CN1640086A - 用于减小通信网中寄生发射的与频率有关的幅度预失真 - Google Patents

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Abstract

把幅度——以及优选地相位——是与频率有关的预失真加到输入信号上，以便减小由于信号的以后的放大造成的寄生发射。在优选实施例中，本发明的预失真技术是与在美国专利申请No.09/395,490(“490申请”)中描述的(与频率无关的)幅度和相位预失真技术相组合地被实施的，其中与频率有关的预失真相应于具有正比于与载频的频率偏移的幅度和在载频的任一边的±90°的相移的放大器失真。因为这些特性匹配于微分器的那些特性，通过使用微分滤波器电路可以达到放大器失真的这个部分的透彻的校正。本发明的实施例可以在基带域中实施。本实施方案还可以基于随时间自适应地更新的查找表，以确保最佳性能。

Description

用于减小通信网中寄生发射的 与频率有关的幅度预失真
技术领域
本发明涉及信号处理，具体地，涉及例如在无线通信网中的传输的信号的预失真，以减小寄生发射。
相关申请的交叉参考
本专利申请要求2002年3月8日提交的、临时专利申请号为60/362,660、代理卷号为C0009PROV的申请；2002年3月25日提交的、临时专利申请号为60/367,399、代理卷号为C0011PROV的申请，以及2002年5月22日提交的、美国专利申请号为10/153,446、代理卷号为C0009的申请的申请日的权益。本专利申请的主题涉及到(a)1999年9月14日提交的、美国专利申请号为09/395,490、代理卷号为Johnson 6-1-17的申请(“‘490’申请”)，(b)2002年2月5日提交的、美国专利申请号为10/068,343的、代理卷号为C0001的申请，和(c)2002年5月22日提交的、美国专利申请号为10/153,289、代理卷号为C0011的主题，其全部教导在此引入作为参考。
背景技术
现代无线通信网采用复杂的调制方案，它必须严格控制寄生发射(有时称为“带外发射”)，以避免干扰相邻的载波和遵从规章实体(例如FCC)和标准实体(例如，ITU)的要求。寄生发射的一个源是基站发射机放大器，它被使用来在信号作为无线(例如射频)信号发送到诸如蜂窝语音和/或数据网的无线通信网的无线(例如，移动)单元之前放大信号。现有技术的用于减小这样的寄生发射的技术能够满足以前的要求。然而，无线通信网中最近的开发(例如，通用移动电信业务(UMTS))给基站发射机放大器加上额外的负担，这使得进一步减小寄生发射是有利的。
发明内容
本发明的实施例针对把无线通信网寄生发射减小到满足当前要求的水平的技术。具体地，本发明的实施例包括其幅度——以及优选地相位——是与频率有关的预失真，该预失真加到输入信号上，以生成预失真的信号，当这个预失真信号加到放大器时，导致在最终得到的放大的信号中较低的寄生发射。
在一个实施例中，本发明是用于减小在放大的信号中的寄生发射的方法，方法包括以下步骤：(a)接收输入信号；和(b)把幅度是与频率有关的预失真施加到输入信号上，以生成预失真信号，这样，当预失真信号加到放大器生成放大的信号时，该预失真减小在放大信号中的寄生发射。
附图说明
从以下的详细说明、所附的权利要求和附图，本发明的其它目的、特征和优点将更加完全清楚，其中相同的标号表示类似的或相同的单元。
图1显示按照美国专利申请序号09/395,490中描述的(与频率无关的)预失真技术的系统的方框图；
图2显示图1的数字预失真器的方框图；
图3显示图2的指数(index)计算模块、延时模块、查找表、和输出模块的示例性FPGA实施方案的方框图；
图4显示图1的接收机的示例性单信道、单变换实施方案的方框图；
图5显示具有幅度和相位是与频率有关的预失真部件的预失真器与在‘490申请中描述的、与频率无关的预失真部件相结合的一个可能的基带域实施方案的方框图；
图5A显示类似于图5的硬件实施方案的方框图，除了在次要信号处理路径上复数乘法和微分步骤的次序是颠倒的；
图6显示用于图5的预失真器的差分滤波器的线性幅度滤波器的脉冲响应；
图7显示用于图5的预失真器的差分滤波器的希尔伯特(Hilbert)变换滤波器的脉冲响应；
图8显示用于图5的预失真器的差分滤波器的单滤波器方案的脉冲响应；
图9显示具有幅度和相位是与频率有关的预失真部件的预失真器和与频率无关的预失真部件相结合的一个可能的RF域实施方案的方框图；以及
图9A显示类似于图9的硬件实施方案的方框图，除了在次要信号处理路径上复数乘法和微分步骤的次序是颠倒的。
具体实施方式
‘490申请描述通过使用足够满足以前存在的规章和标准的数字预失真来减小寄生发射的技术。按照‘490申请，把幅度和相位是与频率有关的预失真加到输入信号上，以生成一个(主)预失真的信号，当预失真的信号以后被放大器放大时，该预失真信号减小寄生发射。按照本发明的实施例，把幅度——以及优选地相位——是与频率有关的预失真加到附加的(即，次要的)预失真信号上，该预失真信号当与‘490申请中描述的主预失真的信号相组合时，可进一步减小在放大的信号中的寄生发射。以下的部分提供在‘490申请中教导的预失真技术的说明。接着是预失真部件的不同的可能的实现方案的说明，预失真部件的幅度和相位是与频率有关的，预失真部件优选地与但不必须与‘490申请的预失真技术相组合，以进一步减小无线网中的寄生发射。
‘490申请的预失真技术
在‘490申请中描述的预失真技术减小在无线通信网中相邻的信道功率。具体地，‘490申请描述用于数字地和自适应地预失真外出的信号的技术，这牵涉到在信号被加到，例如，基站发射机放大器之前对于信号施加校正，这样，校正是与由放大器产生的至少某些预期的失真相等但方向相反。校正使得至少某些放大器失真被抵销，导致基站发射机比起不带有这样的预失真的相应的发射机具有更线性的传输特性。在这些环境下，相邻的信道功率(级，寄生发射)被按希望地减小。
图1显示按照‘490申请中描述的预失真技术的系统10的方框图。系统10包括数字预失真器12，用于接收输入的数字基带信号的同相(I)和正交(Q)分量；IQ调制器14，被连接到预失真器12的输出端；放大器16，被连接到调制器14的输出端；以及接收机18，通过耦合器17被耦合到放大器16的输出端，以便生成反馈到预失真器12的控制信号。这些部件被配置成把校正施加到由通信设备(诸如用于发送无线通信数据的基站)生成的、和作为输入信号(I，Q)加到预失真器12的输入数字基带信号(例如，码分多址(CDMA)信号，宽带CDMA信号，时分多址(TDMA)信号，增强的数据速率的通过全球移动通信系统评估(EDGE)信号，或其他信号，优选地具有很大的峰值功率对平均功率比)。系统10还通过接收机18提供自适应反馈，使得校正最佳化。
更具体地，这个预失真技术包括在信号被加到放大器16的输入端之前把校正加到数字基带信号，以使得校正是与由放大器16产生的失真的至少一部分相反的。因此，校正与放大器失真的某些部分互相抵销，导致系统具有更加线性的传送特性。在系统10中，为了利用数字电路的精确性和低成本，数字预失真器12优选地在基带执行它的校正，之后信号被调制器14变换成射频(RF)，以便放大和发送。
按照这个预失真技术，预失真器12预失真输入信号的幅度和相位，作为信号功率的函数(但与频率无关地)。由于幅度和相位校正随信号功率(即，包络功率)而变化，预失真器12依赖于放大器幅度与相位随功率电平的变化的精确的说明来执行它的功能。正如下面将描述的，校正(对功率电平)的函数表达式具有多项式的形式，并由此优选地得出查找表。
更具体地，数字基带信号由同相(I)和正交(Q)分量的离散时间样本组成，它们在数字-模拟变换(未示出)后，被加到矢量IQ调制器14，以生成RF信号，然后该RF信号被输入到放大器16。基带信号的每个样本可以由复数表示法表示为(I+jQ)，其中j是(-1)的平方根。预失真器12的预失真运算可以由以下的公式(1)-(3)表示：
I′+jQ′＝(I+jQ)(A+jB)                             (I)
其中
I′＝IA-QB                                         (2)
Q′＝QA+IB                                         (3)
其中I’和Q’是由预失真器12生成的、预失真的同相与正交基带信号，以及A和B是预失真参数，它们是由I和Q表示的输入信号的瞬时包络功率的函数。方便地，对于参数A和B的不同的数值可被存储在查找表(它是如下所述地生成的)，指数是由(I2+Q2)给出的瞬时包络功率。
图2显示按照‘490申请的预失真技术的、图1的数字预失真器12的方框图。如图2所示，预失真器12包括均衡滤波器20，用于接收如上所述的、由同相和正交分量组成的信号。均衡滤波器是技术上熟知的部件，用来连接到限幅模块22，它把信号削波到预定的阈值。限幅模块22的输出馈送到低通滤波器24，以消除在削波期间生成的高频分量。
低通滤波器24的输出馈送到采样模块26，它提供上采样信号(例如，增加采样速率四倍，从原先的2X速率增加到8X速率)给指数计算模块28，它根据基带信号的同相和正交分量的平方和计算指数值。指数计算模块28被连接到其中存储参数A和B的查找表30。根据计算的指数数值检索参数A和B的数值。
查找表30的预失真参数A和B是从一组多项式得出的，这组多项式非常近似于被使用来使得放大器特性线性化的校正。因为放大器(诸如甲乙类放大器)的特性的复数性质，通过使用用于参数B的一对多项式可以得到有利的结果，而单个多项式对于参数A是足够的。(作为近似，可以说，参数A校正放大器的幅度失真，而参数B校正相位失真。)这些多项式可以按照(4)-(7)被写出为如下：
A＝C0+C1P+C2P2+C3P3对于A≤Am                  (4)
A＝Am否则                                     (5)
B＝C4P+C5P2+C6P3对于P≤Pb                     (6)
B＝(Bb1-Bb2)1+C7P+C8P2+C9P3对于P＞Pb          (7)
其中P＝(I2+Q2)是瞬时包络功率。Am是加到参数A的最大值，以防止放大器被深度驱动到饱和。Am的典型值是2，但它可以随详细的设计而变化。Pb是其中参数B在公式(6)与(7)之间过渡的折弯点。Pb是通过最佳化算法得到的最佳化的参数。该数随不同的放大器而变化。它也可以随温度变化。Bb1和Bb2是分别通过使用公式(6)和(7)得到的、在P＝Pb时参数B的数值。公式(7)右面第一项趋向于使得公式(6)和(7)在P＝Pb处连续。C0到C9是关于特定的放大器的转移函数的系数，以及它们随温度、放大器的老化等等而变化。正如Pb一样，最佳化算法找出给出最佳化结果的、系数C0到C9的数值。
当然，应当看到，在适当的情形下，两个多项式可被使用于参数A以及参数B。而且，在许多情形下，有可能减小公式(4)和(6)，排除高于P的线性项的项，导致如下的公式(4’)-(7’)：
A＝C0+C1P对于P≤Pb                       (4′)
A＝(Ab1-Ab2)+C2P+C3P2+C4P3对于P＞Pb      (5′)
B＝C5P对于P≤Pb                          (6′)
B＝(Bb1-Bb2)+C6P+C7P2+C8P3对于P＞Pb      (7′)
其中Ab1和Ab2是分别通过使用公式(4’)和(5’)得到的在P＝Pb时参数A的数值。正如前面一样，可以对于参数A的数值设置最大极限Am。另外，如果必要的话，从一个多项式方程到另一个多项式方程进行过渡的转折点Pb可以对于A方程和对于B方程具有不同的数值。
为了适应于系数(例如，公式(4)-(7)中的C0-C9)的时变性质，在这个预失真技术中采用自适应方案，由此，系数值至少间歇地最佳化(或被作用)以保持最小或减小的寄生发射。再次参照图1，在放大器16的输出端处的耦合器17采样该输出，以及被调谐到要被减小的或最小化的寄生发射的频率区域的接收机18生成正比于接收功率的电压。多个接收机可被使用来在一个以上的频率采样寄生发射，或单个接收机顺序地调谐到不同的感兴趣的频率。在不同的频率处得到的电压然后被组合成单个量，它的数值是要被减小或最小化的。当使用两个频率时(这通常是足够的)，最终得到的电压V1和V2可以按照公式(8)被组合为如下：
V＝V1+V2+|(V1-V2)|                         (8)
其中|(V1-V2)|是(V1-V2)的绝对值。绝对值的这样的使用使得V1和V2被减小或被最小化，而不是只提供这两个数值的和值。如果只使用公式(8)的右面的头两项，则算法可以通过使得一个电压非常小和另一个相当大，而可能找到伪最佳。公式(8)的替换例是V＝max(V1，V2)，其中max意思是选择两个数值的较大者。
找出减小或最小化V，从而减小寄生发射的系数的数值的适当的算法是由Nelder and Mead在”A Simplex Method for FunctionMinimization(用于函数最小化的单纯方法)”，Computer Journal，Vol.7，pp.308-313(1965)中描述的、熟知的单纯算法，该文章在此引用，以供参考。正如下面描述的，算法以修正的形式被实施。
再次参照图2，根据来自图1的接收机的反馈信号，处理模块32实施修正的单纯算法来更新被存储在查找表30中的参数A和B的数值。应当看到，处理模块32可以取诸如微处理器、数字信号处理器、或使用FPGA器件的处理电路那样的各种形式。还应当看到，该单纯算法可以以利用硬件和软件的适当的组合的任何适当的方式被实施，这些方式在本领域技术人员阅读本文后将会明白的。当然，被使用来实施算法的装置(这里是模块32)应当包括适当的贮存能力，用来存储和保持对于运行算法所必须的代码和数据。
在每次迭代时，由算法得出的系数的数值在上述的用于A和B的公式中被使用来生成表格，该表格被算法使用来用于下一次迭代。算法被允许连续运行，或至少间歇地运行，这样，系数值跟踪随时间发生的改变。
由Nelder和Mead开发的单纯最佳化算法打算用来最小化或减小通过数学计算得到的函数值。这个运行模式的重要的方面在于，如果计算重复进行，则得到相同的函数值。这与通过对于运行硬件的测量得到的数值成对比，其中噪声和起伏不可避免地导致改变测量的值。当试图对于运行的硬件实时使用单纯算法时，这个差值具有重要的结果。
单纯算法的实质是，在每次迭代时，与最坏的函数值有关的系数组被给出更好的函数值的新的一组代替。这个新的数值比起到这个时间之前得到的最好的函数值可能或不一定更好，但随着算法进步，预期将得到越来越好的函数值。假设，由于测量中噪声或起伏，得到特别好但有错误的数值。如果以后得到的数值比起这个错误的数值都是更坏的，则算法将收敛在该错误值上。因此，以它的惯用的形式，算法不是非常适合于使用于在数量被最佳化或按现在的情形进行运算时存在相当大的起伏的情形。
为了克服这个困难，单纯算法以修正的形式被使用。在每次迭代的末尾，如果以前最好的数值被更好的数值代替，则算法进到下一个迭代。然而，如果迭代没有产生新的最好的值，则现有的最后的点被重新评估以及新的数值代替以前的数值。因此，算法能够恢复由于起伏的测量造成的错误的数据。这些起伏可导致更大的数目的迭代，以便达到想要的点(这可以是最佳点)，但并不阻止达到想要的点。
单纯算法的另一个修正使得它能够连续跟踪由于温度改变、部件老化、或其他扰动引起的放大器特性的改变。在算法的传统实施方案中，建立退出准则(准则通常涉及到在该单纯最坏点和最好点之间的函数值的部分变化)以及当满足该准则时算法终结。当达到想要的或最佳点时，算法减小该单纯的尺寸，它在达到想要的点的时间之前典型地变成非常小。一旦发生这一情形，算法就不再能够对于放大器特性的改变作出反应。
在优选实施例中，通过在每次迭代开始时把单纯尺寸与诸如预先设置的最小值那样的数值进行比较，以及如果单纯尺寸被减小到低于该数值，则增加尺寸到该数值，而阻止该单纯尺寸变为太小。该数值被选择为使得它足够大，使得算法能够跟踪放大器特性的改变，但不至于太大而不能达到想要的(或最佳)点。适当的值是在该单纯最坏点处每个系数的值与最好点处的相应的数值相差为5到10％的地方。
继续参照图2，采样模块26的输出也被连接到延时电路34，该延时电路又被连接到输出模块36，输出模块根据从查找表30检索的参数A和B的数值与来自延时电路34的延时的上采样信号生成输出信号。由延时电路34施加的延时优选地等价于在执行模块28和30中包括的延时，这样，(I和Q)与(A和B)的适当的数值同时达到输出模块36。
图3显示图2的指数计算模块28、延时器34、查找表30、和输出模块36的示例性FPGA实施方案300的方框图。I和Q数据路径分别在乘法器302和304独立地进行平方，产生I2和Q2。这两个数值在加法器块206中被相加在一起，形成用于查找表的指数地址，查找表在图3上取两个分开的双端口RAM存储器块308和310的形式，这两个存储器块分别包含参数A和B。从存储器块输出的参数在乘法器312、314、316和318中乘以延时的I和Q值，产生四个值I×A、I×B、Q×A、Q×B。这四个值被加法器和减法器块320和322组合，分别形成(IA-QB)和(QA+IB)，它们作为I’和Q’被输出。
附加电路324通过使用标准存储器接口信号把在处理模块32中生成的参数数据装载到双端口存储器块308和310。双端口存储器的使用允许实时更新查找表而不打扰由预失真处理接入参数值。
在例如处理模块具有足够高的处理速度以允许根据“按需要”的原则得到A和B参数的情形下，查找表配置是不必要的。在这种情形下，处理模块计算适当的系数，以及A和B参数以后由处理模块按需要或按想要地被计算而不用把这样的参数存储在查找表。
再次参照图1，在数字预失真自适应反馈环中的接收机17被使用来测量在特定的频率的窄频带上的RF功率。这个调谐的频率例如偏离主CDMA载频以及是要通过最佳化算法减小的寄生发射的频率。
图4显示图1的接收机18的示例性单信道、单变换实施方案的方框图。在这个实施方案中，接收机18包括频率综合器50，它被连接到混频器52。混频器52的输出端被连接到低通滤波器54，该低通滤波器又被连接到中频(IF)链56。IF链56的输出端被连接到模拟-数字变换器(ADC)58，然后它提供输入到图2的处理模块32。图4的三个重要的频率是RF频率，在该频率上测量相邻的功率电平；本机振荡器(LO)频率，它按需要改变，以调谐接收机；以及中频(IF)，它是固定的。LO频率可由LO＝RF-IF而找到。
更具体地，如图所示，接收机18的RF输入端提供耦合器17被耦合到功率放大器16的输出端。这个宽带RF信号在混频器52中被下变频到中频(IF)，其中IF＝RF-LO。用于混频器52的LO频率由锁相环(PLL)频率综合器50生成。这个LO频率被来自微处理器(例如，图2的处理模块32)的(数字)调谐命令设置。
低通滤波器54被使用来滤波RF+LO频率产物以及RF和LO的串馈，和由混频器52产生的任何更高频率的产物。在一个实施方案中，IF链56实际上包括放大器和窄带带通滤波器，它确保被测量的功率确实是在调谐的频率上的功率而不包含来自例如主CDMA载波的功率。如果链56产生接收信号强度指示(RSSI)电压输出，它正比于IF功率，IF功率又正比于RF功率。RSSI电压被ADC 58采样，在ADC中最终得到的数字化的RSSI是数字字(它代表在调谐的频率上的功率电平)，它被图2的处理模块32实施的最佳化算法使用。
在某些实施方案中，最佳化算法监视在多个频率点上的寄生发射，在这种情形下，图4的单信道接收机可以对于每个不同的频率重新调谐。这种重新调谐通过类似于以下的程序过程来完成：
·微处理器(例如，处理模块32)发送调谐命令到频率综合器，设置LO频率(从而是接收机调谐的频率)。
·微处理器等待PLL和RSSI设定下来。
·数字化的RSSI值被微处理器读出。如果使用平均RSSI，可以取多个读数。
·对于下一个频率重复这些步骤。
‘490申请的预失真技术被设计成通过预失真基带信号的幅度(主要通过参数A得到的)以及相位(主要使用参数B得到的)，而校正放大器的至少某些非线性。然而，在信号的特性(峰值功率对平均功率的比值接近于1，如在单信道TDMA系统中)不允许很大地扩大幅度，以使得放大器的幅度非线性不能像想要的那样充分地被校正的情形下有应用。在这些应用中通过尽可能地校正相位(经由参数B)和通过适当地设置Am数值部分地校正幅度，可以得到很大的改进。
与频率有关的幅度和相位预失真
正如在前一节中描述的，‘490申请的预失真技术可被使用来达到寄生发射的很大的减小，但经常看到仍旧存在某些残余的寄生发射。试图通过修正公式(4)到(7)(公式(4’)到(7’))中的系数而减小这些残余的寄生发射，导致非对称情形，其中在通信信道的低频端寄生发射的减小伴随以在通信信道的高频端寄生发射的增加，或反之亦然，导致性能上总的恶化(或至少没有总的改进)。
按照本发明的实施例，为了减小寄生发射到低于由‘490申请的(与频率无关的)预失真技术达到的电平，施加幅度和相位是与频率有关的预失真。
由放大器造成的失真可被看作为由两个部分组成。第一部分，是与信号带宽无关和‘490申请(和其他传统的与频率无关的预失真技术)解决的，是与导致AM-AM(幅度对幅度)和AM-PM(幅度对相位)类型的失真的放大器转移函数的曲率有关的。‘490申请的预失真通过校正转移函数的曲率有效地处理放大器的这个部分的失真。
放大器失真的第二部分对于窄带信号是可忽略的，但当带宽增加时它变得越来越重要。放大器失真的这个部分具有正比于与载频的频率偏移的幅度和在载频的任一边的±90°的相移。因为这些特性匹配于微分器的那些特性，通过使用微分滤波器电路可以达到放大器失真的这个部分的透彻的校正。
两个校正的组合可以由公式(9)如下地表达：
I′+jQ′＝(I+jQ)(A+jB)+d{(I+jQ)(X+jY)}/dt            (9)
其中I和Q是在预失真之前的输入信号的同相和正交分量，I’和Q’是在预失真之后的相应的分量，j是-1的平方根，以及A，B，X和Y是预失真参数，它们是瞬时功率P(P＝I2+Q2)的函数。符号d/dt代表对于时间的微分。公式(9)的右面的第一项代表预失真的带宽无关的部分，而第二项代表依赖于带宽的部分。第二项可以如下地被扩展成公式(10)：
d{(I+jQ)(X+jY)}/dt＝d(Id+jQd)/dt＝d(Id)/dt+jd(Qd)/dt，     (10)
其中(Id+jQd)＝(I+jQ)(X+jY)。而且，导数可被近似为如下：
d(Id)/dt≈δId/δt，d(Qd)/dt≈δQd/δt                     (11)
时间增量δt远小于信号带宽的倒数。
预失真参数A，B，X和Y，如果想要的话，可以按照如下的公式(12)-(15)用多项式表示：
A＝a0+a1P+a2P2+a3P3+...                                   (12)
B＝b1P+b2P2+b3P3+...                                       (13)
X＝x1P+x2P2+x3P3+...                                       (14)
Y＝y1P+y2P2+y3P3+...                                       (15)
应当指出，与P无关的项出现在公式(12)中，但它没有出现在公式(14)中。功率无关的项ao是在公式(12)中，因为公式(9)的右面的第一项的输出(即，主要的预失真信号)包含原先的输入信号以及预失真信号，但类似的项在公式(14)中没有出现，因为公式(9)的右面的第二项的输出(即，次要的预失真信号)仅仅是预失真信号。
基带域中与频率有关的幅度和相位预失真
图5显示幅度和相位是与频率有关的次要的预失真部件与按照‘490申请生成的主要的预失真信号相组合的硬件(例如，FPGA，ASIC，或DSP)实施方案的方框图。具体地，图2的预失真器12的指数计算模块28、查找表30、延时器34、和输出模块36被显示为图5的配置的、生成公式(9)的右面的第一项的输出(即，主要的预失真信号I0，Q0)的部分。此外，在图5上，查找表502保存参数X和Y的数值，它们可根据由模块28生成的指数被接入，然后被复数乘法模块504和微分滤波器506使用来计算公式(9)的右面的第二项的输出(即，次要的预失真信号I1，Q1)。
延时块34补偿由模块28计算(I2+Q2)的数值和从查找表30与502检索A，B，X和Y的数值所需要的时间。模块36的输出被延时块508进一步延时，以补偿由微分滤波器506把输出变换成次要的预失真信号所需要的时间(即，在公式(10)计算Id和Qd的时间导数的时间)。主要的预失真信号(I0，Q0)然后在组合器模块510中与次要的预失真信号(I1，Q1)相组合，以生成新的组合的预失真信号(I’，Q’)，然后它们被调制和被放大(例如，通过图1的调制器14和放大器16)，以便发送。
在图5上，用于A和B以及用于X和Y的两组多项式公式(即，公式(12)-(15))被显示为预先计算的查找表(即，30和502)。在替换实施方案中，查找表30和或查找表502可以被根据公式(12)-(15)中的多项式的实时计算代替。在任一种情形下，取决于应用，公式(12)-(15)中“无限长”多项式可以通过忽略高阶项而被近似。例如，在一个优选实施例中，公式(12)和(13)可以通过忽略高于三阶项的所有的项而被近似，而公式(14)和(15)可以通过忽略高于一阶项的所有的项而被近似。至于被使用来生成A和B的系数，被使用来生成X和Y的系数可以通过使用单纯算法被生成和被自适应地更新。
滤波器506的微分运算可以以各种各样的方式被实施。一个方法是用按照如下的公式(16)的、在相邻的样本之间的差分来近似该微分：
(δId)n＝{(Id)n+1-(Id)n-1}/2，(δQd)n＝{(Qd)n+1-(Qd)n-1}/2，     (16)
其中括号外面的下标是指样本号。如果采样频率远大于信号带宽，则这种近似是有效的。被δt相除的除法是不必要的，因为这个除法会引入缩放因子，它会被引入到查找表或X与Y的多项式。
微分滤波器506可以通过把公式(16)的运算合并到具有以下的系数的单个有限脉冲响应(FIR)滤波器而被实施(对于采样频率比起信号带宽高得多的情形是有效的)：
[c1，c2，c3]＝[0.5，0，-0.5]                        (17)
替换地，微分器的特性，即，正比于离载频的频率偏移的幅度和在载频的任一边的±90°的相移，可以通过两个滤波器的级联(即，串联组合)被实施，每个滤波器是FIR或IIR(无限脉冲响应)滤波器，其中一个滤波器是具有恒定的延时和正比于频率的幅度响应的线性幅度滤波器，以及另一个滤波器是希尔伯特变换滤波器(系数的正负号被颠倒，以便与微分器的定义一致)，它的幅度响应是随频率恒定的，以及它的相位响应在所有的频率都是90°(除了恒定的延时以外)。图6和7分别显示线性幅度FIR滤波器和希尔伯特变换FIR滤波器的各个脉冲响应，这两个滤波器可被组合，形成微分滤波器506。应当指出，微分滤波器506可以用在希尔伯特变换滤波器之前或之后的线性幅度滤波器来实施。
在又一个可能的实施方案中，想要的特性可以通过使用在线性幅度和90°相移的精度上具有某些折衷的单个滤波器而得到。图8显示单个微分FIR滤波器的代表性脉冲响应。这个单个滤波器的采样频率可以是，但不必远高于信号带宽。
使用公式(17)的滤波器系数，导致在采样频率是至少八倍信号带宽的条件下产生优越的结果的简单的方案。使用两个滤波器的级联，提供更大的灵活性，因为中两个滤波器可被定制成在放大器具有非线性的幅度响应和不是90°或是随频率变化的相位响应的情形下(在这种情形下不能使用希尔伯特变换滤波器)，创建匹配于放大器的幅度和相位响应。
图5A显示类似于图5的硬件实施方案的方框图，除了在次要信号处理路径上复数乘法和微分步骤的次序是颠倒的。具体地，在图5A上，微分滤波器506A被放置在复数运算块504a的前面。为了补偿执行微分所需要的时间，这个实施方案包括附加延时块512。在给定图5A的复数运算与微分步骤的次序后，指向查找表502a的地址指针预期为通过微分滤波器506a生成的数值i和q得出的(i2+q2)。无论如何，通过使用用于查找表502a的地址指针(i2+q2)可以得到足够好的结果，该指针已由指数计算模块28生成，由此避免在生成(i2+q2)时牵涉到的额外计算。
非基带域中与频率有关的幅度和相位预失真
图5和5A的实施例被设计成对于基带信号I和Q是可提供的情形工作在基带域。当基带信号是不可提供时，把预失真施加到诸如RF域或IF域的非基带域的输入信号是有利的。具体地，注意到只要延时远小于信号带宽的倒数，时间导数可以用在波形与波形的延时的版本之间的差值按照如下的公式(18)来近似，公式(10)的微分运算可以在非基带域实施：
δ(Id+jQd)t＝{(Id+jQd)t+δt-(Id+jQd)t-δt}/2，      (18)
其中下标表示波形的时间关系。被δt相除的除法是不必要的，因为这个除法会引入缩放因子，它会被引入到查找表或X与Y的多项式。
图9显示预失真器的可能的RF域硬件实施方案的方框图。在图9的RF实施方案中的模块与图5的基带实施方案中的模块之间有总的一一对应的关系。
具体地，在图9上，RF输入信号被分裂成两条路径，一条路径进到包络检测器902，它产生正比于RF输入信号的瞬时包络功率的输出信号。(替换地，正比于RF输入信号的瞬时包络功率的信号可被使用于查找表中存储的数值的适当的改变的情形。)这个信号被ADC906数字化，ADC的数字输出被使用来从查找表906获取一对控制信号值(例如，电压V01和V02)。该对控制信号加到矢量调制器910，矢量调制器的功能是按照控制信号修正RF信号的幅度和相位。第二条RF输入信号路径进到延时单元908(例如，一段长度的同轴电缆)，它使得RF信号与控制信号V01和V02同时到达矢量调制器910。取决于实施方案，可以，但不一定对于延时单元908的衰减提供补偿。矢量调制器910被延时单元910延时，生成类似于图5的I0，Q0的主要的RF预失真信号。
ADC904的输出被分裂到相应于查找表906和914的两条数字信号路径，以及延时单元908的输出被分裂到相应于矢量调制器910和916的两条RF信号路径。查找表914、矢量调制器916、和微分电路918提供类似于图5的I1，Q1的次要的RF预失真信号。具体地，查找表914和矢量调制器916实施公式(9)的右面的项(I+jQ)(X+jY)。
如图9所示，微分电路918是通过使用分路器922、延时单元924、衰减器926、和组合器928被实施的，它们合在一起通过使用公式(18)的近似(除以2是不需要的，因为查找表914中的数值可被适当的调节)实施相对于时间的微分运算。分路器922把由矢量调制器916生成的RF信号分裂成两条RF信号路径，一条信号路径加到延时RF信号的延时单元924，另一条路径加到衰减器926，它衰减RF信号以补偿延时单元924的衰减。组合器928组合来自延时单元924和衰减器926的RF信号，生成次要的预失真信号。分路器922和组合器928被设计成在两个RF信号之间施加180°旋转，以使得从来自衰减器926的衰减信号中减去来自延时单元924的延时的信号。这样的旋转可以通过使用90°分路器和90°组合器达到。替换地，可以使用0°分路器和180°组合器，或反之亦然，后任何分路器和组合器的其他适当的组合。
由延时单元912引入的延时是由延时单元引入的延时的一半，因此，把矢量调制器910的输出放置在组合器928的输入端处的两个信号之间的时间的一半的位置。由延时单元924引入的延时应当远小于信号带宽的倒数。等于或小于信号带宽的倒数的五分之一的数值给出优越的结果。
矢量调制器910被配置成使得在缺乏控制信号输入的情形下RF信号不失真地(或具有最小失真)传送，而矢量调制器916被配置成使得在缺乏控制信号输入的情形下没有或很少有RF信号传送。因此，当加上控制信号时，矢量调制器910产生原先的RF信号加上预失真信号，而矢量调制器916实际上只产生预失真信号。
来自延时单元912的主要的预失真信号和来自组合器928的次要的预失真信号被RF组合器920组合在一起，其中组合的信号构成加到放大器的预失真RF输出信号。
由于在图9的RF实施方案中输入信号在RF域中被预失真，类似于图1的IQ调制器14的调制器可被省略。在其他实施方案中，其中输入信号在低频(例如，在IF域中)被预失真，需要混频器把最终得到的预失真的IF信号变换成RF域，此后才加到放大器。
在图9所示的实施方案中，参数A和B以后X和Y被显示为被实施为查找表。替换地，这些参数可以通过计算在公式(12)到(15)中的多项式的数值，而被估值。在任一种情形下，被使用来生成A，B，X和Y的系数可以通过使用单纯算法被生成和自适应地更新。
图9A显示类似于图9的硬件实施方案的方框图，除了在次要信号处理路径上复数乘法和微分步骤的次序是颠倒的。具体地，微分电路918a被放置在矢量调制器916a的前面。为了补偿执行微分需要的时间，这个实施方案包括附加的延时块930。应当指出，在优选实施例中，由ADC 904生成的指数值被使用来从查找表914a存取参数V11和V12的数值。
替换实施例
取决于具体的应用，图5，5A，9和9A所示的配置可以在包括类似于图2的均衡滤波器20、限幅模块22、低通滤波器24、和采样模块的模块的电路方面被实施。在本发明的替换实施方案中，可以省略一个或多个(和甚至全部)这些部件和或可以包括一个或多个其他处理部件，取决于输入信号的特性和具体的通信网的要求。
虽然本发明是在其中本发明的依赖于频率幅度和相位预失真与’490申请的(与频率无关的)幅度和相位预失真相组合的配置方面描述的，但本发明并不限于此。在这种情形下，图5所示的配置例如可以通过省略查找表30和输出模块36，以及把来自延时块34的延时的输入信号的拷贝直接传送到延时块508，而同时保持处理查找表502和模块504，而被修正。
还有可能实施与频率有关的幅度预失真而不实施与频率有关的相位预失真，带有或不带有’490申请的与频率无关的预失真。在这种情形下，图5所示的配置例如可被修正成使得滤波器506只通过线性幅度滤波器被实施，如图6所示。
虽然本发明是在从基站发送到无线通信网的一个或多个移动单元的无线信号方面描述的，但本发明并不限于此。理论上，本发明的实施例可以对于从移动单元发送到一个或多个基站的无线信号被实施。本发明也可以在其他无线和甚至有线通信网方面被实施，以减小寄生发射。
本发明的实施例可以被实施为基于电路的过程，包括在单个集成电路上可能的实施方案。正如本领域技术人员将会看到的，电路元件的各种功能可以被实施为软件程序中的处理步骤。这样的软件例如可以在数字信号处理器、微控制器、或通用计算机中被利用。
本发明可以被体现为方法和用于实践这些方法的设备的形式。本发明也可以被体现为在有形的媒体(诸如软盘、CDROM、硬盘驱动器、或任何其他机器可读的贮存媒体)上体现的程序代码的形式，其中，当程序代码被装载到诸如计算机的机器和被机器执行时，机器变为用于实践本发明的设备。本发明也可以被体现为例如不管被存储在存储媒体，还是被装载在机器和或被机器执行，还是通过某些传输媒体或载体，诸如通过电缆或导线，通过光纤，或通过电磁辐射被传输的程序代码，其中，当程序代码被装载到诸如计算机的机器和被机器执行时，机器变为用于实践本发明的设备。当在通用处理器上被实施时，程序代码段与处理器相组合，以提供类似于特定的逻辑电路运行的独特的设备。
还应理解，本领域技术人员可以在不背离在以下的权利要求中表示的本发明的范围的条件下，在为了解释本发明的性质而描述和显示的部件的细节、材料和安排上作出各种改变。

Claims (24)

1.一种用于减小放大信号中的寄生发射的方法，包括以下步骤：
(a)接收输入信号；和
(b)把幅度与频率有关的预失真施加到输入信号，以生成预失真的信号，这样，当预失真信号被加到放大器以生成放大的信号时，该预失真减小在放大的信号中的寄生发射。
2.权利要求1的方法，其中预失真的相位也是与频率有关的。
3.权利要求1的方法，其中输入信号是基带信号，以及预失真是在基带域上被施加的。
4.权利要求1的方法，其中步骤(b)包括以下步骤：
(1)从输入信号生成主要的预失真信号；
(2)从输入信号生成幅度和相位与频率有关的次要的预失真信号；和
(3)组合主要的预失真信号和次要的预失真信号，以生成预失真信号。
5.权利要求4的方法，其中步骤(b)(1)包括把幅度和相位与频率有关的预失真施加到输入信号，以生成主要的预失真信号的步骤。
6.权利要求4的方法，其中次要的预失真信号是与输入信号的带宽有关的。
7.权利要求4的方法，其中次要的预失真信号具有正比于离输入信号的载频的频率偏移量的幅度和在载频的任一边±90度的相移。
8.权利要求4的方法，其中次要的预失真信号是基于从输入信号生成的信号的时间微分的。
9.权利要求8的方法，其中时间微分被施加到由输入信号的复数乘法生成的信号。
10.权利要求8的方法，其中时间微分在最终得到的微分信号的复数乘法之前被施加到输入信号。
11.权利要求1的方法，其中与频率有关的预失真是基于从查找表检索的数据的。
12.权利要求11的方法，其中查找表按照根据放大的信号生成的控制信号自适应地更新。
13.一种用于减小放大信号中的寄生发射的设备，其中该设备被配置来：
(a)接收输入信号；和
(b)把幅度与频率有关的预失真施加到输入信号，以生成预失真的信号，这样，当预失真信号被加到放大器以生成放大的信号时，该预失真减小在放大的信号中的寄生发射。
14.权利要求13的设备，其中预失真的相位也是与频率有关的。
15.权利要求13的设备，其中输入信号是基带信号，以及该设备在基带域上施加预失真。
16.权利要求13的设备，其中该设备包括：
(a)主要的信号处理路径，被配置成从输入信号生成主要的预失真信号；
(b)次要的信号处理路径，被配置成从输入信号生成次要的预失真信号，其中次要的预失真信号的幅度和相位是与频率有关的；和
(c)组合器，被配置成组合主要的预失真信号和次要的预失真信号，以生成预失真信号。
17.权利要求16的设备，其中主要的信号处理路径被配置成把与频率无关的幅度和相位预失真加到输入信号，以生成主要的输出信号。
18.权利要求16的设备，其中次要的信号处理路径包括：
(1)复数乘法模块，被配置成把输入信号乘以取决于输入信号的功率的复数参数；以及
(2)微分滤波器，被配置成对复数乘法模块的输出求微分，以生成次要的预失真信号。
19.权利要求18的设备，其中微分滤波器包括线性幅度滤波器和希尔伯特变换滤波器的级联组合。
20.权利要求18的设备，其中微分滤波器通过使用单个FIR和IIR滤波器被实施。
21.权利要求16的设备，其中次要的信号处理路径包括：
(1)微分滤波器，被配置成对输入信号求微分；以及
(2)复数乘法模块，被配置成把微分滤波器的输出乘以取决于输入信号的功率的复数参数，以生成次要的预失真信号。
22.权利要求13的设备，其中该设备从查找表检索用于与频率有关的预失真的数据。
23.权利要求22的设备，其中该设备按照根据放大的信号生成的控制信号自适应地更新查找表。
24.一种机器可读的媒体，其上具有编码的程序代码，其中当该程序代码被机器执行时，该机器实施一种用于减小放大信号中的寄生发射的方法，包括以下步骤：
(a)接收输入信号；和
(b)把幅度与频率有关的预失真施加到输入信号，以生成预失真的信号，这样，当预失真信号被加到放大器以生成放大的信号时，该预失真减小在放大的信号中的寄生发射。
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Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101115039B (zh) * 2006-07-25 2010-12-08 阿尔卡特朗讯 可调谐滤波器控制方法、无线发射器和基站
CN102150361A (zh) * 2007-12-07 2011-08-10 大力系统有限公司 基带导出的射频数字预失真
CN103609018A (zh) * 2011-05-12 2014-02-26 安德鲁有限责任公司 基于插值的数字预失真结构
US8811917B2 (en) 2002-05-01 2014-08-19 Dali Systems Co. Ltd. Digital hybrid mode power amplifier system
US8855234B2 (en) 2006-12-26 2014-10-07 Dali Systems Co. Ltd. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communications systems
CN104510471A (zh) * 2013-09-30 2015-04-15 上海联影医疗科技有限公司 信号处理方法、装置及磁共振系统
CN113054917A (zh) * 2019-12-26 2021-06-29 赛普拉斯半导体公司 校正非线性功率放大器的失真的方法和系统、预失真部件
US11159129B2 (en) 2002-05-01 2021-10-26 Dali Wireless, Inc. Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus
US20220295487A1 (en) 2010-09-14 2022-09-15 Dali Wireless, Inc. Remotely reconfigurable distributed antenna system and methods

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6996763B2 (en) * 2003-01-10 2006-02-07 Qualcomm Incorporated Operation of a forward link acknowledgement channel for the reverse link data
US7286846B2 (en) * 2003-02-18 2007-10-23 Qualcomm, Incorporated Systems and methods for performing outer loop power control in wireless communication systems
US8150407B2 (en) * 2003-02-18 2012-04-03 Qualcomm Incorporated System and method for scheduling transmissions in a wireless communication system
US8391249B2 (en) * 2003-02-18 2013-03-05 Qualcomm Incorporated Code division multiplexing commands on a code division multiplexed channel
US8081598B2 (en) * 2003-02-18 2011-12-20 Qualcomm Incorporated Outer-loop power control for wireless communication systems
US8023950B2 (en) 2003-02-18 2011-09-20 Qualcomm Incorporated Systems and methods for using selectable frame durations in a wireless communication system
US20040160922A1 (en) * 2003-02-18 2004-08-19 Sanjiv Nanda Method and apparatus for controlling data rate of a reverse link in a communication system
US7155236B2 (en) 2003-02-18 2006-12-26 Qualcomm Incorporated Scheduled and autonomous transmission and acknowledgement
US7660282B2 (en) * 2003-02-18 2010-02-09 Qualcomm Incorporated Congestion control in a wireless data network
US8705588B2 (en) 2003-03-06 2014-04-22 Qualcomm Incorporated Systems and methods for using code space in spread-spectrum communications
US7215930B2 (en) 2003-03-06 2007-05-08 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for providing uplink signal-to-noise ratio (SNR) estimation in a wireless communication
US8477592B2 (en) * 2003-05-14 2013-07-02 Qualcomm Incorporated Interference and noise estimation in an OFDM system
US8489949B2 (en) 2003-08-05 2013-07-16 Qualcomm Incorporated Combining grant, acknowledgement, and rate control commands
US7236901B2 (en) * 2004-05-14 2007-06-26 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Digital broadband frequency measurement
US7653147B2 (en) * 2005-08-17 2010-01-26 Intel Corporation Transmitter control
US7649930B2 (en) * 2005-11-09 2010-01-19 Tektronix, Inc. Filter equalization using magnitude measurement data
EP2221963A1 (en) * 2007-03-05 2010-08-25 Nera networks A predistorsion circuit for a radio transmitter
FI20075958A0 (fi) * 2007-12-21 2007-12-21 Nokia Corp Lähetettävien signaalien prosessointi radiolähettimessä
JP5355508B2 (ja) * 2009-08-27 2013-11-27 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ べき級数型ディジタルプリディストータとその歪補償制御方法
US8204456B2 (en) 2010-09-15 2012-06-19 Fujitsu Semiconductor Limited Systems and methods for spurious emission cancellation
US8660207B2 (en) 2011-05-12 2014-02-25 Andrew Llc Digital pre-distortion with carrier cancellation
US8711976B2 (en) * 2011-05-12 2014-04-29 Andrew Llc Pre-distortion architecture for compensating non-linear effects
EP3327949A1 (en) * 2016-11-25 2018-05-30 Alcatel Lucent Mimo precoding
KR20240001630A (ko) * 2022-06-27 2024-01-03 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 디지털 사전 왜곡을 위한 전자 장치 및 방법

Family Cites Families (69)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3614785A1 (de) 1986-05-02 1988-01-21 Rohde & Schwarz Hilfssystem zur entzerrung frequenzabhaengiger nichtlinearer systeme insbesondere verstaerker
GB2204202B (en) 1987-04-28 1991-11-27 Racal Communications Equip Radio transmitters
US5187719A (en) * 1989-01-13 1993-02-16 Hewlett-Packard Company Method and apparatus for measuring modulation accuracy
US4992754B1 (en) 1989-09-07 1997-10-28 Ortel Corp Predistorter for linearization of electronic and optical signals
US5132639A (en) * 1989-09-07 1992-07-21 Ortel Corporation Predistorter for linearization of electronic and optical signals
US5361156A (en) 1991-12-09 1994-11-01 Scientific-Atlanta, Inc. Method and apparatus for predistortion
US6288814B1 (en) 1994-05-19 2001-09-11 Ortel Corporation In-line predistorter for linearization of electronic and optical signals
US5903823A (en) 1995-09-19 1999-05-11 Fujitsu Limited Radio apparatus with distortion compensating function
US5937011A (en) 1996-03-26 1999-08-10 Airnet Communications Corp. Multi-carrier high power amplifier using digital pre-distortion
US5872814A (en) 1997-02-24 1999-02-16 At&T Wireless Services Inc. Method for linearization of RF transmission electronics using baseband pre-distortion in T/R compensation pilot signals
US6549242B1 (en) 1997-04-04 2003-04-15 Harris Corporation Combining adjacent TV channels for transmission by a common antenna
US5923712A (en) 1997-05-05 1999-07-13 Glenayre Electronics, Inc. Method and apparatus for linear transmission by direct inverse modeling
KR100251561B1 (ko) 1997-06-19 2000-04-15 윤종용 디지털통신시스템의송신기선형화장치및방법
US6081158A (en) 1997-06-30 2000-06-27 Harris Corporation Adaptive pre-distortion apparatus for linearizing an amplifier output within a data transmission system
US6112062A (en) 1997-09-26 2000-08-29 The Whitaker Corporation Predistortion for high power amplifiers
FI105366B (fi) 1997-10-29 2000-07-31 Nokia Networks Oy Linearisointimenetelmä ja vahvistinjärjestely
US6075411A (en) * 1997-12-22 2000-06-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method and apparatus for wideband predistortion linearization
US6288610B1 (en) 1998-03-19 2001-09-11 Fujitsu Limited Method and apparatus for correcting signals, apparatus for compensating for distortion, apparatus for preparing distortion compensating data, and transmitter
US6438186B1 (en) 1998-08-31 2002-08-20 3Com Corporation Carrier phase derived symbol timing
JP3772031B2 (ja) * 1998-09-02 2006-05-10 富士通株式会社 増幅器のプリディストータと増幅装置
US6236864B1 (en) 1998-11-27 2001-05-22 Nortel Networks Limited CDMA transmit peak power reduction
US6166603A (en) 1998-12-02 2000-12-26 Maxim Integrated Products, Inc. Class-ab output stages with improved distortion performance
US6236267B1 (en) 1998-12-29 2001-05-22 International Business Machines Corporation Linearization for power amplifiers using feed-forward and feedback control
US6246283B1 (en) 1999-03-09 2001-06-12 Tripath Technology, Inc. Power efficient line driver
GB2348755B (en) 1999-04-01 2001-03-07 Wireless Systems Int Ltd Signal processing
US6198416B1 (en) 1999-04-16 2001-03-06 Scott R. Velazquez Linearity error compensator
GB2349528B (en) 1999-04-23 2004-05-05 Intek Global Technologies Ltd On-line calibration of linear amplifiers
DE69940998D1 (de) 1999-06-30 2009-07-30 Alcatel Lucent Verfahren zur breitbandigen Linearisierung von Leistungsverstärkern
US6798843B1 (en) 1999-07-13 2004-09-28 Pmc-Sierra, Inc. Wideband digital predistortion linearizer for nonlinear amplifiers
US6587514B1 (en) 1999-07-13 2003-07-01 Pmc-Sierra, Inc. Digital predistortion methods for wideband amplifiers
US6342810B1 (en) * 1999-07-13 2002-01-29 Pmc-Sierra, Inc. Predistortion amplifier system with separately controllable amplifiers
DE69943380D1 (de) 1999-07-28 2011-06-01 Fujitsu Ltd Verfahren und vorrichtung zur verzerrungskompensation eines funkgerätes
WO2001008319A1 (fr) 1999-07-28 2001-02-01 Fujitsu Limited Dispositif radio avec compensation de distorsion
US6693974B2 (en) 1999-08-05 2004-02-17 Samsung Electronics Co., Ltd. Adaptive digital pre-distortion circuit using adjacent channel power profile and method of operation
US7409007B1 (en) 1999-09-14 2008-08-05 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for reducing adjacent channel power in wireless communication systems
DE10001151A1 (de) 2000-01-13 2001-07-26 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Linearisierung eines Hochfrequenz-Hochleistungsverstärkers
US6194942B1 (en) 2000-01-19 2001-02-27 Cable Vision Electronics Co., Ltd. Predistortion circuit for linearization of signals
US6366177B1 (en) 2000-02-02 2002-04-02 Tropian Inc. High-efficiency power modulators
GB0011326D0 (en) 2000-05-11 2000-06-28 Nortel Networks Corp A linear amplifier arrangement
US6489846B2 (en) 2000-05-25 2002-12-03 Sony Corporation Distortion compensating device and distortion compensating method
US6304140B1 (en) 2000-06-12 2001-10-16 Motorola, Inc. Digital predistortion for amplifiers
US6975687B2 (en) 2000-06-16 2005-12-13 Hughes Electronics Corporation Linearized offset QPSK modulation utilizing a sigma-delta based frequency modulator
JP3590571B2 (ja) 2000-08-30 2004-11-17 株式会社日立国際電気 歪補償装置
JP3850649B2 (ja) 2000-09-22 2006-11-29 株式会社日立国際電気 歪補償増幅器
EP1199797A1 (en) 2000-10-11 2002-04-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method and apparatus for reducing distortion
US6545535B2 (en) * 2000-10-12 2003-04-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for reducing distortion
KR20020054149A (ko) 2000-12-27 2002-07-06 엘지전자 주식회사 디지털 전치왜곡기를 갖는 기지국 송신장치
JP3690988B2 (ja) 2001-02-01 2005-08-31 株式会社日立国際電気 プリディストーション歪み補償装置
US6538509B2 (en) 2001-03-09 2003-03-25 Dragonwave Inc. Linearizer for a power amplifier
US7263144B2 (en) 2001-03-20 2007-08-28 Texas Instruments Incorporated Method and system for digital equalization of non-linear distortion
US20020171485A1 (en) 2001-05-18 2002-11-21 Spectrian Corporation Digitally implemented predistorter control mechanism for linearizing high efficiency RF power amplifiers
US6903604B2 (en) 2001-06-07 2005-06-07 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for modeling and estimating the characteristics of a power amplifier
US6504425B1 (en) 2001-06-07 2003-01-07 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for modeling and estimating the characteristics of a power amplifier by retaining even-order terms in estimating characteristics
US6928122B2 (en) 2001-06-07 2005-08-09 Motorola, Inc. Amplifier predistortion system and method
US6683495B2 (en) 2001-06-28 2004-01-27 Simon Fraser University Reduced architecture for multibranch feedforward power amplifier linearizers
US6794936B2 (en) 2001-07-03 2004-09-21 Lucent Technologies Inc. Equalizer system and method for predistortion
US7002410B2 (en) 2001-08-29 2006-02-21 Gct Semiconductor, Inc. Adaptive linearization technique for communication building block
KR100408043B1 (ko) 2001-09-21 2003-12-01 엘지전자 주식회사 디지탈 아이에프 기술을 적용한 전치 왜곡 방식의 디지털선형화기
US6700442B2 (en) 2001-11-20 2004-03-02 Thomas Quang Ha N way phase cancellation power amplifier
US6703897B2 (en) 2001-12-26 2004-03-09 Nortel Networks Limited Methods of optimising power amplifier efficiency and closed-loop power amplifier controllers
GB0201134D0 (en) 2002-01-18 2002-03-06 Roke Manor Research Improvements in or relating to power amplifiers
US7266159B2 (en) 2002-03-08 2007-09-04 Andrew Corporation Frequency-dependent magnitude pre-distortion on non-baseband input signals for reducing spurious emissions in communication networks
US6801086B1 (en) 2002-04-03 2004-10-05 Andrew Corporation Adaptive digital pre-distortion using amplifier model that incorporates frequency-dependent non-linearities
US7139327B2 (en) 2002-06-10 2006-11-21 Andrew Corporation Digital pre-distortion of input signals for reducing spurious emissions in communication networks
JP4282955B2 (ja) 2002-07-02 2009-06-24 株式会社日立国際電気 歪み補償装置
US7120561B2 (en) 2002-12-18 2006-10-10 Nokia Corporation Phase-error based signal alignment
JP4033794B2 (ja) 2003-03-24 2008-01-16 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 高効率線形電力増幅器
US7251293B2 (en) 2003-06-27 2007-07-31 Andrew Corporation Digital pre-distortion for the linearization of power amplifiers with asymmetrical characteristics
US6963243B2 (en) 2003-10-22 2005-11-08 Andrew Corporation Amplifier pre-distortion processing based on composite look-up tables

Cited By (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8811917B2 (en) 2002-05-01 2014-08-19 Dali Systems Co. Ltd. Digital hybrid mode power amplifier system
US11418155B2 (en) 2002-05-01 2022-08-16 Dali Wireless, Inc. Digital hybrid mode power amplifier system
US11159129B2 (en) 2002-05-01 2021-10-26 Dali Wireless, Inc. Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus
CN101115039B (zh) * 2006-07-25 2010-12-08 阿尔卡特朗讯 可调谐滤波器控制方法、无线发射器和基站
US8855234B2 (en) 2006-12-26 2014-10-07 Dali Systems Co. Ltd. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communications systems
US9913194B2 (en) 2006-12-26 2018-03-06 Dali Wireless, Inc. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems
US11818642B2 (en) 2006-12-26 2023-11-14 Dali Wireless, Inc. Distributed antenna system
US11129076B2 (en) 2006-12-26 2021-09-21 Dali Wireless, Inc. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems
US9246731B2 (en) 2006-12-26 2016-01-26 Dali Systems Co. Ltd. Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems
CN102150361B (zh) * 2007-12-07 2016-11-09 大力系统有限公司 基带导出的射频数字预失真
US8548403B2 (en) 2007-12-07 2013-10-01 Dali Systems Co., Ltd. Baseband-derived RF digital predistortion
CN102150361A (zh) * 2007-12-07 2011-08-10 大力系统有限公司 基带导出的射频数字预失真
US9768739B2 (en) 2008-03-31 2017-09-19 Dali Systems Co. Ltd. Digital hybrid mode power amplifier system
US20220295487A1 (en) 2010-09-14 2022-09-15 Dali Wireless, Inc. Remotely reconfigurable distributed antenna system and methods
US11805504B2 (en) 2010-09-14 2023-10-31 Dali Wireless, Inc. Remotely reconfigurable distributed antenna system and methods
CN103609018A (zh) * 2011-05-12 2014-02-26 安德鲁有限责任公司 基于插值的数字预失真结构
CN103609018B (zh) * 2011-05-12 2015-12-02 康普技术有限责任公司 基于插值的数字预失真结构
CN104510471B (zh) * 2013-09-30 2018-05-04 上海联影医疗科技有限公司 信号处理方法、装置及磁共振系统
CN104510471A (zh) * 2013-09-30 2015-04-15 上海联影医疗科技有限公司 信号处理方法、装置及磁共振系统
CN113054917A (zh) * 2019-12-26 2021-06-29 赛普拉斯半导体公司 校正非线性功率放大器的失真的方法和系统、预失真部件

Also Published As

Publication number Publication date
AU2003213691A1 (en) 2003-09-22
GB0418316D0 (en) 2004-09-15
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GB2401520A (en) 2004-11-10

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