CN1838530A - 高频功率放大器电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够降低高频功率放大器电路的输出功率的温度相关性的技术，其中该电路将恒定的偏置电压提供给放大设备的控制端，并按照用于控制其输出功率的输出请求电平来控制工作电源电压。高频功率放大器电路包括放大设备，其控制端(栅极或基极端)被提供以偏置电压。高频功率放大器电路使该偏置电压保持恒定以使放大设备工作于饱和区。高频功率放大器电路依据输出请求电平来控制提供给该放大设备的工作电源电压，从而控制输出功率。工作电源电压控制电路设置有具有温度相关性的设备(二极管)，该控制电路依据该输出请求电平来控制该放大设备的工作电源电压。该工作电源电压控制电路被配置为生成与该设备的稳定特性相应的工作电源电压，并将其提供给放大设备。

Description

高频功率放大器电路

相关申请的交叉引用

本申请要求于2005年3月22日递交的日本专利申请：2005-081028的优先权，因此其内容被结合到本申请中以作为参考。

技术领域

本发明涉及一种被有效地应用到用以放大并输出高频信号的高频功率放大器电路中的技术。更具体地，本发明涉及被有效地应用到开环高频功率放大器电路中的技术，该电路依据输出请求电平来控制放大晶体管的工作电源电压(电源电压)以控制输出功率。例如，本发明涉及有效地用于高频功率放大器电路的技术，其中这种高频功率放大器电路可用于便携式电话和包括了该电路的电子部件(功率模块)。

背景技术

通常，诸如便携式电话之类的无线通信装置(移动通信装置)中的发送输出部具有高频功率放大器电路(功率放大器)，用以放大经调制的发送信号。传统的无线通信装置采用APC(自动功率控制)电路来按照基站提供的发送请求电平控制高频功率放大器电路的增益。该APC电路检测来自高频功率放大器电路或天线的输出功率，并基于检测到的信号以及来自基带电路等的输出电平指示信号而生成发送输出控制信号。该传统的无线通信装置被配置为控制高频功率放大器电路的偏置电压，以便使从APC电路输出的控制电压提供通话所需的输出功率(例如，参见专利文献1)。

常规的用于便携式电话的通信系统包括GSM(用于移动通信的全球系统)。该GSM系统采用被称为GMSK(高斯最小相移键控)的相位调制系统，该相位调制系统依据发送数据来移动载波相位。基于GSM的通信系统只需要按照所请求的输出电平来放大并输出经相位调制的信号。通常，基于GSM的便携式电话通常固定输入信号的振幅，允许偏置电路按照请求输出电平来控制高频功率放大器电路中的放大设备的无效电流，并反馈控制该输出功率。这种控制系统通常被称为闭环系统。

然而，在上述闭环系统中，需要为输出功率控制系统提供APC电路。而APC电路的提供增加了电路规模并降低了封装密度。为了解决这个问题，公开了这样一种系统(参见专利文献2)，该系统控制放大设备(功率FET)的工作电源电压(电源电压)，以使输出电平基于用以指示该输出电平的信号而改变或使该输出电平与该用以指示该输出电平的信号成比例地改变。以这种方式，该系统线性地操作该放大设备以确保来自该高频功率放大器电路的线性输出。这种系统被称为开环系统，并具有能够提供比闭环系统更小的电路规模的优点。

专利文献1：日本未审查专利公开No.2000-151310

专利文献2：日本未审查专利公开No.2003-243994

发明内容

在根据传统的开环高频功率放大器电路的功率控制下，偏置电压被施加到该放大设备的控制端(栅极或基极端)，并被设置为使该放大设备工作于饱和区。所使用的电源控制系统通过使施加到该放大设备的漏极端或集电极端上的电源电压与用以指示发送输出电平的信号Vramp成比例地改变来控制输出功率电平(功率)。用于向该放大设备提供偏置电压的偏置电路包括：用于生成具有给定振幅的电流的电流生成电路；用于将所生成的电流转换为电压的电路等。最后，提供电阻分压或电流镜像以向放大设备的控制端提供偏置。

然而，在根据传统开环高频功率放大器电路的功率控制下，尽管向放大设备的控制端提供了恒定的偏置电压，但其输出功率仍随着温度的变化而变化。具体地，温度越高、输出功率越低。

一种可能的原因是作为放大设备的晶体管中的饱和电压的温度相关性。饱和电压随着温度的变化而变化。特别是在低输出期间，放大设备的电源电压接近于饱和电压。饱和电压的影响变得更加显著。另外，较高的饱和电压是由较高的温度引起的，因此，如图4所示，高温度下的低输出导致与输出功率Pout的预期特性具有较大的偏离。在图4中，实线A描绘了室温下输出功率Pout的特性，即、假设没有温度相关性的时候。点划线B描绘了在85°的温度下输出功率Pout的特性。

需要防止输出功率因放大设备的温度相关性而改变。为此，提供了温度检测电路。另外，基带电路具有表示温度与输出电平指示信号Vramp之间的关系的表数据，其中该输出电平指示信号Vramp是从该基带电路提供给高频IC的信号。一种可用于温度补偿的措施是采用用于该基带电路的软件来按照温度的改变而改变输出电平指示信号Vramp。然而，这种措施增加了开发基带电路的软件的用户(安装工厂)的负担。

因此本发明的目的是要提供一种尽管周围环境温度发生变化、但能防止输出功率(功率)改变的技术，即，降低高频功率放大器电路中的输出功率的温度相关性的技术，该高频功率放大器电路将恒定的偏置电压施加到放大设备的控制端，并按照输出请求电平来控制工作电源电压(电源电压)，从而控制输出功率。

本发明的另一目的是要提供一种输出功率控制技术，能够降低高频功率放大器电路中的输出功率的温度相关性而不增加安装工厂的负担，其中该高频功率放大器电路将恒定的偏置电压施加到放大设备的控制端，并按照输出请求电平来控制工作电源电压(电源电压)，从而控制输出功率。

本发明的这些和其它的目的以及新的特征通过参考下面的描述和所附的权利要求将会变得容易理解。

下面描述了在本说明书中揭示的本发明的典型手段的概述。

一种高频功率放大器电路包括放大设备，该放大设备的控制端(栅极或基极端)被提供以偏置电压。该高频功率放大器电路保持恒定的偏置电压，以使该放大设备工作于饱和区。高频功率放大器电路按照输出请求电平来控制提供给该放大设备的工作电源电压，以便控制输出功率。用以按照输出请求电平来控制该放大设备的工作电源电压工作电源电压控制电路中设置有具有温度相关性的设备。工作电源电压控制电路被配置为相应于设备的温度特性来生成工作电源电压，并将其提供给放大设备。由工作电源电压控制电路生成的工作电源电压至少被施加到最后一级的放大设备上。当高频功率放大器电路被配置为包括多个串联的放大设备的多个级时，该工作电源电压可以被施加到所有放大设备上。

用以生成施加到放大设备上的工作电源电压的电路可包括差分放大器和晶体管。例如，差分放大器的一个输入端接收用以指定输出电平的信号，而另一端被施加从偏移生成电路所生成的给定失调电压。该晶体管输出由该差分放大器的输出来驱动的电流。该偏移生成电路可具有一个有温度相关性的设备。该设备的温度特性可用于使差分放大器的偏置电压移相。

当温度变化改变了工作在饱和区的放大设备的饱和电压时，输出功率会偏离期望值。即使在这种情况下，上述方式改变施加到放大设备上的工作电源电压以补偿该偏离。因此，也可以抑制由于温度变化而导致的输出功率的变化。高频功率放大器电路自动地控制放大设备的工作电源电压不随温度而改变。不需使用基带软件即可得到温度补偿，以按照温度的变化来改变提供给高频IC的输出电平指示信号Vramp。这就可以降低输出功率的温度相关性而不会增加安装工厂的负担。

下面概述了在本说明书中揭示的本发明的代表性方式所具有的效果。

本发明可以不管周围环境温度的变化而防止高频功率放大器电路中的输出功率改变，其中该高频功率放大器电路将恒定的偏置电压施加到放大设备的控制端，并按照输出请求电平来控制工作电源电压从而控制输出功率。由于不再需要基于软件的温度补偿，就可以降低输出功率的温度相关性而不会增加安装工厂的负担。

附图说明

图1是示出根据本发明的高频功率放大器电路的一个实施例的电路配置图；

图2(A)、2(B)和2(C)是这样的图表，其中图2(A)是示出温度与构成了根据实施例的工作电源电压控制部的偏移提供电路中的节点N2处的电势V2之间的关系的图表，图2(B)是示出温度与流过MOSFET Q1和Q2的电流I1和I2之间的关系的图表，以及图2(C)是示出温度与施加到电源电路的差分放大器AMP0的非反相输入端上的失调电压Voff之间的关系的图表；

图3是示出从电源电路输出的工作电源电压Vldo与输出电平指示信号Vramp之间的关系的图表；

图4是示出在偏移提供电路没有温度补偿设备时的低输出期间、输出电平指示信号Vramp和输出功率Pout之间的关系的图表；

图5是示出当双极性晶体管被用作放大晶体管时的偏移提供电路的一个配置实例的电路图；

图6是示出偏置电路的另一个电路实例的电路配置图；

图7是示出根据本发明的高频功率放大部的更详细的电路配置图；

图8是示出根据便携式电话系统的实施例而应用高频功率放大器电路的实例的方框图；以及

图9是举例说明适合EDGE的高频功率放大器电路的配置的方框图。

具体实施方式

下面将参考附图对本发明的实施例进行更加详细的描述。

图1示出了由根据本发明的高频功率放大器电路构成的高频功率放大器以及用于生成工作电源电压和控制输出功率的工作电源电压控制电路(可变工作电源电压生成电路)。

根据本实施例的高频功率放大器的高频功率放大器电路210由串联的3个放大级211、212和213构成，其中每个放大级都包括诸如FET和双极性晶体管的放大设备。偏置电路(未示出)将设置偏置电压Vb1、Vb2和Vb3施加到放大级211、212和213的控制端(栅极或基极端)。该设置偏置电压Vb1、Vb2和Vb3被设置为允许放大级211、212和213的放大晶体管工作于饱和区的电平。通常地，该设置偏置电压被设置为Vb1＜Vb2＜Vb3。

工作电源电压控制电路220由电源电路221和偏移提供电路222构成。电源电压电路221具有差分放大器AMP0，其反相输入端接收从基带电路(未示出)提供的输出电平指示信号Vramp。电源电压电路依据Vramp生成上述放大级211、212和213的工作电源电压Vdd。偏移提供电路222生成施加到差分放大器AMP0的非反相输入端的失调电压Voff。

电源电路221通过向放大级211、212和213提供对应于输出电平指示信号Vramp的工作电源电压Vdd1来控制输出功率Pout。为此，电源电路221包括差分放大器AMP0、输出晶体管Q0、稳定电容C1、电阻R1和R2、电阻R0和电容C0。差分放大器AMP0利用其反相输入端来接收输出电平指示信号Vramp。输出晶体管Q0由P沟道MOSFET(金属氧化硅场效应晶体管)构成，其中该MOSFET的源极端连接到电源电压Vdd1、漏极端连接到输出端OUT而栅极端接收来自差分放大器AMP0的输出。稳定电容C1被连接到输出端OUT。电阻R1和R2被串联在Q0的漏极端和接地点之间。电阻R0和电容C0连接在输出端OUT和差分放大器AMP0的内部节点之间，并被用于相位补偿。在这些设备中，稳定电容C1以及用于相位补偿的电阻R0和电容C0被连接在其上形成有差分放大器AMP0的半导体芯片之外。

位于电阻R1和R2之间的连接节点N1处的电势被施加到差分放大器AMP0的非反相输入端。差分放大器AMP0驱动输出MOSFET Q0，以使位于电阻R1和R2之间的连接节点N1处的电势与输出电平指示信号Vramp相匹配。以这种方式，输出MOSFET Q0的漏极电压与输出电平指示信号Vramp成比例，并由于导通电阻而低于电源电压Vdd1一个电压降。漏极电压由稳定电容C1来平滑，并作为工作电源电压Vldo而被提供给放大级211至213。

下面将描述位于电阻R1和R2之间的连接节点N1处的电势被提供给差分放大器AMP0的非反相输入端的原因。也就是，即使基带电路试图将输出功率重置为“0”，由于制造偏差等输出电平指示信号Vramp也不可能被完全重置为0V。这就导致电源电路221输出更高电平的该工作电源电压Vldo，并使放大级211至213进行放大。提供偏移来避免出现这种情况。

偏移提供电路222包括设置电压电路CVG、差分放大器AMP1、P沟道MOSFET Q1和P沟道MOSFET Q2。该设置电压电路CVG类似于用于生成不依赖于电源电压及温度的恒压Vc的带隙基准电路。差分放大器AMP1使用其非反相输入端经由用于阻抗变换的缓冲器BFF从设置电压电路CVG接收一个恒压。P沟道MOSFET Q1的源极端连接到电源电压Vreg，其漏极端通过电阻R5连接到接地点，而其栅极端接收来自差分放大器AMP1的输出电势。P沟道MOSFET Q2的栅极端接收与Q1的栅极电压相同的电压。偏移提供电路222和电源电路221中的电阻R2构成一个偏移生成电路。

根据本实施例的偏移提供电路222可以将FET用于放大级211至213。图1中的晶体管Q1等效于由差分放大部和输出级构成的差分放大器中的输出级晶体管。优选地使用由差分放大部和输出级构成的普通差分放大器作为差分放大器AMP1，并将其输出施加到晶体管Q1的栅极端。

图1中的偏移提供电路222将Q1的漏极电压反馈给差分放大器AMP1的反相输入端。然后差分放大器AMP1驱动MOSFET Q1，以使Q1的漏极电压与非反相输入端上的输入电压相匹配。P沟道MOSFETQ2使用其栅极端接收与Q1的栅极电压相同的电压。MOSFET Q2被设计为确保其相对于Q1的大小比为1∶m。假设Q1被提供以电流I1。那么Q2就被提供以电流I2，即m倍的I1(＝m I1)。

电阻R3和R4以及PN结二极管D1被串联在缓冲器BFF的输出端和接地点之间。PN结二极管D1的正向电压Vf具有负温度特性。位于电阻R3和R4之间的连接节点N2的电势被施加到差分放大器AMP1的非反相输入端。在根据本实施例的偏移提供电路222中，利用下面的等式来获得V2、即位于电阻R3和R4之间的连接节点N2的电势。该电势被施加到差分放大器AMP1的非反相输入端。而且，在下面的等式中，假设Va是缓冲器BFF的输出电压，r3和r4表示电阻R3和R4的电阻值，VF表示二极管D1的正向电压，以及T是温度变量。

V2＝{r4/(r3+r4)}·(Va-VF)+VF

  ＝{r4/(r3+r4)}·Va-{r4/(r3+r4)}·VF+VF

  ＝{r4/(r3+r4)}·Va-{r3/(r3+r4)}·VF    ...(1)

将该等式对温度变量T取微分，而修改成下面的等式(2)。

V2/T＝Va/T+VF/T              ...(2)

二极管D1的正向电压VF显示了负温度特性。偏移提供电路222包括PN结二极管D1，该二极管D1的正向电压Vf显示了负温度特性。因此，连接节点N2的电势V2随着温度的升高而降低，如图2(A)所示。由于该电势施加到差分放大器AMP1的非反相输入端上，因此流经MOSFET Q1和Q2的电流I1和I2随着温度的升高而降低，如图2(B)所示。通过适当地设置电阻R3和R4之间的电阻比，能够将节点N2的电势V2的温度系数调整到一个所期望的值。

向电源电路221的电阻R2提供具有上述温度相关性的Q2漏极电流I2。当失调电压Voff被施加到差分放大器AMP0的非反相输入端时，失调电压Voff随着温度的升高而下降，如图2(C)所示。结果，电源电路221输出工作电源电压Vldo。如图3所示，在温度升高的同时，与输出电平指示信号Vramp成比例的工作电源电压Vldo会从相对低的电平开始升高。在温度降低的同时，与输出电平指示信号Vramp成比例的工作电源电压Vldo会从相对高的电平开始下降。也就是，升高温度可以提高相同Vramp的工作电源电压Vldo。

相反地，当FET被用作放大级211至213的放大设备时，饱和电压表示正温度特性。也就是，确保在工作电源电压Vldo和饱和电压之间有一个近似恒定的差而不用顾及温度的变化。结果，就可以从以电源电路221所提供的工作电源电压Vldo进行工作的高频功率放大器电路210中获得与温度相关性无关的输出功率。从用于对电池电压进行DC-DC转换的切换调整器或诸如串联调整器之类的电源调整器中提供该偏移提供电路222的电源电压。

图5示出了偏移提供电路222的一个配置实例。在这种情况下，放大级211至213的放大晶体管是双极性晶体管，其饱和电流具有与FET相反的温度特性。图5中的偏移提供电路222只有下面的描述与图1是不同的。根据图1的实施例，晶体管R4和二极管D1被串联在差分放大器AMP1的非反相输入端和接地点之间。根据图5的实施例，电阻R3和二极管D1被串联在前级缓冲器BFF的输出端和差分放大器AMP1的非反相输入端之间。

在根据本实施例的偏移提供电路222中，利用下面的等式来获得V2、即电阻R3和R4之间的连接节点N2的电势。该电势被输入到差分放大器AMP1的非反相输入端。

V2＝r4(Va-VF)/(r3+r4)

  ＝{r4/(r3+r4)}·Va-{r4/(r3+r4)}·VF     ...(3)

将该等式对温度变量T取微分，而修改成下面的等式(4)。

V2/T＝Va/T-VF/T               ...(4)

二极管D1的正向电压VF显示了负温度特性。因此，等式(4)清晰地示出升高温度就会提高节点N2的电势V2、即差分放大器AMP1的非反相输入端的输入电压。这与图1的实施例是相反的。结果，电源电路221输出工作电源电压Vldo。降低温度会使与输出电平指示信号Vramp成比例的工作电源电压Vldo从相对低电平的Vramp开始升高。与图3相反，升高温度会使与输出电平指示信号Vramp成比例的工作电源电压Vldo从相对高电平的Vramp开始升高。

相反地，当双极性晶体管被用作放大级211至213的放大设备时，饱和电压显示了负温度特性。也就是，升高温度会使饱和电流降低增益，降低温度会使饱和电流提高增益。当电源电路221提供的工作电源电压Vldo随温度而变化时，高频功率放大器电路210会提供没有温度相关性的输出功率特性。

图7示出了根据本发明的高频功率放大部的更详细的配置。

根据本实施例的高频功率放大器电路210具有3个功率放大FET211、212和213。后续的FET 212和213的栅极端与前面的FET 211和212的漏极端相连接。总体上，高频功率放大器电路210被配置为3级放大器电路。将偏置电路230所提供的偏置电压Vb1、Vb2和Vb3(Vb1＜Vb2＜Vb3)施加到每一级的FET 211、212和213的栅极端。与这些电压相应的漏极电流被施加到FET 211、212和213。

将工作电源电压控制电路220的工作电源电压Vldo通过电感L1、L2和L3而施加到每一级的FET 211、212和213的漏极端，其中的工作电源电压控制电路220按图1所示来配置。在第一级的FET 211的栅极端和输入端In之间设置阻抗匹配电路241和用于切断直流的电容设备C11。高频信号Pin通过这些电路和设备而被输入到FET 211的栅极端。

在第一级的FET 211的漏极端与第二级的FET 212的栅极端之间连接阻抗匹配电路242和用于切断直流的电容设备C12。在第二级的FET 212的漏极端与最后一级的FET 213的栅极端之间连接阻抗匹配电路243和用于切断直流的电容设备C13。最后一级的FET 213的漏极端通过阻抗匹配电路244和电容设备C14而被连接到输出端OUT。通过切断高频输入信号Pin中的直流分量和放大高频输入信号Pin中的交流分量而输出信号Pout。

偏置电路230不受特别限制，由电阻R11至R16构成。偏置电路230构成了一个电阻分压电路，用于以给定的电阻比对设置电压Vcnt进行分压，以生成栅极偏置电压Vb1、Vb2和Vb3。图7中的电阻分压电路不是精确的电路，而只是试图表达电路的概念。本发明不限于图7所示的电路。构成偏置电路230的电阻R11至R16可与高频放大器电路210的FET 211、212和213以及工作电源电压控制电路220(除了稳定电容C0以及用于相位补偿的电阻R0和电容C0)一起，被制成一个半导体芯片上的半导体集成电路。

根据该实施例，半导体芯片被用来形成高频功率放大器电路210的放大FET 211、212和213，工作电源电压控制电路220以及偏置电路230。该半导体芯片与外部设备一起被安装在绝缘衬底上以便被配置成一个模块(下面将其称为RF功率模块)，其中的外部设备例如是稳定电容C1以及用于切断直流的电容C11至C14。在本说明书中，模块意味着多个半导体芯片以及可以象电子部件那样被处理的部件的整体。实际上，多个半导体芯片和分散的部件都可以通过在诸如陶瓷衬底之类的绝缘衬底表面或内部进行布线印刷，而被安装在该绝缘衬底上。这些部件通过上述印刷布线或焊线而互相连接，以便实现给定的功能。

根据该实施例的电感L1至L3是由连接在半导体芯片焊盘之间的键合线来制成的。另外，电感也可以由例如形成在模块衬底上的微带线来制成。优选地使用单独形成的半导体设备作为第三级的放大FET213。这样可使工作电源电压控制电路220几乎不受到从最后一级的放大FET 213生成的噪声的干扰。可使用外部设备作为电阻R11至R16。

图6示出了偏置电路230的另一实例。

根据本实施例，在放大FET 213的栅极端经由电阻Rb3设置有基于电流镜连接的偏置晶体管Qb3。电流生成电路231将偏置电流Ib3提供给晶体管Qb3。作为无效电流，与晶体管Qb3和Qa3之间的尺寸比成比例的漏极电流被提供给放大FET 213。前级放大晶体管具有基于电流镜连接的偏置晶体管(Qb1和Qb2)。这些晶体管还被提供以来自电流生成电路231的偏置电流Ib1和Ib2。偏置电路230由电流生成电路231以及偏置晶体管Qb1、Qb2和Qb3构成。

电流生成电路231包括：差分放大器AMP2，其非反相输入端接收设置电压Vcnt；MOSFET Q30，其栅极端接收来自差分放大器AMP2的输出；与Q30串联的电阻R30；以及MOSFET Q31、Q32和Q33，用于接收与Q30相同的栅极电压。Q30和R30之间的连接节点N3的电势被反馈到差分放大器AMP2的反相输入端。以这种方式，MOSFET Q30被驱动，以使连接节点N3的电势与Vcnt相匹配。Q31、Q32和Q33被提供以与该设置电压Vcnt成比例的电流。

该电流作为偏置电流Ib1、Ib2和Ib3被提供到与放大设备211、212和213进行电流镜连接的偏置晶体管Qb1、Qb2和Qb3。在晶体管Q30和Q31、Q32及Q33之间、211和Qb1之间，212和Qb2之间以及213和Qb3之间定义给定的尺寸比。以这种方式，可以将大小与该设置电压Vcnt成比例的电流提供给放大设备211、212和213。通常，电流的大小为Ib1＜Ib2＜Ib3。

图8示出了将根据本实施例的高频功率放大器应用到便携式电话系统中的一个实例。尽管不考虑特殊限制，但该实例被配置为能够基于GSM和DCS系统进行发送和接收的双频带无线通信系统。

在图8中，附图标记ANT表示用以发送和接收信号无线电波的天线。附图标记100表示前端模块。附图标记200表示采用了依据上述实施例的高频功率放大器的RF功率模块。附图标记300表示基带电路，该基带电路将音频信号转换为基带信号，将接收到的信号转换为音频信号，并生成调制选择信号MODE、频带选择信号BAND和发送开始信号TXON。附图标记400表示调制解调LSI，其进行下变换以解调所接收的信号，生成基带信号，并调制发送信号。附图标记FLT1和FLT2表示从接收信号中除去噪声或干扰波的滤波器。

在这些部件中，例如，滤波器FLT1是用于GSM的电路。滤波器FLT2是用于DCS的电路。基带电路300可以由多个LSI和IC芯片来构成，例如：DSP(数字信号处理器)、微处理器和半导体存储器。尽管未在图7中示出，但RF功率模块200具有2个拥有相似配置的高频功率放大器电路210a和210b。高频功率放大器电路210a放大使用频率在880至915MHz之间的GSM发送信号。高频功率放大器电路210b放大使用频率在1710至1785MHz之间的DCS发送信号。

该实例所使用的RF功率模块200采用2个偏置电路230和2个工作电源电压控制电路220，它们中的每一个都是为该高频功率放大器电路210a和210b而提供的。部分部件可以共享，也可以设为公共电路。输出电平指示信号Vramp可以通过调制解调LSI 400而被提供给RF功率模块200。

前端模块100包括阻抗匹配电路121和122、低通滤波器131和132、开关电路141和142、电容151和152以及分波器160。阻抗匹配电路121和122连接到RF功率模块200的发送输出端以匹配阻抗。低通滤波器131和132衰减高频。开关电路141和142在发送和接收之间进行切换。电容器151和152从接收信号中除去交流分量。分波器160将信号分为900MHz频带GSM信号和1.8GHz频带DCS信号。这些电路和设备都安装在一个陶瓷衬底上并被配置为一个模块。基带电路300为在发送与接收之间进行切换的开关电路141和142提供选择信号CNT1和CNT2。

根据上述实施例的对工作电源电压控制电路220的使用不限制于只包含相位调制分量的GMSK调制发送信号。工作电源电压控制电路220还可以用于适合EDGE(用于GSM改进的增强数据速率)的高频功率放大器电路，该高频功率放大器电路用于放大包括相位调制分量和振幅调制分量的8-PSK调制发送信号。

图9示出了适合EDGE的高频功率放大器电路的一个配置实例。根据该实施例，相位-振幅分离电路430被设置于高频功率放大器电路210的前级。相位-振幅分离电路430从包括相位调制分量和振幅调制分量的发送信号中，分离出相位调制分量和振幅调制分量。选择开关SW1被设置于工作电源电压控制电路220的前级。选择开关SW1选择来自基带电路的输出电平指示信号Vramp或包含由相位-振幅分离电路430分离出的振幅分量的信号VAM。

模式信号MODE表示从基带电路提供的GSM或EDGE模式。GSM模式放大GMSK调制发送信号。EDGE模式放大8-PSK调制发送信号。当模式信号MODE表示GSM模式时，开关SW1选择Vramp，并将其提供给工作电源电压控制电路220。当模式信号MODE表示EDGE模式时，开关SW1选择包含由相位-振幅分离电路430分离出的振幅分量的信号VAM，并将信号VAM提供到工作电源电压控制电路220。

因此，在GSM模式下，工作电源电压控制电路220生成与Vramp成比例的工作电源电压Vldo，并将Vldo提供给高频功率放大器电路210。在EDGE模式下，工作电源电压控制电路220生成与包含振幅分量的信号VAM相对应的工作电源电压Vldo，并将Vldo提供到高频功率放大器电路210。在EDGE模式下，位于相位-振幅分离电路430前级的电路生成包含与输出电平指示信号Vramp相对应的振幅的发送信号。所生成的发送信号作为输入信号IN被提供给相位-振幅分离电路430。只包含相位调制分量的信号Pin被输入到高频功率放大器电路210。因此，高频功率放大器电路210依据随振幅分量VAM而变化的工作电源电压Vldo来放大并输出该输入信号Pin。

虽然上面描述了发明人所作出的本发明的特定优选实施例，但是可以清楚地理解，本发明并不仅限于此，它可以在本发明的构思和范围内进行各种不同的具体化。虽然在实施例中连接了三级放大FET，但是例如优选地可以连接两级或四级或更多的级。虽然实施例使用了MOSFET作为功率放大设备211至213，但优选地可以使用其它晶体管，例如双极性晶体管、砷化镓MESFET、异质结双极晶体管(HBT)以及HEMT(高电子迁移率晶体管)。

上述描述将发明人所作出的本发明应用到本发明的背景或技术领域中的功率模块中，并构成能够基于2个通信系统GSM和DCS进行发送和接收的双模式无线通信系统。但本发明并不仅限于此，它也可以应用于其它通信系统或GSM和DCS之一。此外，本发明可用于构成无线通信系统的功率模块中，其中该无线通信系统可用在能够基于三个或多个通信系统，例如除GSM和DCS之外还有在1850至1915MHz频带范围内的PCS(个人通信系统)，来进行发送和接收的多模式便携式电话和移动电话中。而且，本发明可应用在用于无线LAN的高频功率放大器电路和功率模块中。

Claims (10)

1、一种具有工作电源电压控制电路的高频功率放大器电路，该高频放大器电路使施加到放大设备的控制端上的偏置电压保持恒定，并依据用来指示发送输出电平的输出电平指示信号来控制放大设备的工作电源电压以控制输出功率发送，

其中，所述工作电源电压控制电路输出具有给定失调电压的工作电源电压，并在所述输出电平指示信号表示为所述失调电压或高于所述失调电压时，依据所述输出电平指示信号使所述放大设备工作在饱和区中，以及

其中，生成所述失调电压以便具有与所述放大设备的饱和电压的温度相关性相应的温度特性。

2、根据权利要求1的高频功率放大器电路，其中：

所述工作电源电压控制电路具有生成所述失调电压的偏移提供电路，以利用设置在所述偏移提供电路中的元件的温度特性来生成失调电压。

3、根据权利要求2的高频功率放大器电路，其中，所述工作电源电压控制电路包括：

差分放大器电路，其一个输入端接收所述失调电压而另一输入端接收所述输出电平指示信号；以及

电源电路，具有由所述差分放大器电路驱动的输出晶体管。

4、根据权利要求1的高频功率放大器电路，其中：

当放大包含相位调制分量和振幅调制分量的发送信号时，所述发送信号的振幅调制分量被包含在提供给所述工作电源电压控制电路的所述输出电平指示信号中。

5、根据权利要求1的高频功率放大器电路，其中：所述放大设备是场效应晶体管，并且所述失调电压被设置为随温度的升高而降低。

6、根据权利要求1的高频功率放大器电路，其中：所述放大设备是双极性晶体管，并且所述失调电压被设置为随温度升高而升高。

7、根据权利要求1的高频功率放大器电路，其中：所述失调电压是通过利用PN结正向电压的温度特性而生成的。

8、根据权利要求1的高频功率放大器电路，其中，

所述偏移提供电路包括：差分放大器电路和由所述差分放大器电路驱动的晶体管，所述差分放大器的反相输入端被提供以反馈电压，而其非反相输入端被提供以与所述PN结正向电压相应的电压，

其中所述晶体管的电流被施加到电阻上以生成所述失调电压。

9、根据权利要求8的高频功率放大器电路，其中两个或更多的电阻设备被串联在所述PN结上，并且所述两个或更多的电阻设备的电阻比可用于调整所述失调电压的温度系数。

10、根据权利要求1的高频功率放大器电路，其中所述工作电源电压控制电路和所述放大设备被形成在同一半导体芯片上。

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