JP3578957B2 - 増幅装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信信号を増幅する増幅器で発生する歪みを補償する増幅装置やこのような増幅装置を備えた基地局装置や中継増幅装置に関し、特に、歪み検出の精度を向上させること等を実現する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅ−ｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：広帯域符号分割多重接続）方式を移動通信方式として採用する移動通信システムに備えられた基地局装置（ＣＤＭＡ基地局装置）では、物理的に遠く離れた移動局装置（ＣＤＭＡ移動局装置）の所まで無線信号を到達させる必要があるため、送信対象となる信号を増幅器（アンプ）で大幅に増幅して送信出力することが必要となる。
【０００３】
しかしながら、増幅器はアナログデバイスであるため、増幅限界が存在する。この増幅限界は飽和点とも呼ばれ、当該飽和点以降では、増幅器に入力される電力が増大しても出力電力が一定となり、非線型な出力となる。そして、この非線型な出力によって非線型歪みが発生させられる。
【０００４】
ここで、図１１には、増幅器に入力される前の送信信号のスペクトラムの一例を示すとともに、図１２には、歪み補償が行われない場合において当該送信信号が当該増幅器により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示してある。なお、図１１及び図１２に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【０００５】
上記図１１に示されるように、増幅前の送信信号では希望信号帯域外の信号成分が帯域制限フィルタによって低レベルに抑えられているのに対して、上記図１２に示されるように、増幅器通過後の信号では歪みが発生して希望信号帯域外（隣接チャネル）へ信号成分が漏洩している。
【０００６】
例えば基地局装置では上記したように送信電力が高いため、このような隣接チャネルへの漏洩電力の大きさは厳しく規定されており、こうしたことから、このような隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ：Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ ｌｅａｋ Ｐｏｗｅｒ）をいかにして削減するかが大きな問題となっている。
【０００７】
次に、上記のような隣接チャネル漏洩電力を削減するものとして、従来の基地局装置に備えられた歪み補償付き送信電力増幅部の一例を説明する。
図１３には、このような歪み補償付き送信電力増幅部の構成例を示してあり、その動作を説明する。
【０００８】
すなわち、歪み補償付き送信電力増幅部では、ベースバンド信号生成部５１で生成された送信信号（Ｉ成分及びＱ成分）がベクトル調整部（プリディストーション部）５２及び電力測定部５９に入力され、ベクトル調整部５２に入力された送信信号は当該ベクトル調整部５２により歪み補償される。ここで、ベクトル調整部５２は一般に複素乗算器から構成され、後述する制御部５８からの制御に従って、振幅−位相平面の特性が後述する増幅器４の非線型特性の逆特性となるようにして、その特性（すなわち、当該逆特性）を歪み補償特性として送信信号に与えることで当該送信信号を歪み補償する。
【０００９】
ベクトル調整部５２により歪み補償された送信信号は送信変調部５３によりベースバンド帯から搬送波周波数帯へアップコンバートされた後に、増幅器５４により増幅されて図外のアンテナへ供給される。
また、増幅器５４では送信信号を増幅する際に歪みが発生し、歪み補償付き増幅装置には、歪み補償が適切に行われたかどうかを観察するために当該歪みの残存量を検出するフィードバック系が備えられている。
【００１０】
このフィードバック系はローカル周波数生成部５５や復調部５６やＡ／Ｄ変換器５７を有しており、上記したアンテナへ供給される増幅器５４の出力信号（増幅後の信号）の一部が例えば方向性結合器により取り出されて復調部５６に入力される構成となっている。
【００１１】
そして、フィードバック系では、方向性結合器から復調部５６に入力される増幅後の信号がローカル周波数生成部５５から復調部５６に入力されるローカル信号を用いて復調され、当該復調信号がＡ／Ｄ変換器５７によりアナログ信号からデジタル信号へ変換され、当該デジタル信号が制御部５８に入力される。
【００１２】
また、上記した電力測定部５９ではベースバンド信号生成部５１から入力される送信信号の電力（送信電力）が検出され、当該検出結果が制御部５８に通知される。
制御部５８は例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）から構成され、Ａ／Ｄ変換器５７から入力されるデジタル信号から残存する歪み量を検出し、当該検出結果に基づいて、ベクトル調整部５２により適切な歪み補償が行われるように当該ベクトル調整部５２を制御する。なお、この制御では、電力測定部５９から通知される送信電力に対応した歪み補償特性が歪み補償に用いられるように制御される。
【００１３】
以上のように、上記図１３に示した歪み補償付き送信電力増幅部では、増幅器５４で発生する歪みに対して適切な歪み補償が行われることにより、効率のよい送信電力増幅処理が実現されている。
ここで、図１４には、このような歪み補償が行われる場合において送信信号が増幅器５４により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示してあり、この信号スペクトラムでは隣接チャネル漏洩電力が大きく削減されている。なお、同図に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【００１４】
次に、上記のような歪み補償に関する幾つかの従来技術を示す。
まず、例えば特開平９−２９４１４４号公報（以下、文献１と言う）に記載されたディジタル無線装置では、上記図１３に示したのと類似するフィードバック系を用いて歪み補償を行っており、このフィードバック系では、上記図１３に示したものと同様に、隣接チャネルに発生した不要信号（すなわち、増幅器で発生した歪み）とともに送信対象となる所要信号（すなわち、元々の送信信号）をダウンコンバートして、これら全ての信号を直交復調等する処理を行っている。
【００１５】
また、例えば特公昭６３−１０６１３号公報（以下、文献２と言う）に記載された自動追従形プリディストータにおいても、上記図１３に示したのと類似するフィードバック系を用いて増幅器で発生する歪みを補償しており、このフィードバック系では、上記と同様に、送信信号帯域を含む増幅後の信号を復調して（すなわち、変調前のベースバンド信号を再生して）Ａ／Ｄ変換等する処理を行っている。
【００１６】
また、歪み補償を行うものではないが、例えば特開平９−１３８２５１号公報（以下、文献３と言う）に記載された隣接チャンネル漏洩電力の測定装置及び測定方法では、上記と同様に、隣接チャネルの信号（すなわち、不要信号に対応するもの）とともにキャリアの信号（すなわち、所要信号に対応するもの）を取り出して、これらを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する処理を行って、隣接チャネル漏洩電力比（所要信号と不要信号との電力比）を測定している。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えば上記図１３に示したような従来の歪み補償付き送信電力増幅部の構成では、隣接チャネル漏洩電力（増幅器で発生する歪み）の検出精度を高くすることが難しく、また、当該隣接チャネル漏洩電力を検出するための系が複雑になってしまうといった不具合があった。
【００１８】
すなわち、上記のような構成で歪み補償を行うと、例えば上記図１４に示されるように、希望の送信信号電力と歪み電力との差が５０ｄＢ程度にもなることから、希望の送信信号電力に対して１０万分の１といった小さな残存歪み量を正確に検出することが必要となり、このため、検出精度を高くすることが難しい。また、５０ｄＢという電力差は、復調部５６やＡ／Ｄ変換器５７のダイナミックレンジが５０ｄＢ以上必要であることを示しており、また、Ａ／Ｄ変換器５７に要求される動作周波数やサンプリング周波数も過酷なものとなるため、系が複雑になってしまう。また、例えばＷ−ＣＤＭＡ方式のように広帯域な信号を扱う場合には、特に、Ａ／Ｄ変換器５７におけるサンプリング周波数が非常に大きくなるため、この結果として、復調部５６やＡ／Ｄ変換器５７が高価となり、且つ、装置（歪み補償付き送信電力増幅部）の作成が困難となってしまう。
【００１９】
また、上記した本発明の課題の観点から、上記した文献１〜文献３に記載された装置等について考察しておく。
例えば上記文献１に記載された装置では、信号をデジタル化するためにはＡ／Ｄ変換器が必要となるところ、例えば２０ＭＨｚの帯域幅を有するＷ−ＣＤＭＡ送信信号を受信しようとする場合には、当該Ａ／Ｄ変換器の動作周波数が８０ＭＨｚ以上も必要となってしまって好ましくない。また、希望の送信信号と不要な歪みとのレベル差が上記と同様に約５０ｄＢ〜６０ｄＢにもなってしまうため、上記と同様にダイナミックレンジに対応することが難しいといった問題がある。
【００２０】
また、例えば上記文献２に記載された装置においても、上記文献１に記載された装置の場合と同様な問題がある。
また、例えば上記文献３に記載された装置等では、キャリアの周波数や隣接チャネルの周波数を含む全ての周波数帯域に対応して測定を行う必要があること等から、高価なＡ／Ｄ変換器を使用することが必須となり、装置の低コスト化等といった点において好ましくない。
【００２１】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、送信信号を増幅する増幅器で発生する歪みを補償するに際して、歪み検出の精度を向上させることができる増幅装置やこのような増幅装置を備えた基地局装置や中継増幅装置を提供することを目的とする。
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、装置の低価格化や小型化を実現することを可能とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係る増幅装置では、次のようにして、送信信号を増幅する増幅器で発生する歪みを補償する。
すなわち、増幅器が送信信号を増幅し、歪み検出手段が増幅器の出力信号から送信信号に対応する周波数の信号を除去して増幅器で発生する予め設定された検出用周波数の歪みを検出し、歪み補償手段が歪み検出手段により検出される歪みが低減されるように増幅器による増幅前の送信信号を歪み補償する。
【００２３】
従って、増幅器の出力信号から送信信号の周波数に対応する周波数の信号が除去されて歪みが検出されるため、例えば当該出力信号に含まれる歪みのレベルが当該出力信号に含まれる送信信号のレベルと比べて小さい場合であっても、当該歪みを精度よく検出することができ、これにより、歪み補償の精度を向上させることができる。なお、歪みとしては、例えば予め固定的に設定された単一の周波数（検出用周波数）の歪みが検出されるが、例えば検出に用いる周波数（ローカル周波数）を微調整することが可能な構成とすることもできる。
【００２４】
また、本発明に係る増幅装置では、例えば送信信号は異なる周波数を有する複数のキャリア信号を含んでおり、これら複数のキャリア信号の内の１つのキャリア信号を送信対象（歪み補償対象）とする。そして、歪み検出手段では、歪み補償対象となるキャリア信号の周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数との間に位置する検出用周波数の信号と増幅器の出力信号とをミキサにより混合し、ローパスフィルタによりミキサの出力信号から当該隣接するキャリア信号を除去して、ローパスフィルタの出力信号から増幅器で発生する歪みを検出する。
【００２５】
従って、不要なキャリア信号を除去するためのフィルタとして、特に、ローパスフィルタが用いられるため、例えば後述する実施例で述べるように、バンドパスフィルタを用いて同様な機能を実現する場合と比べて、実現が容易であって現実的である。
【００２６】
また、本発明に係る増幅装置では、検出用周波数としては、例えば歪み補償対象となるキャリア信号の周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数との間の両キャリア信号が非存在な周波数間隔の中心に位置する周波数が用いられる。
従って、互いに隣接する両キャリア信号が存在しない周波数間隔の中心周波数が検出用周波数として用いられるため、キャリア信号を除去した歪み検出が行い易くなって好ましい。
【００２７】
また、本発明に係る増幅装置では、増幅器としては、例えば異なる周波数を有する複数のキャリア信号をまとめて増幅することが可能な共通増幅器が用いられる。
従って、このような共通増幅器が用いられるため、例えば後述する実施例で述べるように、効率的な増幅処理を実現することができる。
【００２８】
また、本発明では、増幅器の歪み補償が特に必要な適用対象として、例えば以上に示したような増幅装置を備えた基地局装置や中継増幅装置を構成した。
従って、本発明に係る基地局装置や中継増幅装置では、以上に示したような種々な効果を得ることができ、精度のよい歪み補償を実現することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
本発明の第１実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図１には、本例の増幅装置の構成例を示してあり、この増幅装置は、例えば上記図１３に示した歪み補償付き送信電力増幅部に本発明を適用した構成となっている。
【００３０】
上記図１に示されるように、本例の増幅装置には、送信信号（Ｉ成分及びＱ成分）を生成するベースバンド信号生成部１と、歪み補償を行うベクトル調整部（プリディストーション部）２と、送信信号をベースバンド帯から搬送波周波数帯へ変換（アップコンバート）する送信変調部３と、送信信号を所要送信電力に増幅する増幅器４と、増幅器４の出力信号（増幅後の信号）の一部を後述するミキサ６に入力するとともに残りの部分を図外のアンテナへ供給する方向性結合器等の分配器（図示せず）と、例えば予め固定的に設定された後述する所定の搬送波周波数（ローカル周波数）の信号を出力するシンセサイザ５と、シンセサイザ５からの信号を用いて方向性結合器等からの信号を低域周波数へ変換（ダウンコンバート）するミキサ６と、後述する所定のフィルタ特性をもってミキサ６によりダウンコンバートされた信号から不要信号を除去するローパスフィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）７と、ＬＰＦ７の出力信号をデジタル信号（デジタル値）へ変換するＡ／Ｄ変換器８と、例えばＤＳＰから構成されてベクトル調整部２で行われる歪み補償処理を制御等する制御部９と、ベースバンド信号生成部１から入力される送信信号（ベースバンド信号）から包絡線を取り出して当該信号の電力を検出する電力測定部１０とが備えられている。
【００３１】
ここで、上記したベースバンド信号生成部１やベクトル調整部２や送信変調部３や増幅器４や方向性結合器等や電力測定部１０の構成や動作は、例えば上記図１３に示したものとほぼ同様であり、以下では、主として、本例のフィードバック系を構成するシンセサイザ５やミキサ６やＬＰＦ７やＡ／Ｄ変換器８や制御部９の構成や動作を詳しく説明する。
【００３２】
すなわち、本例では、増幅器４で発生する歪み（送信信号の隣接チャネルに位置する信号）を例えばダイレクトコンバージョン方式を用いてミキサ６により取得することを行っており、シンセサイザ５はミキサ６により取得を希望する信号の中心周波数と同じ周波数の信号を発生させて当該信号をミキサ６へ出力する機能を有している。このように、本例のシンセサイザ５により出力される信号の周波数（ローカル周波数）は、元々の送信を希望する送信信号の中心周波数ではなく、増幅器４で発生する歪みの周波数であり、すなわち、送信信号の隣接チャネルに位置する周波数である。
【００３３】
ここで、本例のシンセサイザ５により出力される信号の周波数を更に具体的に説明する。
一例として、例えば送信信号に異なる周波数を有する複数のキャリア信号が含まれているとし、これら複数のキャリア信号の中で送信対象（歪み補償対象）となるキャリア信号の中心周波数を送信信号の中心周波数とする。
【００３４】
本例では、例えば上記図１４に示したのと同様に送信信号の中心周波数が１００ＭＨｚであるとし、上記した各キャリア信号の周波数はそれぞれ隣接するキャリア信号の周波数と５ＭＨｚずれている（すなわち、隣接キャリアの間隔が５ＭＨｚである）とする。そして、本例のシンセサイザ５は、例えば送信信号の中心周波数（１００ＭＨｚ）と当該周波数に隣接するキャリア信号の周波数（本例では、１０５ＭＨｚとする）との間の中心に位置する周波数（本例では、１０２．５ＭＨｚ）の信号をミキサ６へ出力する。
【００３５】
なお、上記のような場合、一般には、１００ＭＨｚのキャリア信号に対する隣接キャリア漏洩電力の周波数は１０５ＭＨｚ或いは９５ＭＨｚと考えられもするが、本例では、例えば１０５ＭＨｚの測定点と１０２．５ＭＨｚの測定点との間には相関があることから、上記のように１０２．５ＭＨｚを主な測定点として用いている。
【００３６】
ミキサ６は、シンセサイザ５から入力される信号と方向性結合器等から入力される増幅器４の出力信号とを混合することで、当該出力信号をベースバンド帯へダウンコンバートし、ダウンコンバートした信号をＬＰＦ７へ出力する機能を有している。
【００３７】
ここで、図２には、例えば隣接する２つのキャリア信号（１００ＭＨｚのキャリア信号と１０５ＭＨｚのキャリア信号）が送信信号に含まれる場合に、増幅器４に入力される送信信号のスペクトラムの一例を示してある。ここで、本例では、各キャリア信号の帯域幅は３．８４ＭＨｚであるとする。
また、図３には、このような場合に、ミキサ６からＬＰＦ７へ出力される信号（ダウンコンバートされた信号）のスペクトラムの一例を示してある。なお、図２及び図３に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【００３８】
ＬＰＦ７は、ミキサ６から出力される信号を入力し、当該信号を構成する周波数成分の内で所定の低周波数帯域の信号成分のみを帯域制限後の信号としてＡ／Ｄ変換器８へ出力する機能を有している。
ここで、本例のＬＰＦ７のフィルタ特性としては、歪み補償対象となる１００ＭＨｚのキャリア信号に隣接する１０５ＭＨｚのキャリア信号（すなわち、ダウンコンバートされた後には、中心周波数が２．５ＭＨｚの信号）をミキサ６の出力信号から除去することができる特性が設定されている。
【００３９】
このようなフィルタ特性により、本例のＬＰＦ７の出力信号には、歪み（隣接チャネル漏洩電力）の周波数（すなわち、ダウンコンバートされる前には、１０２．５ＭＨｚ）近辺の信号のみが含まれるようになり、上記した隣接するキャリア信号は含まれないようになる。
図４には、例えば上記図３に示した信号スペクトラムに加えて、本例のＬＰＦ７のフィルタ特性の理想的な設定例を示してあり、同図に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【００４０】
なお、実際には、上記図４に示したように急峻なフィルタ特性を有するＬＰＦを実現することは難しいこともあるが、例えばＬＰＦ７のフィルタ特性は上記図４に示したものと比べて緩やかな減衰曲線状のものであってもよく、要は、上記した隣接するキャリア信号を削除することができるようなものであればよい。また、本例のようにＬＰＦを用いると、例えば仮に１個のＬＰＦでは所要の減衰曲線が得られない場合であっても、ＬＰＦを２段或いは３段等といったように複数段直列に接続して用いることで、所要の減衰曲線を容易に得ることができて好ましい。
【００４１】
一方、例えばバンドパスフィルタ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）を用いて帯域制限を行う構成も可能ではあるが、一般に、ＢＰＦでは上記図４に示したように急峻なフィルタ特性は得られず、仮に得られたとしても、ＢＰＦ自体の大きさやコストが非常に大きくなってしまって、装置全体の実現性が低くなってしまう。このため、本例のようにＬＰＦを用いた方が、比較的鋭い遮断特性を得ることができて有効であり、特に、隣接チャネルの間隔が狭いような場合には必須な構成要素となるほどに有効である。
【００４２】
Ａ／Ｄ変換器８は、ＬＰＦ７から入力される信号をデジタル信号へ変換して制御部９へ出力する機能を有している。ここで、本例のＡ／Ｄ変換器８に入力される信号には上記したように例えば歪み成分のみが含まれ、送信信号が含まれないようになるため、Ａ／Ｄ変換器８のダイナミックレンジを比較的小さくすることができる等といった点で、Ａ／Ｄ変換器５７の低価格化等を実現することができる。
【００４３】
制御部９は、Ａ／Ｄ変換器８から入力されるデジタル信号に基づいて増幅器４の出力信号に含まれる歪み（本例では、当該歪みの一部）の大きさを検出するとともに、電力測定部１０から通知される送信信号の電力を検出し、これらの検出結果に基づいて、増幅器４の出力信号に含まれる歪みが低減されるように（ゼロに近づくように）ベクトル調整部２による歪み補償処理を制御する機能を有している。また、本例の制御部９は、例えばシンセサイザ５を制御するための制御信号を当該シンセサイザ５へ出力することにより、当該シンセサイザ５により発生させる信号の周波数を微調整する機能を有している。
【００４４】
ここで、本例の増幅装置がＷ−ＣＤＭＡシステムで用いられる場合を例として、上記したＬＰＦ７のフィルタ特性（通過帯域特性）に関する具体的な数値の一例を示す。
例えばＷ−ＣＤＭＡシステムでは、一般に上記したように、送信信号に含まれる各キャリア信号の帯域幅は３．８４ＭＨｚであり、隣接するキャリア信号間の周波数間隔は５．００ＭＨｚである。また、一般に、帯域制限フィルタのロールオフ率は０．２２であり、規格化カットオフ周波数は０．５である。
【００４５】
また、送信信号に含まれる各キャリア信号は互いに周波数軸上で重ならないように配置されており、具体的には、例えば上記したように或るキャリア信号の中心周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の中心周波数との間の周波数間隔が５ＭＨｚに設定されている。この場合、例えば或るキャリア信号の中心周波数から２．５ＭＨｚ離れた周波数位置では、当該キャリア信号の成分が存在しないとともに当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の成分も存在しないため、歪みを考慮しなければ送信信号のレベルはゼロとなる。
【００４６】
このため、例えば上記した２．５ＭＨｚ離れた周波数位置（２．５ＭＨｚ離調点）における歪みの大きさを検出するようにすれば、精度のよい歪み検出が実現される。すなわち、送信信号が増幅器４で増幅される際に歪みが発生して増幅器４の出力信号の帯域が当該送信信号の帯域と比べて拡大した場合には、上記のように本来はゼロレベルとなるべき２．５ＭＨｚ離調点において非ゼロの信号レベルが検出されるため、当該レベルを歪みのレベルとして精度よく検出することができる。
【００４７】
そして、上記のような精度のよい歪み検出を実現するために、ＬＰＦ７では、例えばミキサ６の出力信号から比較的レベルが大きい不要なキャリア信号（上記した隣接するキャリア信号）のレベルを低減させて、比較的レベルが小さい歪みを帯域制限後の信号中に大きく残すことが必要とされる。
【００４８】
ここで、送信信号に含まれる各キャリア信号の帯域幅は上記したように３．８４ＭＨｚであるが、例えばＬＰＦ７により当該送信信号に与えられる帯域制限特性によって所要帯域が拡大し、当該拡大率がロールオフ率で決定される。
図５には、ＬＰＦ７の帯域制限特性の一例を示してあり、これは、上記したロールオフ率（＝０．２２）及び上記したカットオフ周波数（＝０．５）に対応したものである。なお、同図に示したグラフの横軸は送信信号帯域による規格化周波数（単位は［Ｈｚ］）を示し、縦軸は乗算係数を示している。具体例として、横軸の１．０の点は３．８４ＭＨｚに相当し、横軸の０．５の点は１．９２ＭＨｚに相当する。
【００４９】
上記図５に示した帯域制限特性においては、横軸の０．６の点（規格化周波数が２．３４２４ＭＨｚである点）以降の点では信号が削除されて存在しなくなる。
そして、図６には、隣接する２つのキャリア信号に関して上記した帯域制限特性を重ねたものの一例を示してあり、同図に示したグラフの横軸は送信信号帯域による規格化周波数（単位は［Ｈｚ］）を示し、縦軸は乗算係数を示している。
【００５０】
上記図６に示した帯域制限特性では、横軸の規格化周波数が低い方のキャリア信号（下側信号）がゼロ点に到達する周波数が２．３４２４ＭＨｚとなる一方、横軸の規格化周波数が高い方のキャリア信号（上側信号）がゼロ点に到達する周波数が２．６５７６ＭＨｚとなり、これら２つのゼロ点到達周波数の間の周波数領域の範囲で歪みを検出するようにすれば、当該歪みのみを精度よく検出することができて好ましいことになる。
【００５１】
つまり、上記図６に示される帯域制限特性から考えると、ＬＰＦ７の通過帯域幅としては、少なくとも０．３１５２ＭＨｚ（＝２．６５７６ＭＨｚ−２．３４２４ＭＨｚ）以下であることが必要となる。ここで、一般には、通過帯域特性の通過帯域幅とは電力減衰が半分（すなわち、３ｄＢ）となる３ｄＢ帯域幅を示すが、本例では、キャリア信号のレベルと比べて数十ｄＢも小さい歪み（隣接チャネル漏洩電力）の取得を目的としているため、本例では、通過帯域幅という語により遮断周波数の帯域幅を示している。なお、ＬＰＦ７の減衰曲線（伝達関数）は、取得する歪みの帯域幅にも依存し得るが、一般的には規定しなくても構わない。
【００５２】
更に、本例の場合において実際には、例えば上記図５や上記図６に示したように中心周波数が非ゼロとなることはなく、例えば上記図３や上記図４に示したように中心周波数はゼロとなるため、上記のような計算に基づいてＬＰＦ７の遮断周波数帯域幅を算出すると、ＬＰＦ７の遮断周波数帯域幅は上記した帯域幅の１／２の値である１５７．６ｋＨｚ（＝０．３１５２ＭＨｚ×（１／２））となる。
【００５３】
次に、本例の増幅装置により行われる動作の一例を示す。
すなわち、本例の増幅装置では、ベースバンド信号生成部１で生成された送信信号（Ｉ成分及びＱ成分）がベクトル調整部２及び電力測定部１０に入力され、ベクトル調整部２に入力された送信信号は、制御部９による制御に従って、当該ベクトル調整部２により歪み補償される。
【００５４】
ベクトル調整部２により歪み補償された送信信号は送信変調部３によりベースバンド帯から搬送波周波数帯へアップコンバートされた後に、増幅器４により増幅されて図外のアンテナへ供給される。ここで、増幅器４では送信信号を増幅する際に歪みが発生する。また、上記したアンテナへ供給される増幅器４の出力信号（増幅後の信号）の一部は、例えば当該アンテナから放射される信号にとって損失が少ない方向性結合器等により取り出されてミキサ６に入力される。
【００５５】
そして、フィードバック系では、方向性結合器等からミキサ６に入力される増幅後の信号と、シンセサイザ５から当該ミキサ６に入力されるローカル信号とが当該ミキサ６により混合され、当該混合後の信号がＬＰＦ７を通過することにより、例えば当該信号に含まれる歪み成分のみが取得されてＡ／Ｄ変換器８に入力される。Ａ／Ｄ変換器８ではＬＰＦ７から入力される信号がデジタル信号へ変換され、当該デジタル信号が制御部９に入力される。
【００５６】
また、上記した電力測定部１０ではベースバンド信号生成部１から入力される送信信号の電力（送信電力）が検出され、当該検出結果が制御部９に通知される。
制御部９はＡ／Ｄ変換器８から入力されるデジタル信号から残存する歪み量を検出するとともに、電力測定部１０から通知される送信電力を検出し、これらの検出結果に基づいて、ベクトル調整部２により適切な歪み補償が行われるように当該ベクトル調整部２を制御する。
【００５７】
以上のように、本例の増幅装置では、増幅器４で発生する歪みが精度よく検出され、当該歪みに対して適切な歪み補償が行われるため、非常に精度のよい歪み補償処理を実現することができる。また、本例の増幅装置では、消費電力の大幅な削減や装置の低価格化や小型化を実現することも可能であり、歪み検出のための回路が実現し易い。
具体的には、本例の増幅装置では、特に、例えばフィードバック系において歪み補償対象となるキャリア信号の周波数に隣接する周波数位置の歪み（狭帯域の隣接チャネル漏洩電力）のみを取得し、また、これを実現するためにＬＰＦ７を用いているといった点で、従来技術とは異なっており、優れた効果を発揮している。
【００５８】
また、本例の増幅装置では、好ましい態様として、隣接する２つのキャリア信号の中心周波数間の中心に位置する周波数（例えば上記した１０２．５ＭＨｚ）を歪み検出用のローカル周波数（検出用周波数）としてシンセサイザ５から出力して用いているため、キャリア信号を除去した歪み検出が行い易くてよい。
また、本例の増幅装置では、好ましい態様として、例えば隣接するキャリア信号の中心周波数間の周波数間隔（例えば本例では５ＭＨｚ）から１キャリア信号当りの帯域幅（例えば本例では３．８４ＭＨｚ）を差し引いた帯域幅以下の狭い通過帯域特性を有するようなＬＰＦ７を用いている。
【００５９】
ここで、本例では、送信信号を増幅する増幅器４が本発明に言う増幅器に相当し、この増幅器４で発生する歪みが補償対象となる。
また、本例では、ミキサ６による混合の後に、ＬＰＦ７が増幅器４の出力信号から送信信号に対応する周波数の信号を除去して、制御部９が増幅器４で発生する予め固定的に設定された単一の検出用周波数（本例では、１０２．５ＭＨｚ）の歪み（本例では、隣接チャネル漏洩電力）を検出する機能により、本発明に言う歪み検出手段が構成されている。
【００６０】
また、本例では、前記歪み検出手段により検出される歪みが低減されるように制御部９がベクトル調整部２を制御して増幅器４による増幅前の送信信号を歪み補償する機能により、本発明に言う歪み補償手段が構成されている。なお、動作周波数としては、本例のようにベースバンド帯の信号を歪み補償するのではなく、例えば搬送波周波数帯の信号を歪み補償することも可能である。
【００６１】
また、本例では、例えば異なる周波数を有する複数のキャリア信号（本例では、１００ＭＨｚのキャリア信号や１０５ＭＨｚのキャリア信号等）が送信信号に含まれている。そして、前記歪み検出手段は、ミキサ６とＬＰＦ７とを有し、ＬＰＦ７の出力信号から増幅器４で発生する歪みを検出する。
【００６２】
ここで、ミキサ６は本発明に言うミキサに相当し、歪み補償対象となるキャリア信号の周波数（本例では、１００ＭＨｚ）と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数（本例では、１０５ＭＨｚ）との間に位置する検出用周波数（本例では、１０２．５ＭＨｚ）の信号と増幅器４の出力信号とを混合する。
また、ＬＰＦ７は本発明に言うローパスフィルタに相当し、ミキサ６の出力信号から前記隣接するキャリア信号（本例では、１０５ＭＨｚのキャリア信号）を除去する。
【００６３】
また、本例では、好ましい態様として、検出用周波数としては、上記したように、歪み補償対象となるキャリア信号の周波数（本例では、１００ＭＨｚ）と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数（本例では、１０５ＭＨｚ）との間の両キャリア信号が非存在な周波数間隔の中心に位置する周波数（本例では、１０２．５ＭＨｚ）を用いている。なお、両キャリア信号が非存在な周波数間隔とは、両キャリア信号の成分がいずれも存在しない周波数部分の間隔のことであり、本例では、例えば１０１．９２（＝１００＋（３．８４／２））ＭＨｚと１０３．０８（＝１０５−（３．８４／２））ＭＨｚとの間の間隔のことである。
【００６４】
また、本例の増幅装置では、好ましい態様として、ダイレクトコンバージョン方式を用いて歪みを検出したが、例えば一般的なダブルスーパーヘテロダイン方式を用いることも可能である。
また、例えば歪み補償を行うベクトル調整部２の構成や電力測定部１０の有無等としても任意であってもよい。
【００６５】
次に、本発明の第２実施例に係る基地局装置を図面を参照して説明する。
本例では、Ｗ−ＣＤＭＡ方式を採用して移動局装置と無線通信する基地局装置を例として示す。
図７には、本例の基地局装置を構成する筐体の外観例を示してあり、同図に示されるように、本例の基地局装置は、大別すると、信号処理や制御を行うＭＤＥ部（無線変復調部）と、例えば共通増幅器等を備えた増幅器部とから構成されている。
【００６６】
なお、本例の基地局装置では増幅器部をＭＤＥ部の上段に設置したが、例えば基地局装置の設置場所等に応じて、増幅器部とＭＤＥ部とを分割して設置する場合や、これらを横に並べて設置する場合や、増幅器部をＭＤＥ部の下段に設置する場合等もある。
【００６７】
また、図８には、本例の基地局装置の概略的な構成例を示してある。
同図に示されるように、本例の基地局装置には、例えば有線伝送路を介して他の基地局装置等との間で信号を通信するためのインタフェース部２１や、ベースバンド信号を処理するベースバンド信号処理部２２や、無線周波数帯の信号を送受信処理する無線送受信部２３や、例えば上記第１実施例に示した増幅装置と同様な歪み補償機能を有して増幅器により送信信号を増幅する送信電力増幅部２４や、後述するアンテナ２６を用いて無線信号を送受信するアンテナ部２５や、当該アンテナ２６や、これら各処理部２１〜２６により行われる各種の処理を制御等する制御部２７が備えられている。
【００６８】
ここで、本例では、例えばインタフェース部２１やベースバンド信号処理部２２や無線送受信部２３や制御部２７から上記図７に示したＭＤＥ部が構成されており、例えば送信電力増幅部２４から上記図７に示した増幅器部が構成されている。
【００６９】
次に、本例の基地局装置により行われる処理の一例を示す。
すなわち、送信処理においては、例えばインタフェース部２１により他の基地局装置等から有線伝送路を介して受信した信号をベースバンド信号処理部２２によりベースバンド処理した後に無線送受信部２３により無線周波数帯の信号へ変換し、当該無線周波数帯の信号（送信信号）を送信電力増幅部２４により増幅した後に、当該増幅信号をアンテナ部２５によりアンテナ２６から移動局装置等に対して無線送信する。
【００７０】
また、受信処理においては、例えば移動局装置等から無線送信された信号をアンテナ２６を介してアンテナ部２５により受信し、当該受信信号を無線送受信部２３により受信処理した後にベースバンド信号処理部２２によりベースバンド処理し、その後、当該受信信号をインタフェース部２１により有線伝送路を介して他の基地局装置等へ送信する。
【００７１】
以上のように、本例の基地局装置では、例えば上記第１実施例に示した増幅装置と同様な歪み補償機能を備えて増幅器で発生する歪みを補償することが行われるため、上記第１実施例の場合と同様に、増幅器で発生する歪みが精度よく検出され、当該歪みに対して適切な歪み補償が行われることから、非常に精度のよい歪み補償処理を実現することができる。
【００７２】
また、上記第１実施例の場合と同様に、本例の基地局装置では、消費電力の大幅な削減や所要コストの削減等を実現することも可能であるため、基地局装置全体としての低価格化や装置規模の小型化も可能となる。具体的には、例えば増幅器へ電力を供給するための電力ラインを従来と比べて小さくすることや、基地局装置全体へ電力を供給するための電源設備を従来と比べて低価格化や小型化することが可能となる。
【００７３】
なお、本例では、ＣＤＭＡ方式を採用した基地局装置に本発明を適用した場合を示したが、例えばＴＤＭＡ方式やＦＤＭＡ方式等といった他の通信方式を採用した基地局装置に本発明を適用することも可能である。
【００７４】
また、本例の基地局装置では、好ましい態様として、上記したように本発明に係る歪み補償機能を用いて送信信号を共通増幅器で増幅する構成としてあり、このような共通増幅器を用いた増幅器部の構成例を、通常の増幅器（ここでは、共通増幅器ではない増幅器）を用いた増幅器部の構成例と比較して説明する。
【００７５】
まず、図９には、通常の増幅器を用いた増幅器部（個別増幅を行う増幅器部）の構成例を示してあり、この増幅器部では、例えば異なる周波数ｆ１、ｆ２の信号をそれぞれの周波数毎に個別に増幅した後に、それぞれの周波数ｆ１、ｆ２の増幅信号を合成する仕方を用いる。具体的には、周波数ｆ１の信号は増幅器３１で増幅される一方、他の周波数ｆ２の信号は他の増幅器３２で増幅され、これら２つの増幅信号が合成器３３により合成される。ここで、各増幅器３１、３２ではその非線型性により歪み（隣接チャネル漏洩電力）が発生する。
【００７６】
このような増幅器部では、広帯域合成を行うことから、合成器３３でそれぞれの周波数ｆ１、ｆ２の信号に対して３ｄＢの損失が発生する。このため、例えば合成器３３からそれぞれの周波数ｆ１、ｆ２の信号をＰ［Ｗ］で出力する場合には、それぞれの増幅器３１、３２ではそれぞれの周波数ｆ１、ｆ２の信号を２Ｐ［Ｗ］にまで増幅して出力しなければならず、増幅器効率が単体動作の時の１／２になってしまう。
【００７７】
一方、図１０には、共通増幅器を用いた増幅器部（共通増幅を行う増幅器部）の構成例を示してあり、この増幅器部では、例えば異なる複数の周波数ｆ１、ｆ２の信号をまとめて増幅（共通増幅）する仕方を用いる。具体的には、例えば上記図１０に示した増幅器部では、異なる２つの周波数ｆ１、ｆ２の信号が合成された信号が分配器４１により等分配（なお、周波数毎の分配ではなく例えば電力の分配）され、各分配信号が各共通増幅器４２、４３により増幅された後に合成器４４により合成される。ここで、各共通増幅器４２、４３ではその非線型性により歪み（隣接チャネル漏洩電力）が発生するとともに、２つの異なる周波数ｆ１、ｆ２の信号による相互変調歪みが発生する。
【００７８】
このような増幅器部では、例えば上記のように共通増幅器４２、４３からの２つの出力を並列的に合成している。そして、このような並列合成では同一信号を合成することから、上記図９に示した増幅器部とは異なり、合成損失は発生しない。このため、例えば合成器４４から２つの周波数ｆ１、ｆ２の合成信号をＰ［Ｗ］で出力する場合には、各共通増幅器４２、４３ではそれぞれ２つの周波数ｆ１、ｆ２の合成信号をＰ［Ｗ］に増幅して出力すればよく、上記図９に示した増幅器部と比べて、増幅器効率がよくて好ましい。
【００７９】
なお、上記図１０に示した増幅器部では相互変調歪みが発生するが、本発明に係る歪み補償機能を用いることで、このような歪みを容易に解消することができ、このため、全体として考えれば、例えば異なる複数のキャリア信号（マルチキャリアの信号）を増幅するに際して、効率的な増幅処理を実現することができる。
【００８０】
ここで、本発明に係る増幅装置の構成や本発明に係る基地局装置の構成としては、必ずしも上記第１実施例や上記第２実施例に示したようなものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。
一例として、本発明に係る増幅装置の適用分野としては、必ずしも基地局装置に限られず、本発明に係る増幅装置は、例えば増幅器で発生する歪みを補償することが必要な移動局装置（例えば携帯電話端末装置やＰＨＳ端末装置）や中継増幅装置等の種々な装置に適用することも可能である。
【００８１】
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置により行われる歪み補償処理等の各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭに格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成とされてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピーディスクやＣＤ−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【００８２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、送信信号を増幅器で増幅するに際して、増幅器の出力信号から送信信号に対応する周波数の信号を除去して増幅器で発生する歪みを検出し、検出される歪みが低減されるように増幅器による増幅前の送信信号を歪み補償するようにしたため、例えば増幅器の出力信号に含まれる歪みのレベルが当該出力信号に含まれる送信信号のレベルと比べて小さい場合であっても、当該歪みを精度よく検出することができ、これにより、歪み補償の精度を向上させることができる。
【００８３】
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、好ましい態様としてローパスフィルタを用いて歪みを検出するようにし、具体的には、歪み補償対象となるキャリア信号の周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数との間に位置する検出用周波数の信号と増幅器の出力信号とをミキサにより混合し、ローパスフィルタによりミキサの出力信号から当該隣接するキャリア信号を除去して、ローパスフィルタの出力信号から増幅器で発生する歪みを検出するようにした。
【００８４】
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、好ましい態様として、検出用周波数として例えば歪み補償対象となるキャリア信号の周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数との間の両キャリア信号が非存在な周波数間隔の中心に位置する周波数を用いるようにしたため、キャリア信号を除去した歪み検出が行い易くなる。
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、好ましい態様として、増幅器として共通増幅器を用いるようにしたため、効率的な増幅処理を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係る増幅装置の構成例を示す図である。
【図２】隣接する２つのキャリア信号が送信信号に含まれる場合に増幅器に入力される送信信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図３】ミキサからＬＰＦへ出力される信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図４】ＬＰＦのフィルタ特性の理想的な設定例を示す図である。
【図５】ＬＰＦの帯域制限特性の一例を示す図である。
【図６】隣接する２つのキャリア信号に関してＬＰＦの帯域制限特性を重ねたものの一例を示す図である。
【図７】本発明の第２実施例に係る基地局装置を構成する筐体の外観例を示す図である。
【図８】本発明の第２実施例に係る基地局装置の概略的な構成例を示す図である。
【図９】個別増幅を行う増幅器部の構成例を示す図である。
【図１０】共通増幅を行う増幅器部の構成例を示す図である。
【図１１】増幅器に入力される前の送信信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図１２】歪み補償が行われない場合において送信信号が増幅器により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図１３】従来例に係る歪み補償付き送信電力増幅部の構成例を示す図である。
【図１４】歪み補償が行われる場合において送信信号が増幅器により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【符号の説明】
１・・ベースバンド信号生成部、 ２・・ベクトル調整部、
３・・送信変調部、 ４、３１、３２・・増幅器、 ５・・シンセサイザ、
６・・ミキサ、 ７・・ＬＰＦ、 ８・・Ａ／Ｄ変換器、 ９・・制御部、
１０・・電力測定部、 ２１・・インタフェース部、
２２・・ベースバンド信号処理部、 ２３・・無線送受信部、
２４・・送信電力増幅部、 ２５・・アンテナ部、 ２６・・アンテナ、
３３、４４・・合成器、 ４１・・分配器、 ４２、４３・・共通増幅器
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信信号を増幅する増幅器で発生する歪みを補償する増幅装置やこのような増幅装置を備えた基地局装置や中継増幅装置に関し、特に、歪み検出の精度を向上させること等を実現する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅ−ｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：広帯域符号分割多重接続）方式を移動通信方式として採用する移動通信システムに備えられた基地局装置（ＣＤＭＡ基地局装置）では、物理的に遠く離れた移動局装置（ＣＤＭＡ移動局装置）の所まで無線信号を到達させる必要があるため、送信対象となる信号を増幅器（アンプ）で大幅に増幅して送信出力することが必要となる。
【０００３】
しかしながら、増幅器はアナログデバイスであるため、増幅限界が存在する。この増幅限界は飽和点とも呼ばれ、当該飽和点以降では、増幅器に入力される電力が増大しても出力電力が一定となり、非線型な出力となる。そして、この非線型な出力によって非線型歪みが発生させられる。
【０００４】
ここで、図１１には、増幅器に入力される前の送信信号のスペクトラムの一例を示すとともに、図１２には、歪み補償が行われない場合において当該送信信号が当該増幅器により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示してある。なお、図１１及び図１２に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【０００５】
上記図１１に示されるように、増幅前の送信信号では希望信号帯域外の信号成分が帯域制限フィルタによって低レベルに抑えられているのに対して、上記図１２に示されるように、増幅器通過後の信号では歪みが発生して希望信号帯域外（隣接チャネル）へ信号成分が漏洩している。
【０００６】
例えば基地局装置では上記したように送信電力が高いため、このような隣接チャネルへの漏洩電力の大きさは厳しく規定されており、こうしたことから、このような隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ：Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ ｌｅａｋ Ｐｏｗｅｒ）をいかにして削減するかが大きな問題となっている。
【０００７】
次に、上記のような隣接チャネル漏洩電力を削減するものとして、従来の基地局装置に備えられた歪み補償付き送信電力増幅部の一例を説明する。
図１３には、このような歪み補償付き送信電力増幅部の構成例を示してあり、その動作を説明する。
【０００８】
すなわち、歪み補償付き送信電力増幅部では、ベースバンド信号生成部５１で生成された送信信号（Ｉ成分及びＱ成分）がベクトル調整部（プリディストーション部）５２及び電力測定部５９に入力され、ベクトル調整部５２に入力された送信信号は当該ベクトル調整部５２により歪み補償される。ここで、ベクトル調整部５２は一般に複素乗算器から構成され、後述する制御部５８からの制御に従って、振幅−位相平面の特性が後述する増幅器４の非線型特性の逆特性となるようにして、その特性（すなわち、当該逆特性）を歪み補償特性として送信信号に与えることで当該送信信号を歪み補償する。
【０００９】
ベクトル調整部５２により歪み補償された送信信号は送信変調部５３によりベースバンド帯から搬送波周波数帯へアップコンバートされた後に、増幅器５４により増幅されて図外のアンテナへ供給される。
また、増幅器５４では送信信号を増幅する際に歪みが発生し、歪み補償付き増幅装置には、歪み補償が適切に行われたかどうかを観察するために当該歪みの残存量を検出するフィードバック系が備えられている。
【００１０】
このフィードバック系はローカル周波数生成部５５や復調部５６やＡ／Ｄ変換器５７を有しており、上記したアンテナへ供給される増幅器５４の出力信号（増幅後の信号）の一部が例えば方向性結合器により取り出されて復調部５６に入力される構成となっている。
【００１１】
そして、フィードバック系では、方向性結合器から復調部５６に入力される増幅後の信号がローカル周波数生成部５５から復調部５６に入力されるローカル信号を用いて復調され、当該復調信号がＡ／Ｄ変換器５７によりアナログ信号からデジタル信号へ変換され、当該デジタル信号が制御部５８に入力される。
【００１２】
また、上記した電力測定部５９ではベースバンド信号生成部５１から入力される送信信号の電力（送信電力）が検出され、当該検出結果が制御部５８に通知される。
制御部５８は例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）から構成され、Ａ／Ｄ変換器５７から入力されるデジタル信号から残存する歪み量を検出し、当該検出結果に基づいて、ベクトル調整部５２により適切な歪み補償が行われるように当該ベクトル調整部５２を制御する。なお、この制御では、電力測定部５９から通知される送信電力に対応した歪み補償特性が歪み補償に用いられるように制御される。
【００１３】
以上のように、上記図１３に示した歪み補償付き送信電力増幅部では、増幅器５４で発生する歪みに対して適切な歪み補償が行われることにより、効率のよい送信電力増幅処理が実現されている。
ここで、図１４には、このような歪み補償が行われる場合において送信信号が増幅器５４により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示してあり、この信号スペクトラムでは隣接チャネル漏洩電力が大きく削減されている。なお、同図に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【００１４】
次に、上記のような歪み補償に関する幾つかの従来技術を示す。
まず、例えば特開平９−２９４１４４号公報（以下、文献１と言う）に記載されたディジタル無線装置では、上記図１３に示したのと類似するフィードバック系を用いて歪み補償を行っており、このフィードバック系では、上記図１３に示したものと同様に、隣接チャネルに発生した不要信号（すなわち、増幅器で発生した歪み）とともに送信対象となる所要信号（すなわち、元々の送信信号）をダウンコンバートして、これら全ての信号を直交復調等する処理を行っている。
【００１５】
また、例えば特公昭６３−１０６１３号公報（以下、文献２と言う）に記載された自動追従形プリディストータにおいても、上記図１３に示したのと類似するフィードバック系を用いて増幅器で発生する歪みを補償しており、このフィードバック系では、上記と同様に、送信信号帯域を含む増幅後の信号を復調して（すなわち、変調前のベースバンド信号を再生して）Ａ／Ｄ変換等する処理を行っている。
【００１６】
また、歪み補償を行うものではないが、例えば特開平９−１３８２５１号公報（以下、文献３と言う）に記載された隣接チャンネル漏洩電力の測定装置及び測定方法では、上記と同様に、隣接チャネルの信号（すなわち、不要信号に対応するもの）とともにキャリアの信号（すなわち、所要信号に対応するもの）を取り出して、これらを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する処理を行って、隣接チャネル漏洩電力比（所要信号と不要信号との電力比）を測定している。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、例えば上記図１３に示したような従来の歪み補償付き送信電力増幅部の構成では、隣接チャネル漏洩電力（増幅器で発生する歪み）の検出精度を高くすることが難しく、また、当該隣接チャネル漏洩電力を検出するための系が複雑になってしまうといった不具合があった。
【００１８】
すなわち、上記のような構成で歪み補償を行うと、例えば上記図１４に示されるように、希望の送信信号電力と歪み電力との差が５０ｄＢ程度にもなることから、希望の送信信号電力に対して１０万分の１といった小さな残存歪み量を正確に検出することが必要となり、このため、検出精度を高くすることが難しい。また、５０ｄＢという電力差は、復調部５６やＡ／Ｄ変換器５７のダイナミックレンジが５０ｄＢ以上必要であることを示しており、また、Ａ／Ｄ変換器５７に要求される動作周波数やサンプリング周波数も過酷なものとなるため、系が複雑になってしまう。また、例えばＷ−ＣＤＭＡ方式のように広帯域な信号を扱う場合には、特に、Ａ／Ｄ変換器５７におけるサンプリング周波数が非常に大きくなるため、この結果として、復調部５６やＡ／Ｄ変換器５７が高価となり、且つ、装置（歪み補償付き送信電力増幅部）の作成が困難となってしまう。
【００１９】
また、上記した本発明の課題の観点から、上記した文献１〜文献３に記載された装置等について考察しておく。
例えば上記文献１に記載された装置では、信号をデジタル化するためにはＡ／Ｄ変換器が必要となるところ、例えば２０ＭＨｚの帯域幅を有するＷ−ＣＤＭＡ送信信号を受信しようとする場合には、当該Ａ／Ｄ変換器の動作周波数が８０ＭＨｚ以上も必要となってしまって好ましくない。また、希望の送信信号と不要な歪みとのレベル差が上記と同様に約５０ｄＢ〜６０ｄＢにもなってしまうため、上記と同様にダイナミックレンジに対応することが難しいといった問題がある。
【００２０】
また、例えば上記文献２に記載された装置においても、上記文献１に記載された装置の場合と同様な問題がある。
また、例えば上記文献３に記載された装置等では、キャリアの周波数や隣接チャネルの周波数を含む全ての周波数帯域に対応して測定を行う必要があること等から、高価なＡ／Ｄ変換器を使用することが必須となり、装置の低コスト化等といった点において好ましくない。
【００２１】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、送信信号を増幅する増幅器で発生する歪みを補償するに際して、歪み検出の精度を向上させることができる増幅装置やこのような増幅装置を備えた基地局装置や中継増幅装置を提供することを目的とする。
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、装置の低価格化や小型化を実現することを可能とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係る増幅装置では、次のようにして、送信信号を増幅する増幅器で発生する歪みを補償する。
すなわち、増幅器が送信信号を増幅し、歪み検出手段が増幅器の出力信号から送信信号に対応する周波数の信号を除去して増幅器で発生する予め設定された検出用周波数の歪みを検出し、歪み補償手段が歪み検出手段により検出される歪みが低減されるように増幅器による増幅前の送信信号を歪み補償する。
【００２３】
従って、増幅器の出力信号から送信信号の周波数に対応する周波数の信号が除去されて歪みが検出されるため、例えば当該出力信号に含まれる歪みのレベルが当該出力信号に含まれる送信信号のレベルと比べて小さい場合であっても、当該歪みを精度よく検出することができ、これにより、歪み補償の精度を向上させることができる。なお、歪みとしては、例えば予め固定的に設定された単一の周波数（検出用周波数）の歪みが検出されるが、例えば検出に用いる周波数（ローカル周波数）を微調整することが可能な構成とすることもできる。
【００２４】
また、本発明に係る増幅装置では、例えば送信信号は異なる周波数を有する複数のキャリア信号を含んでおり、これら複数のキャリア信号の内の１つのキャリア信号を送信対象（歪み補償対象）とする。そして、歪み検出手段では、歪み補償対象となるキャリア信号の周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数との間に位置する検出用周波数の信号と増幅器の出力信号とをミキサにより混合し、ローパスフィルタによりミキサの出力信号から当該隣接するキャリア信号を除去して、ローパスフィルタの出力信号から増幅器で発生する歪みを検出する。
【００２５】
従って、不要なキャリア信号を除去するためのフィルタとして、特に、ローパスフィルタが用いられるため、例えば後述する実施例で述べるように、バンドパスフィルタを用いて同様な機能を実現する場合と比べて、実現が容易であって現実的である。
【００２６】
また、本発明に係る増幅装置では、検出用周波数としては、例えば歪み補償対象となるキャリア信号の周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数との間の両キャリア信号が非存在な周波数間隔の中心に位置する周波数が用いられる。
従って、互いに隣接する両キャリア信号が存在しない周波数間隔の中心周波数が検出用周波数として用いられるため、キャリア信号を除去した歪み検出が行い易くなって好ましい。
【００２７】
また、本発明に係る増幅装置では、増幅器としては、例えば異なる周波数を有する複数のキャリア信号をまとめて増幅することが可能な共通増幅器が用いられる。
従って、このような共通増幅器が用いられるため、例えば後述する実施例で述べるように、効率的な増幅処理を実現することができる。
【００２８】
また、本発明では、増幅器の歪み補償が特に必要な適用対象として、例えば以上に示したような増幅装置を備えた基地局装置や中継増幅装置を構成した。
従って、本発明に係る基地局装置や中継増幅装置では、以上に示したような種々な効果を得ることができ、精度のよい歪み補償を実現することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
本発明の第１実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図１には、本例の増幅装置の構成例を示してあり、この増幅装置は、例えば上記図１３に示した歪み補償付き送信電力増幅部に本発明を適用した構成となっている。
【００３０】
上記図１に示されるように、本例の増幅装置には、送信信号（Ｉ成分及びＱ成分）を生成するベースバンド信号生成部１と、歪み補償を行うベクトル調整部（プリディストーション部）２と、送信信号をベースバンド帯から搬送波周波数帯へ変換（アップコンバート）する送信変調部３と、送信信号を所要送信電力に増幅する増幅器４と、増幅器４の出力信号（増幅後の信号）の一部を後述するミキサ６に入力するとともに残りの部分を図外のアンテナへ供給する方向性結合器等の分配器（図示せず）と、例えば予め固定的に設定された後述する所定の搬送波周波数（ローカル周波数）の信号を出力するシンセサイザ５と、シンセサイザ５からの信号を用いて方向性結合器等からの信号を低域周波数へ変換（ダウンコンバート）するミキサ６と、後述する所定のフィルタ特性をもってミキサ６によりダウンコンバートされた信号から不要信号を除去するローパスフィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）７と、ＬＰＦ７の出力信号をデジタル信号（デジタル値）へ変換するＡ／Ｄ変換器８と、例えばＤＳＰから構成されてベクトル調整部２で行われる歪み補償処理を制御等する制御部９と、ベースバンド信号生成部１から入力される送信信号（ベースバンド信号）から包絡線を取り出して当該信号の電力を検出する電力測定部１０とが備えられている。
【００３１】
ここで、上記したベースバンド信号生成部１やベクトル調整部２や送信変調部３や増幅器４や方向性結合器等や電力測定部１０の構成や動作は、例えば上記図１３に示したものとほぼ同様であり、以下では、主として、本例のフィードバック系を構成するシンセサイザ５やミキサ６やＬＰＦ７やＡ／Ｄ変換器８や制御部９の構成や動作を詳しく説明する。
【００３２】
すなわち、本例では、増幅器４で発生する歪み（送信信号の隣接チャネルに位置する信号）を例えばダイレクトコンバージョン方式を用いてミキサ６により取得することを行っており、シンセサイザ５はミキサ６により取得を希望する信号の中心周波数と同じ周波数の信号を発生させて当該信号をミキサ６へ出力する機能を有している。このように、本例のシンセサイザ５により出力される信号の周波数（ローカル周波数）は、元々の送信を希望する送信信号の中心周波数ではなく、増幅器４で発生する歪みの周波数であり、すなわち、送信信号の隣接チャネルに位置する周波数である。
【００３３】
ここで、本例のシンセサイザ５により出力される信号の周波数を更に具体的に説明する。
一例として、例えば送信信号に異なる周波数を有する複数のキャリア信号が含まれているとし、これら複数のキャリア信号の中で送信対象（歪み補償対象）となるキャリア信号の中心周波数を送信信号の中心周波数とする。
【００３４】
本例では、例えば上記図１４に示したのと同様に送信信号の中心周波数が１００ＭＨｚであるとし、上記した各キャリア信号の周波数はそれぞれ隣接するキャリア信号の周波数と５ＭＨｚずれている（すなわち、隣接キャリアの間隔が５ＭＨｚである）とする。そして、本例のシンセサイザ５は、例えば送信信号の中心周波数（１００ＭＨｚ）と当該周波数に隣接するキャリア信号の周波数（本例では、１０５ＭＨｚとする）との間の中心に位置する周波数（本例では、１０２．５ＭＨｚ）の信号をミキサ６へ出力する。
【００３５】
なお、上記のような場合、一般には、１００ＭＨｚのキャリア信号に対する隣接キャリア漏洩電力の周波数は１０５ＭＨｚ或いは９５ＭＨｚと考えられもするが、本例では、例えば１０５ＭＨｚの測定点と１０２．５ＭＨｚの測定点との間には相関があることから、上記のように１０２．５ＭＨｚを主な測定点として用いている。
【００３６】
ミキサ６は、シンセサイザ５から入力される信号と方向性結合器等から入力される増幅器４の出力信号とを混合することで、当該出力信号をベースバンド帯へダウンコンバートし、ダウンコンバートした信号をＬＰＦ７へ出力する機能を有している。
【００３７】
ここで、図２には、例えば隣接する２つのキャリア信号（１００ＭＨｚのキャリア信号と１０５ＭＨｚのキャリア信号）が送信信号に含まれる場合に、増幅器４に入力される送信信号のスペクトラムの一例を示してある。ここで、本例では、各キャリア信号の帯域幅は３．８４ＭＨｚであるとする。
また、図３には、このような場合に、ミキサ６からＬＰＦ７へ出力される信号（ダウンコンバートされた信号）のスペクトラムの一例を示してある。なお、図２及び図３に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【００３８】
ＬＰＦ７は、ミキサ６から出力される信号を入力し、当該信号を構成する周波数成分の内で所定の低周波数帯域の信号成分のみを帯域制限後の信号としてＡ／Ｄ変換器８へ出力する機能を有している。
ここで、本例のＬＰＦ７のフィルタ特性としては、歪み補償対象となる１００ＭＨｚのキャリア信号に隣接する１０５ＭＨｚのキャリア信号（すなわち、ダウンコンバートされた後には、中心周波数が２．５ＭＨｚの信号）をミキサ６の出力信号から除去することができる特性が設定されている。
【００３９】
このようなフィルタ特性により、本例のＬＰＦ７の出力信号には、歪み（隣接チャネル漏洩電力）の周波数（すなわち、ダウンコンバートされる前には、１０２．５ＭＨｚ）近辺の信号のみが含まれるようになり、上記した隣接するキャリア信号は含まれないようになる。
図４には、例えば上記図３に示した信号スペクトラムに加えて、本例のＬＰＦ７のフィルタ特性の理想的な設定例を示してあり、同図に示したグラフの横軸は周波数（単位は［ｋＨｚ］）を示し、縦軸は電力比（単位は［ｄＢ］）を示している。
【００４０】
なお、実際には、上記図４に示したように急峻なフィルタ特性を有するＬＰＦを実現することは難しいこともあるが、例えばＬＰＦ７のフィルタ特性は上記図４に示したものと比べて緩やかな減衰曲線状のものであってもよく、要は、上記した隣接するキャリア信号を削除することができるようなものであればよい。また、本例のようにＬＰＦを用いると、例えば仮に１個のＬＰＦでは所要の減衰曲線が得られない場合であっても、ＬＰＦを２段或いは３段等といったように複数段直列に接続して用いることで、所要の減衰曲線を容易に得ることができて好ましい。
【００４１】
一方、例えばバンドパスフィルタ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）を用いて帯域制限を行う構成も可能ではあるが、一般に、ＢＰＦでは上記図４に示したように急峻なフィルタ特性は得られず、仮に得られたとしても、ＢＰＦ自体の大きさやコストが非常に大きくなってしまって、装置全体の実現性が低くなってしまう。このため、本例のようにＬＰＦを用いた方が、比較的鋭い遮断特性を得ることができて有効であり、特に、隣接チャネルの間隔が狭いような場合には必須な構成要素となるほどに有効である。
【００４２】
Ａ／Ｄ変換器８は、ＬＰＦ７から入力される信号をデジタル信号へ変換して制御部９へ出力する機能を有している。ここで、本例のＡ／Ｄ変換器８に入力される信号には上記したように例えば歪み成分のみが含まれ、送信信号が含まれないようになるため、Ａ／Ｄ変換器８のダイナミックレンジを比較的小さくすることができる等といった点で、Ａ／Ｄ変換器５７の低価格化等を実現することができる。
【００４３】
制御部９は、Ａ／Ｄ変換器８から入力されるデジタル信号に基づいて増幅器４の出力信号に含まれる歪み（本例では、当該歪みの一部）の大きさを検出するとともに、電力測定部１０から通知される送信信号の電力を検出し、これらの検出結果に基づいて、増幅器４の出力信号に含まれる歪みが低減されるように（ゼロに近づくように）ベクトル調整部２による歪み補償処理を制御する機能を有している。また、本例の制御部９は、例えばシンセサイザ５を制御するための制御信号を当該シンセサイザ５へ出力することにより、当該シンセサイザ５により発生させる信号の周波数を微調整する機能を有している。
【００４４】
ここで、本例の増幅装置がＷ−ＣＤＭＡシステムで用いられる場合を例として、上記したＬＰＦ７のフィルタ特性（通過帯域特性）に関する具体的な数値の一例を示す。
例えばＷ−ＣＤＭＡシステムでは、一般に上記したように、送信信号に含まれる各キャリア信号の帯域幅は３．８４ＭＨｚであり、隣接するキャリア信号間の周波数間隔は５．００ＭＨｚである。また、一般に、帯域制限フィルタのロールオフ率は０．２２であり、規格化カットオフ周波数は０．５である。
【００４５】
また、送信信号に含まれる各キャリア信号は互いに周波数軸上で重ならないように配置されており、具体的には、例えば上記したように或るキャリア信号の中心周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の中心周波数との間の周波数間隔が５ＭＨｚに設定されている。この場合、例えば或るキャリア信号の中心周波数から２．５ＭＨｚ離れた周波数位置では、当該キャリア信号の成分が存在しないとともに当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の成分も存在しないため、歪みを考慮しなければ送信信号のレベルはゼロとなる。
【００４６】
このため、例えば上記した２．５ＭＨｚ離れた周波数位置（２．５ＭＨｚ離調点）における歪みの大きさを検出するようにすれば、精度のよい歪み検出が実現される。すなわち、送信信号が増幅器４で増幅される際に歪みが発生して増幅器４の出力信号の帯域が当該送信信号の帯域と比べて拡大した場合には、上記のように本来はゼロレベルとなるべき２．５ＭＨｚ離調点において非ゼロの信号レベルが検出されるため、当該レベルを歪みのレベルとして精度よく検出することができる。
【００４７】
そして、上記のような精度のよい歪み検出を実現するために、ＬＰＦ７では、例えばミキサ６の出力信号から比較的レベルが大きい不要なキャリア信号（上記した隣接するキャリア信号）のレベルを低減させて、比較的レベルが小さい歪みを帯域制限後の信号中に大きく残すことが必要とされる。
【００４８】
ここで、送信信号に含まれる各キャリア信号の帯域幅は上記したように３．８４ＭＨｚであるが、例えばＬＰＦ７により当該送信信号に与えられる帯域制限特性によって所要帯域が拡大し、当該拡大率がロールオフ率で決定される。
図５には、ＬＰＦ７の帯域制限特性の一例を示してあり、これは、上記したロールオフ率（＝０．２２）及び上記したカットオフ周波数（＝０．５）に対応したものである。なお、同図に示したグラフの横軸は送信信号帯域による規格化周波数（単位は［Ｈｚ］）を示し、縦軸は乗算係数を示している。具体例として、横軸の１．０の点は３．８４ＭＨｚに相当し、横軸の０．５の点は１．９２ＭＨｚに相当する。
【００４９】
上記図５に示した帯域制限特性においては、横軸の０．６の点（規格化周波数が２．３４２４ＭＨｚである点）以降の点では信号が削除されて存在しなくなる。
そして、図６には、隣接する２つのキャリア信号に関して上記した帯域制限特性を重ねたものの一例を示してあり、同図に示したグラフの横軸は送信信号帯域による規格化周波数（単位は［Ｈｚ］）を示し、縦軸は乗算係数を示している。
【００５０】
上記図６に示した帯域制限特性では、横軸の規格化周波数が低い方のキャリア信号（下側信号）がゼロ点に到達する周波数が２．３４２４ＭＨｚとなる一方、横軸の規格化周波数が高い方のキャリア信号（上側信号）がゼロ点に到達する周波数が２．６５７６ＭＨｚとなり、これら２つのゼロ点到達周波数の間の周波数領域の範囲で歪みを検出するようにすれば、当該歪みのみを精度よく検出することができて好ましいことになる。
【００５１】
つまり、上記図６に示される帯域制限特性から考えると、ＬＰＦ７の通過帯域幅としては、少なくとも０．３１５２ＭＨｚ（＝２．６５７６ＭＨｚ−２．３４２４ＭＨｚ）以下であることが必要となる。ここで、一般には、通過帯域特性の通過帯域幅とは電力減衰が半分（すなわち、３ｄＢ）となる３ｄＢ帯域幅を示すが、本例では、キャリア信号のレベルと比べて数十ｄＢも小さい歪み（隣接チャネル漏洩電力）の取得を目的としているため、本例では、通過帯域幅という語により遮断周波数の帯域幅を示している。なお、ＬＰＦ７の減衰曲線（伝達関数）は、取得する歪みの帯域幅にも依存し得るが、一般的には規定しなくても構わない。
【００５２】
更に、本例の場合において実際には、例えば上記図５や上記図６に示したように中心周波数が非ゼロとなることはなく、例えば上記図３や上記図４に示したように中心周波数はゼロとなるため、上記のような計算に基づいてＬＰＦ７の遮断周波数帯域幅を算出すると、ＬＰＦ７の遮断周波数帯域幅は上記した帯域幅の１／２の値である１５７．６ｋＨｚ（＝０．３１５２ＭＨｚ×（１／２））となる。
【００５３】
次に、本例の増幅装置により行われる動作の一例を示す。
すなわち、本例の増幅装置では、ベースバンド信号生成部１で生成された送信信号（Ｉ成分及びＱ成分）がベクトル調整部２及び電力測定部１０に入力され、ベクトル調整部２に入力された送信信号は、制御部９による制御に従って、当該ベクトル調整部２により歪み補償される。
【００５４】
ベクトル調整部２により歪み補償された送信信号は送信変調部３によりベースバンド帯から搬送波周波数帯へアップコンバートされた後に、増幅器４により増幅されて図外のアンテナへ供給される。ここで、増幅器４では送信信号を増幅する際に歪みが発生する。また、上記したアンテナへ供給される増幅器４の出力信号（増幅後の信号）の一部は、例えば当該アンテナから放射される信号にとって損失が少ない方向性結合器等により取り出されてミキサ６に入力される。
【００５５】
そして、フィードバック系では、方向性結合器等からミキサ６に入力される増幅後の信号と、シンセサイザ５から当該ミキサ６に入力されるローカル信号とが当該ミキサ６により混合され、当該混合後の信号がＬＰＦ７を通過することにより、例えば当該信号に含まれる歪み成分のみが取得されてＡ／Ｄ変換器８に入力される。Ａ／Ｄ変換器８ではＬＰＦ７から入力される信号がデジタル信号へ変換され、当該デジタル信号が制御部９に入力される。
【００５６】
また、上記した電力測定部１０ではベースバンド信号生成部１から入力される送信信号の電力（送信電力）が検出され、当該検出結果が制御部９に通知される。
制御部９はＡ／Ｄ変換器８から入力されるデジタル信号から残存する歪み量を検出するとともに、電力測定部１０から通知される送信電力を検出し、これらの検出結果に基づいて、ベクトル調整部２により適切な歪み補償が行われるように当該ベクトル調整部２を制御する。
【００５７】
以上のように、本例の増幅装置では、増幅器４で発生する歪みが精度よく検出され、当該歪みに対して適切な歪み補償が行われるため、非常に精度のよい歪み補償処理を実現することができる。また、本例の増幅装置では、消費電力の大幅な削減や装置の低価格化や小型化を実現することも可能であり、歪み検出のための回路が実現し易い。
具体的には、本例の増幅装置では、特に、例えばフィードバック系において歪み補償対象となるキャリア信号の周波数に隣接する周波数位置の歪み（狭帯域の隣接チャネル漏洩電力）のみを取得し、また、これを実現するためにＬＰＦ７を用いているといった点で、従来技術とは異なっており、優れた効果を発揮している。
【００５８】
また、本例の増幅装置では、好ましい態様として、隣接する２つのキャリア信号の中心周波数間の中心に位置する周波数（例えば上記した１０２．５ＭＨｚ）を歪み検出用のローカル周波数（検出用周波数）としてシンセサイザ５から出力して用いているため、キャリア信号を除去した歪み検出が行い易くてよい。
また、本例の増幅装置では、好ましい態様として、例えば隣接するキャリア信号の中心周波数間の周波数間隔（例えば本例では５ＭＨｚ）から１キャリア信号当りの帯域幅（例えば本例では３．８４ＭＨｚ）を差し引いた帯域幅以下の狭い通過帯域特性を有するようなＬＰＦ７を用いている。
【００５９】
ここで、本例では、送信信号を増幅する増幅器４が本発明に言う増幅器に相当し、この増幅器４で発生する歪みが補償対象となる。
また、本例では、ミキサ６による混合の後に、ＬＰＦ７が増幅器４の出力信号から送信信号に対応する周波数の信号を除去して、制御部９が増幅器４で発生する予め固定的に設定された単一の検出用周波数（本例では、１０２．５ＭＨｚ）の歪み（本例では、隣接チャネル漏洩電力）を検出する機能により、本発明に言う歪み検出手段が構成されている。
【００６０】
また、本例では、前記歪み検出手段により検出される歪みが低減されるように制御部９がベクトル調整部２を制御して増幅器４による増幅前の送信信号を歪み補償する機能により、本発明に言う歪み補償手段が構成されている。なお、動作周波数としては、本例のようにベースバンド帯の信号を歪み補償するのではなく、例えば搬送波周波数帯の信号を歪み補償することも可能である。
【００６１】
また、本例では、例えば異なる周波数を有する複数のキャリア信号（本例では、１００ＭＨｚのキャリア信号や１０５ＭＨｚのキャリア信号等）が送信信号に含まれている。そして、前記歪み検出手段は、ミキサ６とＬＰＦ７とを有し、ＬＰＦ７の出力信号から増幅器４で発生する歪みを検出する。
【００６２】
ここで、ミキサ６は本発明に言うミキサに相当し、歪み補償対象となるキャリア信号の周波数（本例では、１００ＭＨｚ）と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数（本例では、１０５ＭＨｚ）との間に位置する検出用周波数（本例では、１０２．５ＭＨｚ）の信号と増幅器４の出力信号とを混合する。
また、ＬＰＦ７は本発明に言うローパスフィルタに相当し、ミキサ６の出力信号から前記隣接するキャリア信号（本例では、１０５ＭＨｚのキャリア信号）を除去する。
【００６３】
また、本例では、好ましい態様として、検出用周波数としては、上記したように、歪み補償対象となるキャリア信号の周波数（本例では、１００ＭＨｚ）と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数（本例では、１０５ＭＨｚ）との間の両キャリア信号が非存在な周波数間隔の中心に位置する周波数（本例では、１０２．５ＭＨｚ）を用いている。なお、両キャリア信号が非存在な周波数間隔とは、両キャリア信号の成分がいずれも存在しない周波数部分の間隔のことであり、本例では、例えば１０１．９２（＝１００＋（３．８４／２））ＭＨｚと１０３．０８（＝１０５−（３．８４／２））ＭＨｚとの間の間隔のことである。
【００６４】
また、本例の増幅装置では、好ましい態様として、ダイレクトコンバージョン方式を用いて歪みを検出したが、例えば一般的なダブルスーパーヘテロダイン方式を用いることも可能である。
また、例えば歪み補償を行うベクトル調整部２の構成や電力測定部１０の有無等としても任意であってもよい。
【００６５】
次に、本発明の第２実施例に係る基地局装置を図面を参照して説明する。
本例では、Ｗ−ＣＤＭＡ方式を採用して移動局装置と無線通信する基地局装置を例として示す。
図７には、本例の基地局装置を構成する筐体の外観例を示してあり、同図に示されるように、本例の基地局装置は、大別すると、信号処理や制御を行うＭＤＥ部（無線変復調部）と、例えば共通増幅器等を備えた増幅器部とから構成されている。
【００６６】
なお、本例の基地局装置では増幅器部をＭＤＥ部の上段に設置したが、例えば基地局装置の設置場所等に応じて、増幅器部とＭＤＥ部とを分割して設置する場合や、これらを横に並べて設置する場合や、増幅器部をＭＤＥ部の下段に設置する場合等もある。
【００６７】
また、図８には、本例の基地局装置の概略的な構成例を示してある。
同図に示されるように、本例の基地局装置には、例えば有線伝送路を介して他の基地局装置等との間で信号を通信するためのインタフェース部２１や、ベースバンド信号を処理するベースバンド信号処理部２２や、無線周波数帯の信号を送受信処理する無線送受信部２３や、例えば上記第１実施例に示した増幅装置と同様な歪み補償機能を有して増幅器により送信信号を増幅する送信電力増幅部２４や、後述するアンテナ２６を用いて無線信号を送受信するアンテナ部２５や、当該アンテナ２６や、これら各処理部２１〜２６により行われる各種の処理を制御等する制御部２７が備えられている。
【００６８】
ここで、本例では、例えばインタフェース部２１やベースバンド信号処理部２２や無線送受信部２３や制御部２７から上記図７に示したＭＤＥ部が構成されており、例えば送信電力増幅部２４から上記図７に示した増幅器部が構成されている。
【００６９】
次に、本例の基地局装置により行われる処理の一例を示す。
すなわち、送信処理においては、例えばインタフェース部２１により他の基地局装置等から有線伝送路を介して受信した信号をベースバンド信号処理部２２によりベースバンド処理した後に無線送受信部２３により無線周波数帯の信号へ変換し、当該無線周波数帯の信号（送信信号）を送信電力増幅部２４により増幅した後に、当該増幅信号をアンテナ部２５によりアンテナ２６から移動局装置等に対して無線送信する。
【００７０】
また、受信処理においては、例えば移動局装置等から無線送信された信号をアンテナ２６を介してアンテナ部２５により受信し、当該受信信号を無線送受信部２３により受信処理した後にベースバンド信号処理部２２によりベースバンド処理し、その後、当該受信信号をインタフェース部２１により有線伝送路を介して他の基地局装置等へ送信する。
【００７１】
以上のように、本例の基地局装置では、例えば上記第１実施例に示した増幅装置と同様な歪み補償機能を備えて増幅器で発生する歪みを補償することが行われるため、上記第１実施例の場合と同様に、増幅器で発生する歪みが精度よく検出され、当該歪みに対して適切な歪み補償が行われることから、非常に精度のよい歪み補償処理を実現することができる。
【００７２】
また、上記第１実施例の場合と同様に、本例の基地局装置では、消費電力の大幅な削減や所要コストの削減等を実現することも可能であるため、基地局装置全体としての低価格化や装置規模の小型化も可能となる。具体的には、例えば増幅器へ電力を供給するための電力ラインを従来と比べて小さくすることや、基地局装置全体へ電力を供給するための電源設備を従来と比べて低価格化や小型化することが可能となる。
【００７３】
なお、本例では、ＣＤＭＡ方式を採用した基地局装置に本発明を適用した場合を示したが、例えばＴＤＭＡ方式やＦＤＭＡ方式等といった他の通信方式を採用した基地局装置に本発明を適用することも可能である。
【００７４】
また、本例の基地局装置では、好ましい態様として、上記したように本発明に係る歪み補償機能を用いて送信信号を共通増幅器で増幅する構成としてあり、このような共通増幅器を用いた増幅器部の構成例を、通常の増幅器（ここでは、共通増幅器ではない増幅器）を用いた増幅器部の構成例と比較して説明する。
【００７５】
まず、図９には、通常の増幅器を用いた増幅器部（個別増幅を行う増幅器部）の構成例を示してあり、この増幅器部では、例えば異なる周波数ｆ１、ｆ２の信号をそれぞれの周波数毎に個別に増幅した後に、それぞれの周波数ｆ１、ｆ２の増幅信号を合成する仕方を用いる。具体的には、周波数ｆ１の信号は増幅器３１で増幅される一方、他の周波数ｆ２の信号は他の増幅器３２で増幅され、これら２つの増幅信号が合成器３３により合成される。ここで、各増幅器３１、３２ではその非線型性により歪み（隣接チャネル漏洩電力）が発生する。
【００７６】
このような増幅器部では、広帯域合成を行うことから、合成器３３でそれぞれの周波数ｆ１、ｆ２の信号に対して３ｄＢの損失が発生する。このため、例えば合成器３３からそれぞれの周波数ｆ１、ｆ２の信号をＰ［Ｗ］で出力する場合には、それぞれの増幅器３１、３２ではそれぞれの周波数ｆ１、ｆ２の信号を２Ｐ［Ｗ］にまで増幅して出力しなければならず、増幅器効率が単体動作の時の１／２になってしまう。
【００７７】
一方、図１０には、共通増幅器を用いた増幅器部（共通増幅を行う増幅器部）の構成例を示してあり、この増幅器部では、例えば異なる複数の周波数ｆ１、ｆ２の信号をまとめて増幅（共通増幅）する仕方を用いる。具体的には、例えば上記図１０に示した増幅器部では、異なる２つの周波数ｆ１、ｆ２の信号が合成された信号が分配器４１により等分配（なお、周波数毎の分配ではなく例えば電力の分配）され、各分配信号が各共通増幅器４２、４３により増幅された後に合成器４４により合成される。ここで、各共通増幅器４２、４３ではその非線型性により歪み（隣接チャネル漏洩電力）が発生するとともに、２つの異なる周波数ｆ１、ｆ２の信号による相互変調歪みが発生する。
【００７８】
このような増幅器部では、例えば上記のように共通増幅器４２、４３からの２つの出力を並列的に合成している。そして、このような並列合成では同一信号を合成することから、上記図９に示した増幅器部とは異なり、合成損失は発生しない。このため、例えば合成器４４から２つの周波数ｆ１、ｆ２の合成信号をＰ［Ｗ］で出力する場合には、各共通増幅器４２、４３ではそれぞれ２つの周波数ｆ１、ｆ２の合成信号をＰ［Ｗ］に増幅して出力すればよく、上記図９に示した増幅器部と比べて、増幅器効率がよくて好ましい。
【００７９】
なお、上記図１０に示した増幅器部では相互変調歪みが発生するが、本発明に係る歪み補償機能を用いることで、このような歪みを容易に解消することができ、このため、全体として考えれば、例えば異なる複数のキャリア信号（マルチキャリアの信号）を増幅するに際して、効率的な増幅処理を実現することができる。
【００８０】
ここで、本発明に係る増幅装置の構成や本発明に係る基地局装置の構成としては、必ずしも上記第１実施例や上記第２実施例に示したようなものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。
一例として、本発明に係る増幅装置の適用分野としては、必ずしも基地局装置に限られず、本発明に係る増幅装置は、例えば増幅器で発生する歪みを補償することが必要な移動局装置（例えば携帯電話端末装置やＰＨＳ端末装置）や中継増幅装置等の種々な装置に適用することも可能である。
【００８１】
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置により行われる歪み補償処理等の各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭに格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成とされてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピーディスクやＣＤ−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【００８２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、送信信号を増幅器で増幅するに際して、増幅器の出力信号から送信信号に対応する周波数の信号を除去して増幅器で発生する歪みを検出し、検出される歪みが低減されるように増幅器による増幅前の送信信号を歪み補償するようにしたため、例えば増幅器の出力信号に含まれる歪みのレベルが当該出力信号に含まれる送信信号のレベルと比べて小さい場合であっても、当該歪みを精度よく検出することができ、これにより、歪み補償の精度を向上させることができる。
【００８３】
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、好ましい態様としてローパスフィルタを用いて歪みを検出するようにし、具体的には、歪み補償対象となるキャリア信号の周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数との間に位置する検出用周波数の信号と増幅器の出力信号とをミキサにより混合し、ローパスフィルタによりミキサの出力信号から当該隣接するキャリア信号を除去して、ローパスフィルタの出力信号から増幅器で発生する歪みを検出するようにした。
【００８４】
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、好ましい態様として、検出用周波数として例えば歪み補償対象となるキャリア信号の周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数との間の両キャリア信号が非存在な周波数間隔の中心に位置する周波数を用いるようにしたため、キャリア信号を除去した歪み検出が行い易くなる。
また、本発明に係る増幅装置や基地局装置や中継増幅装置では、好ましい態様として、増幅器として共通増幅器を用いるようにしたため、効率的な増幅処理を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係る増幅装置の構成例を示す図である。
【図２】隣接する２つのキャリア信号が送信信号に含まれる場合に増幅器に入力される送信信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図３】ミキサからＬＰＦへ出力される信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図４】ＬＰＦのフィルタ特性の理想的な設定例を示す図である。
【図５】ＬＰＦの帯域制限特性の一例を示す図である。
【図６】隣接する２つのキャリア信号に関してＬＰＦの帯域制限特性を重ねたものの一例を示す図である。
【図７】本発明の第２実施例に係る基地局装置を構成する筐体の外観例を示す図である。
【図８】本発明の第２実施例に係る基地局装置の概略的な構成例を示す図である。
【図９】個別増幅を行う増幅器部の構成例を示す図である。
【図１０】共通増幅を行う増幅器部の構成例を示す図である。
【図１１】増幅器に入力される前の送信信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図１２】歪み補償が行われない場合において送信信号が増幅器により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【図１３】従来例に係る歪み補償付き送信電力増幅部の構成例を示す図である。
【図１４】歪み補償が行われる場合において送信信号が増幅器により増幅されて出力される信号のスペクトラムの一例を示す図である。
【符号の説明】
１・・ベースバンド信号生成部、 ２・・ベクトル調整部、
３・・送信変調部、 ４、３１、３２・・増幅器、 ５・・シンセサイザ、
６・・ミキサ、 ７・・ＬＰＦ、 ８・・Ａ／Ｄ変換器、 ９・・制御部、
１０・・電力測定部、 ２１・・インタフェース部、
２２・・ベースバンド信号処理部、 ２３・・無線送受信部、
２４・・送信電力増幅部、 ２５・・アンテナ部、 ２６・・アンテナ、
３３、４４・・合成器、 ４１・・分配器、 ４２、４３・・共通増幅器
Claims (2)
- 送信信号を増幅する増幅器で発生する歪みを補償する増幅装置において、
送信信号は異なる周波数を有する複数のキャリア信号を含み、
送信信号を増幅する増幅器と、
歪み補償対象となるキャリア信号に隣接するキャリア信号を増幅器の出力信号から除去して増幅器で発生する予め設定された検出用周波数の歪みを検出する歪み検出手段と、
歪み検出手段により検出される歪みが低減されるように増幅器による増幅前の送信信号を歪み補償する歪み補償手段と、を備え、
歪み検出手段は、歪み補償対象となるキャリア信号の周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数との間に位置する検出用周波数の信号と増幅器の出力信号とを混合するミキサと、ミキサの出力信号から当該隣接するキャリア信号を除去するローパスフィルタとを有し、ローパスフィルタの出力信号から増幅器で発生する歪みを検出することを特徴とする増幅装置。 - 請求項１に記載の増幅装置において、
検出用周波数は、歪み補償対象となるキャリア信号の周波数と当該キャリア信号に隣接するキャリア信号の周波数との間の両キャリア信号が非存在な周波数間隔の中心に位置する周波数であることを特徴とする増幅装置。
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