CN1976219A - 用于高频功率放大器的电子部件和无线通信装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供用于放大高频功率的电子部件，其能够扩展输出功率检测电路的动态范围；得到连续检测输出，且从低输出功率区域到高输出功率区域没有拐点；并且由此提高了输出功率的可控性。在基于输出功率检测信号和指示输出电平的信号对高频功率放大器的输出功率进行控制的无线通信系统中，输出功率检测电路具有多级配置的放大器，其放大通过耦合器和容性元件提取的高频信号。此外，提供检测各级放大器的输出的多个检测电路以及提供检测不通过多级配置的放大器的高频信号的检测电路。通过组合这些检测电路的输出而得到的结果作为输出功率检测信号输入到误差放大器以产生输出控制信号，由此产生用于高频功率放大器的控制信号。

Description

用于高频功率放大器的电子部件和无线通信装置

相关申请的交叉引用

本申请要求2006年2月28日提交的日本专利申请No.2006-52115和2005年9月22日提交的日本专利申请No.2005-274822的优先权，据此将其内容作为参考并入本申请中。

背景技术

本发明涉及用于扩展内置高频功率放大器的高频功率放大电子部件(RF功率模块)中的输出检测电路的动态范围以及用于增强输出功率的可控性的技术，并涉及如果将其应用于例如移动电话中使用的RF功率模块和使用该RF功率模块的无线通信装置时有效的技术。

具有内置高频功率放大器(PA)的RF功率模块结合在诸如移动电话等无线通信装置(移动通信装置)的发射输出部分中，该高频功率放大器中的晶体管例如是MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、GaAs-MESFET等。

在移动电话中，一般将系统配置成这种方式，即打电话的同时根据基站发送的发射功率指示信息改变输出功率，以便适应周围环境并且避免了移动电话和其它移动电话之间的干扰。例如，在GSM(全球移动通信系统)型移动电话中，使用由误差放大器等组成的APC(自动功率控制)对输出功率检测信号和基带电路输出的输出电平指示信号Vramp进行相互比较，由此产生用于控制输出功率的控制电压Vapc。然后，发射输出部分的高频功率放大器的每个放大级的增益已经由偏置电路控制以便于通过控制电压Vapc达到呼叫所需的输出功率。

发明内容

在对于常规移动电话的输出功率控制方面，出现了由于输出功率检测电路在低输出功率区域的灵敏度比较低，因而输出功率在低输出功率处的可控性不能令人满意的问题。因此，提出了发明，其中使用于控制高输出功率区域的输出功率的系统和用于控制低输出功率区域的输出功率的系统互不相同的(参照专利文献1(日本未审查专利公报No.Hei 11(1999)-177444))。还提出了发明，其中通过联合采用高灵敏度检测器和低灵敏度检测器两种检测器扩展了检测电路的动态范围(参照专利文献2(日本未审查专利公报No.2001-016116))。

在专利文献1的发明中，在输出功率低于给定水平时，关闭输出功率控制环，由此根据外部给出的发射功率指示值来控制输出功率。当输出功率高于给定水平时，打开输出功率控制环，以执行切换到由反馈环进行的自动发射功率控制。因此，不可能避免在控制环切换时出现响应延迟。结果，担心在所谓的上升(ramp-up)(一旦开始发射，输出功率将上升到期望的水平)处的开关谱退化。

在专利文献2的发明中，高灵敏度检测器配置有限幅器。当输出功率低于给定水平B时，将高灵敏度检测器的输出提供给比较器(误差放大器)。当输出功率变得高于给定水平A时(A＜B)，低灵敏度检测器开始输出。当输出功率达到水平B时，高灵敏度检测器的输出被限制。因此，出现问题，即从高灵敏度检测器的输出切换到低灵敏度检测器的输出的附近出现拐点(检测电压的坡度(tilt)突然改变)，以至于不能平滑执行对输出功率的控制。

此外，以这种方式配置移动电话，即利用一般被称为耦合器的定向功率耦合器从高频功率放大器的输出端提取的高频信号被输入到与其相对应的检测电路，在此检测输出功率。作为当前的耦合器，一种被配置为分立元件的耦合器也是公知的。然而，为了使模块和设备小型化，已经使用了在模块衬底上形成的由导电图案构成的内置耦合器(下文称为微耦合器)。附带地，在这种微耦合器中，由于制造中的差异引起的特性变化不那么大。

然而，在使用微耦合器的RF功率模块中，由于设计原因(特别是发射波特性)，不同规格产品之间的耦合器的图案形状和尺寸经常变化。本发明人已经发现了在耦合损失上出现差异的问题，即由于微耦合器之间的配置差异而引起从功率放大器所观察的高频信号衰减，因此，即使使用在结构上相同的检测电路，检测电路的输入动态范围也将发生变化。

附带地，通过改变检测电路内部的每个放大器的增益等，可以调节检测电路的动态范围。然而，为了对其进行调节，需要改变检测电路的设计。存在的问题是，担心当只是改变检测电路内部的每个放大器的增益等时，低功率区域的检测灵敏度退化。

本发明的一个目的是提供高频功率放大电子部件(RF功率模块)，其能够扩展输出功率检测电路的动态范围；得到连续检测输出，且从低输出功率区域到高输出功率区域没有拐点；由此增强输出功率的可控性。

本发明的另一个目的是提供高频功率放大电子部件(RF功率模块)，其能够增强低输出功率区域的输出功率的可控性，且不会使开始发射时输出功率上升处的开关谱退化。

本发明的另一个目的是提供高频功率放大电子部件，其能够将输出功率检测电路的动态范围调准到期望的范围，而不会降低低功率区域的检测灵敏度，并且即使用于检测输出功率的功率耦合器的形状和尺寸不同，也不用改变电路设计。

通过对说明书和附图的说明，本发明的上述和其它目的以及新颖特征将变得清楚。

下面将说明本申请公开的发明中的典型或者代表性的发明的简要内容：

在基于输出功率检测信号和指示输出电平的信号来控制高频功率放大器的输出功率的无线通信系统中，输出功率检测电路具有多级配置的放大器，其对通过耦合器和电容性元件取出或提取的高频信号进行放大。提供分别检测多级配置的放大器中的各级的放大器的输出的多个检测电路以及检测不通过多级配置的放大器的高频信号的检测电路。将通过组合这些检测电路的输出而得到的结果作为输出功率检测信号输入到误差放大器以产生输出功率控制信号，由此产生高频功率放大器的控制信号。

此外，以这种方式分别适当地设计各级放大器和各个检测电路的增益，即对应多级配置的放大器的第一级放大器的检测电路的输出在高输出功率区域饱和，对应最后级放大器的检测电路的输出在低输出功率区域饱和，以及对应中间级放大器的检测电路的输出在中间功率区域饱和。使有效检测范围(其中，各级中的检测电路的输出是不饱和的)相互重叠。

根据上述手段，在检测前，使用多级配置的放大器对通过耦合器等提取的高频信号进行放大。因此，提高了输出功率检测电路在低输出功率区域的灵敏度。将多个检测电路中对应多级配置的放大器的后级放大器的检测电路如此配置以便于输出在低输出功率区域是饱和的。使各级中的检测电路的有效检测范围相互重叠，由此可以实现从低输出功率区域到高输出功率区域的连续检测输出。

就是说，可以扩展动态范围，同时提高了输出功率检测电路在低输出功率区域的灵敏度。因此，可以增强输出功率的可控性。由于即使在低输出功率区域也不需要对反馈环关断控制(off-control)，因此不会使开始发射时输出功率上升处的开关谱退化，并且可以增强对低输出功率区域中的输出功率的可控性。

优选地，多级配置的放大器中的放大器分别由共源极晶体管构成。当多级配置的放大器由差动放大器配置时，电路容易振荡并且电路独占的面积也变得更大。然而，通过由共源极晶体管配置放大器并抑制增益，可以减小电路独占的面积同时避免振荡。由于当多级配置的放大器由差动放大器构成时需要CMOS工艺，因此当将其配置为一个芯片上的半导体集成电路以及由N沟道MOSFET构成的高频功率放大器时，导致成本增加。然而，使用共源极晶体管使其便于提供一个芯片，同时避免了成本上升。

此外，本申请的另一个发明配置为这种方式，即提供第一检测电路和第二检测电路，并将它们的输出相加以得到检测输出，其中，第一检测电路检测从每个功率放大器的输出提取的高频信号RFin并不对其放大；而第二检测电路包括多级配置的放大器，并且对低功率信号进行逐步放大、检测。衰减器设置在第一检测电路的输入端。因此，调节衰减器的衰减，并且改变中高功率区域的检测灵敏度，由此可能调节每个检测电路的动态范围，而不会使低功率的检测灵敏度降级。

这里，优选地，预先在半导体芯片上形成多个电容性元件或电阻性元件作为衰减器。选择由母片(master slice)根据是否存在形成的布线的每个待连接的元件，由此使其可以调节衰减。因此，由于通过仅改变用于形成布线图案的掩模可以改变检测电路的动态范围，因此不需要改变电路设计。

下面将简要说明通过本申请公开的发明中的代表性发明得到的有利效果：

可以获得高频功率放大电子部件(RF功率模块)，其能够扩展输出功率检测电路的动态范围并得到连续检测输出，且没有从低功率区域到高功率区域的拐点，由此可以增强输出功率的可控性。

可以实现高频功率放大电子部件，其能够将输出功率检测电路的动态范围调准到期望的范围，而不会降低低功率区域中的检测灵敏度，并且即使用于检测输出功率的功率耦合器的形状和尺寸不同，也不用改变电路设计。

附图说明

图1是示出根据本发明的高频功率放大器(RF功率模块)的一个实施例的方框图；

图2是说明输出功率检测电路的第一实施例的电路结构图；

图3是描述根据本实施例的RF功率模块的输出功率Pout和多检测电路的检测电流Idet1、Idet2和Idet3之间的关系的曲线图；

图4是说明根据本实施例的RF功率模块的输出功率Pout、多检测电路的组合输出电流Iadd、RFin信号检测电路的输出电流Idet4和它们的组合电流Idet之间的关系的曲线图；

图5(A)到图5(C)分别是示出位于多检测电路前的多级配置的放大器的改进的电路结构图；

图6是描述根据本实施例的RF功率模块的输出功率Pout和功率检测电路的检测电压VDET等之间的关系的曲线图；

图7是示出其中应用和没有应用该实施例时，输出功率检测电路的检测灵敏度和输出功率Pout之间的关系的曲线；

图8是说明电路实例的电路图，其中图2所示的输出功率检测电路中的多级配置的放大器电路、多检测电路以及RFin信号检测电路用器件级表示；

图9是示出电路实例的电路图，其中设置在根据本实施例的输出功率检测电路的RFin信号检测电路中的温度补偿电路用器件级表示；

图10是描述使用根据本实施例的RF功率模块的无线通信系统的一个实例的示意性结构的方框图；

图11是示出输出功率检测电路的第二实施例的示意性结构的电路结构图；

图12是曲线图，其说明在使用根据第一实施例的输出功率检测电路的系统中，利用仿真，从11dB到27dB，每次使耦合器的耦合损失ATT变化4dB并确定输出功率Pout相对于输出控制电压Vramp的变化而得到的结果；

图13是描述根据第二实施例的输出功率检测电路的具体电路实例的电路图；

图14是曲线图，其示出通过仿真，当在图13的电路中分别选择0pF、0.5pF、1pF、1.5pF和2pF作为衰减电容CATT时，检查输入高频信号RFin的电平和检测输出电流Idet4和Iadd(＝Idet1+Idet2+Idet3)之间的关系而得到的结果；

图15是曲线图，其示出通过仿真，当在图13的电路中分别选择0pF、0.5pF、1pF、1.5pF和2pF作为衰减电容CATT时，检查输入高频信号RFin的电平和检测电路的输出电压Vdet之间的关系而得到的结果；

图16是曲线图，其示出通过仿真，当使用耦合损失为19dB的耦合器且在图13的电路中分别选择0pF、0.5pF、1pF、1.5pF和2pF作为衰减电容CATT时，检查输出控制电压Vramp的电平和功率放大器的输出功率Pout之间的关系而得到的结果；

图17是曲线图，其示出通过仿真，当在图18的电路中分别选择2.25kΩ、1.8kΩ、1.35kΩ、1.2kΩ和0.9kΩ作为衰减电阻RATT时，检查输入高频信号RFin的电平和检测电路的输出电压Vdet之间的关系而得到的结果；

图18是示出根据第二实施例的输出功率检测电路的改进的电路图；

图19是说明根据第二实施例的输出功率检测电路的另一个改进的说明图；以及

图20是描述根据第二实施例的输出功率检测电路的另一个具体电路实例的电路图。

具体实施方式

下面将基于附图说明本发明的优选实施例。

图1示出高频功率放大器的一个实施例，包括高频功率放大器电路，其放大高频发射信号；以及输出功率控制电路，其响应输出功率检测电路的检测输出来控制高频功率放大器电路的增益，该输出功率检测电路检测高频功率放大器电路输出的功率水平。根据该实施例的高频功率放大器如此配置以便能够根据模式分别对对应于使用800MHz频带的GSM和使用1900MHz频带的DCS(数字蜂窝系统)的两种系统的发射信号进行功率放大并输出经功率放大的信号。

根据该实施例的高频功率放大器包括高频功率放大器电路210a和210b、输出功率检测电路(检测或者检测器电路)220、输出功率控制电路230等。这些电路形成为一个或两个或者更多的IC(半导体集成电路)。高频功率放大器被配置作为模块，且这种IC连同诸如电容、电阻等的外部元件被安装在绝缘板上。

在本说明书中，如果将其看作一个电子部件，那么配置成将多个半导体芯片和分立元件安装在例如陶瓷衬底的绝缘板上，绝缘板的表面和内部具有印刷线路，并利用印刷线路和焊线连接各个部件以便它们起预定的作用，这被称为模块。根据该实施例的模块化高频功率放大器称为RF功率模块。

根据本实施例的RF功率模块200具有用于GSM的高频功率放大器电路201a和用于DCS的高频功率放大器电路210b。用于GSM和DCS的放大器电路210a和210b分别具有输出提取装置221a和221b，其包括相互关联的耦合器CPL和电容性元件Ci。输出功率检测电路220和输出功率控制电路230设置为作为除输出提取装置221a和221b外的放大器电路210a和210b的公共电路。

模块200具有偏置产生电路231和误差放大器234，偏置产生电路231产生位于高频功率放大器电路210a和210b中的放大晶体管的偏置电流；误差放大器234比较输出功率检测电路220输出的检测电压VDET和基带电路输出的输出指示信号Vramp并产生对应它们之间的电势差的控制信号Vapc并将其提供给偏置产生电路231。

作为位于每个输出提取装置221a和221b中的耦合器CPL，可以使用微耦合器，其利用形成在由绝缘板上的、连接到功率放大器电路的输出端的微带线构成的输出线路和平行设置的相对短的微带线之间的电容或电容器,.

尽管用于GSM和DCS的高频功率放大器电路210a和210b在结构上是完全相同的，但是内部放大晶体管的偏置电流根据待放大的发射信号是用于GSM的信号还是用于DCS的信号而不同。因此，通过指示基带电路提供的发射模式是否对应于GSM还是DCS的频带控制信号Vband，对偏置产生电路231进行开关控制。

此外，根据在GSM发射模式中的控制电压Vapc，偏置产生电路231为高频功率放大器电路210a产生并提供偏置电流，并且在DCS发射模式中，为高频功率放大器电路210b产生并提供偏置电流。作为偏置产生电路231，可以使用与包括位于将在后面说明的图8所示的偏置电流产生电路225中的运算放大器OP1、由在其栅极端接收运算放大器OP1的输出MOSFET构成的晶体管Q11到Q14以及电阻器R11的电路具有类似结构的电路，其中电阻器R11与晶体管Q11串联，并将该电路如此配置以便于将控制电压Vapc代替恒压Vc1输入到运算放大器OP1。

用于GSM的高频功率放大器电路210a和用于DCS的高频功率放大器电路210b中的每一个配置为三级型放大器电路，其中三个放大晶体管Qa1、Qa2和Qa3是级联的，即将它们如此连接，使前级晶体管的漏极端的输出输入到后级晶体管的用作控制端的栅极端。尽管没有特别限定，但是使用对应MOSFET的LDMOS(横向扩散MOSFET)作为放大晶体管Qa1、Qa2和Qa3，其每个具有相对高的源极到漏极耐压(大约20V)并且其中在相对应的半导体芯片上，电极在横向方向上扩散。电感MSL1、MSL2和MSL3连接在各个放大级的放大晶体管Qa1、Qa2和Qa3的漏极端和电源电压端Vdd1和Vdd2中的每一个之间，每个电感由形成在模块衬底上的微带线构成。

此外，用于切断待放大高频信号的直流成分的电容器C1、C2和C3设置在高频功率放大器电路210a和210b的各个放大级之间。并且末级放大晶体管Qa3的漏极端通过电容器C4连接到输出端。在各个放大级中设置由LDMOS构成的偏置晶体管Qb1、Qb2和Qb3，该LDMOS的栅极端分别通过电阻器Rb1、Rb2和Rb3连接到放大晶体管Qa1、Qa2和Qa3的栅极端。晶体管Qa1和Qb1、Qa2和Qb2以及Qa3和Qb3分别构成电流镜电路。偏置产生电路231将偏置电流Ib1、Ib2和Ib3供给晶体管Qb1、Qb2和Qb3，以便向放大晶体管Qa1、Qa2和Qa3施加偏置，由此使对应电源控制电压Vapc的工作电流流动。

附带地，尽管将偏置产生电路231配置为根据本实施例的电流镜系统向放大晶体管Qa1、Qa2和Qa3提供偏置的电路，但是它可以被配置为按照适当比例对Vapc分压并将其施加在各级放大晶体管的栅极端作为偏置电压的电阻分压器电路。尽管偏置晶体管Qb1、Qb2和Qb3在图1中示出以便被包括在高频功率放大器电路210a和210b中，但是晶体管Qb1、Qb2和Qb3以及偏置产生电路231也可以认为已经构成了偏置电路。在本实施例中，尽管高频功率放大器电路210a和210b分别由对应三级的放大级构成，但是级数可以是1或2。

输出功率检测电路220的第一实施例如图2所示。附带地，在图2中，由标记RFin指示的信号是通过图1所示的输出提取装置221a或221b从高频功率放大器电路210a或210b中提取的高频信号。在图2中，指示MOSFET的标记用向外的箭头标识的一个晶体管(例如Q11)是P沟道MOSFET，而用向内的箭头标识的一个晶体管(例如Q2)是N沟道MOSFET(图8和图9与此类似)。除非特别注明，否则下面的晶体管指MOSFET。

根据本实施例的输出功率检测电路220包括：多级配置的放大器电路222，其放大由输出提取装置221a或210b提取的高频信号RFin；多检测电路223，其检测放大器电路222的各级的放大信号；以及检测电路224，其在高频信号RFin被放大器电路222放大前检测高频信号RFin。输出功率检测电路220具有：偏置电流产生电路225，其产生供给多检测电路223的各个级公共偏置点的偏置电流；电流-电压转换器电路226，其将通过组合多检测电路223和检测电路224的输出电流而得到的电流转换为电压。在本实施例中，尽管电流-电压转换器电路226利用所谓的二极管式连接的晶体管(其栅极和漏极连接)，但是也可以采用电阻性元件。

此外，输出功率检测电路220包括：差动放大器(减法器或减法电路)227，其输出对应电流-电压转换器电路226转换的电压和多检测电路223的每个检测级的偏置电压Vdet_ref之间的电势差的电压，作为检测输出Vdet；以及偏移电压产生电路228，其产生提供给差动放大器227的偏移电势Voff以便将偏移电压施加到检测输出Vdet上。

多级配置的放大器电路222包括交替串联连接的隔直流电容器C5、C6和C7以及放大器AMP1、AMP2和AMP3。多检测电路223包括以平行结构设置的三个检测级DET1、DET2和DET3、设置在这些检测级输入端的隔直流电容C11、C12和C13以及将偏置电流Ibias1转换为电压并将同样的偏置电压供给检测级DET1到DET3的晶体管Q1和稳定电容C10。偏置电流产生电路225提供该偏置电流Ibias1。晶体管Q1采用二极管式连接，其中，其栅极和漏极相互连接，并且电容器C10连接在其漏极端和接地点之间。

上述放大级AMP1到AMP3中的放大级AMP1的输出通过电容器C11输入到检测级DET1，放大级AMP2的输出通过电容器C12输入到检测级DET2，以及放大级AMP3的输出通过电容器C13输入到检测级DET3。多级配置的放大器电路222的增益如此设置以便于其整体等于或者小于40dBm，优选等于或小于30dBm。利用该方式抑制放大器电路222的增益使得可以避免关于拾取噪声并由此产生振荡的故障。

检测电路224包括：检测级DET4，其具有类似于检测级DET1到DET3中的每一级的结构；电容器C14，其从输入信号中切断直流成分；晶体管Q2和稳定电容器C15，用于将偏置电流Ibias0转换为电压并将偏置电压提供给检测级DET4；以及温度补偿电路224a。偏置电流产生电路225提供偏置电流Ibias0。在本实施例中，四个检测级DET1到DET4的输出电流Idet1到Idet4组合在一起，并使该组合的电流流入电流-电压转换器电路226中。

图3示出了多检测电路223的三个检测级DET1到DET3的输出电流Idet1到Idet3和输出功率Pout之间的关系以及它们的组合电流Iadd(＝Idet1+Idet2+Idet3)和输出功率Pout之间的关系。图4示出了组合电流Iadd和输出功率Pout之间的关系、检测电路224的检测级DET4的输出电流Idet4和输出功率Pout之间的关系以及它们的组合检测电流Idet(＝Idet1+Idet2+Idet3+Idet4)和输出功率Pout之间的关系。

在如图3所示的本实施例中，以这种方式设计多检测电路223的三个检测级DET1到DET3的输出电流Idet1到Idet3，即检测级DET3的输出电流Idet3首先饱和，然后检测级DET2的输出电流Idet2饱和，而检测级DET1的输出电流Idet1最后饱和。

在图3中，检测级DET3定义输出功率Pout的-5到15dBm为有效检测范围S3，检测级DET2定义5到25dBm为有效检测范围S2，而检测级DET1定义15到35dBm为有效检测范围S1。在图4中，检测电路224的检测级DET4定义15到40dBm为有效检测范围S4。因此，在本实施例中，四个检测级DET1到DET4分别配置以便共享从互相重叠的S1到S4的不同检测范围。因此有可能以令人满意的灵敏度检测大约输出功率Pout的整个范围。

多级配置的放大器电路222的改进如图5(A)到5(C)所示。其中，图5(A)说明其中将放大级AMP2A设置为与放大级AMP2平行的改进，其中放大级AMP2A具有与放大级AMP2相同的特性并且响应于相同信号输出相同电平的信号。在如图2所示的实施例中，输入到检测级DET2的信号设置为放大级AMP2的输出。因此，放大器AMP2的负载预定是C7和C17而不是仅预定C7，并且放大级AMP2的输出信号的频率特性降级。然而，可以通过使用放大级AMP2A的输出作为检测级DET2的输入来避免这种频率特性降级，放大级AMP2A用于输出与放大级AMP2的输出具有相同电平的信号。

图5(B)示出以如此方式配置的改进，即多级配置的放大器电路222的第一级放大级AMP1也设置有类似于放大级AMP2A的放大级AMP1A，其与放大级AMP1平行，并且放大级AMP1A的输出被输入到检测级DET1。图5(C)示出以如此方式配置的改进，即还设置与放大级AMP1平行的放大级AMP1B，并且通过其它放大器形成检测级DET1的输入以及放大级AMP2A的输入。由于对应最后检测级DET1的输入的高频信号RFin是最初从高驱动力的每个高频功率放大器电路的末级放大晶体管Qa3的输出提取的信号，因此可以避免放大级AMP1的输出信号的频率特性降级。

同时，尽管通过图5所示的增加平行放大级的数量可以抑制信号频率特性的降级，但是电路独占的面积增加进而引起半导体芯片尺寸的增加。因此，可以通过信号所需的频率特性和电路独占面积之间的折衷来确定平行放大级的数量。从本发明人进行的仿真结果，已经发现：在如图1所示的这种将系统配置为具有用于GSM和DCS的双系统的发射信号可以被功率放大的并且可以被输出这样的双模式的RF功率模块中，如果如图5(A)所示将放大级AMP2A设置为与放大级AMP2平行，那么可以满足信号所需的频率特性。

因此，在具有用于GSM和DCS的双模式的系统中，认为采用已经尽可能减少电路独占面积的图5(A)的结构是最适合放大器电路22的。另一方面，如果采用应用在例如仅用于GSM系统的发射信号可以被功率放大并且可以被输出的这种系统中的RF功率模块，那么可以利用例如图1所示的具有没有平行放大器的放大器电路222的检测电路。

下面将说明图2所示的偏置电流产生电路225和差动放大器227。偏置电流产生电路225具有：恒压电路225a，如带隙基准电路，其产生与电源电压和温度无关的恒压；以及两个op放大器(运算放大器)OP1、OP2，其分别在非反相输入端上接收由恒压电路225a产生的恒压Vc1和Vc2。此外，偏置电流产生电路225包括：晶体管Q11和Q12，其在它们的栅极端接收运算放大器OP1的输出电压；以及晶体管Q15和Q16，其在它们的栅极端接收运算放大器OP2的输出电压。电阻R11和温度补偿二极管D1与晶体管Q11的源极端串联连接。电阻R12与晶体管Q15的源极端串联连接。

晶体管Q11的源极电压反馈到运算放大器OP1的反相输入端以驱动晶体管Q11，以便于晶体管Q11的源极电压与恒压电路225a输出的恒压Vc1一致，由此允许对应恒压Vc1的预定电流流入晶体管Q11。晶体管Q15的源极电压反馈到运算放大器OP2的反相输入端以驱动晶体管Q15，以便于其源极电压与恒压电路225a输出的恒压Vc2一致，由此允许对应恒压Vc2的预定电流流入晶体管Q15。

以类似于晶体管Q11的方式，将运算放大器OP1的输出电压施加于晶体管Q12的栅极端以允许与晶体管Q11的漏电流成比例的电流根据晶体管Q11和Q12的尺寸比流入晶体管Q12。其被输送到用于向多检测电路223的检测级DET1到DET3提供偏置电压的晶体管Q1作为偏置电流Ibias1。另一方面，以类似于晶体管Q15的方式，将运算放大器OP2的输出电压施加于晶体管Q16的栅极端以允许与晶体管Q15的漏电流成比例的电流根据晶体管Q15和Q16的尺寸比流入晶体管Q16。其被输送到用于向检测电路224的检测级DET4提供偏置电压的晶体管Q2作为偏置电流Ibias0。

二极管D1和电阻R11串联连接，因为偏置电流Ibias1被赋予正温度特性，所以通过使用负温度特性的二极管D1可以得到恒定的检测输出，即使温度变化。温度补偿二极管不与电阻R12串联，因为多检测电路223和检测电路224在温度补偿量上不同。在本实施例中，温度补偿电路224a设置在位于检测级DE4随后的级以补偿温度而不会为提供到检测电路224的偏置电流Ibias0赋予温度特性。

偏移电压产生电路228包括对恒压电路225a输出的恒压Vc2进行电阻分压的串联电阻R13和R14，以及对通过其分压产生的偏移电压Voff进行阻抗变换并将其输出的缓冲放大器BUF。

差动放大器227包括：运算放大器OP3，其在其非反相输入端上接收多检测电路223产生的偏置电压Vdet_ref，并且其如此操作以便于偏移电压产生电路228产生的偏移电压Voff通过电阻R15施加于其反相输入端；以及运算放大器OP4，其通过电阻R17在其反相输入端接收运算放大器OP3的输出。反馈电阻R16连接在运算放大器OP3的输出端和反相输入端之间。其输出电压，以及通过电阻R15和R16对偏移电压Voff进行电阻分压得到的电压施加于运算放大器OP3的反相输入端。

此外，反馈电阻R18连接在运算放大器OP4的输出端和其反相输入端之间。其输出电压和通过电阻R17和电阻R18对运算放大器OP3的输出进行电阻分压得到的电压施加于运算放大器OP4的反相输入端。附带地，将运算放大器OP3的输入电阻R15和运算放大器OP4的反馈电阻R18设置为相同的电阻值，而将运算放大器OP3的反馈电阻R16和运算放大器OP4的输入电阻R17设置为相同的电阻值。由电流-电压转换器电路226转换的检测电压Vdet输入到运算放大器OP4的非反相输入端。

现在假设：电阻R15和R18的电阻值分别是r1，电阻R16和R17的电阻值分别是r2，两个放大器的输入电压Vdet_ref和Vdet之间的差是ΔVin(＝Vdet-Vdet_ref)，整个电路的增益是Kg，Kg＝(r1+r2)/r2并且电路的输出VDET表示为VDETVoff+Kg·Δvin。也就是说，差动放大器227输出与Vdet_ref和Vdet之间的电势差成比例且偏移Voff的电压，作为检测输出VDET。

因此，差动放大器227的输出导致检测电压VDET与基于偏置电压Vdet_ref的不含直流成分的纯输出功率的交流成分成比例。由于图2所示的差动放大器227通过改变电阻R15和R18与R16和R17之间的电阻比能够容易地改变增益，因此通过使用这种差动放大器，检测灵敏度的调节变得容易。如果这些电阻设置为外部电阻，那么在每个IC制造后也可以调节检测灵敏度。

根据本实施例的输出功率检测电路220如此配置使得偏移电压Voff作为直流电压提供给对应于位于差动放大器227之前级的运算放大器OP3。当期望将输出电平设置为″0″作为用于把输出电平指示信号Vramp提供给误差放大器234来控制输出功率的基带电路的特性时，根本不必输出0V的Vramp信号。这是因为担心：在该情况下，当输出功率检测电路220向误差放大器234提供的检测电压VDET是0V时，误差放大器234输出的控制电压Vapc变得高于0V，以至于输出功率Pout没有回到″0″。

图6示出差动放大器227的输入电压Vdet_ref和Vdet、其输出电压VDET、以及输出功率Pout之间的关系。使用根据本实施例的输出功率检测电路220的图1的系统中的输出功率检测电路220的检测灵敏度和输出功率Pout之间的关系如图7的实线所示。

为了比较，在图7中，用一点点划线示出检测灵敏度和输出功率Pout之间的关系，其中，从图2的输出功率检测电路220省去了多级配置的放大器电路222，多检测电路223由一个检测级构成，并且检测电路224的输出被输入到该检测级由此构成两级检测电路。近年来，在GSM系统中，在从-5dBm到33dBm的输出功率范围中，一般已经需要0.1V/Vrms或者更大的检测灵敏度，如在图7中用虚线表示。从图7中明白：根据本实施例的输出功率检测电路220可以满足该需求。

图8示出电路实例，其中图2所示的输出功率检测电路220中的多级配置的放大器电路222、多检测电路223和检测电路224以器件级表示。附带地，应用图5(A)所示的电路作为放大器电路222。在图8中，类似于图2所示的电路和元件具有相同的参考标记，并省去重复说明。

如图8所示，放大器电路222的各个放大级AMP1到AMP3分别由共源极晶体管和它们的负载电阻构成。也就是说，放大级AMP1包括晶体管Q21和负载电阻R21，其中，晶体管Q21具有连接到接地点的源极端，以及输入高频信号RFin的栅极端；负载电阻R21连接在晶体管Q21的漏极端和电源电压Vtxb之间。放大级AMP2A包括晶体管Q22和负载电阻R22，其中，晶体管Q22具有连接到接地点的源极端以及输入对应前级放大器的输出的晶体管Q21的漏极电压的栅极端；负载电阻R22连接在晶体管Q22的漏极端和电源电压Vtxb之间。

同样地，放大级AMP2包括晶体管Q23和负载电阻R23，其中，晶体管Q23具有连接到接地点的源极端，以及输入对应前级放大器的输出的晶体管Q21的漏极电压的栅极端；负载电阻R23连接在晶体管Q23的漏极端和电源电压Vtxb之间。放大级AMP3包括晶体管Q24和负载电阻R24，其中，晶体管Q24具有连接到接地点的源极端以及输入对应前级放大器的输出的晶体管Q23的漏极电压的栅极端；负载电阻R24连接在晶体管Q24的漏极端和电源电压Vtxb之间。

此外，放大器电路222包括：晶体管Q14，其在栅极端接收偏置电流产生电路225的运算放大器OP1的输出并允许与晶体管Q11的漏电流成比例的电流流动；二极管式连接的晶体管Q20，其将晶体管Q14提供的偏置电流Ibias2转换为电压。晶体管Q20转换的电压分别通过电阻R25到R27施加于放大级AMP1到AMP3的放大晶体管Q21到Q24的栅极端，作为提供操作点的偏置电压。

放大晶体管Q21到Q24由耗尽型晶体管构成，其阈值电压低于构成其它电路的增强型晶体管的阈值电压。偏置电压设置为充分高于阈值电压的电压。因此，晶体管Q20转换的电压施加于放大晶体管Q21到Q24的栅极端，使得晶体管Q21到Q24进行A类放大操作，并使其如此操作以便于将输入信号输出到下一级检测电路223，同时其保持为交流信号。

下一级检测电路223具有：共源晶体管Q31、Q32和Q33，其在它们的栅极端通过电容器C11、C12和C13接收输出功率检测电路220的放大级AMP1、AMP2A和AMP3的输出；以及P沟道晶体管Q34，其以串联结构公共地连接到它们的源极端。晶体管Q34采用二极管式连接，其中它的栅极和漏极相互连接，由此将通过组合流经晶体管Q31、Q32和Q33的漏电流而得到的电流转换为其相对应的电压。晶体管Q31、Q32和Q33分别是增强型晶体管。用于转换偏置电流产生电路225输出的偏置电流Ibias1为与其相对应电压的二极管式连接的晶体管Q1所转换的电压通过电阻R31到R33施加于它们的栅极端。

在本实施例中，将栅极偏置电压的电压值设置为接近阈值电压以便允许晶体管Q31、Q32和Q33中的每一个执行B类放大操作。因此，使得与通过电容器C11、C12和C13输入的交流波形成比例并使该交流波形经半波整流得到的电流流入晶体管Q31、Q32和Q33。晶体管Q31、Q32和Q33的漏电流被带至检测电流Idet1、Idet2和Idet3，其中每个包含与输入交流信号的幅度成比例的直流成份，并且它们的组合电流流入晶体管Q34。

此外，在本实施例中，也使检测电路224输出的电流Idet4流入晶体管Q34。因此，具有通过将检测电流Idet1、Idet2、Idet3和Idet4相加而得到幅值的电流流过晶体管Q34。提供其栅极公共连接到晶体管Q34的晶体管Q35并且该晶体管Q35和晶体管Q34一起构成电流镜电路。使得对应尺寸比的电流流入晶体管Q35。使晶体管Q35的漏电流流入与晶体管Q35串联连接的、构成电流-电压转换器电路226的二极管式连接的晶体管Q36，并将其转换成与其想对应的电压。

附带地，如上所述，为了便于更加积极地使检测级DET3饱和而不是检测级DET1和DET2，可以在检测晶体管Q33和晶体管Q34之间设置电阻，通过该电阻使电流镜电路的转换源(transfer origin)的电流流动。电阻分别设置在检测晶体管Q32和Q33以及Q34的漏极之间，并且将晶体管Q33侧的电阻值设置为大于晶体管Q32侧的电阻值，由此，可以设置晶体管Q33以使其容易饱和。

现在说明温度补偿，其中放大器电路222的各个放大级AMP1到AMP3和检测电路223的检测级DET1到DET3由共源晶体管构成，如图8所示。当使用共源晶体管时，晶体管中的每一个的互导gm根据温度改变并且其输出变化。因此，需要对gm进行温度补偿。

在根据本实施例的输出功率检测电路220中，由于在检测电路223检测高频信号前，放大器电路222放大该高频信号，因此在温度补偿时，需要考虑为放大器电路222的gm以及检测电路223的gm进行同等的温度补偿。

一般地，共源FET的偏置电流(漏电流)Ibias用下面的方程式(1)表示：

    Ibias＝(1/2)*(W/L)*β*(VGS-Vth)²*(1+λVDS)    (1)

在上面的方程式(1)中，温度变化参数表示为β和Vth。使用温度T对方程式(1)进行微分产生下面的方程式(2)：

δIbias/δT＝(1/2)*(W/L)*β*(VGS-Vth)²*(1+λVDS)*δβ/δT

             -(W/L)*β*(VGS-Vth)*(1+λVDS)*δVth/δT

           ＝(W/L)*(1+λVDS)*{(1/2)*(VGS-Vth)²*δβ/δT

             -β*(VGS-Vth)*δVth/δT}             (2)

因此，在gm关于温度的相关性恢复到0的条件确定后，需要设置偏置电流的温度特性以便满足方程式(2)。因此，首先讨论gm的温度补偿条件。由于gm是通过使用VGM对方程式(1)微分得到的，因此其可由下面的方程式(3)表示：

gm＝δIbias/δVGS＝(W/L)*β*(VGS-Vth)*(1+γVDS)   (3)

使用温度T对方程式(3)微分产生下面的方程式(4)：

δgm/δT＝(W/L)*(VGS-Vth)*(1+λVDS)*δβ/δT

          -β*(W/L)*(1+λVDS)*δVth/δT

        ＝(W/L)*(1+λVDS)*{(VGS-Vth)*δβ/δT

          -β*δVth/δT}                          (4)

当然通过该方程式可以建立下面的方程式以使δgm/δT＝0。

    (VGS-Vth)*δβ/δT＝β*δVth/δT              (5)

通过将方程式(5)代入到方程式(2)来确定偏置电流需要的温度特性将产生下面的方程式(6)：

δIbias/δT＝(W/L)*(1+λVDS)*{(1/2)*β*(VGS-Vth)*δVth/δT

             -β*(VGS-Vth)*δVth/δT}

             ＝-(1/2)*(W/L)*β*(VGS-Vth)*(1+λVDS)*δVth/δT

             ＝-{Ibias/(VGS-Vth)}*δVth/δT      (6)

转换该方程式产生下面的方程式：

(δIbias/Ibias)/δT＝{-1/(VGS-Vth)}*δVth/δT    (7)由于一般δVth/δT-2mV/degC，VGS-Vth＞0，因此其被代入到方程式(7)，由此得到下面的方程式：

(δIbias/Ibias)/δT-2mV/degC/(VGS-Vth)＞0

因此，当然可以使放大器电路222以及检测电路223的偏置电流Ibias1和Ibias2中的每一个具有正温度特性。

在图8所示的实施例中，在偏置电流产生电路225中，提供与电阻R11串联的二极管D1，并且利用二极管正向电压的负温度特性使偏置电流Ibias1和Ibias2中的每一个具有正温度特性。具体描述，当温度升高时，二极管D1的正向电压变小。因此，运算放大器OP1增加流过电阻R11的电流以保持晶体管Q11的漏电压恒定。通过这样做，晶体管Q11的栅电压减小以增加晶体管Q12和Q13的电流，因此增加了提供到放大器电路222以及检测电路223的偏置电流Ibias1和Ibias2。

另一方面，用于直接检测高频信号RFin的检测电路224包括用于将偏置电流产生电路225提供的偏置电流Ibias0转换为与其对应的电压的二极管式连接的晶体管Q2和电容器C15、检测晶体管Q3和温度补偿电路224a。在检测晶体管Q3中，其源极接地，晶体管Q2转换的电压通过电阻R19施加到其栅极端作为提供工作点的偏置电压。另一方面，高频信号RFin通过隔直流电容器C14输入晶体管Q3的栅极端。

将施加到晶体管Q3的栅极端的偏置电压设置为接近晶体管Q3的阈值电压。晶体管Q3在工作点上与多检测电路223的晶体管Q31到Q33稍微不同，而在操作上与晶体管Q31到Q33完全相同。晶体管Q3执行B类放大以检测高频信号RFin。连接在晶体管Q2的栅极端和其对应的接地点之间的电容器C15具有防止高频信号Rfin迂回侵入(round intrude)晶体管Q2的栅极端侧从而改变其漏电流，由此改变工作点的功能。

设置在检测电路224中的温度补偿电路224a的具体电路实例如图9所示。温度补偿电路224a具有差动级，其包括两对串联电阻R41和R42以及R43和R44，其对相对应的恒定电压电路225a产生的恒定电压Vc2进行电阻分压；晶体管Q41和Q42，其在它们的栅极接收分压；晶体管Q43和Q44，其在它们的栅极接收晶体管Q41和Q42的源电压；以及与晶体管Q44串联连接的负载电阻Q45。检测电路224的检测晶体管Q3的漏极连接到差动级的晶体管Q43和Q44的共用源极。通过检测高频信号RFin引起流过晶体管Q3的电流在晶体管Q43和Q44中分配。在分配的电流中，流过晶体管Q44的电流通过晶体管Q45转换为与其相对应的电压。

温度补偿电路224a具有电流镜连接到负载晶体管Q45的晶体管Q46、串联连接到晶体管Q46的晶体管Q47、以及电流镜连接到晶体管47的晶体管Q48。因此，通过两个电流镜晶体管Q45和Q46、以及Q47和Q48来传送流过晶体管Q44的电流并将其作为检测电流Idet4输出。在图9所示实施例的温度补偿电路224a中，提供串联连接到电阻R42的二极管D2允许输出检测电流Idet4具有正温度特性。

具体描述，假设检测晶体管Q3的漏电流在给定温度下平均分配在差动晶体管Q43和Q44中。当芯片温度高于给定温度时，二极管D2的正向电压变低，使得流过电阻R41和R42的电流增加。在这种情况下，晶体管Q41的栅电压降低以增加其电流，而晶体管Q43的栅电压降低以减小其电流并增加晶体管Q44的电流，因此导致输出检测电流Idet4增加。当芯片温度降低时，通过与上面相反的操作来减少输出检测电流Idet4。

图10示出使用根据上述实施例的高频功率放大模块的无线通信系统的一个实例的示意性结构。

在图10中，ANT表示用于发射和接收信号波的天线，附图标记110表示以半导体集成电路形式的高频信号处理电路(下文称为基带IC)，具有可以在GSM和DCS的系统中进行GMSK调制/解调以及在EDGE模式中进行PSK调制/解调的调制解调器电路。基带IC 110还具有基于发射数据(基带信号)产生I和Q信号并且对从接收信号提取的I和Q信号进行处理的电路。基带IC 110、放大接收信号的低噪声放大器LNA1和LNA2、除去发射信号的谐波成分的带通滤波器BPF1和BPF2以及消除接收信号的多余波的带通滤波器BPF3和BPF4等安装或者实现在一个封装中并配置为电子部件。低噪声放大器LNA1和LNA2也可以内置在基带IC 110中。

基带IC 110具有分别对GSM和DCS的发射信号进行上转换的混频器Tx-MIX1和Tx-MIX2以及分别对GSM和DCS的接收信号进行下转换的混频器Rx-MIX1和Rx-MIX2。此外，基带IC 110具有分别产生振荡信号并通过这些混频器将振荡信号与发射和接收信号混合的振荡器VCO1到VCO4，以及分别放大用于GSM和DCS的发射信号的可编程增益放大器GCA1和GCA2。

在图10中，附图标记200表示上述实施例的RF功率模块，包括放大基带IC 110提供的高频发射信号的高频功率放大器电路210a和210b、输出功率检测电路220、偏置产生电路231以及误差放大器234等。附图标记300表示前端模块，包括：滤波器LPF1和LPF2，其消除包含在发射信号中的噪声，例如谐波；双工器DPX1和DPX2，其将用于GSM的信号和用于DCS的信号组合在一起并将它们彼此分开；以及用于发射/接收的选择器开关T/R-SW等。

在如图10所示的本实施例中，基带IC 110将表示是GSM或DCS的模式控制信号Vband、输出电平指示信号Vramp以及用于输出功率检测电路220的电源电压Vtxb输送到RF功率模块200。在这种情况下，偏置产生电路231基于控制信号Vband产生对应每种模式的偏置电流并将其提供给高频功率放大器电路210a或210b。基于输出电平指示信号Vramp，通过输出功率检测电路220、误差放大器234以及偏置产生电路231对输出功率进行反馈控制。

然而，本发明不一定限于这种系统。例如，提供了将输出功率检测电路220的检测电压VDET输出到芯片外部的端子和从芯片外部接收偏置产生电路231的偏置电压的端子。此外，本发明还可以应用于这种系统，即对应位于高频功率放大器电路210前一级的基带IC 110根据输出电平指示信号Vramp和检测电压VDET对输出的高频信号进行幅值控制。

输出功率检测电路220的第二实施例的示意结构如图11所示。在图11中，与图2所示相同的电路和与图2所示相同的元件具有相同的附图标记并省略对它们的重复说明。

如图11所示，根据第二实施例的输出功率检测电路220具有设置在第一检测电路224的输入端的衰减器229，该检测电路224通过用作定向功率耦合器(输出提取装置)的耦合器221检测从高频功率放大器电路210的输出提取的高频信号RFin，而不通过放大器电路。除此之外，在结构上可以使第二实施例与第一实施例完全相同。

这里将说明设置衰减器229的原因。假设当在应用在第一实施例中的耦合器的耦合损耗例如是20dB的情况下来设计第一检测电路224和第二检测电路223的动态范围时，用于改善其反射波特性等的耦合器221的形状和尺寸等改变，并且耦合损耗变为例如15dB。在这种情况下，担心的是如果其保持原样则每个检测电路的动态范围缩小，并且由此输出没有达到最大功率。

因此，如在本实施例中，衰减器229设置在检测电路224的输入端并如此设置以便其具有5dB的衰减率。因此，图11所示的第一检测电路224的输入恢复到与第一实施例相同的电平。即使耦合器的耦合损耗从20dB变化到15dB，第一检测电路224的输出也变为与第一实施例相同的电平。结果，可以避免动态范围缩小，而不改变检测电路的增益等。

附带地，考虑将衰减器229衰减的高频信号Rfin甚至输入到第二检测电路223的方法。然而，担心由于第二检测电路223用于检测低功率区域的高频信号RFin，如果这样做，检测灵敏度会降低。由于在本实施例中衰减器229衰减的高频信号RFin仅输入第一检测电路224，所以可以扩展动态范围，而不会减小低功率区域的检测灵敏度。

图11所示的输出功率检测电路220中的第二检测电路223包括具有三个检测级的多检测电路，方式类似于第一实施例。放大耦合器221提取的高频信号RFin的多级放大器电路222设置在第二检测电路223的前一级。第一检测电路224的输出电流Idet4和第二检测电路223的输出电流Iadd(＝Idet1+Idet2+Idet3)组合在一起，使其依次(in tum)流入电流-电压转换器电路226中，在那里将其转换为相对应的电压。转换的电压Vdet供给差动放大器(减法器)227，对应相对于第二检测电路223的偏置电压Vdet_ref的电势差的电压作为检测输出VDET从差动放大器227输出到误差放大器234，由此根据误差放大器234的输出Vapc控制功率放大器210的增益。结果，实现需要的输出功率控制。

图12示出利用仿真，以4dB的间隔使耦合器221的耦合损失ATT从11dB变到27dB并确定输出功率Pout相对于输出控制电压Vramp的变化而得到的结果，这里系统使用第一实施例的输出功率检测电路220，即使用图11中省去衰减器229的电路。从图12可以理解当将输出控制电压Vramp设置为对应最大电压Vmax的2V时，此时耦合器221的耦合损耗ATT是15dB或者更小，输出功率Pout没有达到对应最大输出电平Pmax的32dBm。

由于提供了衰减器229，即使耦合器221中的耦合损耗ATT发生改变，根据第二实施例的输出功率检测电路220也能够通过调节衰减器229的衰减率避免出现这种故障，即输出功率Pout没有达到最大输出电平Pmax，例如32dBm。

根据第二实施例的输出功率检测电路220的具体电路实例如图13所示。附带地，与图2所示相同的电路和与图2所示相同的元件在图13中具有相同的附图标记，并省略对它们的重复说明。除恒定电压源VTXB外，图13所示的元件和电路全部形成在单个半导体芯片上，例如单晶硅上。

在图13所示的电路中，衰减器229由连接在第一检测电路224的输入端和接地点之间的容性元件CATT组成。此外，本实施例配置为这种方式，即预先在半导体芯片上形成多个容性元件CATT1到CATTn，并且由母片根据是否存在形成铝布线选择每个待连接的元件。容性元件CATT1到CATTn可以分别具有相同的电容值或者可以具有互不相同的电容值。附带地，当第一检测电路224具有如图8所示的这种电路结构时，衰减电容器或电容CATT连接在MOSFET Q3的栅极端和电阻R19的连接节点N1和接地点之间。

图14示出通过利用仿真检查输入高频信号RFin的电平和检测输出电流Idet4和Iadd(＝Idet1+Idet2+Idet3)之间的关系而得到的结果，这里，作为一个实例，输入电容或电容器C14设置为2pF并且分别选择0pF、0.5pF、1pF、1.5pF以及2pF作为衰减电容CATT。从图14应该理解当衰减电容CATT增加时，检测输出电流Idet4减小。作为必然的结果，第二检测电路223的检测输出电流Iadd是相同的，而与每个CATT的大小无关。

图15示出通过利用仿真检查输入高频信号RFin的电平和检测电路220的输出电压Vdet之间的关系而得到的结果，在相似的条件下，这里分别选择0pF、0.5pF、1pF、1.5pF和2pF作为衰减电容CATT。此外，图16示出输出控制电压Vramp的电平和功率放大器210的输出功率Pout之间的关系，当使用耦合损耗为19dB的耦合器作为耦合器221时，此处分别选择0pF、0.5pF、1pF、1.5pF和2pF作为衰减电容CATT。

从图15应该理解当衰减电容CATT增加时，检测输出电压Vdet减小以增加达到最大检测输出电压Vdet_max的RFin的电平，由此动态范围变宽。从图16应该理解当衰减电容CATT增加时，相对于相同Vramp的输出功率Pout变高，并且当输出控制电压Vramp设置为对应最大电压Vmax的2V时，需要将衰减电容CATT设置为1pF或更大以便使输出功率Pout达到对应最大输出电平Pmax的32dBm。

根据第二实施例的输出功率检测电路220的改进如图18所示。在图18所示的电路中，衰减器229由与输入电容器C14串联的阻性元件RATT构成，其在用于输入高频信号RFin的输入端子和第一检测电路224的输入端子之间。由于除衰减器229外，本改进与图13所示的实施例相同，因此省略对其具体电路的说明。

本实施例也可配置为这种方式，即多个阻性元件RATT1到RATTn作为构成衰减器229的元件预先形成在半导体芯片上，并且可以由母片根据是否存在铝布线来选择每个待连接的元件。阻性元件RATT1到RATTn可以分别是具有相同电容值的阻性元件或可以是具有互不相同阻值的阻性元件。

此外，由母片根据是否存在铝布线连接的阻性元件RATT1到RATTn可以类似于图13所示的容性元件的方式连接在第一检测电路224的输入端子和接地点之间，而不是连接在输入电容器C14和第一检测电路224的输入端子之间。在这种情况下，需要在输入电容器C14和第一检测电路224的输入端子之间设置固定的电阻。

图17示出通过利用仿真检查输入高频信号RFin的电平和检测电路220的输出电压Vdet之间的关系而得到的结果，这里作为一个实例，输入电容器C14设置为5pF并且分别选择2.25kΩ、1.8kΩ、1.35kΩ、1.2kΩ和0.9kΩ作为衰减电阻器或电阻RATT。从图17应该理解当衰减电阻RATT增加时，检测输出电压Vdet变小以升高达到最大检测输出电压Vdet_max的RFin的电平，由此扩展动态范围。

附带地，尽管其中使用容性元件作为衰减器229的实例以及其中使用阻性元件作为衰减器229的实例分别如图13和如图18所示，但是不必说也可以使用利用容性元件和阻性元件的组合的衰减器。在其中利用电容器和电阻器的组合作为衰减器的情况下，例如通过由母片的布线将每个衰减电容器或电容(其一端连接到接地点)的另一端连接到如图18所示的相对应衰减电阻RATT和检测级DET4的输入端之间的相对应的连接节点N2。

在电路的工作方面，尽管也可将外部元件用作容性元件CATT1到CATTn或阻性元件RATT1到RATTn，但是在使用外部元件时产生了在部件数量增加以及每个器件的尺寸和成本减少上的缺点。因此，如上述实施例使用芯片上的元件作为衰减电容器和衰减电阻器对于构成移动电话的功率模块极其重要。

此外，尽管在上述实施例中由母片依照是否存在形成的铝布线来选择性地连接容性元件CATT1到CATTn和阻性元件RATT1到RATTn，但是连接元件的方式不限于上述方式。

例如，如图19所示设置分别连接到容性元件CATT1到CATTn或阻性元件RATT1到RATTn的键合焊盘P11到P1n以及分别设置为靠近这些焊盘并连接到第一检测电路224的输入端的键合焊盘P21到P2n。容性元件CATT1到CATTn或阻性元件RATT1到RATTn可以如此配置以便由所谓的焊接选择进行选择性连接，其中每个焊球BB形成在相邻两个焊盘之间的边界上由此形成焊盘之间的电连接。然而，由母片进行的连接对于减少芯片的尺寸是有利的。

根据第二实施例的输出功率检测电路220的另一个具体电路实例如图20所示。图20所示的电路具有串联连接到它们对应的容性元件CATT1到CATTn的开关MOSFET SW1到SWn以及用于保存对这些开关进行开/关控制的代码的寄存器REG，将该电路如此配置以便能够根据对应开关的开或关状态选择待连接的对应容性元件。这里，一般的MOSFET可以用于开关MOSFET SW1到SWn，或者也可以使用LDMOS。作为寄存器REG，其可以是易失性寄存器或者是非易失性寄存器。

当使用易失性寄存器作为寄存器REG时，根据图1O所示的基带IC发出的指令对其进行设置。如在图1所示的RF功率模块中，具有用于GSM的高频功率放大器电路210a和用于DCS的高频功率放大器电路210b并被如此配置使得输出功率检测电路220在GSM和DCS之间公用的模块在GSM和DCS之间在耦合器CPL的特性方面发生变化。因此，根据GSM模式或DCS模式来改变衰减器229的衰减将带来控制特性的改进。

因此，假设衰减器229由串联连接到容性元件CATT1到CATTn的开关MOSFET SW1到SWn组成，如图20所示，并且切换由基带IC给出指令所连接的容性元件以改变衰减，可以进一步增强RF功率模块的功能。

附带地，开关MOSFET SW1到SWn的连接位置也可以设置在容性元件CATT1到CATTn和第一检测电路224的输入端子之间，而不是设置在容性元件CATT1到CATTn和接地点之间。然而，需要可能将它们设置在接地点侧。这与即使衰减器229由阻性元件和开关元件构成而不是由容性元件构成的情况类似。此外，尽管设置衰减器229并且其衰减根据用在上述实施例的耦合器的特性而改变，但是第一检测电路223的增益可以根据耦合器的特性而不是衰减器229的衰减变化而改变。

尽管基于实施例已经对本发明人所做的上述发明进行了具体的说明，但是本发明不限于上述实施例。不必说在不脱离本发明的要旨的范围内可以对本发明进行各种改变。尽管在上述实施例中用于高频功率放大部分的放大晶体管Qa1到Qa3和偏置晶体管Qb1到Qb3例如是LDMOS，但是可以使用其它晶体管，例如普通MOSFET、双极型晶体管、GaAsMESFET、异质结双极型晶体(HBT)、HEMT(高电子迁移率晶体管)等。

尽管在上述实施例中使用具有两个串联连接的运算放大器的差动放大器作为将通过在检测电路处从检测电压Vdet减去直流偏置电压Vdet_ref而得到的电压输出作为检测电压VDET的电路，但是可以使用减法器或者减法电路，其如此配置以便允许一个运算放大器通过输入电阻器输入希望被计算的电压。

此外，尽管在上述实施例中使用三级配置的放大器电路用作多级配置的放大器电路222，但是本发明不限于此。或者，可以使用具有两级结构或四级或者更多级结构的放大器电路。尽管在上述实施例中多级配置的放大器电路222由共源型MOSFET(Q21到Q24)构成，但是多级配置的放大器电路222可以由共射极双极型晶体管构成，其中高频功率放大器电路的放大元件例如由双极型晶体管组成。

尽管上述说明主要针对这种情况，即本发明人所做的上述发明应用于移动电话使用的RF功率模块中，其属于涉及本发明背景的应用领域，但是本发明不限于此。本发明甚至可以应用于例如构成无线LAN的RF功率模块等。

Claims (20)

1、用于放大高频功率的电子部件，包括：

高频功率放大器，其包括放大元件并对具有高频的发射信号进行放大；以及

输出功率检测电路，其检测该高频功率放大器的输出功率的幅值；

用于放大高频功率的所述电子部件基于该输出功率检测电路的输出和表示其输出电平的控制信号控制该高频功率放大器的增益；

其中，该输出功率检测电路包括：第一检测电路，其检测由输出提取装置从该高频功率放大器的输出提取的交流成分；多级配置的放大器电路，其放大由该输出提取装置从该高频功率放大器的输出提取的交流成分；以及包括多个检测级的第二检测电路，所述多个检测级分别检测该多级配置的放大器电路的各个放大级的输出，所述输出功率检测电路将该第一检测电路的输出和该第二检测电路的输出相组合并从其中输出所述被组合的输出，并且所述第一检测电路和所述多个检测级分别具有彼此不同的有效检测范围，并可以将其如此设置以便于它们在有效检测范围上互相重叠。

2、用于放大高频功率的电子部件，包括：

高频功率放大器，其包括放大元件并对具有高频的发射信号进行放大；以及

输出功率检测电路，其检测该高频功率放大器的输出功率的幅值；

用于放大高频功率的所述电子部件基于该输出功率检测电路的输出和表示其输出电平的控制信号控制该高频功率放大器的增益；

其中，该输出功率检测电路包括：第一检测电路，其检测由输出提取装置从该高频功率放大器的输出提取的交流成分；多级配置的放大器电路，其放大由该输出提取装置从该高频功率放大器的输出提取的交流成分；以及包括多个检测级的第二检测电路，所述多个检测级分别检测该多级配置的放大器电路的各个放大级的输出，并且当控制该高频功率放大器的输出功率以便逐步增大时，所述第二检测电路被配置为这种方式，即该多个检测级中对应该放大器电路的最后放大级的检测级的输出首先饱和，而该多个检测级中对应该放大器电路的最先放大级的检测级的输出最后饱和。

3、根据权利要求1所述的用于放大高频功率的电子部件，其中所述第一检测电路和所述第二检测电路的所述各个检测级由共源极场效应晶体管构成，所述晶体管分别具有栅极端，其中向每个栅极端输入待检测的交流信号并施加预定的直流偏置电压。

4、根据权利要求3所述的用于放大高频功率的电子部件，其中所述放大器电路的所述各个放大级由共源极场效应晶体管构成，所述晶体管分别具有栅极端，其中向每个栅极端输入待放大的交流信号并施加预定的直流偏置电压。

5、根据权利要求4所述的用于放大高频功率的电子部件，其中基于公共电路产生的偏置电流产生施加到所述第二检测电路的所述各个级的所述检测场效应晶体管的栅极端中的每一个的偏置电压以及施加到所述放大器电路的所述各个级的所述放大场效应晶体管的栅极端中的每一个的偏置电压。

6、根据权利要求5所述的用于放大高频功率的电子部件，其中基于与所述公共电路分离提供的电路所产生的偏置电流产生施加到所述第一检测电路的所述检测场效应晶体管的栅极端中的每一个的偏置电压。

7、根据权利要求5所述的用于放大高频功率的电子部件，其中所述公共电路包括温度补偿装置，其产生这种偏置电流以便向所述第二检测电路的检测输出提供正温度特性。

8、根据权利要求6所述的用于放大高频功率的电子部件，还包括温度补偿电路，其向所述第一检测电路的所述检测输出提供正温度特性。

9、根据权利要求1所述的用于放大高频功率的电子部件，其中多个并联的放大级设置在所述放大器电路的末级前的放大级，所述多个放大级中的一个放大级的输出被输入到下一级的放大级，并且另一放大级的输出被输入到所述第二检测电路中的对应检测级。

10、根据权利要求1所述的用于放大高频功率的电子部件，还包括：误差放大器，其将所述输出功率检测电路的输出与该控制信号进行比较并输出对应它们之间差值的信号；以及偏置产生电路，其根据所述误差放大器的所述输出向所述放大元件中的每一个提供偏置。

11、根据权利要求10所述的用于放大高频功率的电子部件，还包括：第一高频功率放大器电路，其放大并输出位于预定频带内的第一发射信号；以及第二高频功率放大器电路，其放大并输出位于不同于所述第一发射信号的频带内的第二发射信号，

其中将所述输出功率检测电路、所述误差放大器以及所述偏置产生电路设置为由所述第一高频功率放大器电路和所述第二高频功率放大器电路公用的电路。

12、无线通信设备，包括：

如权利要求1-11中的任一项所述的用于放大高频功率的电子部件；以及

基带电路，其产生将由用于放大高频功率的所述电子部件放大的发射信号，

其中从所述基带电路将指示输出电平的控制信号提供给用于放大高频功率的所述电子部件。

13、用于放大高频功率的电子部件，包括：

高频功率放大器，其包括放大元件并对具有高频的发射信号进行放大；以及

输出功率检测电路，其检测所述高频功率放大器的输出功率的幅值；

用于放大高频功率的所述电子部件基于所述输出功率检测电路的输出以及指示其输出电平的控制信号控制所述高频功率放大器的增益，

其中所述输出功率检测电路包括：

第一检测电路，其检测由定向功率耦合器从所述高频功率放大器的输出提取的交流成分；

多级配置的放大器电路，其放大由该定向功率耦合器从所述高频功率放大器的输出提取的该交流成分；以及

由多个检测级构成的第二检测电路，其检测所述放大器电路的各个放大级的输出，并且

其中所述第一检测电路的所述输出和所述第二检测电路的所述输出组合在一起并输出所述组合输出，并且将衰减器设置在所述第一检测电路的输入侧。

14、根据权利要求13所述的用于放大高频功率的电子部件，其中所述衰减器包括可连接在所述第一检测电路的所述输入端和恒定电势点之间的多个容性元件或多个阻性元件，并且该多个容性元件或多个阻性元件是形成在与构成所述输出功率检测电路的元件所形成的半导体衬底相同的半导体衬底中的片上元件。

15、根据权利要求14所述的用于放大高频功率的电子部件，其中根据在布线形成步骤中是否存在母片形成的布线来将所述多个容性元件或多个阻性元件选择性连接在所述第一检测电路的所述输入端和恒定电势点之间。

16、根据权利要求13所述的用于放大高频功率的电子部件，其中所述衰减器包括在所述第一检测电路和所述第二检测电路的公共输入端和所述第一检测电路的所述输入端之间可与容性元件串联的多个并联结构的阻性元件，并且所述多个阻性元件是形成在与构成所述输出功率检测电路的元件所形成的半导体衬底相同的半导体基板上的片上元件。

17、根据权利要求14所述的用于放大高频功率的电子部件，其中所述衰减器具有与所述多个容性元件或多个阻性元件串联连接的多个开关元件，并且根据所述多个开关元件的开/关状态来将所述多个容性元件或多个阻性元件选择性地连接在所述第一检测电路的所述输入端和恒定电势点之间。

18、根据权利要求17所述的用于放大高频功率的电子部件，其中该定向功率耦合器是由形成在绝缘板上的布线图案所构成的耦合电容器，并且形成有构成所述第一检测电路的元件的半导体衬底安装在该绝缘板上。

19、根据权利要求18所述的用于放大高频功率的电子部件，还包括：第一高频功率放大器电路，其放大具有第一频率的发射信号；第二高频功率放大器电路，其放大具有不同于第一频率的第二频率的发射信号；第一定向功率耦合器，其从所述第一高频功率放大器电路的输出提取交流成分；以及第二定向功率耦合器，其从所述第二高频功率放大器电路的输出提取交流成分；

其中所述输出功率检测电路设置为检测由所述第一定向功率耦合器提取的交流成分和检测由所述第二定向功率耦合器提取的交流成分的公用电路，并且将所述衰减器配置为这种方式，即切换根据所述输出功率检测电路是否检测到由所述定向功率耦合器中的任意一个提取的交流成分而恢复到开状态的开关元件。

20、无线通信设备，包括：

如权利要求17-19中的任一项所述的用于放大高频功率的电子部件；以及

基带电路，其产生将由用于放大高频功率的所述电子部件放大的发射信号，

其中指示所述多个开关元件是否应该分别处于开状态或者关状态的控制信息由所述基带电路提供给用于放大高频功率的所述电子部件。

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