DE69919504T2

DE69919504T2 - Verfahren und anordnung zum korriegeiren von phasnefehlern in einer linearisierungsschleife eines leistungsverstärkers

Info

Publication number: DE69919504T2
Application number: DE69919504T
Authority: DE
Inventors: Niklas Lagerblom; Kristian Thomasson
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Airbus Defence and Space Oy
Priority date: 1998-10-23
Filing date: 1999-10-22
Publication date: 2005-09-08
Anticipated expiration: 2019-10-23
Also published as: CN1287712A; CN1121092C; FI105612B; WO2000025421A1; CA2311821A1; NO20003258D0; NO20003258L; EP1040571B1; FI982298A0; DE69919504D1; ATE274256T1; NZ505308A; US6639950B1; FI982298A; AU1048400A; EP1040571A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft Verstärker und insbesondere ein Verfahren sowie eine Anordnung zur Linearisierung von Leistungsverstärkern.
Linearisierte Verstärker sind beispielsweise für moderne digitale drahtlose Kommunikationssysteme auf Grund des Erfordernisses erforderlich, dass das Spektrum eines zu übertragenden Signals außerhalb des tatsächlich verwendbaren Bandes nicht gespreizt werden darf. Ein Spreizen des Spektrums ergibt sich aus einer Nichtlinearität von Verstärkern und verursacht eine Störung, beispielsweise bei benachbarten Kanälen. Die Linearität von Verstärkungsstufen hängt davon ab, wie sie vorgespannt (biased) sind und wie sie entsprechend der Linearität klassifiziert werden können: ein Klasse-A-Verstärker weist die höchste Linearität auf, aber seine Effektivität ist gering, wohingegen ein Klasse-C-Verstärker eine gute Effektivität aufweist, aber zur gleichen Zeit im hohen Maße nicht-linear ist. Eine gute Effektivität ist eine wichtige Eigenschaft bei Leistungsverstärkern, wobei hierauf insbesondere in drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen, deren Batteriekapazität begrenzt ist, Wert gelegt wird. Folglich werden Verstärker verwendet, die eine gute Effektivität aufweisen, aber nicht-linear sind und linearisiert werden müssen.
Ein bekanntes Verfahren zum Linearisieren eines nichtlinearen Funkfrequenz-Leistungsverstärkers ist eine Kartesische Rückkopplung bzw. Cartesian Feedback. Grob skizziert ist das Arbeitsprinzip wie nachstehend beschrieben: zu übertragende Daten sind in Basisbandsignalen I und Q beinhaltet. Diese Signale werden an einen I/Q-Modulator angelegt, in dem die Signale kombiniert werden und direkt zu einer endgültigen Frequenz moduliert werden. Das Signal mit der endgültigen Frequenz wird durch einen oder mehrere nicht-lineare Funkfrequenz-Leistungsverstärker verstärkt und zu einer Antenne geführt. Das verstärkte Funkfrequenzsignal wird nach der letzten Verstärkungsstufe beispielsweise durch einen Richtkoppler abgetastet. Das Abtastsignal wird an den I/Q-Modulator angelegt, in dem es in das Basisband demoduliert wird, und die I- und Q-Signale werden davon getrennt. Die Basisband-I- und Q-Abtastsignale werden schließlich zu den tatsächlichen I- und Q-Signalen summiert. Dies verursacht eine Vorverzerrung in den I- und Q-Signalen, dank derer die Nichtlinearität, die in den Leistungsverstärkern erzeugt wird, zumindest teilweise entfernt wird.
In der vorstehend beschriebenen Anordnung empfangen sowohl der I/Q-Modulator als auch der I/Q-Demodulator ein lokales Oszillatorsignal von der gleichen Quelle. Demgegenüber verursachen die Leistungsverstärker eine Verzögerung und die abgetasteten I/Q-Signale kommen in einer falschen Phase zurück. Die Verzerrung kann kompensiert werden, indem die Phase des lokalen Oszillatorsignals, das an den I/Q-Modulator oder den I/Q-Demodulator angelegt wird, unter Berücksichtigung der in den Leistungsverstärkern erzeugten Verzögerung eingestellt wird. Damit der Phasenfehler korrigiert werden kann, muss zuerst seine Magnitude bzw. Größe gemessen werden. In der EP 0 706 259 A1 ist ein Verfahren zum Messen und Korrigieren eines Phasenfehlers in einer kartesischen Rückkopplungsschleife offenbart. Gemäß diesem Verfahren wird die Schleife für die Dauer einer Messung unterbrochen und die Messung wird ausgeführt, indem Anregungssignale zu den I- und Q-Eingängen der Schleife zugeführt werden und indem die resultierenden Signale bei den Ausgängen des I/Q-Demodulators gemessen werden und indem weiter ein Phasenfehler aus den Messergebnissen berechnet wird. Das Verfahren weist eine Schwierigkeit dahingehend auf, dass die Schleife für die Dauer der Messung unterbrochen werden muss, wobei folglich Schalter für beide Rückkopplungszweige erforderlich sind. Ferner muss der Sender ausgeschaltet werden, wenn die Schalter betrieben werden, damit das Übertragungsspektrum nicht gespreizt wird. Außerdem ist eine Verstärkung einer offenen Schleife typischerweise viel höher als eine Verstärkung einer entsprechenden geschlossenen Schleife, wodurch die Wirkung von Gleichstromversatzen bzw. -Offsets von Basisband-Operationsverstärkern und von Rauschen auf die mit der Phasenmessung erreichte Genauigkeit relativ hoch ist. Eine Verstärkung der offenen Schleife variiert ebenso in viel größerem Umfang als eine Verstärkung der geschlossenen Schleife und es ist folglich schwierig, eine Phasenmessung bei einem vorgegebenen Leistungspegel auszuführen. Die US-Patentoffenlegungsschrift 5,175,879 offenbart eine Phaseneinstellung einer Schleife auf einer kontinuierlichen Grundlage, wobei die Schleife in einem normalen geschlossenen Zustand ist. Das Verfahren verwendet eine Phasenerfassungseinrichtung zwischen dem Eingang einer Linearisierungsschleife und dem Ausgang eines I/Q-Demodulators. Von dem Ausgang der Phasenerfassungseinrichtung wird weiter ein Phasendifferenzsignal mittels einer Integrationseinrichtung für einen Phasenschieber erzeugt, der die Phase korrigiert. Eine Schwierigkeit des Verfahrens ist beispielsweise, dass während des Einschaltens des Verstärkers die Linearisierungsschleife flackern kann und eine Spektrumspreizung verursachen kann. Diskontinuitäten des Phasenschiebers würden ebenso Schwierigkeiten für die Implementierung verursachen.
KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der Erfindung ist somit, ein Verfahren bereitzustellen, um zu bewirken, dass die vorstehend beschriebenen Schwierigkeiten behoben werden können. Dies wird durch ein Verfahren erreicht zum Korrigieren eines Phasenfehlers in einer Linearisierungsschleife eines Leistungsverstärkers, wobei die Schleife einen I/Q-Modulator, einen oder mehrere eine Verzögerung verursachende zu linearisierende Leistungsverstärker, einen I/Q-Demodulator zum Erzeugen von I- und Q-Rückkopplungssignalen vom Verstärker-Ausgabesignal, Differenzeinrichtungen der I- und Q-Zweige zum Erzeugen von I- und Q-Differenzsignalen aus den I- und Q-Rückkopplungssignalen und den I- und Q-Eingabesignalen, wobei der I/Q-Modulator und der I/Q-Demodulator eine Oszillatorfrequenz vom selben lokalen Oszillator empfangen, und einen Phasenschieber aufweist, wobei das Verfahren aufweist: Bestimmen eines aus in der Linearisierungsschleife erzeugter Verzögerung resultierenden Phasenfehlers, wobei die Bestimmung ein Zuführen von Anregungssignalen zu den I- und Q-Eingängen der Linearisierungsschleife, Messen der aus den Anregungssignalen resultierenden Signale und Berechnen des Phasenfehlers mittels der gemessenen Signale und Anregungssignale aufweist, und Korrigieren des Phasenfehlers durch Anpassen einer Phase eines zum I/Q- Modulator oder I/Q-Demodulator geführten lokalen Oszillatorsignals mittels des Phasenschiebers, wodurch das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass bei der Bestimmung des Phasenfehlers die aus den Anregungssignalen resultierenden Signale von den I- und Q-Differenzsignalen oder von den I- und Q-Eingabesignalen des I/Q-Modulators gemessen werden, und dass die Phasenfehlerbestimmung mit geschlossener Linearisierungsschleife durchgeführt wird.
Die Erfindung beruht auf der Idee, dass, wenn Gleichstromanregungssignale verwendet werden, der Phasenfehler auf einfache Weise von den I- und Q-Basisbandsignalen der Linearisierungsschleife berechnet werden kann. Eine Abweichung des gemessenen resultierenden Vektorwinkels von dem Eingangsvektorwinkel gibt direkt den Phasenfehler an. Durch Ausführen der Messung mit einer Vielzahl von I- und Q-Eingangssignalkombinationen können die Phasenfehler der Zweige ermittelt werden. Wenn die Anregungssignale an die I-und Q-Eingänge der Linearisierungsschleife angelegt werden und die I- und Q- Differenzsignale oder I/Q-Modulatoreingangssignale als Messsignale verwendet werden, kann der Phasenfehler gemessen werden und kompensiert werden, wobei die Linearisierungsschleife geschlossen ist.
Das erfindungsgemäße Verfahren weist einen Vorteil auf, dass die Phase der Linearisierungsschleife in einer normalen Betriebsart bei einem genau definierten Leistungspegel eingestellt werden kann, wobei die Schleife geschlossen ist. Das Mess- und Einstellereignis spreizt das Spektrum nicht auf eine für benachbarte Kanälen schädliche Weise. Bei dem Modulatoreingang sind Signalpegel typischerweise hoch, wodurch Interferenzsignale keine bemerkenswerten Fehler bei der Messung verursachen.
Die Erfindung betrifft ebenso eine Linearisierungsanordnung eines Leistungsverstärkers wobei die Anordnung aufweist: Differenzeinrichtungen, die aus den eigentlichen I- und Q-Eingabesignalen und den I- und Q-Rückkopplungssignalen der Linearisierungsschleife I- und Q-Differenzsignale bilden, einen I/Q-Modulator, in dem die von den Differenzeinrichtungen empfangenen, Daten umfassenden Basisband-I- und -Q-Differenzsignale verknüpft und zu einer endgültigen Frequenz moduliert werden, einen oder mehrere eine Verzögerung verursachende zu linearisierende Leistungsverstärker, durch die das Signal mit der endgültigen Frequenz verstärkt wird, woraufhin es an eine Antenne angelegt wird, um übertragen zu werden, eine Abtastanordnung, durch die dem verstärkten Signal mit der endgültigen Frequenz vor der Antenne ein Abtastsignal entnommen wird, einen I/Q-Demodulator, an den das Abtastsignal angelegt wird und in dem das Abtastsignal in das Basisband demoduliert wird und die I- und Q-Abtastsignale, die die I- und Q-Rückkopplungssignale bilden, davon getrennt werden, einen lokalen Oszillator, von dem ein lokales Oszillatorsignal an den I/Q-Modulator und I/Q-Demodulator angelegt wird, und einen Phasenschieber, mit dem die Phase des zum I/Q-Modulator oder I/Q-Demodulator geführten lokalen Oszillatorsignals zum Kompensieren des Phasenfehlers der Linearisierungsschleife geschoben wird, wobei die Anordnung dazu angepasst ist, den Phasenfehler durch Zuführen von Gleichstrom-Anregungssignalen zu den I- und Q-Eingängen der Differenzeinrichtungen der Linearisierungsschleife und durch Messen der resultierenden Signale zu bestimmen, und den aus der Verzögerung in der Linearisierungsschleife resultierenden Phasenfehler mittels der gemessenen Signale und der Anregungssignale zu berechnen, und den bestimmten Phasenfehler zu korrigieren, wodurch die Linearisierungsanordnung dadurch gekennzeichnet ist, dass die Anordnung dazu angepasst ist, bei der Bestimmung des Phasenfehlers die Signale zu messen, die aus den Anregungssignalen von den I- und Q-Differenzsignalen oder den I- und Q-Eingabesignalen des I/Q-Modulators resultieren, und die Anordnung dazu angepasst ist, den Phasenfehler mit geschlossener Linearisierungsschleife zu bestimmen.
Mittels einer Linearisierungsanordnung wie dieser kann das erfindungsgemäße Verfahren durch einfache Schaltkreise implementiert werden.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Nachstehend ist die Erfindung ausführlich in Verbindung mit bevorzugten Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild einer Linearisierungsanordnung eines Sender-Leistungsverstärkers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
2 Betriebszustände eines Phasenschiebers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
3 eine Phasenfehlerbestimmung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
4 eine Phasenänderung, die durch einen Phasenschieber veranlasst wird, als eine Funktion eines Steuerwerts gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung und
5 ein Flussdiagramm einer Phaseneinstellverarbeitung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Eine Linearisierungsanordnung eines Sender-Leistungsverstärkers gemäß 1 umfasst grob skizziert einen I/Q-Modulator 10, einen I/Q-Demodulator 11, zumindest einen zu linearisierenden Leistungsverstärker 13, einen lokalen Oszillator 14, eine Schleifenphasenberechnungseinheit 15, eine Phasenschiebersteuereinheit 16 und einen Phasenschieber 17. Der I/Q-Modulator 10 und der I/Q-Demodulator 11 arbeiten nach einem Quadratur-Modulations-Prinzip. Dieses ermöglicht, dass zwei getrennte Signale in einem Sender kombiniert werden und auf dem gleichen Übertragungsband übertragen werden sowie in einem Empfänger wieder voneinander getrennt werden. Das Prinzip der Quadratur-Modulation ist, dass zwei getrennte Signale, I und Q (In-Phase und Quadratur-Phase), unter Verwendung der gleichen Trägerfrequenz moduliert werden, aber die Phasen der Träger voneinander auf eine derartige Weise abweichen, dass der Träger des Signals Q 90° hinter dem Träger des Signals I zurückbleibt. Nach einer Modulation werden die Signale summiert. Dank dieser Phasendifferenz können die Signale I und Q voneinander getrennt werden, wenn das Summensignal demoduliert wird. Damit das Verfahren funktioniert, müssen die lokalen Oszillatorsignale, die durch den Modulator und den Demodulator verwendet werden, wobei auf der Grundlage dieser Signale der Träger gebildet wird, gegenseitig auf der gleichen Frequenz und in einer korrekten Phase sein.
Die Basisband-I- und Q-Signale, die Daten umfassen, werden an den I/Q-Modulator 10 angelegt, in dem sie kombiniert werden und in eine endgültige Frequenz (Übertragungsfrequenz) moduliert werden. Das Signal mit der endgültigen Frequenz wird zu einem nicht-linearen Leistungsverstärker 13 weitergeleitet, in dem das Signal verstärkt wird. Es kann eine Vielzahl von in Reihe geschalteten Leistungsverstärkereinheiten 13 vorhanden sein. Nach der Verstärkung wird das Signal RF_OUT zu einer (nicht gezeigten) Antenne befördert, um übertragen zu werden.
Das verstärkte Signal mit der endgültigen Frequenz wird nach dem Leistungsverstärker 13 abgetastet und an den I/Q-Demodulator 11 angelegt, in dem das Abtastsignal in das Basisband demoduliert wird und die I- und Q-Abtastsignale voneinander getrennt werden. Die erhaltenen Basisband-I- und Q-Abtastsignale werden zu den tatsächlichen I- und Q-Signalen summiert, indem sie Summiereinrichtungen 20 und 21 über invertierende Eingänge geführt werden. Die Einrichtungen 20 und 21 können somit beispielsweise Differenzverstärker sein. Dies vorverzerrt die Signale, die zu dem I/Q- Modulator 10 und weiter zu dem Leistungsverstärker 13 gehen, derart, dass die durch den Leistungsverstärker 13 verursachte Nichtlinearität aufgehoben wird, um so gering wie möglich zu sein.
Die lokale Oszillatoreinheit 14 erzeugt ein Oszillatorsignal, dass an den I/Q-Demodulator 11 und über den Phasenschieber 17 an den I/Q-Modulator 10 angelegt wird. Die Phase des lokalen Oszillatorsignals, die zu dem I/Q-Modulator 10 kommt, wird in dem Phasenschieber 17 eingestellt, da das Abtastsignal, das an den I/Q-Demodulator 11 angelegt wird und in dem I/Q-Modulator 10 moduliert wird, in dem Leistungsverstärker 13 verzögert wird. Damit das Abtastsignal korrekt demoduliert wird, müssen das lokale Oszillatorsignal und das Abtastsignal, die an den I/Q-Demodulator anzulegen sind, in Bezug zueinander in einer korrekten Phase sein. Die bei dem Signal in dem Leistungsverstärker verursachte Verzögerung wird somit durch den Phasenschieber 17 kompensiert. Alternativ hierzu kann der Phasenschieber sich in einem Signalzweig befinden, der von dem lokalen Oszillator 14 zu dem I/Q-Demodulator 11 führt.
In 5 ist eine Phaseneinstellverarbeitung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung für eine Frequenz veranschaulicht. Zum Einstellen der Phasenparameter des gesamten Sendefrequenzbandes wird die Verarbeitung bei einer oder mehr Gelegenheiten bei einer oder mehr Frequenzen in Abhängigkeit von der Implementierung des Phasenschiebers ausgeführt. Die bei unterschiedlichen Frequenzen eingestellten Parameter werden in dem Speicher der Vorrichtung gespeichert.
Die Blöcke des Flussdiagramms arbeiten wie nachstehend beschrieben:
1)
Es wird geprüft, ob der Sender stabil ist 51.
Zuerst wird der Sender eingeschaltet. Um die Stabilität sicherzustellen wird der Wert einer (nicht gezeigten) Oszillationserfassungseinrichtung geprüft und die Signale I_UP und Q_UP werden gemessen. Die Oszillationserfassungseinrichtung beruht auf der Erfassung von Hochfrequenz-Interferenzsignalen, die in dem Basisband-I- und Q-Signalen der Linearisierungsschleife im Laufe der Oszillation auftreten. Wenn die Amplitude eines Hochfrequenz-Interferenzsignals einen vorgegebenen Grenzwert überschreitet, kann ein Schluss gezogen werden, dass der Sender instabil ist. zusätzlich werden die gemessenen I_UP- und Q_UP-Signale mit dem voreingestellten Grenzwert verglichen. Wenn eines oder beide der Signale den Grenzwert überschreiten, ist der Phasenfehler der Linearisierungsschleife etwa 180°, d.h. der Sender ist instabil. Wenn der Sender als instabil befunden wird, muss ein neuer, besserer Anfangswert für den Phasenschieber vor der Phasenmessung gesucht werden 52. Wenn der Sender stabil ist, wird ein direkter Übergang zu Schritt 3) ausgeführt 53.
2)
Ein stabiler Betriebszustand wird gesucht 52.
Ein stabiler Betriebszustand wird unter Verwendung des ursprünglichen Phasenschieber-17-Steuerwerts als der Anfangswert gesucht, der durch einen Punkt 0 in 2 angezeigt ist. Gemäß 2 entspricht die gegenseitige Entfernung zwischen Punkten 0 bis 9, die den Betriebszustand des Phasenschiebers 17 darstellen, einer Änderung M in dem Steuerwert des Phasenschiebers 17. Zuerst wird der Steuerwert um eine vorbestimmte Größe M vergrößert, wodurch ein Übergang zu Punkt 1 gemäß 2 ausgeführt wird und eine Stabilität auf die gleiche Weise wie in Schritt 1) geprüft wird 51. Wenn die Stabilität nicht erreicht ist, wird der ursprüngliche Steuerwert um M verkleinert, d.h. ein Übergang zu Punkt 2 gemäß 2 wird ausgeführt. Wenn die Stabilität auch hierdurch nicht erreicht wird, wird der ursprüngliche Steuerwert als nächstes um 2 × M vergrößert, d.h. zu Punkt 3. Als nächstes wird der ursprüngliche Steuerwert um 2 × M verkleinert, d.h. zu Punkt 4. Diese Prozedur wird wiederholt, bis ein stabiler Zustand gefunden ist. Wenn kein stabiler Zustand innerhalb des gesamten Bereichs von 360° gefunden wird, wird ein Fehlerbericht ausgegeben und es wird verhindert, dass der Sender startet. Beliebige andere Zahlen als die 10 Punkte, die in diesem Beispiel verwendet werden, können als Versuchspunkte verwendet werden.
3)
Eine Referenzanregung wird zugeführt und die Signale I_UP und Q_UP werden gemessen 53.
Eine Referenzanregung wird zu der Linearisierungsschleife zugeführt: I_IN = 0 V, Q_IN = 0 V, und die entsprechenden Signale I_UP und Q_UP (I_ref = I_UP, Q_ref = Q_UP) werden gemessen. Dies ist erforderlich, um einen korrekten Referenzpunkt für die Signale zu haben, der als ein Null-Punkt in der Berechnung dient. Bei dieser Stufe kann der Sender ausgeschaltet werden (die Linearisierungsschleife wird unterbrochen) oder eingeschaltet werden (die Schleife wird geschlossen). Dieser Schritt ist nicht notwendig. Der Schritt vereinfacht die Implementierung der Vorrichtung und ermöglicht eine bessere Genauigkeit der Phasen. Der Schritt kann lediglich bei spezifischen, seltener wiederholten Perioden als beispielsweise die tatsächliche Phaseneinstellverarbeitung ausgeführt werden.
4)
Die tatsächliche Anregung wird der Linearisierungsschleife zugeführt und die Signale I_UP und Q_UP werden gemessen 54.
Die tatsächliche Anregung (I_IN = I_in, Q_IN = Q_in) wird der Linearisierungsschleife zugeführt und die Signale I_UP und Q_UP (I_meas = I_UP, Q_meas = Q_UP) werden gemessen. Die Anregung befindet sich typischerweise auf einer IQ- Ebene auf den Achsen (I_IN = Vdc, Q_IN = 0 oder I_IN = 0, Q_IN = Vdc oder I_IN = –Vdc, Q_IN = Q oder I_IN = 0, Q_IN = –Vdc), kann sich aber auch irgendwo anders auf dem IQ-Pegel befinden. Der Wert des Anregungssignals entspricht typischerweise dem RMS-Wert der I- und Q-Signale einer normal modulierten Übertragung. Ein Signal mit höherem oder niedrigerem Pegel kann ebenso verwendet werden. Der durch die Senderleistungssteuerung eingestellte Leistungspegel kann ein beliebiger Pegel sein, wobei aber die höchste Stabilität erreicht wird, wenn der Sender die gleiche Leistung während der Messung wie in dem normalen Betrieb aufweist.
5)
Der Phasenfehler wird berechnet und der Steuerwert des Phasenschiebers 17 wird entsprechend korrigiert 55.
Der Phasenfehler wird von den gemessenen Signalen durch die nachstehenden Gleichungen berechnet:
Der Phasenwinkel α der tatsächlichen Anregungssignale I_in und Q_in (3, Punkt A)
Wenn I_in = 0 und Q_in > 0 ist, dann ist α = 90°, und
wenn I_in = 0 und Q_in < 0 ist, dann ist α = 270°.
Der Phasenwinkel β der Signale I_mess und Q_mess, die in Schritt 4) gemessen werden 54 (3, Punkt B), ist gegeben durch:
Wenn (I_meas-I_ref) = 0 und (Q_meas-Q_ref) > 0 ist, dann ist β = 90°, und
wenn (I_meas-I_ref) = 0 und (Q_meas-Q_ref) < 0 ist, dann ist β = 270°,
wobei
m = 1 ist, wenn ein Ungleichgewicht einer IQ-Amplitude nicht berücksichtigt wird, und
I_ref und Q_ref = die Referenzpunkte einer Messung entsprechend Schritt 3) 53 (3, Punkt C) sind. Wenn die I_ref- und Q_ref-Werte nicht bestimmt sind, werden sie aus den Gleichungen (2.1) und (2.2) gelöscht, oder es wird ihnen alternativ hierzu der Wert Null gegeben.
Der Phasenfehler θ ist gegeben durch: θ = β – α (3.1)
BETRACHTUNG EINES IQ-AMPLITUDENUNGLEICHGEWICHTS
Eine Betrachtung des Amplitudenungleichgewichts kann notwendig sein, wenn irgendein anderer Vektor als derjenige in der Richtung der Achse I oder Q ausgewählt wird, um als ein Anregungssignal zu agieren. Eine Betrachtung wird wie nachstehend beschrieben ausgeführt:
Schritt 1:
Anregungssignal I_IN = V_DC1 und Q_IN = 0
Eine Phase wird gesucht, wobei die Messsignale I_UP = das Maximum und Q_UP = das Minimum sind
I_UP-Amplitude wird gemessen, I_UP = N
Schritt 2:
Anregungssignal I_IN = 0 und Q_IN = V_DC1
Eine Phase wird gesucht, wobei die Messsignale I_UP = das Minimum und Q_UP = das Maximum sind
Q_UP-Amplitude wird gemessen, Q_UP = P
Schritt 3:
Ein Korrekturfaktor m wird berechnet m = NP ,der zur Berechnung des Phasenwinkels β des zu messenden Signals entsprechend den Gleichungen (2.1) und (2.2) verwendet wird.
Wenn der Phasenfehler bestimmt ist, wird der Steuerwert des Phasenschiebers 17 für die Größe des Phasenfehlers durch die nachstehende Gleichung korrigiert: PHA1 = PHA0 – θK ,wobei PHA₁ der neue Steuerwert des Phasenschiebers 17 ist, PHA₀ der alte Steuerwert in einem Speicher ist, θ der Phasenfehler ist und K die Durchschnittssteigung des Phasenschiebers 17 ist, wobei K = y/x entsprechend 4 gilt. Der Phasenbereich, der durch eine Variable y bestimmt wird, hängt von der Form der Phaseneinstellkurve und davon ab, wo sich der 360°-Punkt bei der Kurve befindet, so dass die bestimmte Durchschnittssteigung K die Phaseneinstellkurve des Phasenschiebers 17 so gut wie möglich darstellen würde. Der in 4 gezeigte Fall soll die Durchschnittssteigung K lediglich als ein Beispiel veranschaulichen. Gemäß 4 stellt die Achse θ_c eine Phasenverschiebung dar, die durch den Phasenschieber 17 verursacht wird, und die Achse PHA stellt den Steuerwert des Phasenschiebers 17 dar.
6)
Eine Stabilität des Senders wird geprüft 56 wie in Schritt 1) 51 mittels des neuen Steuerwerts des Phasenschiebers 17. Wenn der Sender schwingt, d.h. er ist nicht stabil, wird ein Rücksprung zu Schritt 2) 52 an den Beginn der Phaseneinstellverarbeitung ausgeführt. Wenn ein stabiler Zustand nicht in der nachfolgenden Runde erreicht wird, wird ein Fehlerbericht ausgegeben und es wird verhindert, dass der Sender gestartet wird.
7)
Es wird geprüft, ob eine Diskontinuität bei der Phasenkurve durchgegangen oder weitergegeben ist 57, wenn ein Übergang von dem alten Wert PHA₀ zu dem neuen Wert PHA₁ des Phasenschiebers 17 gemacht wird. Wenn ja, wird ein Rücksprung zu Schritt 3) 53 ausgeführt und die Phaseneinstellverarbeitung wird wiederholt. Wenn die Diskontinuität auch beim nächsten Mal durchgeht oder weitergegeben wird, wird ein Fehlerbericht ausgegeben und es wird verhindert, dass der Sender gestartet wird.
Schritt 7) 57 ermöglicht es, dass der Phaseneinstellbereich des Phasenschiebers 17 nicht sehr genau sein muss. Wenn ein Phasenschieber mit einer kontinuierlichen Steuerung alleine verwendet wird, sollte der Einstellbereich in der Praxis 360° überschreiten, da im Allgemeinen der Phaseneinstellbereich des Phasenschiebers aufgrund verschiedener, nicht idealer Faktoren ziemlich ungenau ist. Beispielsweise kann bei unterschiedlichen Frequenzen der gleiche Steuerwert des Phasenschiebers eine unterschiedliche Phasenverschiebung verursachen. Der Einstellbereich kann beispielsweise 0 bis 400° sein, wenn der Bereich 360 bis 400° dem Bereich 0 bis 40° entspricht. Es wird dadurch sichergestellt, dass 360° vollständig abgedeckt werden. Eine Diskontinuität bezieht sich auf einen Punkt, bei dem wie in dem Beispiel ein Übergang von dem Wert 400° zurück zu dem Startwert 0° ausgeführt wird. Ebenso kann eine Änderung in dem Zustand eines optionalen Schritt-Phasenschiebers eine Diskontinuität erzeugen. Wenn ein Phasenschieber mit einer kontinuierlichen Steuerung und Schritt-Phasenschieber zusammen verwendet werden, muss der Einstellbereich des Phasenschiebers mit der kontinuierlichen Steuerung die größte Phasenverschiebung überschreiten, die durch die Änderung in dem Zustand des Schritt-Phasenschiebers verursacht wird, damit ein kontinuierlicher Phaseneinstellbereich erreicht wird. Wenn ein Phasenschieber mit einer kontinuierlichen Steuerung, der keine Diskontinuität aufweist, verwendet wird, ist dieser Schritt nicht erforderlich. Es ist für die Erfindung nicht relevant, wie der Phasenschieber implementiert ist.
8)
Schließlich wird der erhaltene Phasenschieber-Steuerwert PHA₁ (nicht gezeigt) 58 gespeichert und zur Steuerung des Phasenschiebers 17 bei einem vorgegeben Senderfrequenzbereich verwendet, bis die Phaseneinstellverarbeitung bei diesem Frequenzbereich wiederholt wird.
Die Phaseneinstellverarbeitung kann (bei einer vorgegebenen Frequenz) mehrmals mittels der gleichen oder unterschiedlicher Anregungen wiederholt werden, wodurch der neue Steuerwert des Phasenschiebers 17 von den vorläufigen Ergebnissen, die durch unterschiedliche Anregungen erhalten werden, abgeleitet werden kann (beispielsweise durch geeignetes Mitteln).
Es gibt mehrere Alternativen zur Implementierung der Phaseneinstellverarbeitung und deren Verwendung. Beispielsweise kann die vorstehend beschriebene Verarbeitung eingesetzt werden, wenn ein Sender initialisiert wird (beispielsweise bei einer Kalibrierung für die Herstellung), bei vorgegebenen Intervallen wiederholt werden, wenn sich ein Senderparameter ändert oder auf die Initiative eines externen Anregungssignals.
Beispielsweise kann das verfügbare Frequenzband von 20 MHz in 20 Subbänder aufgeteilt werden, von denen jedes bestimmt ist, einen getrennten Steuerwert des Phasenschiebers 17 aufzuweisen.
Die Operationen von verschiedenen Schritten (1 bis 8) der vorstehend beschriebenen Phaseneinstellverarbeitung können zwischen normalen Übertragungen zu einem geeigneten Zeitpunkt ausgeführt werden. Die gesamte Verarbeitung kann auf eine Vielzahl von Zeitpunkten verteilt werden, beispielsweise auf verschiedene Zeitschlitze einer TDMA-Übertragung.
Die vorliegende Erfindung ist für eine Anwendung bei dem TETRA-System (Terrestrial Trunked Radio bzw. terrestrisches Bündelfunk-System) gedacht, aber eine Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens auf Systeme eines beliebigen anderen Typs ist keinesfalls ausgeschlossen. Es ist für einen Fachmann ersichtlich, dass bei fortschreitender Technologie die Grundidee der Erfindung auf verschiedene Weise implementiert werden kann. Somit sind die Erfindung und die zugehörigen Ausführungsbeispiele nicht auf die vorstehend beschriebenen Beispiele begrenzt, sondern sie können innerhalb des Bereichs der Patentansprüche variieren.

Claims

Verfahren zum Korrigieren eines Phasenfehlers in einer Linearisierungsschleife eines Leistungsverstärkers, wobei die Schleife einen I/Q-Modulator, einen oder mehrere eine Verzögerung verursachende zu linearisierende Leistungsverstärker, einen I/Q-Demodulator zum Erzeugen von I- und Q-Rückkopplungssignalen vom Verstärker-Ausgabesignal, Differenzeinrichtungen der I- und Q-Zweige zum Erzeugen von I- und Q-Differenzsignalen aus den I- und Q-Rückkopplungssignalen und den I- und Q-Eingabesignalen, wobei der I/Q-Modulator und der I/Q-Demodulator eine Oszillatorfrequenz vom selben lokalen Oszillator empfangen, und einen Phasenschieber aufweist, wobei das Verfahren aufweist: Bestimmen eines aus in der Linearisierungsschleife erzeugter Verzögerung resultierenden Phasenfehlers, wobei die Bestimmung ein Zuführen von Anregungssignalen zu den I- und Q-Eingängen der Linearisierungsschleife, Messen der aus den Anregungssignalen resultierenden Signale und Berechnen des Phasenfehlers mittels der gemessenen Signale und Anregungssignale aufweist, und Korrigieren des Phasenfehlers durch Anpassen einer Phase eines zum I/Q-Modulator oder I/Q-Demodulator geführten lokalen Oszillatorsignals mittels des Phasenschiebers, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Bestimmung des Phasenfehlers die aus den Anregungssignalen resultierenden Signale von den I- und Q-Differenzsignalen oder von den I- und Q-Eingabesignalen des I/Q-Modulators gemessen werden, und dass die Phasenfehlerbestimmung mit geschlossener Linearisierungsschleife durchgeführt wird.
Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die an die I- und Q-Eingänge der Linearisierungsschleife angelegten Anregungssignale positive oder negative Gleichstromsignale sind und eines davon den Wert null haben kann.
Verfahren gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Phasenwinkel (α) eines durch die angelegten Anregungssignale in der IQ-Ebene gebildeten Vektors berechnet wird.
Verfahren gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein Phasenwinkel (β) eines Vektors berechnet wird, der durch die gemessenen Signale, die aus den Anregungssignalen resultieren, in der IQ-Ebene gebildet ist.
Verfahren gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein durchschnittlicher Phasenfehler (θ) durch θ = β – α gegeben ist.
Verfahren gemäß Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein Steuerwert (PHA) des Phasenschiebers gemäß dem Phasenfehler (θ) korrigiert wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass, falls notwendig, vor der Bestimmung des Phasenfehlers ein stabiler Betriebszustand für die Linearisierungsschleife gesucht wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenfehler aus den auf der Basis einer Vielzahl von Anregungssignalen mit dem gleichen oder mit unterschiedlichen Pegeln berechneten Phasenfehlern vorzugsweise durch Durchschnittsermittlung bestimmt wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenfehler für jedes Subband des durch den Leistungsverstärker verwendeten Frequenzbandes getrennt bestimmt wird.
Linearisierungsanordnung eines Leistungsverstärkers, wobei die Anordnung aufweist: Differenzeinrichtungen (20, 21), die aus den eigentlichen I- und Q-Eingabesignalen (I_IN, Q_IN) und den I- und Q-Rückkopplungssignalen der Linearisierungsschleife I- und Q-Differenzsignale bilden, einen I/Q-Modulator (10), in dem die von den Differenzeinrichtungen (20, 21) empfangenen, Daten umfassenden Basisband-I- und -Q-Differenzsignale verknüpft und zu einer endgültigen Frequenz moduliert werden, einen oder mehrere eine Verzögerung verursachende zu linearisierende Leistungsverstärker (13), durch die das Signal mit der endgültigen Frequenz verstärkt wird, woraufhin es an eine Antenne angelegt wird, um übertragen zu werden, eine Abtastanordnung, durch die dem verstärkten Signal mit der endgültigen Frequenz vor der Antenne ein Abtastsignal entnommen wird, einen I/Q-Demodulator (11), an den das Abtastsignal angelegt wird und in dem das Abtastsignal in das Basisband demoduliert wird und die I- und Q- Abtastsignale, die die I- und Q-Rückkopplungssignale bilden, davon getrennt werden, einen lokalen Oszillator (14), von dem ein lokales Oszillatorsignal an den I/Q-Modulator (10) und I/Q-Demodulator (11) angelegt wird, und einen Phasenschieber (17), mit dem die Phase des zum I/Q-Modulator (10) oder I/Q-Demodulator (11) geführten lokalen Oszillatorsignals zum Kompensieren des Phasenfehlers der Linearisierungsschleife geschoben wird, wobei die Anordnung dazu angepasst ist, den Phasenfehler durch Zuführen von Gleichstrom-Anregungssignalen zu den I- und Q-Eingängen (I_IN, Q_IN) der Differenzeinrichtungen (20, 21) der Linearisierungsschleife und durch Messen der resultierenden Signale zu bestimmen, und den aus der Verzögerung in der Linearisierungsschleife resultierenden Phasenfehler mittels der gemessenen Signale und der Anregungssignale zu berechnen, und den bestimmten Phasenfehler zu korrigieren, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung dazu angepasst ist, bei der Bestimmung des Phasenfehlers die Signale zu messen, die aus den Anregungssignalen von den I- und Q-Differenzsignalen oder den I- und Q-Eingabesignalen des I/Q-Modulators (10) resultieren, und die Anordnung dazu angepasst ist, den Phasenfehler mit geschlossener Linearisierungsschleife zu bestimmen.
Anordnung gemäß Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenschieber (17) einen Phasenschieber mit kontinuierlicher Steuerung und einen oder mehrere Schritt-Phasenschieber aufweist.