DE60131049T2

DE60131049T2 - Vorverzerrung von Quadratursignalen

Info

Publication number: DE60131049T2
Application number: DE60131049T
Authority: DE
Inventors: Michael H. Poway Myers
Original assignee: Northrop Grumman Corp
Current assignee: Northrop Grumman Systems Corp
Priority date: 2000-07-24
Filing date: 2001-07-12
Publication date: 2008-02-07
Anticipated expiration: 2021-07-13
Also published as: EP1176777A3; DE60131049D1; US6751268B1; EP1176777B1; JP2002135341A; EP1176777A2; JP3655851B2

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Vorverzerren eines komplexen Basisbandsignals. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Erzeugen eines amplitudenmodulierten Hochfrequenzsignals durch Vorverzerren seines Basisbandsignals unter Verwendung des inversen Tangens hyperbolicus eines Wertes, der auf der Umhüllenden des In-Phase-Basisbandsignals und des Quadratur-Basisbandsignals basiert.
Hintergrund der Erfindung
Die Ausgangssignale vieler Festkörperleistungsverstärker weisen eine Verzerrung auf, die durch eine Funktion des Tangens hyperbolicus charakterisiert werden kann. Verschiedene Funkanwendungen, beispielsweise der VHF-Datenfunk, der von Verkehrsflugzeugen verwendet wird, muss Spektrumsmaskenanforderungen genügen, die durch Regulierungsbehörden, beispielsweise der United States Federal Communications Commission (Bundeskommunikationsbehörde der Vereinigten Staaten von Amerika), auferlegt werden. Das Sendespektrum eines derartigen Funksignals kann in der Nähe des gewünschten Signalbandes streuen, falls die Umhüllende des gesendeten Signals nicht konstant ist, insbesondere, falls der Sendeleistungsverstärker in die weiche Sättigung gesteuert wird. Obwohl Störemissionen durch Vorverzerren der Einhüllenden des Hochfrequenzsignals kurz vor dem Senden an den Ausgangsleistungsverstärker reduziert werden könnten, erfordert dies analoge Multiplizierer. Selbst dann wird, falls ein Rauschen durch die Multipliziererschaltung aufgenommen wird, dieses Rauschen das gewünschte Signal modulieren und läuft bis zum Ausgang hindurch.
Das Dokument US 5,867,065 offenbart ein System zum linearen Senden eines verstärkten Ausgangssignals unter Verwendung einer Vorverzerrung. Die Signale des In-Phase-Anteils und des Quadratur-Anteils, die von einem Modulator ausgegeben werden, werden in eine Vorverzerrungseinrichtung eingespeist. Die Vorverzerrungseinrichtung arbeitet derart, dass sie das In-Phase-Anteils-Signal und das Quadratur-Anteils-Signal, die von dem Modulator ausgegeben werden, modifiziert, um jegliche Verzerrung, die in einem Leistungsverstärker auftritt, zu kompensieren. Die Vorverzerrungseinrichtung verwendet ein Vorverzerrungsschema, das nicht nur von der Momentanleistung oder der momentanen Größe der Umhüllenden des Abtastwertes abhängt, sondern auch von der Leistung oder der Größe der Umhüllenden der vorangegangenen Abtastwerte. Die Ausgangssignale der Vorverzerrungseinrichtung wer den einem digitalen Quadraturmodulator bereitgestellt. Der digitale Quadraturmodulator wandelt das In-Phase-Anteils-Signal und das Quadratur-Anteils-Signal in ein einzelnes reelles Digitalsignal. Das reelle Digitalsignal von dem digitalen Quadraturmodulator wird von einem Digital/Analog-Wandler erhalten, der das reelle Digitalsignal in ein Analogsignal umwandelt, um ein Zwischenfrequenzausgangssignal bereitzustellen. Das Zwischenfrequenzausgangssignal von dem Digital/Analog-Wandler wird einem analogen Aufwärtswandler bereitgestellt, der das Zwischenfrequenzsignal in ein Übertragungsfrequenzsignal wandelt. Der Leistungsverstärker erhält das Übertragungsfrequenzsignal vom analogen Aufwärtswandler, verstärkt das Signal und stellt das verstärkte Signal der Sendeantenne zum Senden bereit.
Zusammenfassung der Erfindung
Die Aufgabe der Erfindung wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 und durch eine Vorrichtung gemäß Anspruch 5 gelöst.
Die vorliegende Erfindung ist eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Erzeugen einer Amplitudenmodulation eines gewünschten Hochfrequenzsignals, so dass nach dem Durchlaufen durch den nicht linearen Leistungsverstärker unerwünschte Störemissionen in dem resultierenden Spektrum reduziert werden. Erfindungsgemäß wird ein komplexes amplitudenmoduliertes Basisbandsignal mit einem In-Phase-Anteil I und einem Quadratur-Anteil Q abgetastet, um Abtastwerte I_k des In-Phase-Anteils und Abtastwerte Q_k des Quadratur-Anteils zu erhalten, und die Größe der Umhüllenden des Basisbandabtastwertes wird durch Bestimmen der Quadratwurzeln der Summen der Quadrate der In-Phase-Anteils-Abtastwerte und der Quadratur-Anteils-Abtastwerte bestimmt. Ein Verzerrungsfaktor, der gleich dem inversen Tangens hyperbolicus oder Arcustangens hyperbolicus („atanh") des skalierten Werts der Größe des komplexen Abtastwerts des Basisbands geteilt durch diese Größe des skalierten Abtastwerts ist, wird zum Multiplizieren jedes Abtastwerts des In-Phase-Anteils und des Quadratur-Anteils verwendet, um vorverzerrte Anteile bereitzustellen. Diese vorverzerrten Anteile werden dann auch aufwärts getastet, aufwärts gewandelt und kombiniert, um ein vorverzerrtes Zwischenfrequenz-Trägersignal („ZF-Trägersignal") bereitzustellen, das ferner in ein analoges Hochfrequenzsignal („HF-Signal") aufwärts gewandelt wird und gefiltert wird, was das gewünschte aufwärts gewandelte Signal bestehen lässt.
Falls erwünscht, kann der Skalierungsfaktor durch Kombinieren eines Teils der Ausgangssignalsumhüllenden mit der unverzerrten Umhüllenden in einer Rückkoppel schaltung erhalten werden. Die Rückkoppelschaltung berechnet vorzugsweise den mittleren quadratischen Fehler zwischen der unverzerrten Umhüllenden und der Umhüllenden des Ausgangssignals. Vorzugsweise werden, um sicherzustellen, dass der mittlere quadratische Fehler korrekt berechnet wird, beide Umhüllenden normalisiert. Der mittlere quadratische Fehler wird durch eine feste Verstärkungssteuerung eingestellt und integriert, und das Ergebnis wird verwendet, um die unverzerrte Umhüllende vor dem Bestimmen der Funktion des Arcustangens hyperbolicus zu skalieren.
Die Umhüllende des Basisbandsignals wird folglich vor dem Aufwärtswandeln einer digitalen Umhüllendenvorverzerrung unterzogen. Dies vermeidet das Aufprägen von eingestreutem Rauschen auf die gesendete Umhüllende. Es ist möglich, die Vorverzerrung vor der ZF-Bandpassfilterung und HF-Bandpassfilterung des Hochfrequenzsignals durchzuführen, da eine solche Filterung eine große Bandbreite hat, was ermöglicht, dass das verzerrte Signalspektrum durch den Leistungsverstärker verläuft.
Im Stand der Technik wurde die Vorverzerrung erreicht, indem das Signal einer inversen Nichtlinearität unterzogen wurde, indem beispielsweise das lineare Signal y(t) durch einen inversen, nicht linearen Vorverzerrer verläuft, um f(y(t)) = atanh(C y(t)) zu erzeugen. Im Gegensatz dazu multipliziert die vorliegende Erfindung y(t) mit {atanh(C y(t))}/C y(t), was als eine Expanderfunktion betrachtet werden kann.
Vorzugsweise wird die Vorverzerrungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung in einem Gatearray implementiert, beispielsweise einem anwendungsspezifisch programmierbaren Gatearray.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Diese und weitere Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden von der folgenden detaillierten Beschreibung und den Ansprüchen besser ersichtlich, insbesondere wenn sie in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen betrachtet werden, bei denen ähnliche Teile ähnliche Bezugszeichen haben. In den Zeichnungen gilt:
1 ist ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zum Erzeugen eines Hochfrequenzsignais mit einer vorverzerrten Umhüllenden gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 ist ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform einer Schaltung, die zur Verwendung in der Vorrichtung von 1 geeignet ist; und
3 ist ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zum Erzeugen einer Umhüllenden eines vorverzerrten Hochfrequenzsignals gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Detaillierte Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
1 stellt eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Hochfrequenzsignals mit einer vorverzerrten Umhüllenden gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Eine Signalquelle 10 stellt ein komplexes Basisbandsignal bereit, das einen In-Phase-Anteil I und einen Quadratur-Anteil Q umfasst, die normalisiert sind und beispielsweise mit 10.500 Abtastwerten pro Sekunde (10,5 KSPS: kilosamples per second – tausend Abtastwerte pro Sekunde) abgetastet werden. Von der Quelle 10 werden die Abtastwerte an eine Filterschaltung 12 angelegt, die ein Paar Raised-Cosine-Filter (cos²-Filter) zum Bilden der differenziellen Acht-Phasenumtastmodulation (D8PSK) umfassen kann, wobei ein Filter für den In-Phase-Anteil und ein Filter für den Quadratur-Anteil vorgesehen ist. Die Filterschaltung 12 tastet die bereitgestellten Signale mit einer Mehrfachen der Abtastrate der Quelle 10 erneut ab, die in 1 als eine Wiederabtastrate von 52,5 KSPS gezeigt ist. Die Abtastwerte des In-Phase-Anteils I_k und des Quadratur-Anteils Q_k werden von den Filtern 12 an ein Verstärkungssteuerungsverstärkerpaar 14 angelegt, das ein Verstärkungssteuerungssignal oder ein Skalierungssignal erhält, das ein konstanter Wert von einer geeigneten Quelle, beispielsweise einer Systemsoftware, sein kann. Anstelle des Verstärkungssteuerungsverstärkerpaars könnte ein Multipliziererpaar verwendet werden. Das Ausgangssignal des Verstärkungssteuerungsverstärkerpaars 14 wird an eine Berechnungsschaltung 16 angelegt, die die Größe des Abtastwertes der skalierten komplexen Basisbandumhüllenden durch Bestimmen der Quadratwurzel der Summe der Quadrate des skalierten In-Phase-Anteils-Abtastwerts und des skalierten Quadratur-Anteils-Abtastwerts berechnet, wobei das Verstärkungssteuerungsverstärkerpaar 14 eine Multiplikation um einen Faktor von C durchführt.
2 ist ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform einer Vorrichtung zum Bestimmen einer Näherung der Größe eines jeden komplexen Abtastwertes k des Basisbandsignals. In 2 werden ein In-Phase-Anteil I_k und ein Quadratur-Anteil Q_k eines normalisierten Basisbandsignals, die mit einer geeigneten Abtastrate, beispielsweise 52,5 KSPS abgetastet wurden, an eine erste Detektionsschaltung 18 angelegt, die das Maximum dieser Anteile durch Bestimmen für jedes Abtastwertpaar, ob der I_k-Anteil oder der Q_k-Anteil der Größere ist, bestimmt. Die Abtastwerte des I_k-Anteils und des Q_k-Anteils werden auch an eine zweite Detektionsschaltung 20 angelegt, die das Minimum dieser Anteile durch Bestimmen für jedes Abtastwertpaar, ob der I_k-Anteil oder der Q_k-Anteil der Kleinere ist, bestimmt. Der detektierte Maximalwert („max_k") und der detektierte Minimalwert („min_k”) für jedes Abtastwertpaar werden an eine Berechnungsschaltung 22 angelegt, die den Wert y_k = ½(min_k/max_k)² berechnet.
Das y_k-Ausgangssignal von der Berechnungsschaltung 22 wird als Eingangssignal an jede der fünf Multipliziererschaltungen 24, 26, 28, 30 und 32 angelegt. Das y_k-Ausgangssignal wird auch an einen zweiten Eingang des Multiplizierers 24 angelegt. Folglich stellt der Multiplizierer 24 als Ausgangssignal den Wert y_k ² bereit. Dieses y_k ²-Ausgangssignal von dem Multiplizierer 24 wird an den zweiten Eingang des Multiplizierers 26 angelegt und an einen negativen Eingang der Summierschaltung 34. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 26 hat folglich den Wert y_k ³. Dieses Ausgangssignal wird an den zweiten Eingang des Multiplizierers 28 und einen positiven Eingang der Summierschaltung 34 angelegt. Der Multiplizierer 28 stellt demgemäß das Ausgangssignal y_k ⁴ bereit, das als das zweite Eingangssignal für den Multiplizierer 30 verwendet wird und das an einen negativen Eingang der Summierschaltung 34 angelegt wird. Der Multiplizierer 30 stellt dann das Ausgangssignal y_k ⁵ dem zweiten Eingang des Multiplizierers 32 und einem positiven Eingang der Summierschaltung 34 bereit. Der Multiplizierer 32 stellt das Ausgangssignal y_k ⁶ einem negativen Eingang der Summierschaltung 34 bereit.
Die Summierschaltung 34 dividiert die Summe ihrer Eingangssignale durch 2, was folglich als ihr Ausgangssignal den Wert ½(-y_k ² + y_k ³ – y_k ⁴ + y_k ⁵ – y_k ⁶) bereitstellt. Dieses Signal wird als Eingangssignal an eine Summierschaltung 36 angelegt, die auch als ihre Eingangssignale das y_k-Signal von der Berechnungsschaltung 22 und die Konstante 1 erhält. Das Ausgangssignal der Summierschaltung 36 ist folglich der Wert {1 + y_k + ½(-y_k ² + y_k ³ – y_k ⁴ + y_k ⁵ – y_k ⁶)}. Dies ist gleich dem Wert {(1 + y_k)/2 + ½(1 + y_k – y_k ² + y_k ³ – y_k ⁴ + y_k ⁵ – y_k ⁶)}. Dieses Signal wird von der Summierschaltung 36 an einen Eingang des Multiplizierers 38 angelegt, der das max_k-Signal von der Detektionsschaltung 18 an seinem Eingang erhält. Folglich ist das Ausgangssignal des Multiplizierers 38 (maxk) × {(1 + yk)/2 + ½(1 + yk – yk 2 + yk 3 – yk 4 + yk 5 – yk 6)}, was eine Näherung von (I_k ² + Q_k ²)^½ = u_k und folglich eine Näherung der Größe des Abtastwertes k ist.
Es wird zu 1 zurückgekehrt. Das Eingangssignal in die Berechnungsschaltung 16 ist C × I_k und C × Q_k, und folglich ist das Ausgangssignal von der Berechnungsschaltung C × (I_k ² + Q_k)^½ = C × u_k = x_k. Dieses x_k-Ausgangssignal wird als ein Eingangssignal an die Berechnungsschaltung 40 angelegt, die einen Wert x_k ²/3 + x_k ⁴/5 + x_k ⁶/7 + ... bestimmt, der eine Näherung des Werts {(atanh (x_k))/x_k} – 1 ist. Die Berechnungsschaltung 40 könnte eine Nachschlagtabelle (look uptable) sein, die für diesen Zweck Werte für 16 Bits aufweist. Das Ausgangssignal der Berechnungsschaltung 40 wird an einen Eingang der Summierschaltung 42 angelegt, die die Konstante 1 an ihrem zweiten Eingang erhält. Es wird bevorzugt, dass die Berechnungsschaltung 40, wenn sie in der Form einer Nachschlagtabelle aufgebaut ist, den Wert des Segments {(atanh (x_k))/x_k} – 1 berechnet, und dann die Konstante 1 in der Summierschaltung 42 addiert wird, um die gewünschte Genauigkeit bereitzustellen, während die Nachschlagtabelle bei einer moderaten Größe gehalten wird.
Das Ausgangssignal der Summierschaltung 42 ist folglich der Verzerrungsfaktor (atanh (x_k))/x_k = (atanh (C u_k))/C u_k = D_k. Dieser Verzerrungsfaktor wird an einen Eingang des Multipliziererpaars 44 angelegt, das auch die u_k-Abtastwerte des In-Phase-Anteils I_k und des Quadratur-Anteils Q_k von der Filterschaltung 12 erhält. Jeder Abtastwert des In-Phase-Anteils I_k und des Quadratur-Anteils Q_k wird folglich durch den Verzerrungsfaktor D_k modifiziert, so dass das Ausgangssignal des Multipliziererpaars 44
(atanh(C u_k))/C ist. Diese Abtastwerte des modifizierten Signals werden dann mit einer hohen Rate, beispielsweise 50 Millionen Abtastwerte pro Sekunde (MSPS: megasamples per second – Millionen Abtastwerte pro Sekunde), in einer Wiederabtastschaltung 46 wiederabgetastet, und die resultierenden Abtastwerte werden an ein Multipliziererpaar 48 angelegt. Ein Signalgenerator 50 legt Sinusausgangssignale und Cosinusausgangssignale an eine Abtastschaltung 52 an. Der Signalgenerator 50 arbeitet bei einer Frequenz, die weniger als die Hälfte der Abtastrate der Wiederabtastschaltung 46 beträgt, die in 1 als eine Frequenz von 21,4 MHz dargestellt ist. Die Abtastschaltung 52 tastet die Sinus- und Cosinusausgangssignale von dem Signalgenerator 50 mit der gleichen Abtastrate wie diejenige ab, die von der Abtastschaltung 46 verwendet wird und in 1 als 50 MSPS dargestellt ist. Die abgetasteten Sinus- und Cosinussignale von der Abtastschaltung 52 werden an ein Multipliziererpaar 48 angelegt, so dass das Multipliziererpaar als Ausgangssignale das Zwischenfrequenzsignal D_k × I_k sin 21,4 MHz und D_k × Q_k cos 21,4 MHz bereitstellt.
Diese Signale werden an eine Summierschaltung 54 angelegt, die sie addiert, um das vorverzerrte aufwärtsgewandelte Zwischenfrequenzsignal an ihrer Ausgangsleitung 56 bereitzustellen.
Dieses vorverzerrte Zwischenfrequenzsignal wird an einen Digital/Analog-Wandler 58 angelegt, der mit der gleichen Rate wie die Abtastschaltung 46 abtastet, die in 1 als 50 MSPS dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Digital/Analog-Wandlers 58 wird an ein Bandpassfilter 60 angelegt. Das Bandpassfilter 60 hat als Mittenfrequenz die Frequenz des Signalgenerators 50, die in 1 als 21,4 MHz dargestellt ist, und hat eine ausreichende Bandbreite, um eine Verzerrung der vorverzerrten Umhüllenden zu vermeiden, beispielsweise eine Bandbreite in der Größe von 30 kHz. Das Signal wird vom Bandpassfilter 60 an eine Hochfrequenzdämpfungseinrichtung 62 angelegt, die ein Eingangssignal, beispielsweise einen konstanten Wert von der Systemsoftware, erhält, um ihren Leistungspegel einzustellen. Das Ausgangssignal der Dämpfungseinrichtung 62 ist V(t) =
(atanh(C u_k))/C. Dieses Signal wird dann an einen Leistungsverstärker 64 angelegt, der eine Übertragungsfunktion von b × tanh (C × V(t)) hat, wobei b eine Konstante ist. Das Ausgangssignal vom Leistungsverstärker 64 ist b × C u(t)
Vorzugsweise ist das Verstärkungssteuerungssignal oder das Skalierungssignal, das an das Verstärkungssteuerungsverstärkerpaar 14 angelegt wird, gleich C.
3 stellt eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Hochfrequenzsignals mit einer vorverzerrten Umhüllenden gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, bei der der Skalierungsfaktor durch eine adaptive Rückkopplung basierend auf der Wurzel des Mittelwerts der Fehlerquadrate des Signals von dem Ausgangsleistungsverstärker bestimmt wird. Die Signalquelle 10 stellt ein komplexes Basisbandsignal bereit, das normalisiert und abgetastet ist und an die Filterschaltung 12 angelegt wird. Die Abtastwerte des In-Phase-Anteils und des Quadratur-Anteils werden an die Berechnungsschaltung 16 angelegt, die die Schaltung von 2 sein kann. Das Ausgangssignal der Berechnungsschaltung 16 ist folglich (I_k ² + Y_k ²)^½ = u_k. Das Ausgangssignal von der Vorrichtung von 3 wird von dem Leistungsverstärker 64 bereitgestellt, und ein Hochfrequenzkoppler 70 koppelt einen Teil dieses Ausgangssignals mit einem linearen Umhüllendendetektor 72. Die detektierte Umhüllende wird an einen Analog/Digital-Wandler 74 angelegt, der mit der gleichen Abtastrate wie der Digital/Analog-Wandler 58 abtastet, die in 3 mit 50 MSPS dargestellt ist.
Das abgetastete Ausgangssignal von dem Analog/Digital-Wandler 74 wird von einer Normalisierungsschaltung 76 auf den Maximalwert normalisiert. Das Ausgangssignal der Berechnungsschaltung 16 wird an einen positiven Eingang einer Summierschaltung 78 angelegt, während das Ausgangssignal von der Normalisierungsschaltung 76 an einen negativen Eingang der Summierschaltung angelegt wird. Das Eingangssignal von der Berechnungsschaltung 16 in die Summierschaltung 78 stellt die Umhüllende vor der Verzerrung dar, während das Eingangssignal in die Summierschaltung 78 von der Normalisierungsschaltung 76 die Umhüllende nach der Verzerrung darstellt. Das resultierende Signal wird durch die Schaltung 78 an einen Eingang des Multiplizierers 80 angelegt, der einen Gewichtungsfaktor von – λ an seinem zweiten Eingang erhält. Das Ausgangssignal vom Multiplizierer 80 wird an einen Eingang der Multiplizierschaltung 82 angelegt, die das Ausgangssignal von der Normalisierungsschaltung 76 an ihrem zweiten Eingang erhält. Das Ausgangssignal von der Multiplizierschaltung 82 wird über ein Tiefpassfilter 84 an eine Abtasteinrichtung 86 angelegt, die einen Abtastwert dieses Ausgangssignals in periodischen Intervallen von beispielsweise einer Minute an einen Integrator 88 anlegt. Das Ausgangssignal des Integrators 88 ist ein Skalierungsfaktor W und wird an einen Eingang einer Multiplizierschaltung 90 angelegt, die die u_k-Ausgangssignale von der Berechnungsschaltung 16 an ihrem zweiten Eingang erhält. Das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 90 ist folglich W × u_k = x_k. Dieses Ausgangssignal wird an die Berechnungsschaltung 40 angelegt, die den Wert {(atanh (x_k))/x_k} – 1 wie in der Ausführungsform von 1 berechnet.
Wie in der Ausführungsform von 1 wird das Ausgangssignal der Berechnungsschaltung 40 an die Summierschaltung 42 angelegt, in der die Konstante 1 addiert wird, so dass die Summierschaltung 42 an das Multipliziererpaar 44 den Verzerrungsfaktor (atanh (x_k))/x_k = (atanh (W u_k))/W u_k = D_k anlegt. Die u_k-Abtastwerte des In-Phase-Anteils I_k und des Quadratur-Anteils Q_k werden auch an das Multipliziererpaar 44 angelegt. Jeder Abtastwert des In-Phase-Anteils I_k und des Quadratur-Anteils Q_k wird folglich durch den jeweiligen Verzerrungsfaktor D_k modifiziert, so dass das Ausgangssignal des Multipliziererpaars 44
(atanh(W u_k))/W ist. Diese Abtastwerte des modifizierten Signals werden in der Wiederabtastschaltung 46 mit einer hohen Abtastrate wiederabgetastet, die in 3 als eine Wiederabtastrate mit 50 MSPS gezeigt ist.
Das wiederabgetastete Ausgangssignal von der Wiederabtastschaltung 46 wird an das Multipliziererpaar 48 angelegt. Ein Signalgenerator 50' stellt ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz von weniger als der Hälfte der Abtastrate der Wie derabtastschaltung 46 bereit, die in 3 als eine Frequenz von 17 MHz gezeigt ist. Die Abtastschaltung 52 tastet das Sinusausgangssignal und das Cosinusausgangssignal von einem Signalgenerator 50' mit der gleichen Abtastrate wie die Wiederabtastschaltung 46 ab, die in 3 als eine Abtastrate von 50 MSPS gezeigt ist. Diese abgetasteten Sinus- und Cosinussignale werden an ein Multipliziererpaar 48 angelegt, so dass das Multipliziererpaar als Ausgangssignale die Zwischenfrequenzsignale D_k × I_k sin 17 MHz und D_k × I_k cos 17 MHz bereitstellt. Diese Signale werden in einer Summierschaltung 54 addiert und das resultierende vorverzerrte, aufwärtsgewandelte Zwischenfrequenzsignal wird an die Leitung 56 zum Digital/Analog-Wandler 58 angelegt, der mit der gleichen Rate von 50 MSPS wie die Wiederabtastschaltung 46 abtastet.
Das Ausgangssignal vom Digital/Analog-Wandler 58 wird an ein Bandpassfilter 60' angelegt, das seine Mittenfrequenz bei der Frequenz von 17 MHz von der Signalquelle 50' hat und das eine ausreichende Bandbreite hat, um eine Verzerrung der vorverzerrten Umhüllenden zu vermeiden, beispielsweise eine Bandbreite von MHz. Das Ausgangssignal vom Bandpassfilter 60' wird in einem Aufwärtswandler 61 auf eine Hochfrequenz aufwärtsgewandelt und verläuft durch einen Treiberverstärker 63 und den Leistungsverstärker 64 zur Antenne 66. Falls gewünscht, könnte eine Hochfrequenzdämpfungseinrichtung anstelle des Aufwärtswandlers 61 und des Treiberverstärkers 63 wie in der Ausführungsform von 1 verwendet werden. Auf ähnliche Weise könnte ein Aufwärtswandler und ein Treiberverstärker, falls gewünscht, in der Ausführungsform von 1 verwendet werden.
Die Rückkoppelschaltung von 3 führt dazu, dass das Signal W, das vom Integrator 88 an den Multiplizierer 90 angelegt wird, zum aktuellen Wert von C konvergiert, was die Übertragungsfunktion des Ausgangsverstärkers 64 ist. Es ist möglich, die Verstärkung der Rückkopplung so einzustellen, dass sie lediglich mit einigen Iterationen konvergiert. Der Wert der Rückkopplungsverstärkung λ, der eine stabile Wandlung garantiert, hat seine obere Grenze durch den mittleren quadratischen Wert der Umhüllenden der Rückkopplung, nachdem sie durch die Schaltung 76 normalisiert wurde.
Das Vorverzerren der digitalen Umhüllenden des Basisbandsignals vor dem Aufwärtswandeln zur Hochfrequenz gefolgt von einer Digital/Analog-Wandlung gemäß der vorliegenden Erfindung vermeidet das direkte Aufprägen von eingestreutem analogen Rauschen auf die gesendete Umhüllende, wie es auftreten würde, falls die Korrektur der Umhüllenden bei dem analogen Hochfrequenzsignal durchgeführt wor den wäre. Die Implementierung der vorliegenden Erfindung erfordert nicht signifikant Hardware. Sie kann in Software oder in Firmware erreicht werden. Eine Implementierung in einem Gatearray, beispielsweise einem kundenspezifisch programmierbaren Gatearray, ist zweckmäßig.
Obwohl die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsformen beschrieben wurde, können verschiedene Änderungen, Umgruppierungen und Ersetzungen gemacht werden, und das Ergebnis wäre weiterhin im Bereich der Erfindung.

Claims

Ein Verfahren zum Vorverzerren eines komplexen Basisbandsignals mit einem In-Phase-Anteil I und einem Quadratur-Anteil Q, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: Abtasten des komplexen Basisbandsignals, um k komplexe Abtastwerte des In-Phase-Anteils I_k und des Quadratur-Anteils Q_k zu erhalten; Bestimmen eines entsprechenden Verzerrungsfaktors D_k für jeden der k Abtastwerte, wobei für jeden der k komplexen Abtastwerte der entsprechende Verzerrungsfaktor D_k als D_k = (atanh (Cu_k))/Cu_k bestimmt wird, wobei u_k die Größe des komplexen Abtastwerts k des Basisbandssignals und C eine Verstärkungssteuerungskonstante ist; Multiplizieren eines jeden Abtastwerts des In-Phase-Anteils I_k und des Quadratur-Anteils Q_k mit seinem entsprechenden Verzerrungsfaktor D_k, um einen vorverzerrten In-Phase-Anteil-Abtastwert und einen vorverzerrten Quadratur-Anteil-Abtastwert zu erhalten; Aufwärtswandeln eines jeden der vorverzerrten In-Phase-Anteil-Abtastwerte und eines jeden der vorverzerrten Quadratur-Anteil-Abtastwerte, um ein abgetastetes aufwärtsgewandeltes In-Phase-Signal und ein abgetastetes aufwärtsgewandeltes Quadratursignal bereitzustellen; und Kombinieren des abgetasteten aufwärtsgewandelten In-Phase-Signals und des abgetasteten aufwärtsgewandelten Quadratur-Signals, um ein vorverzerrtes Signal bereitzustellen.
Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei für jeden der k Abtastwerte der entsprechende Verzerrungsfaktor D_k durch Folgendes bestimmt wird: Bestimmen der Größe I_k eines jeden der k Abtastwerte des In-Phase-Anteils und der Größe Q_k eines jeden der k Abtastwerte des Quadratur-Anteils; Bestimmen für jedes der k Paare von korrespondierenden Abtastwerten des In-Phase-Anteils und des Quadratur-Anteils einen entsprechenden Wert von x_k = C × (I_k ² + Q_k ²)^½, wobei (I_k ² + Q_k ²)^½ dem u_k entspricht, was die Größe des komplexen Abtastwerts k des Basisbandssignals ist; und Bestimmen für jeden Wert von x_k einen Wert des entsprechenden Verzerrungsfaktors D_k = (atanh (x_k))/x_k.
Das Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Aufwärtswandelns und der Schritt des Kombinierens aus Folgendem bestehen: Aufwärtswandeln eines jeden der vorverzerrten In-Phase-Anteil-Abtastwerte und eines jeden der vorverzerrten Quadratur-Anteil-Abtastwerte, um ein abgetastetes Zwischenfrequenz-In-Phase-Signal und ein abgetastetes Zwischenfrequenz-Quadratur-Signal bereitzustellen; Kombinieren des abgetasteten Zwischenfrequenz-In-Phase-Signals und des abgetasteten Zwischenfrequenz-Quadratur-Signals, um ein vorverzerrtes Zwischenfrequenzsignal bereitzustellen; und Wandeln des vorverzerrten Zwischenfrequenzsignals in ein analoges Signal.
Das Verfahren nach Anspruch 3, wobei für jeden der k Abtastwerte der entsprechende Verzerrungsfaktor D_k durch Folgendes bestimmt wird: Bestimmen der Größe I_k eines jeden der k Abtastwerte des In-Phase-Anteils und der Größe Q_k eines jeden der k Abtastwerte des Quadratur-Anteils; Bestimmen für jedes der k Paare der korrespondierenden Abtastwerte des In-Phase-Anteils und des Quadratur-Anteils einen entsprechenden Wert von x_k = C × (I_k ² + Q_k ²)^½, wobei (I_k ² + Q_k ²)^½ dem u_k entspricht, was die Größe des komplexen Abtastwerts k des Basisbandsignals ist; und Bestimmen für jeden Wert von x_k einen Wert des entsprechenden Verzerrungsfaktors D_k = (atanh (x_k))/x_k.
Eine Vorrichtung zum Vorverzerren eines komplexen Basisbandsignals mit einem In-Phase-Anteil I und einem Quadratur-Anteil Q, wobei die Vorrichtung umfasst: eine Abtastschaltung (12) zum Bereitstellen von k komplexen Abtastwerten des In-Phase-Anteils I_k und des Quadratur-Anteils Q_k; eine Verzerrungsbestimmungsschaltung (16, 40) zum Bestimmen für jeden der k Abtastwerte einen entsprechenden Verzerrungsfaktor D_k, wobei die Verzerrungsbestimmungsschaltung dazu ausgebildet ist, den entsprechenden Verzerrungsfaktor als D_k = (atanh (Cu_k))/Cu_k zu bestimmen, wobei u_k die Größe des komplexen Abtastwerts k des Basisbandsignals und C eine Verstärkungssteuerungskonstante ist; einen ersten Multiplizierer (44) zum Multiplizieren eines jeden Abtastwerts des In-Phase-Anteils I_k und des Quadratur-Anteils Q_k mit seinem entsprechenden Verzerrungsfaktor D_k, um einen vorverzerrten In-Phase-Anteil-Abtastwert und einen vorverzerrten Quadratur-Anteil-Abtastwert zu erhalten; einen zweiten Multiplizierer (48) zum Aufwärtswandeln eines jeden der vorverzerrten In-Phase-Anteil-Abtastwerte und eines jeden der vorverzerrten Quadratur-Anteil-Abtastwerte, um ein abgetastetes aufwärtsgewandeltes In-Phase- Signal und ein abgetastetes aufwärtsgewandeltes Quadratur-Signal bereitzustellen; und eine Summierschaltung (54) zum Kombinieren des abgetasteten aufwärtsgewandelten In-Phase-Signals und des abgetasteten aufwärtsgewandelten Quadratur-Signals, um ein vorverzerrtes Signal bereitzustellen.
Die Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Verzerrungsbestimmungsschaltung (16, 40) umfasst: eine erste Berechnungsschaltung (16) zum Bestimmen für jedes der k Paare von korrespondierenden Abtastwerten des In-Phase-Anteils und des Quadratur-Anteils einen entsprechenden Wert von x_k = C × (I_k ² + Q_k ²)^½, wobei (I_k ² + Q_k ²)^½ dem u_k entspricht, was die Größe des komplexen Abtastwerts k des Basisbandsignals ist; und eine zweite Berechnungsschaltung (40) zum Bestimmen für jeden Wert von x_k einen Wert des entsprechenden Verzerrungsfaktors D_k = (atanh (x_k))/x_k.
Die Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei die erste Berechnungsschaltung (16) umfasst: erste Mittel (18) zum Detektieren des Maximalwerts max_k von I_k und Q_k durch Bestimmen des jeweils größeren Werts von I_k und Q_k; zweite Mittel (20) zum Detektieren des Minimalwerts min_k von I_k und Q_k durch Bestimmen des jeweils kleineren Werts von I_k und Q_k; dritte Mittel (22) zum Berechnen eines Werts von y_k = ½(min_k/max_k)²; und vierte Mittel (38) zum Berechnen eines Werts von (I_k ² + Q_k ²)^½ als eine Funktion von y_k.
Die Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei der zweite Multiplizierer (48) dazu ausgebildet ist, jeden der vorverzerrten In-Phase-Anteil-Abtastwerte und jeden der vorverzerrten Quadratur-Anteil-Abtastwerte aufwärtszuwandeln, um ein abgetastetes Zwischenfrequenz-In-Phase-Signal und ein abgetastetes Zwischenfrequenz-Quadratur-Signal bereitzustellen; und die Summierschaltung (54) dazu ausgebildet ist, das abgetastete Zwischenfrequenz-In-Phase-Signal und das abgetastete Zwischenfrequenz-Quadratur-Signal zu kombinieren, um ein vorverzerrtes Zwischenfrequenzsignal bereitzustellen; und wobei die Vorrichtung ferner einen Digital/Analog-Wandler (58) zum Wandeln des vorverzerrten Zwischenfrequenzsignals in ein Analogsignal umfasst.
Die Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei die Verzerrungsbestimmungsschaltung (16, 40) umfasst: eine erste Berechnungsschaltung (16) zum Bestimmen für jedes der k Paare von korrespondierenden Abtastwerten des In-Phase-Anteils und des Quadratur-Anteils einen entsprechenden Wert von x_k = C × (I_k ² + Q_k ²)^½, wobei (I_k ² + Q_k ²)^½ dem u_k entspricht, was die Größe des komplexen Abtastwerts k des Basisbandsignals ist; und eine zweite Berechnungsschaltung (40) zum Bestimmen für jeden Wert von x_k einen Wert des entsprechenden Verzerrungsfaktors D_k = (atanh (x_k))/x_k.
Die Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die erste Berechnungsschaltung umfasst: erste Mittel (18) zum Detektieren des Maximalwerts max_k von I_k und Q_k durch Bestimmen des jeweils größeren Werts von I_k und Q_k; zweite Mittel (20) zum Bestimmen des Minimalwerts min_k von I_k und Q_k durch Bestimmen des jeweils kleineren Werts von I_k und Q_k; dritte Mittel (22) zum Berechnen eines Werts von y_k = ½(min_k/max_k)²; und vierte Mittel (38) zum Berechnen eines Werts (I_k ² + Q_k ²)^½ als eine Funktion von y_k.