DE69011699T2

DE69011699T2 - Adaptive Vorverzerrungsschaltung.

Info

Publication number: DE69011699T2
Application number: DE69011699T
Authority: DE
Inventors: Georges Societe Civile S Karam; Hikmet Societe Civile S P Sari
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1989-01-24
Filing date: 1990-01-18
Publication date: 1995-03-16
Anticipated expiration: 2010-01-19
Also published as: US5107520A; JPH02234520A; AU639225B2; FR2642243A1; FR2642243B1; DE69011699D1; EP0380167B1; EP0380167A1; CA2008131A1; AU4869390A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine adaptive Vorverzerrungsschaltung für ein Digitalübertragungssystem, das Eingangsdaten im Zyklus eines Zeichentaktes der Periode T mittels eines Modulators und eines Leistungsverstärkers, der die Daten verzerrt, übermittelt, wobei die Schaltung folgendes umfaßt:
. eine Vorverzerrungsschaltung, die die Eingangsdaten in entgegengesetzter Richtung vor ihrem Eintritt in den Verstärker vorverzerrt, um die erwarteten Eingangsdaten zu übertragen,
> . eine Anpassungsschaltung, die anhand einer Demodulation des übertragenen Datenflusses die Vorverzerrungsschaltung kontinuierlich dem Eingangsdatenfluß anpaßt,
. und einen Filter, der das Signal in die entsprechende Form bringt.
Die Erfindung findet Anwendung in digitalen Übertragungssystemen, beispielsweise in Datenübertragungsmodems, Richtfunkstrecken und Weltraum-Kommunikationssystemen.
Zur wirksamen Ausnutzung des verfügbaren Spektrums verwenden die modernen digitalen Übertragungssysteme, insbesondere die Richtfunkstrecken und die Systeme zur Datenübertragung über Telefonleitung, Modulationen mit einer großen Anzhhl von Phasen- und Amplitudenzuständen. Diese Modulationen sind jedoch sehr empfindlich gegen Verzerrungen jeder Art und selbstverständlich gegen nichtlineare Verzerrungen, die von Verstärkern, Mischern und anderen nichtlinearen Schaltungen der Übertragungskette herrühren. Ein besonders kritischer Punkt in Richtfunkstrecken und bei der Satellitenübertragung ist die Nichtlinearität des Sende-Leistungsverstärkers und des Leistungsverstärkers, der sich im Falle von Satellitenübertragungen im Satelliten befindet. Diese Verstärker sind für ihre nichtlinearen Eigenschaften bekannt. Wenn man sie in ihrem linearen Bereich benutzt, kann man ihre Leistung nicht voll ausnutzen. Wenn man sie nahe ihrer Sättigungsleistung betreibt, verzerren sie das Signal auf unannehmbare Weise. Da es sich um einen Leistungsverstärker handelt, legt man in der Praxis den Pegel des ausgestrahlten Signals so fest, daß ein Kompromiß zwischen dem Rauschabstand und der nichtlinearen Verzerrung des Signals entsteht. Somit ist der optimale Betriebspunkt des Verstärkers derjenige, welcher die mit dem Zusatzrauschen des Kanals und der nichtlinearen Verzerrung des Verstärkers verbundenen Effekte minimiert. Für Modulationen mit einer großen Anzhhl von Zuständen (zum Beispiel MAQ64 und MAQ256) ist dieser Punkt weit von der Sättigungsleistung des Verstärkers entfernt, was bedeutet, daß dieser nicht wirksam ausgenutzt wird. Um seine Wirksamkeit zu erhöhen, benutzt man gewöhnlich Vorverzerrungsverfahren (feste oder adaptive), mit denen der Effekt der Nichtlinearität des Leistungsverstärkers auf das ausgesandte Signal reduziert werden kann.
Ein gewöhnlich angewandtes Vorverzerrungsverfahren besteht darin, auf die Zwischenfrequenzstufe des Senders eine nichtlineare Schaltung zu legen, welche der Umkehrfunktion des Leistungsverstärkers, dessen Nichtlinearitäten man kompensieren will, nahekommt. Wenn man die genaue Umkehrfunktion des Verstärkers synthetisieren könnte, erhielte man mit diesem Verfahren am Ausgang ein perfektes Signal (ohne jede nichtlineare Verzerrung). Dies ist jedoch nicht durchführbar, denn die genaue Umkehrung würde eine unendlich komplexe Schaltung bedingen. In der Praxis begnügt man sich mit einer Annäherung, und meist bricht man die Taylorsche Reihe, die die nichtlineare Funktion des Verstärkers darstellt, nach dem Glied dritter Ordnung ab und synthetisiert eine Vorverzerrungsschaltung, ebenfalls der Ordnung 3, so daß die beiden hintereinandergeschalteten Schaltungen keine Verzerrung der Ordnung 3 mehr aufweisen. Terme höherer Ordnungen (5 und 7) erscheinen am Ausgang aber mit geringerer Amplitude als bei der ursprünglichen Verzerrung der Ordnung 3. Daraus ergibt sich eine gewisse Leistungsverbesserung des Systems. Ein Nachteil dieser Vorverzerrungsschaltungen bei der Zwischenfrequenzstufe entsteht durch die Tatsache, daß es Analogschaltungen sind. Es ist schwierig, sie zu adaptieren, und man muß von Zeit zu Zeit eingreifen, um sie wieder zu justieren und die Veränderungen von Zeit und Temperatur beim Ansprechen des Verstärkers zu kompensieren. Dieses Vorverzerrungsverfahren ist außerdem auszuschließen, wenn man eine automatische Steuerung der Sendeleistung herstellen will.
Ein anderes, neueres Vorverzerrungsverfahren besteht darin, das Alphabet der zu sendenden Daten zu verändern. Dieses Verfahren, als "Datenvorverzerrung" oder "Vorverzerrung im Basisband" bezeichnet, ist aus dem Patentdokument US 4,291,277 und dem Artikel von A.A.M. SALEH und J. SALZ "Adaptive linearization of power amplifiers in digital radio systems", Bell System Technical Journal Vol. 62, April 1983, Seiten 1019 - 1033, bekannt.
Im Artikel von A.A.M. SALEH und J. SALZ enthält die Figur 1 ein Schema einer adaptiven Vorverzerrungsschaltung, die am Eingang des Modulators eine gegenüber der ursprünglichen Rechteckkonfiguration, zum Beispiel einer Amplitudenmodulatlon zweier um 90º phasenverschobener Träger des Typs MAQ, verzerrte Konfiguration liefert. Der Verstärker beeinflußt die Konfiguration, indem er eine deutliche Kompression und eine deutliche Drehung der Punkte großer Amplitude bewirkt. Um diesen Effekt zu kompensieren, wird die ursprüngliche Konfiguration so verzerrt, daß sie nach ihrem Durchgang durch den Leistungsverstärker wieder ihre ursprüngliche Rechteckform annimmt. Wenn also die Verzerrungsschaltung optimiert ist, bildet sie die Umkehrung des Leistungsverstärkers (bis auf eine Stromverstärkung und eine Phase) und kann somit die Nichtlinearitäten des Verstärkers voll kompensieren. Um diese Schaltung adaptiv zu gestalten, wird das Signal am Ausgang des Verstärkers wieder abgenommen, demoduliert, dann mit der Sendefrequenz der Zeichen 1/T im Sendetakt abgetastet, und diese Abtastungen werden dann mit dem entsprechenden Punkt der verwendeten MAQ-Konfiguration verglichen. Mittels dieser Vergleiche kann man ein Steuersignal erhalten, mit dem die Vorverzerrungsschaltung mittels eines klassischen Algorithmus optimiert werden kann. Das Schema der Figur 1 ist jedoch stark vereinfacht, denn es verfügt über keinerlei Filterung, weder vor dem Modulator noch vor dem Leistungsverstärker. Es entspricht also keinesfalls der allgemein verwendeten Lösung. Bei den tatsächlichen Systemen (siehe Patentdokument US 4,291,277) benutzt man immer eine spektrale Nyquist-Impulsformung, mit der das Signalband begrenzt werden kann und die dennoch in den entscheidenden Augenblicken gewährleistet, daß keine Interferenz zwischen einzelnen Zeichen stattfindet. Dieses Filtern ist im allgemeinen gleichermaßen auf Senden und Empfang vertellt, um den Rauschabstand ebenfalls in den entscheidenden Augenblicken zu maximieren. Bei solchen Systemen arbeitet der Verstärker zweifach nichtlinear: nicht nur die Konfiguration ist deformiert, sondern es tritt auch eine Interferenz zwischen einzelnen Zeichen auf, wodurch jedem Punkt der Konfiguration eine Wolke von Punkten zugeordnet ist. Mit dem oben beschriebenen Vorverzerrungsverfahren ist es jedoch nicht möglich, diesen zweiten Effekt zu kompensieren.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine adaptive Vorverzerrungsschaltung zu schaffen, mit der nicht nur die Konfiguration korrigiert, sondern auch die Streuung jedes Punktes der ursprünglichen Konfiguration als Punktwolke erheblich reduziert und beim Empfang ein hoher Störschutz gegen benachbarte Kanäle gewährleistet werden kann.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe mit einer adaptiven Vorverzerrungsschaltung der eingangs erwähnten Art gelöst, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die Schaltung eine Codierschaltung umfaßt, die anhand der digitalen Daten ak (k ganzzahlig) folgendes erzeugt:
- auf einer ersten Strecke digitale Daten bk, die - vorverzerrt von einer ersten Vorverzerrungsschaltung - je nach den mit dem Zeichentakt phasengleichen digitalen Daten b'k ausgegeben werden,
- auf einer zweiten Strecke digitale Daten ck, die - vorverzerrt von einer zweiten Vorverzerrungsschaltung - je nach den um T/3 mit dem Zeichentakt phasenverschobenen digitalen Daten c'k ausgegeben werden,
- auf einer dritten Strecke digitale Daten dk, die - vorverzerrt von einer dritten Vorverzerrungsschaltung - je nach den um 2T/3 mit dem Zeichentakt phasenverschobenen digitalen Daten d'k ausgegeben werden,
wobei man die Signale bk, ck und dk zu den Zeitpunkten kT, kT+T/3, kT+2T/3 über eine polynomische Codierung der Ordnung n vom Typ F(D) = (1+D)n, worin D ein Verzögerungsoperator von 2T/3 ist, erhält und die Codierung mit einer idealen Tiefpaßfilterung des Bands (-3/(4T), 3/(4T)) verbunden ist und die Codierung und die Filterung gemeinsam gemäß einer Frequenzabstimmungsfilterung gemäß folgender Übertragungsfunktion auf die Daten ak wirken:
H(ω) = cosn (ωT/3) für ω < 3π/2T
worin n ein positives Ganzes ist,
wobei die vorverzerrten Daten der drei Strecken in einer Addierschaltung addiert werden, dann durch einen Digital-Analog-Umsetzer in ein analoges Signal umgewandelt, dann gefiltert über den Ausgangstiefpaßfilter, dessen ideale Übertragungsfunktion 1 für f< 3/(4T) und Null für f> 9/(4T) ist, worin f die Frequenz ist, dann an den Modulator und anschließend an den Verstärker übertragen werden, wobei die ausgegebenen Daten demoduliert und dann digitalisiert werden, um die Anpassung mittels der drei Anpassungsschaltungen, von denen eine phasengleich und die anderen um T/3 und 2T/3 mit dem Zeichentakt phasenverschoben arbeiten, durchzuführen, damit jede die entsprechende Vorverzerrungsschaltung anpassen kann.
Gemäß einer ersten Ausführungsform bestimmt die Codierschaltung die Daten bk, ck und dk wie folgt:
worin hi,0, hi,1 und hi,2 Koeffizienten sind, die aus dem Impulsverhalten h(t) des Filters H(ω), das die spektrale Sendeimpulsformung kennzeichnet, abgeleitet sind und worin (2J+1)T die Begrenzungslänge des Impulsverhaltens h(t) ist.
Gemäß einer ersten Abwandlung der ersten Ausführungsform kann die Codierschaltung eine Gruppe von Schieberegistern mit I Stufen enthalten, worin I = 2J+1 ist, die die Daten ak, ak-1, ak-2 ... ak-I enthalten und durch die wenigstens ein Speicher adressiert wird, der die Daten ak auf die Daten bk, ck und dk codiert.
Gemäß einer zweiten Abwandlung der ersten Ausführungsform kann die Codierschaltung ein Querfilter sein, der eine Gruppe von Schieberegistern mit I Stufen enthält, in denen die Daten ak, ak-1, ak-2 ... ak-T, enthalten sind, die multipliziert werden:
. auf einer ersten Strecke jeweils mit den Koeffizienten hi,0, wobei die Produkte addiert werden, um die Daten bk zu liefern,
. auf einer zweiten Strecke jeweils mit den Koeffizienten hi,1, wobei die Produkte addiert werden, um die Daten ck zu liefern,
. auf einer dritten Strecke jeweils mit den Koeffizienten hi,2, wobei die Produkte addiert werden, um die Daten dk zu liefern.
Gemäß einer zweiten Ausführungsform umfaßt die Codierschaltung zur Durchführung der polynomischen Codierung einen analogen Sendefilter mit Übertragungsfunktion H(ω), wobei der Ausgang des Sendefilters mit drei Abtastern verbunden ist, die jeweils zum Zeitpunkt kT, kT+T/3 und kT+2T/3 tätig werden und jeweils mit einem Analog-Digital-Umsetzer verbunden ist, um die digitalen Daten bk, ck bzw. dk zu liefern.
Die Addierschaltung kann aus einem Multiplexer bestehen, der die vorverzerrten Daten b'k, c'k und d'k nach ihrem eigenen Takt abgreift, um sie an den Modulator zu übertragen.
Jede der drei Anpassungsstrecken kann vor den Anpassungsschaltungen mit einem Analog-Digital-Umsetzer mit vorgeschaltetem Abtaster versehen werden.
Die Vorverzerrungsschaltungen sind vorzugsweise Arbeitsspeicher, die die vorverzerrten Werte der mit 1/T phasengleichen Strecke und den phasenverschobenen Strecken liefern.
Um mit einem gefilterten gesendeten Signal, das dem im allgemeinen benutzten Zustand entspricht, zu arbeiten, muß man die Korrekturen an mehr als einem Punkt pro Zeichenimpulsdauer durchführen. Um andererseits den Störschutz gegen benachbarte Kanäle zu verbessern, muß man das vom gesendeten Signal belegte Band auf weniger als 1/T begrenzen. Es gibt jedoch kein Filtern, das gleichzeitig ein Band mit einer Breite kleiner 1/T und diskrete Niveaus des Ausgangssignals mehr als einmal pro Zeichenimpulsdauer gewährleistet. Erfindungsgemäß wird ein Filtern durchgeführt, das den Störschutz zwischen den Kanälen gewährleistet und eine Vorverzerrung an mehr als einem Punkt pro Zeichenimpulsdauer ermöglicht. Dazu benutzt man einen Bandpaß (-3/4T, 3/4T), der quasi-diskrete Niveaus des Ausgangssignals des Filters mit einem zeitlichen Abstand von T/3 gewährleistet, und danach werden die quasi-diskreten Niveaus in diskrete Niveaus umgewandelt.
Dank der Erfindung ist es somit möglich, eine Korrektur des Signals an drei Punkten pro Zeichenimpulsdauer durchzuführen und gleichzeitig einen Störschutz gegen die angrenzenden Kanäle von etwa 30 dB in den Richtfunkstrecken mit 2x140 MBit/s zu erreichen, wobei eine MAQ256-Modulation verwendet und in Frequenzebenen mit einem Abstand zwischen den Kanälen von 40 MHz gearbeitet wird. Außerdem kann in Richtfunkstrecken mit 140 MBit/s ein Schutz von 60 dB erreicht werden, wobei eine MAQ64 verwendet und in Frequenzebenen mit einem Abstand zwischen den Kanälen von 30 MHz gearbeitet wird. Dies ermöglicht eine erneute Verwendung der Frequenzen.
Die Signale erhält man durch eine polynomische Codierung des Typs:
worin D ein Verzögerungsoperator des Werts 2T/3 ist, wobei auf die Codierung eine ideale Tiefpaßfilterung des Bands (-3/4T, 3/4T) folgt. Die so erhaltenen Signale laufen über eine begrenzte Zahl von quasi-diskreten Niveaus zu jedem Zeitpunkt kT/3, das heißt in drei Punkten pro Zeichenimpulsdauer. Die am meisten interessierenden, der Gleichung (1) entsprechenden Polynome sind diejenigen, die die Energie des Signals mit niedrigen Frequenzen lokalisieren (um die Störung zwischen angrenzenden Kanälen zu minimieren). Am geeignetsten hierzu sind die, die folgendermaßen ausgedrückt werden können:
(2) F(D) = (1+D)n
worin n eine positive ganze Zahl ist. Der Parameter n (mit dem Ausgangsalphabet) bestimmt die Anzahl der Zustände, die das Signal zu den Zeitpunkten kT/3 annehmen kann. Der Parameter n darf nicht zu groß gewählt werden, um diese Zahl von Zuständen zu begrenzen. Eine solche von einer idealen Tiefpaßfflterung des Bands (-3/4T, 3/4T) gefolgte Codierung ergibt:
(3) H(ω) = cosn(ωT/3), ω ≤ 3π/2T
0, sonst
für das Spektrum des gesendeten Signals.
Nach der Tiefpaßfilterung nimmt das Signal eine begrenzte Zahl von quasidiskreten Niveaus an. Durch Begrenzen des Impulsverhaltens h(t) auf eine begrenzte Anzahl von Abtastungen (Fall bei der ersten Ausführungsform) oder durch eine analog-digitale Umsetzung auf N Bits des Ausgangssignals des Filters H(ω) alle T/3 (Fall bei der zweiten Ausführungsform) nimmt das Signal eine begrenzte Anzhhl von durch das Alphabet
. der Zeichen bk in den Augenblicken kT
. der Zeichen ck in den Augenblicken kT+T/3
. der Zeichen dk in den Augenblicken kT+2T/3 angegebenen Zuständen an.
Die vorgeschlagene Filterklasse für die Sende-Impulsformung legt drei Konfigurationen fest. Das Signal nimmt nacheinander die Pegel jeder Konfiguration in den Augenblicken kT, kT+T/3, kT+2T/3 an.
Die Tiefpaßfilterung, die auf die Vorverzerrung beim Senden folgt, muß dem idealen Tiefpaßfilter der Bandbreite (-3/4T, 3/4T) nicht nahekommen.
Sie kann folgende Form haben: indifferent
ohne die Sende-Impulsformung zu unterdrücken.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 die Konfiguration einer MAQ64-Modulation;
Figur 2A eine durch den Leistungsverstärker in einem System ohne Filtern oder im Fall, wo das Filtern nach der Verstärkerstufe durchgeführt wird, verzerrte MAQ64-Konfiguration;
Figur 2B eine optimierte vorverzerrte Konfiguration, um die in Figur 2A dargestellte Verzerrung nach dem Stand der Technik zu kompensieren;
Figur 3A die durch den Verstärker verzerrte Konfiguration, wie sie sich ergibt, wenn das Gesamtfiltern gleichmäßig zwischen Senden und Empfang aufgeteilt ist und der Sendeanteil sich vor dem Verstärker befindet;
Figur 3B die verzerrte Konfiguration mit der gleichen Situation wie in Figur 3A, jedoch unter Einbeziehung der Vorverzerrungsschaltung nach dem Stand der Technik;
Figur 4 eine Impulskennlinie des erfindungsgemäßen Sendefilterns (Codierung gefolgt vom Tiefpaßfiltern) für n = 1;
Figur 5 ein Prinzipschema einer erfindungsgemäßen adaptiven Vorverzerrungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform;
Figur 6 ein Detailschema der ersten Abwandlung der Codierschaltung gemäß der ersten Ausführungsform mittels eines Speichers;
Figur 7 ein Detailschema der zweiten Abwandlung der Codierschaltung gemäß der ersten Ausführungsform mit Querfiltern für n = 1 und mit einer Begrenzung auf 15 Abtastungen;
Figur 8 ein Prinzipschema einer erfindungsgemäßen Vorverzerrungsschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform;
Figur 9 ein Schema der Abtaster der Anpassungsschleife.
Figur 1 ist eine Wiederholung der Darstellung der Konfiguration eines Signals vom Typ MAQ64. Die Eingänge I (phasengleich) und Q (90º phasenverschoben) des Modulators sind unabhängig, und die Zeichen auf jeder Strecke erhalten ihre Werte in einem Alphabet (±d, ±3d ±5d ±7d), worin 2d der Mindestabstand zwischen zwei angrenzenden Punkten der Konfiguration ist.
Zur Übertragung wird das vom Modulator ausgegebene Signal einem Leistungsverstärker zugeführt, der im allgemeinen mit verringerter Leistung benutzt wird, das heißt in einem linearen Teil seiner Kennlinie. Bei hoher Leistung ist dieser Verstärker nichtlinear und verzerrt das Signal auf unannehmbare Weise. Wenn man eine Konfiguration vom Typ MAQ64 am Ausgang eines solchen Verstärkers, der nahe der Sättigung arbeitet, betrachtet, sieht man eine verzerrte Konfiguration, wie sie in Figur 2A dargestellt ist. Nach dem Stand der Technik genügt es, die Konfiguration nach dem Schema der Figur 2B in entgegengesetzter Richtung vorzuverzerren, damit man am Ausgang des Verstärkers die ursprüngliche nicht deformierte Konfiguration erhält. Ein so einfacher Zustand ist jedoch nicht realistisch, da immer ein Filtern vor dem Leistungsverstärker vorgenommen wird, um das Signalfrequenzband zu begrenzen. Ohne Filtern verändert sich das Signal am Eingang des Modulators stufenweise einmal pro Zeichenimpulsdauer T. Somit ermöglicht eine Vorverzerrungsschaltung, die auf das Signal im Takt 1/T einwirkt, eine perfekte Kompensation. Wenn jedoch das Signal gefiltert wird, verändert es sich nicht stufenweise, sondern kontinuierlich. Für eine perfekte Kompensation der Wirkung der Nichtlinearität genügt es nicht mehr, das Signal einmal pro Zeichenimpulsdauer T zu beobachten und die Verzerrung in diesem Augenblick zu kompensieren.
Bei Vorhandensein eines gefilterten Signals ist die Konfiguration am Ausgang des Verstärkers in Figur 3A dargestellt. Sie nimmt die in Figur 3B mit der Vorverzerrungsschaltung nach dem Stand der Technik dargestellte Form an. Jeder Punkt der Konfiguration wird so zu einer Wolke von Punkten, was unannehmbar ist. Um mit einem gefilterten Signal zu arbeiten, muß man also die Korrektur an mehr als an einem Punkt pro Zeichenimpulsdauer durchführen. Erfindungsgemäß codiert man dazu das Eingangssignal so, daß in den Augenblicken kT, kT+T/3 und kT+2T/3 Alphabete erzeugt werden, und danach wird getrennt an jedem der drei Alphabete eine Vorverzerrung durchgeführt. Das sich ergebende Signal wird dann über einen Tiefpaßfilter G(ω) gefiltert. Erfindungsgemaß müssen diese hintereinandergeschalteten Codier- und Filtermittel ein Impulsverhalten mit Nulldurchgängen in jedem Augenblick T+2kT/3 bei k > 0 und -T+2kT/3 bei k < 0 aufweisen.
Figur 4 stellt das Impulsverhalten des erfindungsgemäßen Filterungstyps für n = 1 dar. Man erkennt, daß die Kurve in den vorgenannten Augenblicken durch Null geht. Damit erhält man quasidiskrete Ausgangsniveaus mit einer Abtastung alle T/3. Diese quasidiskteten Niveaus werden gemäß der einen oder anderen Ausführungsform in diskrete Niveaus umgewandelt. So wird die Nichtlinearität sehr wirksam kompensiert, und man erhält am Ausgang ein wenig verzerrtes Signal.
Figur 5 zeigt das Prinzipschema des sich auf der Sendeseite eines digitalen Übertragungssystems, das mit einer erfindungsgemäßen adaptiven Vorverzerrungsschaltung 50 versehen ist, befindlichen Teils. Er enthält eine Codierschaltung 51, welche aus den Daten ak die Daten bk, ck und dk erzeugt, die jeweils dem abgetasteten Sendesignal in den Augenblicken kT, kT+T/3 und kT+2T/3 entsprechen. Diese Daten bk, ck und dk treten jeweils in die Vorverzerrungsschaltungen 52&sub1;, 52&sub2;, 52&sub3; ein, die jeweils die Signale der vorverzerrten Daten kΣb'k.δ(t-kT), kΣc'k.δ(t-kT-T/3) und kΣd'k.δ(t-kT-2T/3) liefern, worin δ die Diracsche Deltafunktion ist.
Sie werden im Addierer 53 addiert. Das so erhaltene Signal durchläuft einen Digital- Analog-Umsetzer 54, einen Tiefpaßfilter 55, einen Modulator 56 und einen Leistungsverstärker 57 und wird einer Sendeantenne zugeführt. Um die Anpassung zu gewährleisten, wird das Ausgangssignal des Verstärkers 57 in einem Demodulator 58 demoduliert und dann in einem Tiefpaßfilter 59 gefiltert. Das Ausgangsignal des Filters 59 wird durch drei Abtaster, den ersten 60&sub1; in den Augenblicken kT, den zweiten 60&sub2; in den Augenblicken kT+T/3 und den dritten 60&sub3; in den Augenblicken kT+2T/3, abgetastet, welche die Abtastungen x(kT), x(kT+T/3) bzw. x(kT+2T/3) an drei Anpassungsschaltungen 61&sub1;, 61&sub2; und 61&sub3; liefern. Diese vergleichen jeweils die Abtastungen x(kT), x(kT+T/3) und x(kT+2T/3) mit den Daten bk, ck und dk. Ein klassischer Algorithmus berechnet zum Beispiel den Abstand zwischen den beiden Eingängen jeder Anpassungsschaltung, welcher daher eine Aktualisierung der Vorverzerrungsschaltungen durchführt.
Die geeignetste Methode zur Herstellung von Vorverzerrungsschaltungen ist die Verwendung von RAM-Arbeitsspeichern. In einer solchen Ausführung wird ein RAM durch die Wörter bk adressiert, und sein Ausgang stellt die Reihe der vorverzerrten Zeichen b'k dar. Der zweite RAM wird durch die Wörter ck adressiert, um die Reihe c'k zu liefern. Der dritte RAM wird durch die Wörter dk adressiert, um die Reihe d'k zu liefern. Die Speicher enthalten also die vorverzerrten Werte der jeweiligen Alphabete.
Figur 6 stellt eine Abwandlung der Codierschaltung 51 dar, welche die Funktion δ, die experimentell nicht realisierbar ist, nicht benutzt. Sie enthält eine Gruppe von N Schieberegistern mit I Stufen 62&sub1;, 62&sub2;,...62I, welche in einem bestimmten Augenblick kT jeweils die Daten ak-1, ak-2,... ak-I auf Kommando des Taktgebers H=1/T speichert (N ist die Bitzahl der Zeichen ak). Der Wert von I wird durch den Wert von n und durch die Größe der Begrenzung des Impulsverhaltens bestimmt. Die gesamten Daten ak, ak-1,... ak-I dienen zum Adressieren eines Speichers 63, zum Beispiel eines programmierbaren PROM-Festwertspeichers, der die Codierung der Daten ak in Daten bk, ck und dk durchführt. Diese Daten werden jeweils in die Arbeitsspeicher 52&sub1;, 52&sub2;, 52&sub3; geladen, die die Vorverzerrung der Daten bk in Daten b'k, der Daten ck in Daten c'k und der Daten dk in Daten d'k durchführen, und zwar alle drei in Phase mit dem Zeichentaktgebers H=1/T. Die Daten b'k, c'k und d'k werden dann einem Multiplexer 64 zugeführt, der nacheinander b'k, c'k und d'k im Zyklus eines Zeichentaktgebers mit der Periode T/3, die durch einen Periodenzähler 65 erteilt wird, auswählt. In diesem Fall führt der Multiplexer 64 die durch die Addierschaltung 53 der Figur 5 getätigte Addition durch. Man erhält so am Ausgang eine Reihe von Daten, welche das Signal r(t) mit
r(t) = kΣ[b'k.δ(t-kT)+c'k.δ(t-kT-T/3)+d'k.δ(t-kT-2T/3)]
darstellen.
In diesem Fall besteht die Codierschaltung 51 aus der Gruppe von N Schieberegistern mit I Stufen 62&sub1; bis 62I und dem Speicher 63. Dieses digitale Signal durchläuft einen Digital-Analog-Umsetzer 54, dann den Analogfilter G(ω) 55, der dem Modulator vorgeschaltet ist.
Die vom Multiplexer 64, der die Daten b'k, c'k und d'k in Abständen von T/3 auswählt, durchgeführte Operation kann ebenfalls vor den Vorverzerrungsschaltungen 52&sub1;, 52&sub2; und 52&sub3; selbst durchgeführt werden. Diese werden jeweils über Anpassungsschaltungen 61&sub1;, 61&sub2; und 61&sub3; (Anschlüsse 70&sub1;, 70&sub2; und 70&sub3;, Figur 5) aktualisiert.
Figur 7 stellt eine zweite Abwandlung der Codierschaltung auf der Grunbdlage der Schieberegister dar, wobei jedoch die Daten bk, ck, dk nicht von einem Speicher wie in Figur 6 bestimmt werden, sondern durch eine direkte Berechnung mittels Querfiltern. Alle anderen Elemente sind denen der Figur 6 gleich. In Figur 7 wird eine Gruppe von Schieberegistern mit 4 Stufen 62&sub1; bis 62&sub4; verwendet, die dazu dienen, untereinander um eine Taktperiode verzögerte Daten ak zu erzeugen. In diesem Beispiel ist n = 1, und das Impulsverhalten wurde auf 15 Abtastungen begrenzt.
- Die Daten bk erhält man über einen Berechnungsblock 71&sub1;, der folgendes umfaßt:
. ein Multiplizierwerk 72&sub1;, das 0,424ak-3 bestimmt
. ein Multiplizierwerk 74&sub1;, das 0,085ak-1 bestimmt
. ein Addierwerk 75&sub1;m, das 0,424ak-3 + ak-2 - 0,085ak-1 bestimmt.
- Die Daten ck erhält man über einen Berechnungsblock 71&sub2;, der folgendes
umfaßt:
. ein Multiplizierwerk 72&sub2;, das 0,036ak bestimmt
. ein Multiplizierwerk 73&sub2;, das 1,27ak-2 bestimmt
. ein Multiplizierwerk 74&sub2;, das 0,036ak-4 bestimmt
. ein Addierwerk 75&sub2;, das
0,036ak + 1,27ak-2 + 0,036ak-4 bestimmt
- Die Daten dk erhält man über einen Berechnungsblock 71&sub3;, der folgendes umfaßt:
. ein Multiplizierwerk 72&sub3;, das 0,424ak-1 bestimmt
. ein Multiplizierwerk 74&sub3;, das 0,085ak-3 bestimmt
. ein Addierwerk 75&sub3;, das
0,424ak-1 + ak-2 - 0,085ak-3 bestimmt.
Selbstverständlich kann auch eine andere Begrenzung des Impulsverhaltens vorgenommen und eine andere Anzahl von Stufen für die Schieberegister verwendet werden. Indem man sich auf 9 Abtastungen mit 2 Schieberegistern in Fall n=2 beschränkt, kann man die Codierung durch folgende Rechnung durchführen:
bk = 1,698ak-1 + ak-2
ck = 0,339ak + 2ak-1 + 0,339ak-2
dk = ak + 1,698ak-1
Figur 8 stellt eine zweite Ausführungsform der Codierschaltung 51 dar. Sie enthält einen Sendefilter 81 mit der Übertragungsfunktion H(ω), der gleichzeitig die polynomische Codierung F(D) = (1+D)n mit D =2T/3 und die Tiefpaßfilterfunktion (- 3T/4, 3T/4) durchführt. Man erhält so am Ausgang dieses Sendefilters quasidiskrete Niveaus in den Augenblicken kT, kT+T/3 und kT+2T/3. Der Ausgang des Sendefilters 81 wird zu drei Strecken vereinigt, wovon jede einen Abtaster 82&sub1;, 82&sub2;, 82&sub3; und einen Analog-Digital-Umsetzer 83&sub1;, 83&sub2;, 83&sub3; enthält, wobei jede Strecke jeweils gemäß diskreten Niveaus die Daten bk, ck und dk, die in ihre jeweiligen Vorverzerrungsschaltungen 52&sub1;, 52&sub2;, 52&sub3; eintreten, ausgibt. Die anderen Elemente stimmen mit denen der Figur 6 überein.
Figur 9 zeigt ein Schema der Abtaster in den Anpassungsstrecken. Das nach der Demodulation und dem Filtern übertragene Signal erreicht den Anschluß 90. Es wird durch die drei Abtaster 60&sub1;, 60&sub2;, 60&sub3; abgetastet, und die erhaltenen Niveaus werden durch drei Analog-Digital-Umsetzer 91&sub1;, 91&sub2;, 91&sub3; in digitale Signale umgewandelt. Die digitalen Signale der drei Strecken werden jeweils mit den Signalen bk, ck, dk (Anschlüsse 69&sub1;, 69&sub2;, 69&sub3;) verglichen, um die Anpassungssignale (Anschlüsse 70&sub1;, 70&sub2;, 70&sub3;) auszugeben.
Das vom Sender ausgegebene und anschließend am anderen Ende des Übertragungssystems durch einen Empfänger aufgenommene Signal muß beim Empfang einem Filtern unterzogen werden, das so festgelegt ist, daß das Filtern des Senders zusammen mit dem Filtern des Empfängers insgesamt einer Nyquistimpulsformung mit einem entsprechenden Abfallkoeffizienten entspricht. Dieser Koeffizient gewährleistet den Störschutz gegen angrenzende Kanäle. Um die durch die Erfindung erhaltenen Ergebnisse zu veranschaulichen, sei als Beispiel ein MAQ64 mit 140 MBit/s, das auf einer Frequenzebene mit einem Abstand zwischen Kanälen von 30 MHz wirkt, angenommen. In diesem System liefert ein Abfallkoeffizient α=0,32 in einer Nyquistimpulsformung, die zwischen Senden und Empfang gleichmäßig aufgeteilt ist, einen Schutz von 63,8 dB. Um im erfindungsgemäßen System denselben Schutz zu erzielen, ist ein niedrigerer Abfallkoeffizient für das Gesamtfiltern erforderlich. In diesem Beispiel erfordert die Wahl von n = 1 für das Polynom der Sendecodierung einen Abfallkoeffizienten von 0, 15 beim Gesamtfiltern, um einen Störschutz von 63,8 dB gegen angrenzende Kanäle zu erhalten.
Erfindungsgemäß erhält man bei einem MAQ256-System mit 2x140 MBit pro Sekunde auf einer Frequenzebene mit einem Abstand zwischen Kanälen von 40 MHz durch die Erfindung eine Erhöhung um ungefähr 3 dB gegenüber den früheren Vorverzerrungsverfahren.

Claims

1. Adaptive Vorverzerrungsschaltung (50; Fig. 5) für ein digitales Übertragungssystem, das Eingangsdaten im Zyklus eines Zeichentaktgebers der Periode T mittels eines Modulators und eines Leistungsverstärkers, der die Daten verzerrt, überträgt, wobei die Schaltung folgendes umfaßt:

. eine Vorverzerrungsschaltung, die die Eingangsdaten in entgegengesetzter Richtung vor ihrem Eintritt in den Verstärker vorverzerrt, um die erwarteten Eingangsdaten zu übertragen,

. eine Anpassungsschaltung, die anhand einer Demodulation des übertragenen Datenflusses die Vorverzerrungsschaltung kontinuierlich dem Eingangsdatenfluß anpaßt,

. und einen Filter, der das Signal in die endgültige Form bringt,

dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung eine Codierschaltung (51) umfaßt, die aus den digitalen Daten ak (k ganzzahlig) folgendes erzeugt:

. auf einer ersten Strecke digitale Daten bk, welche - vorverzerrt von einer ersten Vorverzerrungsschaltung (52&sub1;) - je nach den mit dem Zeichentakt phasengleichen digitalen Daten b'k ausgegeben werden,

. auf einer zweiten Strecke digitale Daten ck, welche - vorverzerrt von einer zweiten Vorverzerrungsschaltung (52&sub2;) - je nach den um T/3 mit dem Zeichentakt phasenverschobenen digitalen Daten c'k ausgegeben werden,

. auf einer dritten Strecke digitale Daten dk, welche - vorverzerrt von einer dritten Vorverzerrungsschaltung (52&sub3;) - je nach den um 2T/3 mit dem Zeichentakt phasenverschobenen digitalen Daten d'k ausgegeben werden,

wobei die Signale bk, ck und dk in den Augenblicken kT, kT+T/3, kT+2T/3 über eine polynomische Codierung der Ordnung n vom Typ F(D) = (1+D)n, worin D ein Verzögerungsoperator von 2T/3 ist, erhalten werden, die Codierung mit einer idealen Tiefpaßbandfilterung (55) (-3/(4T), 3/(4T)) verbunden ist und die Codierung und die Filterung gemeinsam gemäß einer Frequenzabstimmungsfilterung auf die Daten ak wirken, die durch die Übertragungsfunktion:

H(ω) = cosn (ωT/3) für ω ≤ 3π/2T

worin n eine positive ganze Zahl ist, gegeben ist,

wobei die vorverzerrten Daten der drei Strecken in einer Addierschaltung (53) addiert werden, dann durch einen Digital-Analog-Umsetzer (54) in ein analoges Signal umgewandelt, dann über den Ausgangstiefpaßfilter (55), dessen ideale Übertragungsfunktion 1 für f< 3/(4T) und 0 für f> 9/(4T) ist, worin f die Frequenz ist, gefiltert werden, dann dem Modulator (56) und anschließend dem Verstärker (57) zugeführt werden, wobei die ausgegebenen Daten demoduliert (58) und danach digitalisiert werden, um die Anpassung mittels der drei Anpassungsschaltungen (61&sub1;, 61&sub2;, 61&sub3;), von denen eine phasengleich und die anderen um T/3 und 2T/3 phasenverschoben mit dem Zeichentakt arbeiten, durchzuführen, damit jede die entsprechende Vorverzerrungsschaltung anpassen kann.

2. Adaptive Vorverzerrungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Codierschaltung (51) die Daten bk, ck und dk wie folgt bestimmt:

worin hi,0, hi,1 und hi,2 Koeffizienten sind, die aus dem Impulsverhalten h(t) des Filters H(ω), das die spektrale Sendeimpulsformung kennzeichnet, abgeleitet sind und worin (2J+1)T die Begrenzungslänge des Impulsverhaltens h(t) ist.

3. Adaptive Vorverzerrungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Codierschaltung (51; Fig. 6) eine Gruppe von Schieberegistern mit I Stufen (62&sub1;, 62&sub2;, 62&sub3;) mit I=2J+1 umfaßt, in denen die Daten ak, ak-1, ak-2...ak-I fließen, die dazu benutzt werden, mindestens einen Speicher (63), der die Codierung der Daten ak in Daten bk, ck und dk vornimmt, zu adressieren.

4. Adaptive Vorverzerrungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Codierschaltung ein Querfilter ist, der eine Gruppe von Schieberegistern mit I Stufen (62&sub1;, 62&sub2;, 62&sub3;, 62&sub4;; Fig. 7) umfaßt, in denen die Daten ak, ak-1, ak- 2...ak-I fließen, welche multipliziert werden:

. auf einer ersten Strecke jeweils mit den Koeffizienten hi,0, wobei die Produkte addiert werden (71&sub1;), um die Daten bk auszugeben,

. auf einer zweiten Strecke jeweils mit den Koeffizienten hi,1, wobei die Produkte addiert werden (71&sub2;), um die Daten ck auszugeben,

. auf einer dritten Strecke jeweils mit den Koeffizienten hi,2, wobei die Produkte addiert werden (71&sub3;), um die Daten dk auszugeben.

5. Adaptive Vorverzerrungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Codierschaltung (51; Fig. 8) einen Analogsendefilter (81) mit Übertragungsfunktion H(ω) enthält, wobei der Ausgang des Sendefilters mit drei Abtastern (82&sub1;, 82&sub2;, 82&sub3;) verbunden ist, wovon jeder jeweils in den Augenblicken kT, kT+T/3 und kT+2T/3 wirkt und jeder mit einem Analog-Digital-Umsetzer (83&sub1;, 83&sub2;, 83&sub3;) verbunden ist, um jeweils die digitalen Daten bk, ck, dk auszugeben.

6. Adaptive Vorverzerrungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Addierschaltung aus einem Multiplexer (64; Fig. 6, Fig. 8) besteht, der die vorverzerrten Daten b'k, c'k und d'k nach ihrem eigenen Takt abnimmt, um sie dem Modulator zuzuführen.

7. Adaptive Vorverzerrungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß jede der drei Anpassungsstrecken (61&sub1;, 61&sub2;, 61&sub3;; Fig. 5) vor den Anpassungsschaltungen mit einem Analog-Digital-Umsetzer, dem ein Abtaster vorgeschaltet ist, versehen ist.

8. Adaptive Vorverzerrungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorverzerrungsschaltungen (52&sub1;, 52&sub2;, 52&sub3;; Fig. 5, 6, 8) Arbeitsspeicher sind, die die vorverzerrten Werte auf die phasengleiche Strecke und die phasenverschobenen Strecken übertragen.