというように、時刻ｔｉに信号ｘｉを入力することを順番に時刻ｔＮにｘＮを入力するまで繰り返すことをいう。そして、信号ｘ１は、信号分配部１２０においてｘ１＝｛ｘ，ｘ，．．．，ｘ｝（ｘはｘ≠０の所定値）と分配されるように生成された信号である。そして、信号ｘｋ（２≦ｋ≦Ｎ）は、１番目の値がｘであり、２番目からｋ番目までの値が−ｘとなるように信号分配部１２０において分配されるように生成された信号である。例えば、信号ｘ２は、信号分配部１２０においてｘ２＝｛ｘ，−ｘ，．．．，ｘ｝と分配されるように生成された信号である。また、信号ｘＮは、信号分配部１２０においてｘＮ＝｛ｘ，−ｘ．．．，−ｘ｝と分配されるように生成された信号である。この信号ｘ１〜ｘＮが、「第１〜第Ｎ信号」の一例にあたる。ここで、所定値ｘはｘ≠０であれば特に制限はない。

さらに、信号Ｘの送信について具体的に説明する。送信機１はデータの送信において、データのヘッダ部分に配置されたプリアンブルを送信した後に実際のデータ内容を送信する。そこで、信号生成部１１０は、データを送信する際のプリアンブルに信号Ｘを挿入することで信号分配部１２０への信号Ｘの送信を行う。このように、データのプリアンブルにフィードバック信号算出用の信号である信号Ｘを配置することで、データ送信時前にフィードバック信号の算出が行え、各増幅器１００の歪補償を適切に行うことができる。

信号分配部１２０は、信号Ｘの入力を信号生成部１１０から順次受ける。そして、信号分配部１２０は、受信した信号を分配する。具体的には、信号分配部１２０は、信号ｘ１を｛ｘ，ｘ，．．．，ｘ｝と分配する。また、信号ｘｋを１番目の値がｘであり、２番目からｋ番目までの値が−ｘとなるように分配する。

信号分配部１２０による信号の分配方法としては、例えばOutphasing法における分配などを使用する。

そして、信号分配部１２０は、各分配した信号のｊ番目の値をｊ番目の増幅器１００へ順次出力する。例えば、信号生成部１１０からｘ１が入力された場合、信号分配部１２０は、ｘ１を分配して、第１〜Ｎ番目の増幅器１００へｘを出力する。この場合の各増幅器１００への出力は、図３の領域ｔ１で囲われた信号で表されている。また、信号生成部１１０からｘｋが入力された場合、第１番目及び第ｋ＋１〜Ｎ番目の増幅器１００へｘを出力し、第２〜ｋ番目の増幅器１００へ−ｘを出力する。具体的には、信号生成部１１０からｘ２が入力された場合、信号分配部１２０は、増幅器１０２へ−ｘを出力し、増幅器１０２を除く増幅器１０１〜１０３へｘを出力する。この場合の各増幅器１００への出力は、図３の領域ｔ２で囲われた信号で表されている。また、信号生成部１１０からｘＮが入力された場合、信号分配部１２０は、増幅器１０１へｘを出力し、増幅器１０２〜１０３へ−ｘを出力する。この場合の各増幅器１００への出力は、図３の領域ｔＮで囲われた信号で表されている。この信号分配部１２０が、「信号入力部」の一例にあたる。

フィードバック信号算出モードにおいては、本実施例では減算器１３０及びＬＭＳ処理部１４０は動作しない。また、乗算器１５０は、信号分配部１２０からの入力信号を単に通過させ増幅器１００へ転送する。ここで、信号分配部１２０から出力された信号は、実際は乗算器１５１〜１５３を経由して各増幅器１００に入力されるが、乗算器１５１〜１５３は単に信号を転送するだけなので、説明の都合上、乗算器１５１〜１５３は図３には図示しない。

ここで、ｘｉのＮ個の要素をｉ行目に並べて作成するＮ×Ｎ行列をｘ分の１にしたＮ×Ｎ行列をＬとする。具体的には、行列Ｌは、次の数式１で表される。

第１〜Ｎ番目の増幅器１００は、信号分配部１２０から順次入力された信号を受ける。そして、増幅器１００は、入力された信号を増幅し出力する。ここで、増幅器１００による増幅を表す関数をｆ（ｘ）とすると、ｘが信号分配部１２０から入力された場合の第ｊ番目の増幅器１００からの出力は、ｙ^＊ｊ＝ｆ（ｘ）と表される。この関数ｆは非線形伝達関数である。そして、関数ｆは、ｙ^＊＝ｆ（ｘ）ならば、−ｙ^＊＝ｆ（−ｘ）を満たす。言い換えれば、関数ｆに代入される値の符号が逆になると、その解の符号が逆になるものである。したがって、増幅器１００は、特定の信号の符号が逆になった信号が入力された場合、特定の信号の出力の符号が逆になった値を出力する。すなわち、信号ｘが入力された場合、第ｊ番目の増幅器１００は、ｙ^＊ｊ（１≦ｊ≦Ｎ）を出力する。また、信号−ｘが入力された場合、第ｊ番目の増幅器１００は、−ｙ^＊ｊを出力する。例えば、信号ｘ１＝｛ｘ，ｘ，．．．，ｘ｝が入力されたときには、増幅器１０１〜１０３は、ｙ^＊１〜ｙ^＊Ｎを出力する。また、ｘ２＝｛ｘ，−ｘ，．．．，ｘ｝が入力されたときには、増幅器１０２は−ｙ^＊２を出力し、増幅器１０２を除く増幅器１０１〜１０３はそれぞれ、ｙ^＊１、ｙ^＊３〜ｙ^＊Ｎを出力する。また、信号ｘＮ＝｛ｘ，−ｘ，．．．，−ｘ｝が入力されたときには、増幅器１０１はｙ^＊１を出力し、増幅器１０２〜１０３は−ｙ^＊２〜−ｙ^＊Ｎを出力する。ここで、出力ｙ^＊ｊを順番に並べベクトルとしたものをＹ^＊とする。すなわちＹ^＊＝｛ｙ^＊１，ｙ^＊２，．．．，ｙ^＊Ｎ｝である。

結合器１６０は、信号分配部１２０から入力された信号ｘｉに対応する各増幅器１００からの出力ｙ^＊ｊを受信する。そして、結合器１６０は、受信した出力ｙ^＊ｊを結合して、信号分配部１２０からの入力である信号ｘｉに対する出力であるｙｉ（１≦ｉ≦Ｎ）を順次生成する。すなわち、時刻ｔｉに入力された信号ｘｉに対する出力がｙｉになる。具体的には、時刻ｔ１に入力された信号ｘ１に対する出力がｙ１＝ｙ^＊１＋ｙ^＊２＋．．．＋ｙ^＊Ｎになる。また、時刻ｔｋ（２≦ｋ≦Ｎ）に入力された信号ｘｋに対する出力がｙｋ＝ｙ^＊１−ｙ^＊２−ｙ^＊ｋ＋ｙ^＊（ｋ＋１）．．．＋ｙ^＊Ｎになる。例えば、時刻ｔ２に入力された信号ｘ２に対する出力がｙ２＝ｙ^＊１−ｙ^＊２＋ｙ^＊３＋．．．＋ｙ^＊Ｎとなる。また、時刻ｔＮに入力された信号ｘＮに対する出力がｙＮ＝ｙ^＊１−ｙ^＊２−ｙ^＊３−．．．−ｙ^＊Ｎとなる。ここで、これらの出力ｙ１〜ｙＮを順番に並べベクトルとしたものをＹとする。すなわち、Ｙ＝｛ｙ１，ｙ２，．．．，ｙＮ｝である。そして、結合器１６０は、ソルバ１７０に信号Ｙを出力する。

ソルバ１７０は、行列Ｌの逆行列であるＬ^−１を予め記憶している。そして、ソルバ１７０は、信号Ｙの入力を結合器１６０から受ける。

このとき、ＹとＹ^＊とは次の数式２を満たす。

そこで、ソルバ１７０は、Ｌ^−１と入力されたＹ＝｛ｙ１，ｙ２，．．．，ｙＮ｝とを用いてＬ^−１Ｙを算出し、Ｙ^＊＝｛ｙ^＊１，ｙ^＊２，．．．，ｙ^＊Ｎ｝を求める。

そして、ソルバ１７０は、ｙ^＊ｊをｊ番目の増幅器１００の歪補償を行うための訂正信号の算出に用いられるフィードバック信号とする。そして、ソルバ１７０は、フィードバック信号ｙ^＊ｊをｊ番目の増幅器１００に対応するｊ番目の減算器１３０に送信する。例えば、ソルバ１７０は、減算器１３１にフィードバック信号ｙ^＊１を送信し、減算器１３２にフィードバック信号ｙ^＊２を送信し、減算器１３３にフィードバック信号ｙ^＊Ｎを送信する。このソルバ１７０が「フィードバック信号算出部」の一例にあたる。

各減算器１３０は、フィードバック信号の入力をソルバ１７０から受ける。そして、各減算器１３０は、受信したフィードバック信号を記憶しておく。この減算器１３０が「誤差信号算出部」の一例にあたる。

さらに、図４を使って、フィードバック信号算出の具体例を説明する。図４は、増幅器が２個の場合の実施例１に係るＣ−ＨＰＡのフィードバック信号算出を説明するための図である。図４では、理解のために「ｘ」や「１」に＋の符合を付けて表しているが、以下の説明では、＋の符号は省いて説明する場合がある。

増幅器１０１及び増幅器１０２という２つの増幅器を有するＣ−ＨＰＡの場合、信号生成部１１０は、信号分配部１２０により｛ｘ，ｘ｝に分配される信号ｘ１及び｛ｘ，−ｘ｝に分配される信号ｘ２を生成する。そして、信号生成部１１０は、時刻ｔ１にｘ１を信号分配部１２０へ出力し、時刻ｔ２にｘ２を信号分配部１２０へ出力する。

まず、信号分配部１２０は、信号生成部１１０からｘ１を受信する。そして、信号分配部１２０は、ｘ１を｛ｘ，ｘ｝に分解する。そして、増幅器１０１にｘを入力し、増幅器１０２にｘを入力する。この入力は、領域ｔ１で囲われた信号で表される。次に、信号分配部１２０は、信号生成部１１０からｘ２を受信する。そして、信号分配部１２０は、ｘ２を｛ｘ，ｘ｝に分解する。そして、増幅器１０１にｘを入力し、増幅器１０２に−ｘを入力する。この入力は、領域ｔ２で囲われた信号で表される。このとき行列Ｌは次の数式３で表される。

まず、増幅器１０１及び増幅器１０２はいずれも、ｘの入力を信号分配部１２０から受ける。そして、増幅器１０１は、入力されたｘを増幅しｙ^＊１を出力する。また増幅器１０２は、入力されたｘを増幅しｙ^＊２を出力する。

次に、増幅器１０１は、ｘの入力を信号分配部１２０から受け、増幅器１０２は、−ｘの入力を信号分配部１２０から受ける。そして、増幅器１０１は、入力されたｘを増幅しｙ^＊１を出力する。また増幅器１０２は、入力された−ｘを増幅し−ｙ^＊２を出力する。

まず、結合器１６０は、増幅器１０１からｙ^＊１の入力を受け、増幅器１０２からｙ^＊２の入力を受ける。そして、結合器１６０はｙ^＊１とｙ^＊２とを結合しｙ１を生成する。そして、結合器１６０は、ｙ１をソルバ１７０へ出力する。

次に、結合器１６０は、増幅器１０１からｙ^＊１の入力を受け、増幅器１０２から−ｙ^＊２の入力を受ける。そして、結合器１６０はｙ^＊１と−ｙ^＊２とを結合しｙ２を生成する。そして、結合器１６０は、ｙ２をソルバ１７０へ出力する。

ソルバ１７０は、ｙ１及びｙ２の入力を結合器１６０から受ける。そして、Ｙ＝｛ｙ１，ｙ２｝とＬ−１を用いてＹ^＊＝｛ｙ^＊１，ｙ^＊２｝を算出する。具体的には、ソルバ１７０は、次の数式４のようにＹ^＊を算出する。

すなわち、ソルバ１７０は、ｙ^＊１＝０．５×ｙ１＋０．５×ｙ２、ｙ^＊２＝０．５×ｙ１−０．５×ｙ２と算出する。そして、ソルバ１７０は、増幅器１０１の訂正信号を求めるためのフィードバック信号をｙ^＊１とする。また、ソルバ１７０は、増幅器１０２の訂正信号を求めるためのフィードバック信号をｙ^＊２とする。

また、例えば、増幅器１００が３個有る場合（Ｎ＝３）、すなわちＬが３×３行列になる場合。Ｌは次の数式５のようになる。

そして、その逆行列Ｌ^−１は次の数式６として求められる。

したがって、Ｎ＝３の場合、ソルバ１７０は、数式６で表されるＬの逆行列を用いることで、フィードバック信号ｙ^＊１、ｙ^＊２及びｙ^＊３を求めることができる。

（信号送信モード）
図２に戻って、信号送信モードにおける各部の動作を説明する。モード切替部１４は、信号生成部１１０、信号分配部１２０、減算器１３０、ＬＭＳ処理部１４０、乗算器１５０及びソルバ１７０のモードを信号送信モードに切り替える。

信号生成部１１０は、信号の生成及び生成した信号の出力を停止する。

信号分配部１２０は、乗算器１１からＲＦ信号である信号Ｓの入力を受ける。そして、信号分配部１２０は、受信した信号ＳをＮ個に分配する。ここでは、信号分配部１２０がｓ１〜ｓＮの信号に分配したものとする。そして、信号分配部１２０は、分配した信号をそれぞれの減算器１３０及び乗算器１５０へ出力する。具体的には、信号分配部１２０は、ｓ１を減算器１３１及び乗算器１５１へ出力する。また、信号分配部１２０は、ｓ２を減算器１３２及び乗算器１５２へ出力する。信号分配部１２０は、ｓＮを減算器１３３及び乗算器１５３へ出力する。

次に、減算器１３０、ＬＭＳ処理部１４０及び乗算器１５０の動作について説明するが、ここでは、増幅器１０１に対応する減算器１３１、ＬＭＳ処理部１４１及び乗算器１５１の動作を例に説明する。

減算器１３１は、信号分配部１２０から信号ｓ１の入力を受ける。そして、減算器１３１は、信号ｓ１からフィードバック信号算出モードにおいて記憶したフィードバック信号ｙ^＊１を減算し誤差信号を求める。そして、減算器１３１は、求めた誤差信号をＬＭＳ処理部１４１へ出力する。

ＬＳＭ処理部１４１は、誤差信号の入力を減算器１３１から受ける。そして、ＬＳＭ処理部１４１は、受信した誤差信号に対して、ＬＭＳ処理を行い訂正（プリディストタ）信号ｈ１を算出する。そして、ＬＭＳ処理部１４１は、訂正信号ｈ１を乗算器１５１へ出力する。

乗算器１５１は、信号ｓ１の入力を信号分配部１２０から受ける。また、乗算器１５１は、訂正信号ｈ１の入力をＬＭＳ処理部１４１から受ける。そして、乗算器１５１は、入力された信号ｓ１に対して訂正信号ｈ１を乗算する。このように、訂正信号ｈ１を信号ｓ１に乗算することで、信号ｓ１に対して増幅器１０１の歪特性の逆特性が付加される。そして、乗算器１５１は、歪特性の逆特性を付加した信号ｓ１を増幅器１０１へ出力する。

増幅器１０１は、歪特性の逆特性を付加された信号ｓ１を乗算器１５１から受信する。そして、増幅器１０１は、歪特性の逆特性を付加された信号ｓ１を増幅し信号ｐ１を生成する。このように歪特性の逆特性を付加された信号を増幅することで、増幅器１０１において生じる歪が打ち消され、増幅器１０１から歪のない信号ｐ１が出力される。そして、増幅器１０１は、信号ｐ１を結合器１６０へ出力する。

そして、結合器１６０は、各増幅器１００から出力された歪のない信号ｐ１〜ｐＮを取得する。そして、結合器１６０は、信号ｐ１〜ｐＮ結合して送信信号Ｐを生成する。そして、結合器１６０は、送信信号Ｐをアンテナ１３から送信する。

次に、図５を参照して、本実施例に係るＣ−ＨＰＡの歪補償処理の流れを説明する。図５は、実施例１に係るＣ−ＨＰＡの歪補償処理を説明するためのフローチャートである。

ここで、ステップＳ１０１〜ステップＳ１０５はフィードバック信号算出モードでの処理であり、ステップＳ１０６は信号送信モードでの処理であるが、ここでは説明の便宜上、動作モードの切り替えを省いて一連の処理として説明する。

信号生成部１１０は、信号Ｘ＝｛ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮ｝を生成する。そして、信号生成部１１０は、信号Ｘ＝｛ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮ｝を時刻ｔｉ（１≦ｉ≦Ｎ，ｔ１＜ｔ２＜．．．＜ｔＮ）において信号分配部１２０に順次入力する（ステップＳ１０１）。

信号分配部１２０は、入力された信号ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮをそれぞれ分配して各増幅器１００へ出力する信号を生成する。具体的には、信号分配部１２０は、ｘ１＝（ｘ，ｘ，．．．，ｘ）、ｘ２＝（ｘ，−ｘ，．．．，ｘ）、・・・、ｘＮ＝（ｘ，−ｘ，．．．，−ｘ）として信号を生成する（ステップＳ１０２）。

そして、信号分配部１２０は、ｘ１からｘＮまで順番に分配した信号を各増幅器１００に対して入力していく（ステップＳ１０３）。

各増幅器１００は、入力された信号を増幅し出力する。このとき、第ｊ番目（１≦ｊ≦Ｎ）の増幅器１００は、入力がｘの場合はｙ^＊ｊを出力し、入力が−ｘの場合は−ｙ^＊ｘを出力する。そして、結合器１６０は、各増幅器１００から入力された信号を結合してソルバ１７０へ出力する。具体的には、結合器１６０は、信号生成部１２０からの入力が信号ｘ１である場合、ｙ１＝ｙ^＊１＋ｙ^＊２＋．．．＋ｙ^＊Ｎを出力する。また、結合器１６０は、信号生成部１２０からの入力が信号ｘｋ（２≦ｋ≦Ｎ）である場合、ｙｋ＝ｙ^＊１−ｙ^＊２−ｙ^＊ｋ＋ｙ^＊（ｋ＋１）．．．＋ｙ^＊Ｎを出力する。結局、結合器１６０は、Ｙ＝｛ｙ１，ｙ２，．．．．ｙＮ｝をソルバ１７０へ出力することになる（ステップＳ１０４）。

ソルバ１７０は、結合器１６０から信号Ｙ＝｛ｙ１，ｙ２，．．．，ｙＮ｝を受信して、Ｙ^＊＝Ｌ^−１Ｙを用いてフィードバック信号ｙ^＊１、ｙ^＊２、．．．、ｙ^＊Ｎを算出する（ステップＳ１０５）。そしてソルバ１７０は、減算器１３０にフィードバック信号を送信する。

ｉ（１≦ｉ≦Ｎ）番目の減算器１３０は、信号分配部１２０より入力された信号ｓｉからフィードバック信号ｙ^＊ｉを減算し誤差信号を求める。ｉ番目のＬＭＳ処理部１４０は、誤差信号に対しＬＭＳ処理を行い訂正（プリディストタ）信号ｈｉを算出する。そして、ＬＭＳ処理部１４０は、訂正信号ｈｉをｉ番目の乗算器１５０へ出力する。ｉ番目の乗算器１５０は、入力された信号ｘｉに対して訂正信号ｈｉを乗算する。そして、ｉ番目の増幅器１００は、乗算器１５０から入力された信号を増幅し信号ｐｉを生成する。そして、結合器１６０は、各増幅器１００から入力された信号ｐ１〜ｐＮを結合し送信信号Ｐを生成する。そして、結合器１６０は、送信信号Ｐをアンテナ１３から送信する（ステップＳ１０６）。

以上に説明したように、本実施例に係るＣ−ＨＰＡは、内部に配置された各増幅器からの出力を結合した後のＣ−ＨＰＡの出力信号を基に、各ＨＰＡからの出力を求めることができる。これにより、ＤＰＤ方式を用いる場合でも、各ＨＰＡからの出力をフィードバック信号として用いるためのカプラやタップを配置する必要が無くなり、Ｃ−ＨＰＡのサイズを小さくでき、製造コストが抑えられ、さらに信頼性を高めることができるという効果を奏する。また、ＤＰＤを用いるため、高出力増幅器の線形性を保ちつつ電力効率を高くすることができる。言い換えれば、本実施例に係るＣ−ＨＰＡによれば、高出力増幅器の線形性及び電力効率を損なわずに、サイズの縮小、製造コストの削減及び信頼性の向上を実現することができる。

図６は、実施例２に係るＣ−ＨＰＡのブロック図である。図６に示すように、本実施例に係るＣ−ＨＰＡは、実施例１のＣ−ＨＰＡから信号生成部１１０を除いたものとなっている。

図７は、実施例２に係るＣ−ＨＰＡのフィードバック信号算出を説明するための概略図である。本実施例に係るＣ−ＨＰＡは、通常の送信データである信号の中から、フィードバック信号の算出に用いることのできる信号を取得することが実施例１と異なる。ここで、通常の送信データとは、フィードバック信号の算出を目的として生成された信号ではない信号を指す。そこで、以下では、本実施例に係るＣ−ＨＰＡによる、フィードバック信号算出モードにおけるフィードバック信号の算出に用いる信号の特定及び取得について主に説明する。本実施例に係るＣ−ＨＰＡの信号送信モードにおける動作は、実施例１と同じであるので説明を省略する。図７において、図４と同じ符号を有する各部は、特に説明の無い限り同じ機能を有するものとする。また、図７では、理解のために「ｘ」や「１」に＋の符合を付けて表しているが、以下の説明では、＋の符号は省いて説明する場合がある。

信号分配部１２０は、信号の入力を乗算器１１から受ける。ここで、信号分配部１２０が乗算器１１から受信する信号は、通常の送信データであり、特にフィードバック信号を算出するためのデータとして生成されたものではない。そのため、信号分配部１２０やソルバ１７０は、信号分配部１２０が乗算器１１から受信する信号がどのような値を有していのかを予め把握しておくことができない。

信号分配部１２０は、乗算器１１から入力された信号をＮ個に分配する。そして、信号分配部１２０は、分配した信号を各増幅器１００へ出力する。また、信号分配部１２０は、分配した信号をソルバ１７０へ出力する。ここで、信号分配部１２０から出力された信号は、実際は乗算器１５０を経由して増幅器１００に入力されるが、乗算器１５０は単に信号を転送するだけなので、乗算器１５０については図示及び説明を省略する。

各増幅器１００は、信号分配部１２０から入力された信号を増幅して出力する。

結合器１６０は、各増幅器１００からの出力を取得する。そして、結合器１６０は、各増幅器１００からの出力を結合し出力信号を生成する。そして、結合器１６０は、生成した出力信号をソルバ１７０へ出力する。

ソルバ１７０は、フィードバック信号の算出に用いるための信号のパターンを予め記憶している。本実施例では、ソルバ１７０は、Ｎ個の信号全てがｘであるパターン、及び１番個目の信号及びｋ＋１〜Ｎ番目（２≦ｋ≦Ｎ）の信号がｘであり、２〜ｋ番目の信号が−ｘであるパターンというＮ個のパターンを記憶している。すなわち、ソルバ１７０が記憶しているＮ個の信号ｘ１、ｘ２、．．．、ｘＮのパターンをｘ１＝｛ｘ，ｘ，．．．，ｘ｝、ｘ２＝｛ｘ，−ｘ，．．．，ｘ｝、．．．、ｘＮ＝｛ｘ，−ｘ，．．．，−ｘ｝と表すことができる。ここで、本実施例ではｘとしているがｘは０以外であれば、ｘに特に制限はない。以下では、信号ｘｉのパターンを「パターンｘｉ」と呼ぶ場合がある。

ソルバ１７０は、出力信号を結合器１６０から受信する。さらに、ソルバ１７０は、出力信号に対応する、信号分配部１２０から出力された信号を受信する。

そして、ソルバ１７０は、信号分配部１２０が出力した信号のパターンが、自己が記憶するパターン｛ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮ｝のいずれかに一致しているか否かを判定する。信号分配部１２０が出力した信号のパターンが、自己が記憶するパターンのいずれにも一致しない場合、ソルバ１７０は、結合器１６０から受信した出力信号を破棄する。これに対して、信号分配部１２０が出力した信号のパターンが、自己が記憶するパターンのいずれかに一致した場合、ソルバ１７０は、信号のパターンに対応させて結合器１６０から受信した出力信号を記憶する。具体的には、ソルバ１７０は、信号のパターンｘｉ（１≦ｉ≦Ｎ）に対応する出力信号をｙｉとして記憶する。ここで、ｊ番目の増幅器１００の出力をｙ^＊ｊ＝ｆ（ｘ）（１≦ｊ≦Ｎ）とすると、ｙ１＝ｙ^＊１＋ｙ^＊２＋．．．＋ｙ^＊Ｎ、ｙ２＝ｙ^＊１−ｙ^＊２＋．．．＋ｙ^＊Ｎ、．．．、ｙＮ＝ｙ^＊１−ｙ^＊２−．．．−ｙ^＊Ｎと表される。

そして、ソルバ１７０は、全ての信号のパターンｘｉに対応する信号ｙｉを取得するまで、結合器１６０からの信号の受信を繰り返す。全ての信号のパターンｘｉに対応する信号ｙｉを取得すると、ソルバ１７０は、Ｙ＝｛ｙ１，ｙ２，．．．，ｙＮ｝とする。そして、ソルバ１７０は、Ｙ^＊＝Ｌ^−１Ｙを用いて、各増幅器１００からの出力であるＹ^＊＝｛ｙ^＊１，ｙ^＊２，．．．，ｙ^＊Ｎ｝を算出する。ここで、行列ＬはｘｉのＮ個の要素をｉ行目に並べて作成するＮ×Ｎ行列をｘ分の１にしたＮ×Ｎ行列であり、上述して数式１で表される行列となる。そして、ソルバ１７０は、ｙ^＊ｉをｉ番目の増幅器１００のフィードバック信号とする。そして、ソルバ１７０は、ｉ番目の減算器１３０にフィードバック信号ｙ^＊ｉを送信する。

各減算器１３０は、ソルバ１７０から受信したフィードバック信号を記憶する。

次に、図８を参照して本実施例に係るＣ−ＨＰＡの歪補償処理の流れを説明する。図８は、実施例２に係るＣ−ＨＰＡの歪補償処理を説明するためのフローチャートである。

信号分配部１２０は、乗算器１１から信号の入力を受ける（ステップＳ２０１）。そして、信号分配部１２０は、受信した信号を分配し分配した信号を各増幅器１００に入力する（ステップＳ２０２）。

増幅器１００は入力された信号を増幅して結合器１６０へ出力する。結合器１６０は、各増幅器１００から受信した信号を結合して出力信号を生成する。そして、ソルバ１７０は、出力信号を結合器１６０から取得する（ステップＳ２０３）。

ソルバ１７０は、信号分配部１２０から出力され各増幅器１００へ入力された信号のパターンが、自己が記憶するパターン｛ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮ｝のいずれかに一致しているか否かを判定する（ステップＳ２０４）。自己が記憶するパターン｛ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮ｝のいずれかに一致していない場合（ステップＳ２０４否定）、ステップＳ２０１に戻る。このとき、ソルバ１７０は出力信号を廃棄する。

これに対して、自己が記憶するパターン｛ｘ１，ｘ２，．．．，ｘＮ｝のいずれかに一致する場合（ステップＳ２０４肯定）、ソルバ１７０は、一致したパターンｘｉに対応させて信号ｙｉを記憶する（ステップＳ２０５）。

ソルバ１７０は、自己が記憶するパターンｘｉそれぞれに一致するｙｉを全て取得したか否かを判定する（ステップＳ２０６）。言い換えれば、ｊ番目の増幅器１００の出力をｙ^＊ｊ＝ｆ（ｘ）とすると、ｙ１＝ｙ^＊１＋ｙ^＊２＋．．．＋ｙ^＊Ｎ、ｙ２＝ｙ^＊１−ｙ^＊２＋．．．＋ｙ^＊Ｎ、．．．、ｙＮ＝ｙ^＊１−ｙ^＊２−．．．−ｙ^＊Ｎの各式を満たす出力信号を全て取得したか否かを判定する。パターンｘｉそれぞれに一致するｙｉの取得が完了していない場合（ステップＳ２０６否定）、ステップＳ２０１に戻る。

これに対して、パターンｘｉそれぞれに一致するｙｉを全て取得した場合（ステップＳ２０６肯定）、ソルバ１７０は、Ｙ＝｛ｙ１，ｙ２，．．．，ｙＮ｝とする。そして、ソルバ１７０は、Ｙ^＊＝Ｌ^−１Ｙを用いて、各増幅器１００からの出力であるＹ^＊＝｛ｙ^＊１，ｙ^＊２，．．．，ｙ^＊Ｎ｝を算出する（ステップＳ２０７）。

ｉ（１≦ｉ≦Ｎ）番目の減算器１３０は、信号分配部１２０より入力された信号ｓｉからフィードバック信号ｙ^＊ｉを減算し誤差信号を求める。ｉ番目のＬＭＳ処理部１４０は、誤差信号に対しＬＭＳ処理を行い訂正（プリディストタ）信号ｈｉを算出する。そして、ＬＭＳ処理部１４０は、訂正信号ｈｉをｉ番目の乗算器１５０へ出力する。ｉ番目の乗算器１５０は、入力された信号ｘｉに対して訂正信号ｈｉを乗算する。そして、ｉ番目の増幅器１００は、乗算器１５０から入力された信号を増幅し信号ｐｉを生成する。そして、結合器１６０は、各増幅器１００から入力された信号ｐ１〜ｐＮを結合し送信信号Ｐを生成する。そして、結合器１６０は、送信信号Ｐをアンテナ１３から送信する（ステップＳ２０８）。

以上に説明したように、本実施例に係るＣ−ＨＰＡは、特定の信号を生成せずに、Ｃ−ＨＰＡの出力信号を基に、各ＨＰＡからの出力を求めることができる。これにより、特定の信号を生成する機能を有する必要がなくなり、送信器のサイズをより小さくすることができる。

また、ＤＰＤ方式を用いる場合でも、各ＨＰＡからの出力をフィードバック信号として用いるためのカプラやタップを配置する必要が無くなり、Ｃ−ＨＰＡのサイズを小さくでき、製造コストが抑えられ、さらに信頼性を高めることができるという効果を奏する。すなわち、本実施例に係るＣ−ＨＰＡによれば、高出力増幅器の線形性及び電力効率を損なわずに、サイズの縮小、製造コストの削減及び信頼性の向上を実現することができる。

さらに、図９を参照して、以上で説明した各実施例に係るＣ−ＨＰＡにおける信号の歪除去の効果の一例について説明する。図９は、本実施例に係るＣ−ＨＰＡを用いた場合の歪除去の効果を説明するための図である。

図９のグラフにおける縦軸は信号の減衰量を表し、横軸は中心周波数からのオフセットを表している。オリジナルの信号のスペクトラムは点線２０１で示されている。本来、このオリジナルの信号を出力する場合には、点線２０１より大きいオフセットの周波数の部分の信号は不要である。しかし、オリジナルの信号を出力しようとすると、点線２０１より大きいオフセットの周波数の部分において余分な信号が発生してしまう。具体的には、実施例１又は実施例２のＣ−ＨＰＡを用いて信号を増幅した場合、実線２０２で表されるような信号が発生する。また、実施例１又は実施例２のＣ−ＨＰＡを用いずに信号を増幅した場合、一点鎖線２０３で表される信号が発生する。一点鎖線２０３で表されるように、通常の増幅を行った場合には、特定の周波数において減衰量が低くなり大きな信号が出力されてしまっている。これに対して、実施例１又は実施例２のＣ−ＨＰＡを用いて信号を増幅した場合には、余分なオフセットの周波数全域での減衰量を高くすることができ、通常の増幅の場合に比較して不要な信号を抑えることができている。

１ 送信機
２ ベースバンド信号生成部
１０ Ｃ−ＨＰＡ
１１ 乗算器
１２ 局部発振機
１３ アンテナ
１４ モード切替部
１００〜１０３ 増幅器
１１０ 信号生成部
１２０ 信号分配部
１３０〜１３３ 減算器
１４０〜１４３ ＬＭＳ処理部
１５０〜１５３ 乗算器
１６０ 結合器

Claims (8)

1. 入力された信号を増幅し出力する第１〜第Ｎ増幅器と、
   各前記増幅器に所定値の信号を入力する第１信号、並びに、第１増幅器及び第ｋ＋１（ｋ＝１〜Ｎ）〜第Ｎ増幅器に前記所定値の信号を入力し、且つ第２〜第ｋ増幅器に前記所定値の符号を逆にした信号を入力する第ｋ信号であって、一回の入力で各前記増幅器に入力する信号を１行としてＮ行並べた行列を前記所定値で割ったものが
   

   

   という所定行列となる第１〜第Ｎ信号のそれぞれを分配して各前記増幅器に順次入力する信号入力部と、
   前記入力信号毎に、各前記増幅器からの出力を加算する信号加算部と、
   前記信号毎の出力の加算結果を１〜Ｎの順番に並べたＮ次元ベクトルと前記Ｌの逆行列とを乗算し、前記各増幅器に対するフィードバック信号を算出するフィードバック信号算出部と、
   前記フィードバック信号を用いて各前記増幅器における信号の歪みを補正する補正部と
   を備えたことを特徴とする合成型増幅器。
2. 前記補正部は、
   入力信号と前記フィードバック信号との誤差信号を求める第１〜第Ｎ誤差信号算出部と、
   前記誤差信号に対してＬＭＳアルゴリズムを用いて各前記増幅器の歪特性成分を補償する訂正信号を求める第１〜第ＮＬＭＳ処理部と、
   入力信号に対して前記訂正信号を乗算して前記増幅器に入力する第１〜第Ｎ乗算器と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の合成型増幅器。
3. 前記第１信号及び前記第ｋ信号を生成する信号生成部をさらに備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の合成型増幅器。
4. 前記信号生成部は、送信データのヘッダ部分に前記第１〜第Ｎ信号を付加して前記信号入力部に送信することを特徴とする請求項３に記載の合成型増幅器。
5. 前記信号入力部は、フィードバック信号の算出を目的として生成された信号ではない通常の送信データを含む信号を前記増幅器に入力し、
   前記フィードバック信号算出部は、前記Ｎ個の入力信号を全て受信したかを判定し、前記Ｎ個の入力信号の受信が完了した場合、前記フィードバック信号を算出する
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の合成型増幅器。
6. 前記フィードバック信号算出部は、前記信号入力部が入力した信号の情報を取得し、該情報と前記信号入力部から入力された信号を比較して、前記Ｎ個の入力信号を受信が完了したか否かを判定することを特徴とする請求項５に記載の合成型増幅器。
7. 入力された信号を増幅し出力する第１〜第Ｎ増幅器と、
   各前記増幅器に所定値の信号を入力する第１信号、並びに、第１増幅器及び第ｋ＋１（ｋ＝１〜Ｎ）〜第Ｎ増幅器に前記所定値の信号を入力し、且つ第２〜第ｋ増幅器に前記所定値の符号を逆にした信号を入力する第ｋ信号であって、一回の入力で各前記増幅器に入力する信号を１行としてＮ行並べた行列を前記所定値で割ったものが
   

   

   という所定行列となる第１〜第Ｎ信号のそれぞれを分配して各前記増幅器に順次入力する信号入力部と、
   前記入力信号毎に、各前記増幅器で増幅された信号の出力を加算する信号加算部と、
   前記信号毎の出力の加算結果を１〜Ｎの順番に並べたＮ次元ベクトルと前記Ｌの逆行列とを乗算し、各前記増幅器に対するフィードバック信号を算出するフィードバック信号算出部と、
   ベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、
   前記ベースバンド信号をＲＦ信号に変換するＲＦ信号生成部と、
   前記フィードバック信号を用いて各前記増幅器における前記ＲＦ信号の歪みを補正する補正部と、
   前記ＲＦ信号を増幅した前記増幅器からの出力を加算して送信信号を生成しアンテナを介して送出する信号送出部と
   を備えたことを特徴とする送信機。
8. 入力された信号を増幅し出力する第１〜第Ｎ増幅器のそれぞれに所定値の信号を入力する第１信号、並びに、第１増幅器及び第ｋ＋１（ｋ＝１〜Ｎ）〜第Ｎ増幅器に前記所定値の信号を入力し、且つ第２〜第ｋ増幅器に前記所定値の符号を逆にした信号を入力する第ｋ信号であって、一回の入力で各前記増幅器に入力する信号を１行としてＮ行並べた行列を前記所定値で割ったものが
   

   

   という所定行列となる第１〜第Ｎ信号のそれぞれを分配して各前記増幅器に順次入力し、
   前記入力信号毎に、各前記増幅器で増幅された信号の出力を加算し、
   前記信号毎の出力の加算結果を１〜Ｎの順番に並べたＮ次元ベクトルと前記Ｌの逆行列とを乗算し、各前記増幅器に対するフィードバック信号を算出し、
   前記フィードバック信号を用いて各前記増幅器における信号の歪みを補正する
   ことを特徴とする合成型増幅器制御方法。

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