JPH02234520A - 適合先行歪ませ回路 - Google Patents

適合先行歪ませ回路

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JPH02234520A
JPH02234520A JP2012404A JP1240490A JPH02234520A JP H02234520 A JPH02234520 A JP H02234520A JP 2012404 A JP2012404 A JP 2012404A JP 1240490 A JP1240490 A JP 1240490A JP H02234520 A JPH02234520 A JP H02234520A
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JP
Japan
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data
circuit
predistortion
digital
signal
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Application number
JP2012404A
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English (en)
Inventor
Georges Karam
ジョルジュ　カラム
Hikmet Sari
ヒクメ　サリ
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Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Gloeilampenfabrieken NV
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Publication date
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    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3252—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using multiple parallel paths between input and output
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
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    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、変調器とデータを歪ませる電カ増幅器により
周期゛［を有する記号クロックの速度で入カデータを送
信するデジタル送信システム用であり、 一予定入力データを送信するための増幅器への入力に先
立ら入カデータを反対の意味で先行歪ませする先行歪ま
せ回路と、 一送信データの流れの復調に応答して先行歪ませ回路を
入力データの流れに連続的に適合させる適合と、 一信号整形を行なうフィルタと、 より成る適合先行歪まぜ回路に係る。
本発明はその応用を、データ送信モデム，無線リレーリ
ンク，スペースコミュニケーシ３ンシステムのようなデ
ジタル伝送システムに見出している。
利用可能なスペクトルの効率的使用のため、現在のデジ
タル伝送システム、特に無線リレーリンクおよび電話回
線でデータを伝送するシステムは数多くの位相および振
幅ステートを有する変調方法を用いている。これらの変
調方法はあらゆる種類の歪みに対して非常に敏感で、こ
れらには勿論増幅器、ミキサー、その他非線形回路によ
り伝送チェーン中に発生する非線形型の歪みも含まれる
。
焦翰リレーリンクと衛星通信について特に重要な点は送
信器の電力増幅器またはＩ！Ｉｉ星通信の場合は搭載電
力増幅器の非線形性である。これらの増幅器はその非線
形特性で知られる。それらがその線形領域で使用される
と、その電力が最大限に活用されない。もし飽和電力レ
ベル近くまで作動されたならば、それらは信号を許容で
きない程度に歪ませる．実用上は所与の電力増幅器には
、信号対雑音比と信号の被る非線形歪みとの妥協点を得
るよう伝送信号レベルが設定される。かくて増幅器の最
適作動点はチャンネルの付加ノイズおよび増幅器の非線
形歪みの複合効果が最小化される点である。数多くの状
態を有する変調方法（たとえば６４−ＱＡＭや２５６−
ＱＡＭ）にとって、この点は増幅器の飽和電力レベルか
らは隔たっており、これは即ち増幅器が効率的に用いら
れないことを意味する。その効率を向上させるため、先
行歪ませ技術《固定または適合》が現在用いられており
、これにより伝送信号上での電力増幅器の非線形効果を
減少させることは可能である。
現在用いられている先行歪ませ技術は、送信器の中間周
波数段に、補償しようとする′Ａ′線形性を有する電力
増幅器の逆関数の近似を実現する非線形回路を挿入する
ことより成る。増幅器の閏数と丁度逆が合成されうるな
らば、この技術は（非線形歪みを伴わずに）出力に完全
な信号を発生させつるであろう。しかし、丁度逆の関数
は回路に無限の１１雑さを要するので、これは不可能で
ある。
実際上は近似をもって足り、多くの場合増幅器の非線形
関数を示すテイラー級数は三次に限られ、先行歪ませ回
路は三次のものでも、２個の縦続回路がもはや三次歪み
を有しないような状態で合成される。＾次項《５次およ
び７次》は出力に現われるが当初の三次歪みに比較して
より小さな振幅を有する。その結果、システム機能のあ
る改良が必要となる。中閂周波数段におけるこれらの先
行歪ませ回路の欠点は、それらがアナログ回路であると
いう事実にある。それらは適合させ難く、時間と温度に
したがってそれらを再ｒｌ４節し増幅器応答の変化を補
償するために適宜介入することを必要とする。これらの
先行歪ませ技術は、自動送信電力１ｊＪＩＩＩｌを要す
る場合には不要となる。
他のより最近の先行歪まぜ技術は伝送きるべきデータの
アルファベットを変更することより成る。
「データ・先行歪ませ１または［ペースバンド・先行歪
ませ］と呼ばれるこの技術は米国特許第４，２９１，２
７７号およびベルシステムテクニカルジャーナル６２巻
，　１９８３年４月、１０１９〜１０３３頁、Ａ．Ａ．
Ｍ．リレー／Ｊ．サ″ルツによる論文［デジタル無線シ
ステムにおける電力増幅器の適合線形化１から知られて
いる。
Ａ．Ａ．Ｍ．サレー／Ｊ．サルツの論文中、第１図は適
合先行歪ませ回路の概略図であり、該回路は変［ｉの入
力に、元の方形星座図に基づいた歪み星座図、たとえば
２個の直交キャリアー振幅変Ｅｌ　（ＱＡＭ）を供給す
る。増幅器は星座図に作用して、大きい振幅を有する点
のネット圧縮とネット回勤を生じさせる。この効果を補
償するため、元の星座図はそれが電力増幅器を通過した
後にその元の正方形に復元されるように歪まされる。
かくて、歪ませ回路が最適化されると、それは（一定の
利得および一定の位相シフトは別として）電力増幅器の
逆数を形成し、増幅器の非線形の完全な補償を許容する
。この回路を適合させるため、信号は増幅器の出力で再
補償され、復調され、次いで記号伝送速度１／丁でサン
プルされ、これらのサンプルは使用されるＱＡＭ星座図
に対応する点と比較される。これらの比較により、通常
のアルゴリズムの助けで先行歪ませ回路の＠適化を可能
にする制御信号が得られる。しかし、第１図で用いられ
る形式は、変調器または電力増幅器の前にＰ波を有しな
いので、極めて単純なものである。
かくて、これは一般的に用いられる解決方法に該当しな
い。実際、現実のシステム《米国特許第４，２９１，２
７７号参照》においては、ナイキスト形式のスペクトル
信号整形Ｐ波が通常用いられ、これは決定時での記号囚
干渉がピ０になることを保証証しつつ信号帯域を制限す
ることを可能にする。
この一波は通常、送信端と受信端間に均等に分割されて
、決定時点での信号対雑音比を最大化する。
かかるシステムにおいては、増幅器の非線形効果は二倍
となる：星座図が変形されるばかりでなく、星座図の各
点に対応して点の雲を生じさせる記号間干渉が現われる
。しかし、上記先行歪みをもってしても、この第二の効
宋を補償ずること１まできない。
本発明の目的は、星座図補正だけでなく、元の星座図の
各点の点の雪への拡散を相当に減少さけ、また受信端で
隣接ヂャネルからの干渉に対するより良い保護を確実に
することを可能にする適合先行歪ませ回路を実現するこ
とにある。
本発明によればこの目的は既述の適合先行歪ませ回路に
より達成され、この回路は、 デジタルデータａｋ　（ｋは整数）に基づいて、一第１
の先行歪ませ回路を、記号クＯツクと同相のデジタルデ
ータｂ′，として先行歪ませ状態にする、デジタルデー
タｂｋを第一のパスに、一第二の先行歪ませ回路を、記
号クＯツクについてＴ／３だけ位相シフトされたデジタ
ルデータＣ’ｋとして先行歪ませ状態にする、デジタル
データＣｋを第二のパスに、 第三の先行歪ませ回路を、記号クロックについて２Ｔ／
３だけ位相シフトされたデジタルデータｄ’　ｋとして
先行歪ませ状態にするデジタルデータｄ，を第三のパス
に、 発住されるエンコーダーより成り、信号ｂｋ，Ｃｋ，ｄ
ｋはＤが２Ｔ／３の遅延であるときＦ　（Ｄ）　＝　（
１　＋Ｄ）　”の形式のｎ番目ノオータの多項Ｔンコー
ディングによりｋＬ　ｋＴ＋Ｔ／３．ｋＴ＋２Ｔ／３の
各時点で得られ、該エンコーディングは帯域幅（−３／
　（４Ｔ）　、３／　（４Ｔ））の理想的な低域Ｐ波と
連携し， エンコーディングと一波は『１が正の整数のときの伝達
同数 ｜ω｜≦３π／（２Ｔ）に対して旧ω）＝ｃｏｓ″（ω
ｆ／３）により与えられた周波数整形Ｐ波にしたがって
データａ（に共同して作用し、該３つのパスの先行歪ま
されたデータは加算回路にて合詐されデジタル・アナロ
グ変換器によりアナログ信号に変換され、アナログ信号
はｆが周波数であると理想的な伝達関数がｆ＜３／（４
Ｔ）に対し１に等しく　ｆ’＞９　（４Ｔ）に対し０に
等しくなるような低域出力フィルタによりろ波され、そ
の後変調器、次いで増幅器に送られ、送られたデータは
復調されデジタル化されて３個の適合回路の補助で適合
を実現し、該回路のうちの１個は同相で作幼しその他は
記号クロックにつきＴ／３および２Ｔ／３だけ位相シフ
トされ、それぞれの対応する先行歪ませ回路に適合させ
ることを特徴とする。
第一実施例によると、エンコーダはｈｉｏ、ｈ・　、ｈ
ｉ，２が送信端でのスペクトル信号整形１．１ に特性を与えるフィルタＨ《ω》のインパルス応答ｈ（
ｔ）の係数であり、（２Ｊ＋１）．Ｔがインパルス応答
ハ（１）の切捨て長であるとき、−ｈ　　（ｉ丁） Ｊ −ｈ（ｉｆ◆■／３） Ｊ ＝　　ｈ　　（　ｉＴ＋２Ｔ／３） となるようにデータｂｋ，Ｃｋ，ｄｋを決定する。
第一実施例の第−変形例によると、エンコーダーは・一
組のシノトレジスタより成り、該レジスタはＩ　＝　２
　Ｊ　＋１である１段を有し、その中をデータａｋ　，
ａ　　　，ａｋ−２　””ａｋ４が通り、データｋ−１ ａ（をデータｔ）ｋ，Ｃｋ，ｄｈにエンコードする少な
くとも一つの記憶装置へのアドレスに使用ざれる。
第一実施例の第二変形例によると、エンコーダーは、１
段を有し、その中をデータａｋ＝ａｋ−１，ａ　ｋ−２
・・・ａｋ−１が通るような一組のシフトレジスタより
成るトランスバーサルフィルタであり、該データに、 一第一のパスでは、その積が加粋されてデータｂｋとな
るようなそれぞれの係数ｈｉ，ｏ、一第二のパスでは、
その積が加算されてデータＣｋとなるようなそれぞれの
係数ｈｉ，１、一第三のパスでは、その積が加算されて
データｄｌ，となるようなそれぞれの係数ｈ，２、を乗
ずる。
第二実施例によると、多項エンコーディングを実行する
ため、エンコーダ−は送信喘で伝達係数日（ω）を有す
るアブログ送信フィルタより成り、その出力はｋＴ，ｌ
＜Ｔ＋Ｔ／３，ｋＴ±２Ｔ／３の各時点で作動する３個
のサンプラーに接続され、該サンプラーは夫々アナログ
・デジタルコンバータに接続されてそれぞれのデジタル
データｂｋ，Ｃｋ，ｄｋを発生させる。
加算回路は、先行歪まされたデータｂ’，，ｃ　／　，
　．　ｄ　Ｌ絃をそれら固有のタイミングにしたがって
取り変調器へ送るマルチプレクサにより構成される。
３本の適合パスのそれぞれは、適合回路の竹に挿入ざれ
たサンプラーに先行するアナログ・デジタルコンバータ
ーより成る。
望ましくは、先行歪ませ回路は同相のパスおよび２本の
位相シフトされたパス上に先行歪ませ値を供給するラン
ダムアクセスメモリである。
それが発生する状況に対応する一渡された送信信号で作
動させるためには、記号期間につき２点以上で補正を行
なう必要がある。他方、隣接チャネルからの干渉に対す
る保護を改膀するためには送信信号に占められる帯域幅
を１／Ｔより小さくなるまで減少させることを要する。
帯域幅が１／Ｔ未満でかｐ記号周期につき２度以上生じ
る出力信号の離散レベルを保証するようなＰ波は存在し
ない。本考案によると、Ｐ波はチャネル虞干渉に対する
保護を保証しながらなされ、またこれにより記号ＭＷＡ
につき２点以上での先行歪みの実現が可能となる。した
がって、帯域幅（−３／（４Ｔ），３／　（４Ｔ））を
有するＰ波はＴ／３間隔での各時点での出力信号の準離
散的レベルを確保し、その後ｒ！！離散的レベルは離散
的レベルに変換される。
かくて、本発明によると、記号明間につき３点での信号
補正が実現でき、２５６−　Ｑ　Ａ　Ｍ変調使用で４０
ＭＨｚのチャネル問隔を有する周波数平面で作動する２
Ｘ１４０メガビット／秒の無線リレーリンクでは、隣接
チャネルからの干渉に対する約３０，Ｅの保護を同詩に
達成できる。同様に、この保護は６４−ＱＡＭ使用で３
０ＭＨｚのチャンネル問隔の周波数形式で作動する１４
０メガビット／秒の無線リレーリンクでは６０ｃＢに達
しうる。
信号は以下の形式の多項式エンコーディングによって得
られる： ここでＤは２Ｔ／３だけ遅延する遅延素子であり、エン
コーディングに続き、（−３／　（４Ｔ）・３／（４Ｆ
））の帯域幅を有する理想的な低１Ｐ波が行なわれる。
かくて得られた信号はｋＴ／３のいずれの時点でも、つ
まり記号期間につき３点で、有限数の状態を通る。式（
′ｌ）に合致し最も興味深い多項式は、信号エネルギー
を（Ｍ接チャネル干渉を最小にするため）より低い周波
数で設定するものである。最適な多項式は以下に示され
るものである： ■　Ｆ　（Ｄ）　＝　（１　＋Ｄ）　”このときｎは正
の整数である。パラメータｎは（基本アルファベットと
ともに）ｋＴ／３時点で信号により取られる状態の数を
決定する。パラメータｎはこの状態数をＩＩＩ限するこ
とのないように極度に大きい値が選択されるべきである
．（−３／　（４Ｔ），３／　（４Ｔ））の帯域幅を有
する理想的な低減一波に先行するかがるエンコーディン
グは送信信号のスペクトルに対し、 Ｇ）　　Ｈ　（ω）　＝　ｌ　ｃｏｓ　＊　　（ωＴ／
３）．｜ω｜≦３π／（２Ｔ） １０．どこでも を生じさせる。
低域Ｐ波がなされた後、信号は有限数の準離散的レベル
をとる。（第一実施例の場合に）有限数のサンプルに対
するインパルス応答ｈ（ｔ）の切捨てによって、また％
ｊ（第二実施例の場合に）（Ｔ／３）毎にフィルタＨ《
ω》の出力信号のＮ−ビットアナログ・デジタル変換の
実行によって、信号はアルファベットで示された以下の
有限数の状態をとる： −ｋＴ時点で記号ｂｋ ｋＴ十Ｔ／３＆９点で記号Ｃｋ −ｋＴ＋２Ｔ／３時点で記号ｄｋ。
かくて送信端での整形Ｐ波の提案された範晴は３つのり
座図を画定する。信号は引続きｋ　Ｔ／．ｋ［十丁／３
，ｋＴ＋２Ｔ／３の時点において各星座図のレベルをと
る。
送信端での先行歪ませの作動に続く低ＩＩｉ！Ｐ波は、
Ｉ！想的な低域フィルタ（−３／　＜４Ｔ＞，３／（４
Ｔ））に接近しなくともよく、送信端での信号整形を元
通りにすることなく、以下の式をとる：以下図面と共に
説明するが、本発明は下記の実施例に限定されるもので
はない。
第１図は６４−ＱＡＭタイプの信号の星座図の表示の繰
返しである。変ｇｌ器の入力Ｉ（同相》およびＱ（直角
位相）は独立で、各パスの記号はアルファベット《±ｄ
．±３ｄ，±５ｄ，±７ｄ）の値をとる。ここでは２ｄ
は星座図の隣る２点間の最小距離である 送信されるためには、変調器からの信号は一般に少ない
電力で、つまりその特性の直線部分で用いられる電力増
幅器に送られる。高電力でこの増幅器は非直線であり、
信号を許容できないほど、歪ませる．６４−ＱＡＭタイ
プの星座図が、飽和近くで作動している増幅器の出力で
観察される場合は、第２Ａ図に示されるような歪み星座
図が観京される。先行技術によると、第２Ｂ図による反
対の意味での星座図を先行歪ませさせることは上分とな
り、それにより増幅器の出力で変形のない星座図が得ら
れる。しかし、状況は信号の帯域幅を特にｉＩＩＪ限す
るため電力増幅器の前に常にＰ波がある現実に合うほど
単純ではな．い。Ｐ波がないと、変調器の入力での信号
は、記号周期［につき一度、段階的に変化する。そこで
１／Ｔの速度で信号に作用する先行歪ませ回路は完全な
補償を行なう。
これと対照的に、信号がＰ波されるとそれはもはや段階
的にではなく連続的に変化する。非線形効果に対する完
全補償のためには、信号を記号周期■につきー＠Ｉｉ察
してこれらの瞬闘での歪みにつき補償することではもは
や十分でない。
Ｐ波された信号が存在するとき、増復器の出力での星座
図は第３Ａ図に示される。それは先行技術の先行歪ませ
回路を有する第３Ｂ図に示されるものになる。か《て、
星座図の各点は点の雲となり、これは許容できない。Ｐ
波された信号で作動させるため、補正はかくて記号周期
につき１以上の点について行なわれなければならない。
したがって、本発明によると、入力信号はｋＴ，ｋＴ＋
ｒ／３，ｋ丁＋２Ｔ／３の各時点でアルファベットを形
成するために適当なエンコーディングを受け、先行歪ま
せは３個のアルファベットの各々につき引続き別四に実
行される。その結果生じる信号はそこで低域フィルタＧ
（ω）によりろ波される。本発明によると、これらの継
続エンコーディング及びＰ波手段はＫ＞０のときＴ＋２
ｋＴ／３，Ｋ＜Ｏのとき−Ｔ＋２ｋＴ／３のいずれの時
点でもピロ・ク０ツシングを有するインパルス応答を示
さなければなならない。
第４図はｎ＝１の場合の本発明によるＰ波のタイプのイ
ンパルス応答を示す。曲線がこの時点で０を通ることが
観察される。これにより丁／３毎にサンプリングして準
離散的出力信号レベルを得ることが可能となる。これら
準離散的レベルは二実施例のうもの一つにより離散的レ
ベルに変換される。非線形の補償は極めて効率的であり
、歪みの殆ど無い信号が出力に得られる。
第５図は本発明による適合可能先行歪ませ回路５０より
成るデジタル伝送システムの送信端に位置する郎分のブ
ロック系統図を示す。これは、データａｋに基づいて、
ｋＴ，ｋＴ＋Ｔ／３，ｋＴＴ＋２Ｔ／３の時点でそれぞ
れサンプルされた送信信号と対応するデータｂｋ，ｃｋ
，ｄ，を発生する■ンコーダー５１より成る。これらの
データｂ翫，ｃｋ，ｄ，は先行歪ませ回路５２１，５２
２　．５２ｚにそれぞれ入り、これらの回路は先行歪ま
されたデータ 飄 δはデイラツクデルタ関数である。これらは加算器５３
で加算される。かく得られた信号はデジタル・アナログ
変換器５４，低域フィルタ５５．変調器５６．１！力増
幅器５７を通り、送信アンテナへ伝送される。適合を確
実にするため、増幅器５７の出力信号は復調器５８で復
調され、その後これは低域フィルタ５９で戸波される。
フィルタ５９の出力信号は３個のサンブラー、つまりｋ
Ｔ時点で第一サンブラー６０＋　，ｋＴ＋Ｔ／３Ｒ点で
第二サンブラー６０２　．ｋＴ＋２Ｔ／３時点で第三サ
ンブラー６０３によりサンプルされる。これらのサンブ
ラーは３個の適合回路６１６　１２　．　６　１３　ニ
”ｊン７ルＸ　（ｋＴ）　，　Ｘ　（ｋＴ＋Ｔ／３）．
Ｘ　（ｋＴ＋２Ｔ／３）をそれぞれ供給する。適合回路
はサンプルＸ（ｋＴ）．Ｘ（ｋＴ＋Ｔ／３）．Ｘ　（ｋ
Ｔ＋２Ｔ／３）８それぞｈデータｌ）ｋ，Ｃｋ，ｄｋと
比較する。従来のアルゴリズムが、たとえば先行歪まぜ
回路の更新を結果的に提供する各適合回路の２個の入力
信号間の差の計詐に用いられる。
先行歪ませ回路を実現するのに最適な方法は、ランダム
アクセスメモリ（ＲＡＭ）を使用することである。かか
る実現においてＲＡＭは言語ｂｋによりアドレスされ、
その出力ｔよ一連の先行歪まされた記号ｂ’ｋを構成す
る．，第二のＲＡＭは一連のＣ’Ｈを提供するためにデ
ータＣｋによりアドレスされる。第三のＲＡＭは一連の
ｄ′，を発生させるためデータｄｋによりアドレスされ
る。
かくて記憶装置はそれぞれのアルファベットの先行歪ま
された値を含む。
第６図は１ンコーダー５１の実施例の変形を示し、これ
はδ圓数《実験的に実現され得ない》を利用しない。こ
れは１段を有する一連のＮシフトレジスタ６２＋　．６
２ｚ　，・・・６２１より成り、これらは所定の時点で
クＯツクＨの命令で各々のデータａｋ−１．　ｋ−２．
”・ａｋ−１を配憶する（Ｎはａ ＆！号ａｋのピット数である》。値Ｉはｆｒ１几および
インパルス応答の切捨て（トランケーション）長さによ
り決定される。一組のデータａｋ，ａｋ−１．・・・ａ
ｋ−１は記憶￥！Ｒ１６３、たとえばデータａｋをデー
タｂｋ，ＣＩ　，ｄｈにエンコードするブＯグラマブル
リードオンリメモリ（＝ＰＲＯＭ）をアドレスするのに
用いられる。これらのデータはランダムアクセスメモリ
５２＋　．５２２　，５２３にそれぞれ入力され、該メ
モリはデータｂｋをデータｂ＋，，，データＣｋをデー
タＣ′ｋ，、データｄｋをデータｄ’，，に先行歪ませ
を行ない、これら３つのカテゴリーは記号クロックＨ＝
１／Ｔと同相である。データｂ’　Ｈ，Ｃ’　Ｈ，ｄ’
　ｋはマルチプレクサ６４に送られ、該マルチプレクサ
はタイミングシーケンサ６５により供給されるＴ／３の
周期を有するクＯツクの速度で順次ｔ）’（，Ｃ’　ｙ
　，ｄ’　Ｈを選択する。この場合、マルサプレクサ６
４はそこで第５図の加算回路５３により加算を実行する
。かくて出力において以下の式で信号ｒ　（ｔ）を示す
データ列が得られる。
ｒ（ｔ）＝Σ［ｂ’　　　・δ（ｔ−ｋｒ）絃 ｋ ＋Ｃ′　　・δ（ｔ−ｋＴ−Ｔ／３） ｋ １′　　・δ（ｔ−ｋＴ−２１／３）］ｋ この場合エンコーダ５１は、１段を有する一組のＮシフ
トレジスタ６２＋から６２■、および記憶装置６３より
構成される。このデジタル信号はデジタル・アナログコ
ンバータ５４を介して、その後ｆｌ調器に先行する７ナ
０グＧ《ω》フィルタ５５を通る。
データｂ’，，　　　　，ｄ’　ｋをＴ／３だけ岨Ｃ’
ｋ れた時点で選択するマルチプレクサ６４より実行ざれる
動作は先行歪ませ回路５２＋　．５２ｚ　．５２３自体
の前でも実行可能である。それらは各適合回路６１＋　
．６１２．６１３　　（接統１１７０＋．７　０　ｚ　
．７　０　３　％第５図》により更新される１．第７図
はエン」一ダの実施例の第二変形例を示し、これはシフ
トレジスタに基づくがデータｂｋ．ｃｋ，ｄｋは第６図
に示されるような配憶装置によって決定されるのではな
く、トランスバーサルフィルタの補助の下での直接演算
によって決定される。その他の要素はすべて第６図のも
のと同一である。第７図では４段を有する、一組のシフ
トレジスタ６２１から６２４が用いられ、クロック周期
により順次して遅延ざれるデータａｋを発生させる。こ
の例ではｎ＝１であり、インパルス応答は１５サンプル
に切捨てられる。
データｂｋは、 −　Ｏ．　４２４　８　ｋ−３を決定する乗詐器７２＋
−　０．０８５ａｋ−４を決定する乗算器７４！０．４
２４ａｋ−３　＋ａｋ−２　−　０．０８５ａｋ，を決
定する加算器７５＋ よりなる＊＊ブロック７１＋により得られる。
データＣｋは、 ０．０３６８ｋを決定する乗算器７２２、１．２．７　
ａ　ｋ−ｚを決定する乗棹器７３２、０．０３６ａ　ｋ
−４を決定する乗ｌｌ器７４２、０．０３６ａ　ｋ　＋
　１．２７　ａ　ｈ−２＋０．０３６ａ　ｋ−４を決定
する加粋器７５２より成る演算ブロック７１２により得
られる。
データｄｋは、 −　０．４２４ａ　ｋ−ｔを決定する乗算器７２３、０
．０８Ｓａ　ｋ−３を決定する乗算器７４３、−　０．
４２４ａ　　　＋ａ　　　＋０．０８５ａｋ−３を決定
ｋ−１　　　ｋ−２ する加算器７５３ より成る演算ブロック７１１により得られる。
インパルス応答の別な切捨てを行ない、シフトレジスタ
用に多数の異なった段を用いることも十分可能である。
かくて、ｎ＝２である場合は９Ｉｊのサンプルに対する
制限がなされ、２つのシフトレジスタ段が用いられ、エ
ンコーディングは以下の計算により実現される。
ｂ　ｋ＝　１．６９８ａ　ｋ，　＋　ａ　，，ｃ，　＝
　０．３３９ａ，　＋２　ａｋ−１＋０．３３９ａｋ−
２ｄ　，　＝　ａ　ｋ＋　１．６９８ａ　ｋ，第８図は
エンコーダ５１の第二実論例を示す。
この目的のため、これは伝達関数日（ω）を有する送信
フィルタ８１より成り、該フィルタはＤ＝２［／“３で
多項エンコーディングＦ　（Ｄ）　＝　（１＋Ｄ）９を
行ない、また低域Ｐ波関数（−３Ｔ／（４Ｔ）．３丁／
（４Ｔ））を実行する。かくて、該送信フィルタの出力
でｋＴ，ｋＴ十Ｔ／３、ｋ丁＋２Ｔ／３の各時点におい
て準離散的信号レベルが得られる。送信フィルタ８１の
出力はそれぞれがサンブラ−８２＋　．８：２２　．８
２ｚおよびアナログ・デジタルコンバータ８３＋　，８
３２　．８３３より成る３つのパスに接続され、各パス
は離散的レベルで、その各々の先行歪ませ回路５２＋　
．５２２　，５２３に入力されデータｂｋ，Ｃｋ，ｄｋ
を発生させる。他の要素は第６図のものと同一である。
第９図は適合パスに配置されたサンプラーの系統図を示
す。送信信号は復調と一波がなされた後、接続線９０に
達する。それは３個のサンプラー６０＋　．６０２　．
６０３によりサンプルされ、得られた信号は３１１のア
ナログ・デジタルコンバータ９１＋　，９１２．９１３
によりデジタル信号に変換される。３つのパスデジタル
信号はそれぞれの信号ｔｇ，ｃｋ，ｄｋ　（接続線６９
＋　，６９２　．６９３》と比較されて適合信号（接続
線７０１，７０２　．７０ｚ　）を発生さゼる。
送信機より送信され次いで送信システムの他端の受信機
により受信された信号は、受信時Ｐ波され、これは、受
信端でのＰ波と閏運する送信端でのＰａが適当な０−ル
オノフ７クタを有するナイキスト戸波におおよそ対応す
るように決定される。
隣接チャネル混信に対する保護を決定するのがこのＯ−
ルオフファクタである。本発明で得られる効果を説明す
るために、例として３０ＭＨｚのチャネル問隔の周波数
形式で作動する１４０Ｍビットを有する６４−ＱＡＭシ
ステムを取り上げる。このシステ，ムにつき送信端と受
信端に真って均等に分布されたナイキスト戸波でのα一
〇，３２のＯ−ルオフフ７クタは６３．８ｃＥの保護を
提供する。本発明によるシステムにおける同一の保護を
得るにｔよ、全戸波はより低いＤ−ルオフファクタを有
さなければならない。木例では、送４Ｅｒ端での多項エ
ンコーディングの位数としてのｎ＝１の選択は、隣接チ
ャネルとの混信に対する６３．８．８の保護を得るため
には、全戸波におけるロールオフファクタが０．１５で
あることを必要とする。
本発明によると、４０ＭＨｚのチャネル間隔の周波数形
式での２ｘｌ４０Ｍビットを有する２５ＧＱＡＭシステ
ムでは、本発明により得られる利得は先行技術の先行歪
ませ技術に比しておよそ３．１３となる。
【図面の簡単な説明】
第１図は６４−ＱＡＭ変調の星座図、 第２Ａ図はＰ波のないシステムでの、またはＰ波がすべ
て増幅没後に実行される場合の電力増幅器により歪んだ
６４−ＱＡＭ星座図、 第２Ｂ図は先行技術の周波数にしたがって第２Ａ図に示
した歪みを補償するよう最適化された先行歪まされた星
座図、 第３Ａ図は全戸波が送信端と受信＠ｌｆｆｉに均等に分
割され、送信端の部分は増幅器の前に配置ざれるときに
現われる。増幅各により歪まされた星座図、 第３Ｂ図は先行技術の先行歪ませ回路を組込んだ第３Ａ
図と同じ状況の星座図、 第４図はｎ＝１である場合の本発明による送信端での戸
波（低域Ｐ波が後に続くエンコーディング｝のインパル
ス応答曲線を示す図、 第５図は本発明の第一実施例による通含司能先行歪ませ
回路のブロック系統図、 第６図は記憶装置より成るエンコーダーの第一実施例の
第一の変形例の訂細な系統図、第７図はｎ＝１の場合で
１５個のサンプル切捨を有するトランスバーリルフィル
ターより成るエンコーダーの第一実施例の第二変形例の
詳細系統図、 第８図は本発明の第二実施例による適合可能先行歪ませ
回路のブロック系統図、 第９図は適合ループにおけるサンプラーの系統図である
。 ５０・・・適合先行歪ませ回路、５１・・・エン］一ダ
、５２＋　．５２２　．５２３・・・歪ませ回路、５３
．７５・・・加算鼎、５４・・・デジタル・アブログコ
ンバーター、５５．５９・・・低域フィルタ、５６・・
・変調器、５７・・・増幅器、５８・・・復調器、６０
１，６０２　，６０ｉ　，８２＋　．８２２　，８２３
・・・サンプラー、６１＋　．６１２　．６１ｚ・・・
適合回路、６２＋　，６２２　．６２３・・・シフトレ
ジスタ、６３・・・記憶装置、６４・・・マルチブレク
サ、６５・・・タイミングシーケンサ、６９＋　，６９
２　，６９３　．７０＋．，７０２，７０ｔ・・・接Ｉ
ｌｌ、７１Ｉ，７１２　， ７１３・・・演算ブロック、 ７２． ７３， ７４・・・乗算器、 ７５・・・加算器、 ８１・・・送信フィル タ、 ８３．

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）変調器とデータを歪ませる電力増幅器により周期
    Ｔを有する記号クロックの速度で入力データを送信する
    デジタル送信システム用であり、−予定入力データを送
    信するための増幅器への入力に先立ち入力データを反対
    の意味で先行歪ませする先行歪ませ回路と、 −送信データの流れの復調に応答して先行歪ませ回路を
    入力データの流れに連続的に適合させる適合と、 −信号整形を行なうフィルタと、 より成る適合先行歪ませ回路であって、 デジタルデータａ＿ｋ（ｋは整数）に基づいて、−第１
    の先行歪ませ回路を記号クロックと周相のデジタルデー
    タｂ′＿ｋとして先行歪ませ状態にする、デジタルデー
    タｂ＿ｋを、第１のパスに、 −第二の先行歪ませ回路を記号クロックについてＴ／３
    だけ位相シフトされたデジタルデータｃ′＿ｋとして先
    行歪ませ状態にする、デジタルデータｃ＿ｋを、第二の
    パスに、 −第三の先行歪ませ回路を記号クロックについて２Ｔ／
    ３だけ位相シフトされたデジタルデータｄ′＿ｋとして
    先行歪ませ状態にするデジタルデータｄ＿ｋを、第三の
    パスに、 発生されるエンコーダーより成り、信号ｂ＿ｋ、ｃ＿ｋ
    、ｄ＿ｋはＤが２Ｔ／３の遅延であるときＦ（Ｄ）＝（
    １＋Ｄ）＾ｎの形式のｎ番目のオーダの多項エンコーデ
    ィングによりｋＴ、ｋＴ＋Ｔ／３、ｋＴ＋２Ｔ／３の各
    時点で得られ、該エンコーディングは帯域幅（−３／（
    ４Ｔ）、３／（４Ｔ））の理想的な低域ろ波と連携し、
    エンコーディングとろ波はｎが正の整数のとき伝達関数 ｜ω｜≦３π／（２Ｔ）に対してＨ（ω）＝ｃｏｓ＾ｎ
    （ωＴ／３）により与えられた周波数整形ろ波にしたが
    ってデータａ＿ｋに共同して作用し、該３つのパスの先
    行歪まされたデータは加算回路にて合算されデジタル・
    アナログ変換器によりアナログ信号に変換され、アナロ
    グ信号はｆが周波数であると理想的な伝達関数がｆ＜３
    ／（４Ｔ）に対し１に等しくｆ＞９（４Ｔ）に対し０に
    等しくなるような低域出力フィルタによりろ波され、そ
    の後変調器、次いで増幅器に送られ、送られたデータは
    復調されデジタル化されて３個の適合回路の補助で適合
    を実現し、該回路のうちの１個は同相で作動しその他は
    記号クロックにつきＴ／３および２Ｔ／３だけ位相シフ
    トされ、それぞれの対応する先行歪ませ回路に適合させ
    ることを特徴とする適合先行歪ませ回路。
  2. （２）エンコーダーはｈ＿ｉ＿，＿０、ｈ＿ｉ＿，＿１
    、ｈ＿ｉ＿，＿２が送信端でのスペクトル信号整形に特
    性を与えるフィルタＨ（ω）のインパルス応答ｈ（ｔ）
    の係数であり、（２Ｊ＋１）、Ｔがインパルス応答ｈ（
    ｔ）の切捨て長であるとき、 ▲数式、化学式、表等があります▼但しｈ＿ｉ＿，＿０ ＝ｈ（ｉＴ） ▲数式、化学式、表等があります▼但しｈ＿ｉ＿，＿１ ＝ｈ（ｉＴ＋Ｔ／３） ▲数式、化学式、表等があります▼但しｈ＿ｉ＿，＿２ ＝ｈ（ｉＴ＋２Ｔ／３） となるようにデータｂ＿ｋ、ｃ＿ｋ、ｄ＿ｋを決定する
    ことを特徴とする請求項１記載の適合先行歪ませ回路。
  3. （３）エンコーダーは一組のシフトレジスタより成り、
    該レジスタはＩ＝２Ｊ＋１であるＩ段を有し、その中を
    データａ＿ｋ、ａ＿ｋ＿−＿１、ａ＿ｋ＿−＿２・・・
    ａ＿ｋ＿−＿Ｉが通り、データａ＿ｋをデータｂ＿ｋ、
    ｃ＿ｋ、ｄ＿ｋにエンコードする少なくとも一つの記憶
    装置へのアドレスに使用されることを特徴とする請求項
    ２記載の適合先行歪ませ回路。
  4. （４）エンコーダーは、Ｉ段を有し、その中をデータａ
    ＿ｋ、ａ＿ｋ＿−＿１、ａ＿ｋ＿−＿２・・・ａ＿ｋ＿
    −＿Ｉが通るような一組のシフトレジスタより成るトラ
    ンスバーサルフィルタであり、該データに、 −第一のパスでは、その積が加算されてデータｂ＿ｋと
    なるようなそれぞれの係数ｈ＿ｉ＿，＿０、−第二のパ
    スでは、その積が加算されてデータｃ＿ｋとなるような
    それぞれの係数ｈ＿ｉ＿，＿１、−第三のパスでは、そ
    の積が加算されてデータｄ＿ｋとなるようなそれぞれの
    係数ｈ＿ｉ＿，＿２、を乗ずることを特徴とする請求項
    ２記載の適合先行歪ませ回路。
  5. （５）エンコーダーは送信端で伝達関数Ｈ（ω）を有す
    るアナログ送信フィルタより成り、その出力はｋＴ、ｋ
    Ｔ＋Ｔ／３、ｋＴ＋２Ｔ／３の各時点で作動する３個の
    サンプラーに接続され、該サンプラーは夫々アナログ・
    デジタルコンバータに接続されてそれぞれのデジタルデ
    ータｂ＿ｋ、ｃ＿ｋ、ｄ＿ｋを発生させることを特徴と
    する請求項１記載の適合先行歪ませ回路。
  6. （６）加算回路は、先行歪まされたデータｂ′＿ｋ、ｃ
    ′＿ｋ、ｄ′＿ｋをそれら固有のタイミングにしたがっ
    て取り変調器へ送るマルチプレクサにより構成されるこ
    とを特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか一項記載
    の適合先行歪ませ回路。
  7. （７）３本の適合パスのそれぞれは、適合回路の前に挿
    入されたサンプラーに先行するアナログ・デジタルコン
    バーターより成ることを特徴とする請求項１乃至６のう
    ちいずれか一項記載の適合先行歪ませ回路。
  8. （８）先行歪ませ回路は同相のパスおよび２本の位相シ
    フトされたパス上に先行歪ませ値を供給するランダムア
    クセスメモリであることを特徴とする請求項１乃至７の
    うちいずれか一項記載の適合先行歪ませ回路。
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