CN101720528B - 数字混合模式功率放大器系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于在宽带通信系统中实现高效率和高线性度的RF-数字混合模式功率放大器系统。本发明是基于自适应数字预失真方法来在RF域中使得功率放大器线性化。诸如放大器输出信号的线性度变化和非对称失真之类的功率放大器特性是由窄带反馈路径来监视的，并且是通过数字模块中的自适应算法来控制的。由此，本发明将能够补偿功率放大器系统的非线性度以及记忆效应，并且还改善功率增加效率、相邻信道泄露比和峰均功率比方面的性能。本发明使得功率放大器系统实现可现场重新配置并且支持多调制方案(不需知道调制方案)、多载波和多信道。因此，该数字混合模式功率放大器系统特别适合用于无线传输系统，诸如基站、转发器和室内信号覆盖系统，在那里不容易获得基带I-Q信号信息。

Description

数字混合模式功率放大器系统
相关申请的交叉引用
这是在2008年1月28日提交的、标题为“Power AmplifierTime-Delay Invariant Predistortion Methods and Apparatus”的美国专利申请S.N.12/021,241的部分继续申请，该申请继而是2007年4月30日提交的、标题为“High Efficiency Linearization Power AmplifierFor Wireless Communication”的美国专利申请S.N.11/799,239的部分继续申请，该申请继而是2005年10月27日提交的、标题为“Systemand Method for Digital Memorized Predistortion for WirelessCommunication”的美国专利申请S.N.11/262,079的继续申请，该申请继而是标题为“System and Method for Digital MemorizedPredistortion for Wireless Communication”的美国专利申请S.N.10/137,556、如今的美国专利No.6,985,704的继续申请，所有这些专利申请或专利通过援引并入此处。本申请要求在2007年12月20日提交的、标题为“A Method for Baseband Predistortion Linearization inMulti-Channel Wideband Communication Systems”的美国专利申请S.N.11/961,969的优先权。本申请要求2007年4月23日提交的、除了Dali Yang之外与本案子具有相同的发明人的、美国临时专利申请S.N.60/925,603的优先权，并且还要求2008年3月31日提交的、标题为“An Efficient Peak Cancellation Method For Reducing ThePeak-To-Average Power Ratio In Wideband Communication Systems”的美国临时申请S.N.61/041,164的优先权，并且还要求2007年12月8日提交的、标题为“Baseband Derived RF Digital Predistortion”的美国临时申请S.N.61/012,416的优先权，以及还要求2007年4月23日提交的、标题为“N-Way Doherty Distributed Power Amplifier”的美国临时申请S.N.60/925,577的优先权。另外，本申请要求2007年12月20日提交的、标题为“Power Amplifier Predistortion Methodsand Apparatus”的美国专利申请S.N.11/962,025的优先权，2007年8月30日提交的、标题为“Analog Power Amplifier PredistortionMethods and Apparatus”的美国临时专利申请S.N.60/969,127的优先权，以及标题为“Power Amplifier Predistortion Methods and ApparatusUsing Envelope and Phase Detector”的美国临时专利S.N.60/969,131的优先权。上述所有这些专利申请通过援引并入此处。
技术领域
本发明一般涉及使用复调制技术的无线通信系统。更为特别地，本发明涉及用于无线通信系统的功率放大器系统。
背景技术
使用复调制技术的宽带移动通信系统，诸如宽带码分多址接入(WCDMA)和正交频分复用(OFDM)，具有大的峰均功率比(PAPR)规范，并且因此需要高线性的功率放大器用于它的RF传输。常规的前馈线性功率放大器(FFLPA)由于它的极好的线性度性能已经被广泛使用，尽管其功率效率差。
常规的FFLPA主要是基于使用专用硬件电路来实现对PA的非线性校正的、误差减少和功率匹配的原理。这些方法必须使用辅助PA和复杂的硬件电路来完全匹配所传输的功率平衡、时延和主PA所生成的错误。在获得完美匹配之后，来自主PA的非线性失真误差于是可以被来自辅助PA的那些失真误差抵消。由于非线性预失真电路的复杂性(其特别涉及许多变量和参数)的缘故，FFLPA需要极精细的调谐和其它校准努力。另外，这种传统的FFLPA方案还容易遭受波动的环境条件(诸如温度和湿度改变)的影响，因为主PA的信号和辅助PA的信号的完美校正是至关重要的。因此，传统的预失真方案的实现费用极高，并且在商业无线系统环境中它们只有有限的预失真精度和稳定性。
为了克服FFLPA的差的效率，由于数字信号处理(DSP)技术的新发展，数字基带预失真(PD)已经被演示。另外，Doherty功率放大器(DPA)也已经被应用到这些线性化的系统以提高功率效率。然而，仍然存在对功率放大器的更高性能的需求，诸如更好的线性度和更好的效率而且具有较便宜的架构。
常规的基于DSP的PD方案使用数字微处理器来估算、计算和纠正PA的非线性度：它们执行对PA系统中的信号的快速跟踪和调节。然而，常规的基于DSP的PD方案存在以下问题：由于诸如温度之类的环境改变引起的放大器的线性度的变化，以及因为记忆效应造成的PA的输出信号的非对称失真。所有这些变化和失真都必须被补偿。因为常规的PD算法是基于宽带反馈信号的，所以它们需要高功率且昂贵的高速模数变换器(ADC)来尽可能地捕获必要的信息用于进行处理。另外，为了捕获在参考信号和已失真的信号之间的误差信号，时间同步也是不能避免的。这种时间匹配处理可能存在小的同步误差，其可能进一步影响常规的PD方案的线性度性能。
而且，常规的PD方案必须用基带的编码的同相(I)和正交(Q)信道信号作为所需的理想信号或参考信号。因此，常规的PD方案常常针对不同标准或调制是特定的，并且必须针对每个基带系统精确地定制。由此，为了将常规的PD方案部署到基站中，PD引擎必须嵌入进基站中的基带架构中。这种嵌入的实际实现存在挑战，因为修改现有基站或基站设计的基带架构常常是不方便的或不可能的。一旦针对一个具体的基站设计建立了PD方案，则它常常是不可重新配置的并且因此对未来在标准或调制方面的变化不能进行升级。此外，因为传统的PD方法需要基带I-Q信号源才能工作，所以它们不能应用于不拥有任何基带I-Q信号源的某些RF系统中，诸如中继器和室内信号覆盖子系统。
发明内容
因此，本发明是考虑到上述问题而作出的，并且本发明的一个目的是提供一种用于宽带通信系统应用的具有高线性度和高效率的功率放大器系统的具有高性能和成本效率的方法。本公开使得功率放大器系统实现可现场重新配置并且支持多调制方案(不需要知道(agnostic)调制方案)、多载波和多信道。
为了实现上述目标，根据本发明，该技术总体而言是基于自适应数字预失真的方法以在RF域实现功率放大器的线性化。公开了本发明的各种实施例。在一个实施例中，在PA系统中使用了峰值因数衰减、PD、功率效率提升(power efficiency boosting)技术以及具有频谱监视的简单算法的组合。在另一实施例中，模拟正交调制器补偿结构也被用于增强性能。
本发明的一些实施例能够监视功率放大器特性的波动并且能够借助自适应算法来实现自调节。目前公开的一种这样的自适应算法称作多方向搜索(MDS)算法，其在数字域中实现。
本发明的应用适合于与所有无线基站、接入点、移动设备和无线终端、便携式无线设备以及诸如微波和卫星通信之类的其它无线通信系统一起使用。
附录I是这里所使用的术语的术语表，包括首字母缩写。
附图说明
根据以下详细描述并结合附图，可以更充分地理解本发明的其它目标和优势。在附图中：
图1是示出数字混合模式功率放大器系统的基本形式的框图。
图2是示出根据本发明的一个实施例的简单数字混合模式功率放大器系统的框图。
图3是示出在本发明的数字混合模式功率放大器系统中的基于多项式的预失真的框图。
图4是在本发明的数字混合模式功率放大器系统中的应用于自适应预失真的多方向搜索算法的流程图。
图5是示出根据本发明的另一实施例的实现为具有可选的或备选的多信道数字输入、DQM和基于UPC的削波恢复路径的数字混合模式功率放大器系统的框图。
图6是示出根据本发明的另一实施例的实现为具有DQM的数字混合模式功率放大器系统的框图。
图7是示出根据本发明的另一实施例的实现为具有AQM的数字混合模式功率放大器系统的框图。
图8是示出根据本发明的另一实施例的实现为具有DUC和基于UPC削波恢复路径的数字混合模式功率放大器系统的框图。
图9是示出根据本发明的另一实施例的实现为具有AQM和基于AQM的削波错误恢复路径的数字混合模式功率放大器系统的框图。
图10是示出模拟正交调制器补偿结构的框图。
具体实施方式
本发明是一种新型的RF输入/RF输出PA系统，其使用自适应数字预失真算法。本发明是一种包括数字和模拟模块的混合系统。该混合系统中的数字和模拟模块的相互作用都使得频谱再生长(spectral regrowth)实现线性化并且增强了PA的功率效率，而同时保持或增大了宽带宽。由此，本发明实现了用于宽带复调制载波的更高的效率和更高的线性度。
图1是示出基本系统架构的高层框图，该系统至少对于某些实施例可以被认为包括数字和模拟模块和反馈路径。数字模块是数字预失真控制器14，其包括PD算法、其它辅助DSP算法以及相关的数字电路。模拟模块是主功率放大器12、诸如DPA之类的其它辅助模拟电路、以及整个系统的相关的外围模拟电路。本发明是一个“黑盒”、即插即用类型的系统，因为它接受RF调制信号10作为它的输入，并且提供基本相同但是被放大了的RF信号13作为它的输出，由此，它是RF-入/RF-出。反馈路径基本上提供输出信号的表示给预失真控制器14。此后，本发明有时被称为数字混合模式功率放大器(DHMPA)系统。
图2是示出根据本发明的一个实施例的简单数字混合模式功率放大器系统的框图。图2中的实施例非常类似于通过援引并入本文的美国专利申请S.N.11/799,239中所公开的架构，不同之处在于(i)RF调制信号10，VRF，仅仅通过下变频器20，(ii)数字乘法器31被用来替代模拟乘法器，以及(iii)预失真信号，Vp，被上变频至IF频段，接着由DAC 30将其转换成模拟IF信号，并且最终由混频器311调制成Vin RF信号，然后提供作为PA的输入，用于进行无线传输。
图5-图9是示出DHMPA系统的更为复杂的实施例的框图，其中相同的元件用相同的标号来指示。图5-图9中的五个实施例在一个数字处理器中在用自适应算法进行PD之前先应用峰值因数衰减(CFR)，从而减小PAPR、EVM和ACPR，并且补偿记忆效应和由于PA的温度改变所造成的线性度的变化。该数字处理器几乎可以采取任意形式；虽然为了方便，FPGA实现作为例子被示出，但是在许多实施例中通用处理器也是可以接受的。在这些实施例的数字模块中所实现的CFR是基于通过援引并入本文的在2008年3月31日提交的、标题为“An Efficient Peak Cancellation Method For ReducingThe Peak-To-Average Power Ratio In Wideband CommunicationSystems”的美国专利申请61/041,164中所提出的成比例的迭代脉冲消除(the scaled iterative pulse cancellation)。CFR被包括进来以增强性能并因此是可选的。CFR可以从这些实施例中移除而不影响整体功能。
图5是示出根据本发明的一个实施例的DHMPA系统(“图5的系统”)的框图。图5的系统在输入处具有双模式，即RF 500和/或具有多载波数字信号505，并且在输出510处具有RF信号。双模式的信号输入允许实现最大的灵活性：RF-输入(“RF-输入模式”)或基带数字-输入(“基带输入模式”)。图5的系统包括三个关键部分：可重新配置的数字(此后被称为“基于FPGA的数字”)模块515、功率放大器模块520和反馈路径525。
基于FPGA的数字部分包括数字处理器530(例如FPGA)、数模转换器535(DAC)、模数转换器540(ADC)以及锁相环(PLL)545。因为图5的系统具有双输入模式，所以数字处理器具有两个信号处理路径。对于RF信号输入路径，数字处理器已经实现了数字正交解调器(DQDM)、CFR、PD和数字正交调制器(DQM)。对于基带数字输入路径，实现了数字上变频器(DUC)、CFR、PD和DQM。
图5的系统中的RF-输入模式在基于FPGA的数字部分之前已经实现下变频器(DNC)550，并且在FPGA之前已经实现ADC 540。模拟的下变频的信号被提供给基于FPGA的数字模块，并且由ADC540转换成数字信号。经数字转换的信号由DQDM解调以生成实信号和虚信号，并且接着通过CFR来减小信号的PAPR。峰值减小的信号被预失真以使放大器实现线性化，并且被传递通过DQM以生成实信号，并且接着在基于FPGA的数字部分中由DAC转换成中频(IF)模拟信号。然而，并不需要在所有实施例中在FPGA中实现DQDM和DQM。如图7和图9中所示，如果不使用调制器和解调器，则在FPGA之前的两个ADC 700和705以及在FPGA之后馈入AQM模块720的两个DAC 710和715可以分别用于生成实信号和虚信号(“AQM实现”)。图9中的实施例与图7中的实施例的不同在于添加了削波错误恢复路径，该削波错误恢复路径由DAC 900和905以及第二AQM逻辑910一起指示，该第二AQM逻辑910以类似于图5中所示出的方式馈入RF输出。
图5中的基带-输入模式与RF-输入模式稍有大同。来自多个信道的数字数据流作为I-Q信号进入基于FPGA的数字模块，并且由DUC数字地上变频到数字IF信号。从该点向前，基带-输入模式和RF-输入模式等同地进行。这些IF信号接着传输通过CFR块，从而减小信号的PAPR。该PAPR抑制的信号被数字预失真，以便补偿功率放大器的非线性失真。
在任意一个输入模式中，由于自加热而产生的记忆效应、偏置网络以及有源器件的频率依赖性也都通过PD中的自适应算法来进行补偿。PD的系数是通过在反馈部分中使用简单功率检测器来由窄带反馈进行调节的，这与使用需要非常高速度的ADC的宽带反馈的现有技术的预失真技术相反。如所示那样，预失真的信号传输通过DQM，以便生成实信号，并且接着由DAC 535转换成IF模拟信号。如上面所公开的，在所有实施例中，DQM无需在FPGA中实现，或者根本无需实现。如果DQM未被用在FPGA中，则AQM实现可以用两个DAC来实现以分别生成实信号和虚信号。功率放大器的栅极偏置电压550是由自适应算法来确定的，并且接着通过DAC 535来调节，以便稳定由于功率放大器中的温度改变所导致的线性度波动。PLL扫描用于反馈部分的本地振荡信号以便首先发现信道位置，并且接着探测相邻信道功率水平或相邻信道功率比(ACPR)。
功率放大器部分包括用于实信号的UPC(诸如在图5，图6或图8中所示出的实施例中所图示的)，或者用于来自基于FPGA的数字模块的实信号和复信号的AQM(诸如在图7和图9中所示的实施例中描述的)、具有多级驱动放大器的高功率放大器、以及温度传感器。已预失真的基带信号由UPC 555上变频，并且接着由PA 560放大。为了改善DHMPA系统的效率性能，取决于实施例，可以使用诸如Doherty、包络消除和恢复(EER)、包络跟踪(ET)、包络跟随(EF)和使用非线性部件的线性放大(LINC)之类的效率提升技术。这些功率效率技术可以被混合且被相互匹配，并且对于基本的DHMPA系统而言是可选的特性。在通过援引并入本文的、在2007年4月23日提交的、标题为“N-Way Doherty Distributed PowerAmplifier”的美国临时专利申请60/925,577中给出了一种这样的Doherty功率放大器技术。为了稳定放大器的线性度性能，由温度传感器来监视放大器的温度，并且接着由基于FPGA的数字部分来控制放大器的栅极偏置。
反馈部分包括定向耦合器、混频器、低通滤波器(LPF)、增益放大器和带通滤波器(BPF)、检测器(DET)。取决于实施例，这些模拟部件可以与其它模拟部件相混合并且相互匹配。放大器的RF输出信号的一部分被该定向耦合器采样，并且接着在混频器中通过本地振荡信号下变频到IF模拟信号。IF模拟信号传输通过LPF、增益放大器和BPF(例如声表面滤波器)，BPF可以捕获带外失真的不同频率部分。接着，BPF的输出被提供给检测器，然后提供给基于FPGA的数字模块中的ADC，以便基于输出功率水平和由于记忆效应导致的非对称失真来确定PD的动态参数。另外，温度也被DET 580所检测以计算线性度的变化，并且接着调节PA的栅极偏置电压。从图3和图4中可以认识到PD算法和自适应反馈算法的更为详细的内容，图3示出基于多项式的预失真，图4以流程图形式作为步骤401到410示出了在本发明的某些实施例中可以使用的多方向搜索算法。
在对于诸如WiMAX或其它基于OFDM的方案之类的宽带无线接入存在严格的EVM要求的情况下(EVM＜2.5％)，基于FPGA的数字部分中的CFR仅仅能够获得PAPR的少量的减少，以便满足严格的EVM规范。在一般环境中，这意味着CFR的功率效率增强能力是有限的。在本发明的一些实施例中，一种新技术被包括以通过使用“削波错误恢复路径”590来补偿来自CFR的带内失真，因此在那些严苛的EVM环境中，使DHMPA系统的功率效率达到最大。如上面所说明的，削波错误恢复路径具有基于FPGA的数字部分中的附加的DAC 520以及功率放大器部分中的额外的UPC(见图5和图8)。削波错误恢复路径可以允许补偿在功率放大器的输出处的因为CFR造成的带内失真。另外，在主路径和削波错误恢复路径之间的任何延迟失配可以在FPGA中通过使用数字延迟来校准。
图6是示出根据本发明的另一个实施例的实现为具有DQM的DHMPA系统的框图(“图6的系统”)。它与图5的系统等同于相同，区别在于它没有基带-输入模式和削波错误恢复路径。
图7是示出根据本发明的另一个实施例的实现为具有AQM的DHMPA系统的框图(“图7的系统”)。图7的系统类似于图6的系统，区别在于它具有早先所讨论的AQM实现选项。另外，图7的系统中的数字处理器已经实现模拟正交解调器校正器(AQDMC)、CFR、PD和模拟正交调制器校正器(AQMC)。
在图7的系统中，RF输入信号首先被下变频到基带数字信号，并且接着被数字地上变频到数字IF信号(-7.5MHz，-2.5MHz，2.5MHz，7.5MHz)。如果图7的系统具有基带-输入模式，则来自多个信道的数字数据流在它们进入数字处理器时将被直接数字地上变频成数字IF信号(-7.5MHz，-2.5MHz，2.5MHz，7.5MHz)。接着，CFR将减小PAPR。峰值减小的信号被预失真以使DPA线性化，并且传输通过针对实信号和虚信号的两个DAC，并且最终传输通过AQM。
图10是示出模拟正交调制器补偿结构的框图。输入信号是分开的输入，即同相分量XI和正交分量XQ。模拟正交调制器补偿结构包括四个实滤波器{g11，g12，g21，g22}和两个DC偏移补偿参数c1，c2。AQM中的DC偏移将由参数c1，c2来补偿。AQM的频率依赖性将由滤波器{g11，g12，g21，g22}补偿。实滤波器的阶数取决于所需的补偿水平。输出信号YI和YQ将被提交给AQM的同相和正交端口。
图7的系统中的功率放大器部分和反馈部分的配置与图6的系统中的相同。
图8是示出根据本发明的另一个实施例的实现为具有DUC和削波错误恢复路径的DHMPA系统的框图(“图8的系统”)。图8的系统类似于图6的系统，区别在于它具有削波错误恢复路径。另外，图8的系统中的数字处理器已经实现了数字下变频器(DDC)、CFR、PD和DUC。
在图8的系统中，DNC频率将RF信号转换成低的IF信号。该IF信号接着被提交给ADC，在那里它被数字地下变频到基带，其后跟随CFR和PD。PD的输出是基带信号，其接着将被数字地上变频成IF频率，并且被提交给DAC。接着，DAC的输出通过UPC被频率转换成RF频率。图8的系统中的功率放大器部分和反馈部分的配置与图5的系统中的相同。
图9是示出根据本发明的另一个实施例的实现为具有AQM和基于AQM的削波错误恢复路径的DHMPA系统的框图(“图9的系统”)。图9的系统等同于图7的系统，区别在于图9的系统具有削波错误恢复路径。图9中的削波错误恢复路径具有在基于FPGA的数字部分中的两个DAC以及在功率放大器部分中的替换UPC的AQM(参见图5和图8)。
图3是示出本发明的DHMPA系统中的预失真(PD)部分的框图。本发明中的PD一般使用有自适应的基于LUT的数字预失真系统。更为具体地，图3中以及在图5到图9公开的实施例中所图示的PD是在数字处理器中通过自适应算法来处理的，这在标题为“AMethod for Baseband Predistortion Linearization in Multi-ChannelWideband Communication Systems”的美国专利申请S.N.11/961,969中给出。图3中的DHMPA系统的PD具有多个有限冲激响应(FIR)滤波器，它们是FIR1 301、FIR2 303、FIR3 305和FIR4 307。该PD还包含三阶乘积生成模块302、五阶乘积生成模块304和七阶乘积生成模块306。FIR滤波器的输出信号在求和块308中被合并。基于相邻信道的功率水平或作为估值函数的ACPR，通过MDS算法更新用于多个FIR滤波器的系数。
图4是用于补偿本发明的DHMPA系统中的PD的方法的流程图。它是使用MDS算法的DHMPA系统的自适应反馈部分。可以参考该流程图来描述图3中的预失真补偿装置的操作。
为了简单起见，但不是作为限制，WCDMA已经被用作一个例子来说明自适应反馈部分和MDS算法。本发明绝不局限于WCDMA，因为本发明不需要知道是何标准和调制方式。在WCDMA应用中，12个WCDMA信道首先被反馈部分(401)中的扫描PLL所检测，以便搜索被激活的和失活的信道。一旦信道位置被搜索到(402)，则反馈部分再次通过扫描PLL(403)检测相邻信道功率水平或ACPR(特别是5MHz偏移分量)。接着，像下面这样来初始化预失真并应用MDS算法：
在任意迭代k，评估每个系数设置，接着找出最优设置，a0 k(404)。
旋转405：旋转a0 k并且进行评估。如果实现min{f(ari k)，i＝1，...，n}＜f(a0 k)(406)，则前往展开(Expansion)407；否则前往收缩(Contraction)409。
展开407：展开ari k并且进行评估；如果实现min{f(aei k)，i＝1，...，n}＜min{f(ari k)，i＝1，...，n}(408)，则设置a0 k＝aei k；否则设置a0 k＝ari k，并且前往(1)。
收缩409：收缩a0 k，评估，并且设置a0 k＝aci k，接着前往(1)。
其中，a是多个FIR滤波器的系数矢量，并且f是评估函数，其是相邻信道功率水平或ACPR。
如果评估函数小于最小目标值(410)，则算法停止。该MDS算法极易实现。
总之，本发明的DHMPA系统可以更为有效地增强效率和线性度的性能，因为DHMPA系统能够在一个数字处理器中实现CFR、DPD和自适应算法，这随后节省了硬件资源和处理时间。DHMPA系统也是可重新配置的而且是现场可编程的，因为该算法和功率效率增强特征可以像软件一样在任意时刻在数字处理器中进行调节。
此外，因为DHMPA系统接受RF调制信号作为输入，所以不必在基带中使用编码的I和Q信道信号。由此，无线基站系统的性能可以简单地通过用DHMPA来替换现有PA模块来进行增强。本发明允许实现“即插即用”PA系统解决方案，从而现有基站系统不需要修改它们的结构和/或重新构建一组新的信号信道，以便从高效率和高线性度PA系统性能中获益。
而且，DHMPA系统不需要知道诸如CDMA、GSM、WCDMA、CDMA2000和无线LAN系统中的QPSK、QAM、OFDM等等调制方案。这意味着DHMPA系统能够支持多调制方案、多载波和多个信道。该DHMPA系统的其它优点包括在不具有容易获得的必须的基带信号信息的中继器或室内覆盖系统中对PA非线性度的纠正。
尽管已经参考优选实施例来描述了本发明，但是应该理解本发明不局限于此处所描述的细节。在上述描述中已经建议了各种各样的替代和修改，并且本领域的普通技术人员将想到其它替代和修改。由此，所有这种替代和修改旨在被包括在所附权利要求书中所限定的本发明的范围内。
附录I
附录I
术语表
Figure G2008800210498D00141
Figure G2008800210498D00151

Claims (10)

1.一种数字混合模式功率放大器(DHMPA)系统，其包括：
用于接收RF和多信道数字输入中的至少一个的数字预失真模块，其中所述数字预失真模块使用预失真多项式；
响应于表示所述数字预失真模块的输出的信号的功率放大器部分；以及
用于将表示所述功率放大器部分的输出的信号反馈给所述数字预失真模块的反馈部分，响应于所述信号，所述数字预失真模块计算所述数字预失真多项式并且修改它的输出以减小相邻信道功率，
其中所述数字预失真模块包括数字现场可编程门阵列、数模转换器、模数转换器以及锁相环，并且其中：
对于所述RF输入，所述数字现场可编程门阵列包括数字正交解调器、峰值因数衰减、预失真器和数字正交调制器，以及
对于所述多信道数字输入，所述数字现场可编程门阵列包括数字上变频器、峰值因数衰减、预失真器和数字正交调制器。
2.根据权利要求1所述的数字混合模式功率放大器系统，其中所述功率放大器部分包括：用于实信号的上变频器和用于实信号和复信号的模拟正交调制器中的至少一个、具有多级驱动放大器的高功率放大器、以及温度传感器。
3.根据权利要求1所述的数字混合模式功率放大器系统，其中所述反馈部分包括定向耦合器、混频器、低通滤波器、增益放大器、带通滤波器和检测器中的至少一个。
4.根据权利要求1所述的数字混合模式功率放大器系统，其中所述数字现场可编程门阵列提供预失真，其通过生成所述功率放大器的非对称失真来自适应地补偿所述功率放大器部分的非线性度和记忆效应。
5.根据权利要求1所述的数字混合模式功率放大器系统，其中所述数字现场可编程门阵列包括用于确定所述功率放大器的最优栅极偏置电压以稳定由于所述功率放大器的温度改变所造成的线性度波动的自适应算法。
6.根据权利要求1所述的数字混合模式功率放大器系统，其中所述功率放大器部分使用效率提升技术，所述效率提升技术包括Doherty、包络消除和恢复、包络跟踪、包络紧随以及使用非线性部件的线性放大中的至少一个。
7.根据权利要求1所述的数字混合模式功率放大器系统，其中由DAC和UPC响应于所述数字预失真模块的输出来补偿由于峰值因数衰减所导致的在所述功率放大器部分的输出处的因已削波信号造成的带内失真。
8.根据权利要求1所述的数字混合模式功率放大器系统，还包括：
可通信地耦合至所述数字预失真模块的下变频RF；以及
可通信地耦合至所述数字预失真模块的多信道数字输入。
9.根据权利要求1所述的数字混合模式功率放大器系统，其中，
所述反馈部分适配于监视表示相邻信道功率的信号。
10.一种用于更新在根据权利要求1-9中的任一项所述的数字混合模式功率放大器(DHMPA)系统中的预失真的系数的方法，所述方法包括：
搜索主信道信号的位置以检测相邻信道功率；
通过使用从所述检测的相邻信道功率导出的相邻信道功率值或相邻信道功率比作为评估函数，基于包括评估、旋转、展开和收缩的多方向搜索算法来提取系数；以及
使用多个多项式生成模块，在预失真多项式中使用所述提取的系数，以计算预失真系数。
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