JP4595509B2 - 無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム - Google Patents

Description

本発明は、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）若しくはＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）のように複数の無線局間で相互に通信を行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに係り、特に、ウルトラワイドバンド方式によりデータ伝送を行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに関する。

さらに詳しくは、本発明は、高精度のキャリア・トラッキングが可能な無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに係り、特に、より簡易なＲＦ回路構成を以って高精度のキャリア・トラッキングを実現する無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムに関する。

有線方式による機器間のケーブル配線からユーザを解放する通信システムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入が検討されている。例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。

無線ネットワークは、ＬＳＩの高集積化・低消費電力化とも相俟って性能が飛躍的に向上し、世界的にも広く利用される状況となり、標準化が進められている。また、無線ＬＡＮ装置は、コンピュータ周辺機器と同じ程度に低価格化してきており、旧来のコンピュータ・ネットワークという用途以外に、オフィスにおける周辺機器の接続や、家庭内の情報家電間におけるストリーム系高品質動画像伝送など、さまざまな局面での利用が図られている。

例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１（例えば、非特許文献１を参照のこと）や、ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２（例えば、非特許文献２又は非特許文献３を参照のこと）やＩＥＥＥ８０２．１５．３、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ通信などを挙げることができる。ＩＥＥＥ８０２．１１規格については、無線通信方式や使用する周波数帯域の違いなどにより、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格…などの各種無線通信方式が存在する。

また、近年では、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、非常に広い周波数帯域で１ナノ秒以下の超短パルス波に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている（例えば、非特許文献４を参照のこと）。現在、ＩＥＥＥ８０２．１５．３などにおいて、ウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。

将来、ＵＷＢに代表される近距離通信のＷＰＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ）はあらゆる家電品やＣＥ（Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）機器に搭載されることが予想され、１００Ｍｂｐｓ超のＣＥ機器間のＰ−ｔｏ−Ｐ伝送や家庭内ネットワークの実現が期待されている。ミリ波帯の利用が普及した場合には１Ｇｂｐｓ超の短距離無線も可能となり、ストレージデバイスなどを含む超高速な近距離用のＤＡＮ（Ｄｅｖｉｃｅ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）も実現可能となる。

また最近では、ＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：スペクトル拡散）方式を適用した無線ＬＡＮシステムが実用化されている。スペクトラム拡散を用いると、周辺に同じ周波数を利用している通信があった場合でも、正常に通信可能となるための所要Ｃ／Ｉは０ｄＢより低いレベルに設定することができる。つまり自分の信号と同レベルで他人の信号を検出しても、自分は依然として通信可能ということである。特にＵＷＢの場合、必要となるビットレートよりもともと占有している帯域幅がとても広いので、このＳＳ通信方式を利用し易い。

ＳＳ方式の一種であるＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｐｒｅａｄ：直接拡散）方式は、送信側において、情報信号にＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ：疑似雑音）符号と呼ばれるランダム符号系列を乗算することにより占有帯域を拡散して送信し、受信側において、受信した拡散情報信号にＰＮ符号を乗算することにより逆拡散して情報信号を再生する。

ＵＷＢ伝送方式には、ＤＳの情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳ−ＵＷＢ方式と、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して、この信号列の送受信を行なうインパルス−ＵＷＢ方式の２種類がある。

ＤＳ−ＵＷＢ方式はＰＮ符号速度によってスペクトラムを制御可能であるが、論理回路をＧＨｚオーダの高速に動作させる必要性があることから消費電力が増加し易いという問題がある。一方、インパルス−ＵＷＢ方式はパルス発生器と低速の論理回路の組み合わせで構成できるので消費電流を低減できるというメリットがあるが、パルス発生器でスペクトラムを制御することが難しいという問題がある。

また、どちらの方式も例えば３ＧＨｚから１０ＧＨｚという超高帯域な周波数帯域に拡散して送受信を行なうことにより高速データ伝送を実現することができる。その占有帯域幅は、占有帯域幅をその中心周波数（例えば１ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ）で割った値がほぼ１になるようなＧＨｚオーダの帯域であり、いわゆるＷ−ＣＤＭＡやｃｄｍａ２０００方式、並びにＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を用いた無線ＬＡＮにおいて通常使用される帯域幅と比較しても超広帯域なものとなっている。

例えば、ＵＷＢ通信システムにおけるスペクトラムの問題を回避するパルスにより送受信を行なう通信装置について提案がなされている（例えば、特許文献１を参照のこと）。この場合、ＦＣＣのスペクトラム・マスクの規定である３ＧＨｚ以下や、既存の無線ＬＡＮシステムにおいて使用する５ＧＨｚ帯を避けて、７．５ＧＨｚを伝送帯域の中心周波数に設定して搬送波を生成し、この周波数の整数分の１に相当する時間間隔でベースバンド・パルスを生成する。ベースバンド・パルスを搬送波１周期の整数倍の長さの矩形波とする。次いで、ベースバンド・パルスを搬送波で周波数変調することにより、３サイクル・パルスを作る。

このような場合、３ＧＨｚ以下と５ＧＨｚは最初からほとんどエネルギがないので、ＦＣＣルールや既存の５ＧＨｚ帯を使用する通信システムのことを考慮しても、パルス波形の崩れはあまりなく、エネルギ・ロスも少ない。また、比帯域が小さくなることにより、アンテナやＲＦの回路の設計がかなり容易になる。

ここで、無線通信においては、マルチパスなどの伝搬路の影響を受けて、受信信号の位相が回転するという問題がある。このため、無線受信機においては、キャリア・トラッキングを行ない、最適な位相回転量となるように補正を施す必要がある。

例えば、伝送レートがＡＤ変換器の上限速度よりも早い場合と遅い場合とでキャリア・トラッキングの方法が異なる位相回転部について開示されている（例えば、特許文献１を参照のこと）。

すなわち、ＡＤ変換器の上限動作速度より遅い伝送レートの場合には、サンプリングされた値の２乗値を平均化し、位相ずれ求め、ずれ分だけ戻す処理を行なう。この場合、伝搬路の推定に基づいて回転補正することに相当するので、速度制限があるものの、精度が高い。

一方、ＡＤ変換器の上限速度よりも速い伝送レートの場合には、受信信号のＩ軸成分とＱ軸成分から、４５度ずつ位相がずれた値をあらかじめ計算したものを簡単な比較に通すというテンプレート・マッチングを行なう。そして、サンプリングされた値から計算される位相ずれに最も近いずれに相当する比較器からの出力を選択し、これをキャリア・トラッキング後の値とする。

ところが、このような位相回転部の構成では、サンプリング値の２乗計算が必要となるため、デジタル回路に実装する場合に回路規模の増大が懸念される。また、ＡＤ変換器の上限速度より早い伝送レートの場合には、４５度の精度でキャリア・トラッキングを行なった場合に、トラッキング後に最大で半分の電力をロスする可能性があり、非効率である。

特開２００４−１５９１９６号公報 Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＩＳＯ／ＩＥＣ ８８０２−１１：１９９９（Ｅ） ＡＮＳＩ／ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１， １９９９ Ｅｄｉｔｉｏｎ， Ｐａｒｔ１１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ） Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ ＥＴＳＩ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−１ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ１： Ｂａｓｉｃ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−２ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ２： Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＲＬＣ） ｓｕｂｌａｙｅｒ 日経エレクトロニクス２００２年３月１１日号「産声を上げる無線の革命児Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ」 Ｐ．５５−６６

本発明の目的は、高精度のキャリア・トラッキングが可能な優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、より簡易なＲＦ回路構成を以って高精度のキャリア・トラッキングを実現することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、ＲＦ処理部と、ＲＦ処理後の信号に基づいてキャリア・トラッキングを行なうベースバンド処理部を備えた無線通信装置であって、
キャリアの位相誤差値及びその方向からなる位相誤差判定値を測定する位相誤差測定手段と、
位相誤差判定値を第１の閾値並びに前記第１の閾値よりも大きな第２の閾値と比較し、位相誤差判定値が第１又は第２の閾値を超えたことに応答して第１又は第２の位相誤差補正処理をそれぞれ実行する位相誤差補正手段と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。

本発明に係る無線通信装置は、ＲＦ処理後の信号に基づいて伝搬路を推定する伝搬路推定部をさらに備えている。そして、前記位相誤差補正手段は、位相誤差判定値が前記第１の閾値を超えたことに応答して、伝搬路推定値を位相誤差とは逆方向に所定値だけ回転させることで、比較的小さなキャリア位相誤差を補正することができる。

また、前記伝搬路推定部による測定結果に基づいてＲＡＫＥ受信するＲＡＫＥ合成部をさらに備えている。そして、前記位相誤差補正手段は、ＲＡＫＥ合成のデータ出力が確定するまでＩ軸及びＱ軸の各成分を積算して得られるＲＡＫＥ受信結果をＩＱ平面上にマッピングすることにより、ＩＱ平面上で位相誤差判定値（Ｐ_{err_I}，Ｐ_{err_q}）を得ることができる。このような場合、前記位相誤差補正手段は、位相誤差判定値が前記第１の閾値を超えたことに応答して、位相誤差判定値（Ｐ_{err_I}，Ｐ_{err_q}）をＩＱ平面上で位相誤差とは逆方向に所定値だけ回転させることにより、比較的小さなキャリア位相誤差を補正することができる。

また、前記位相誤差補正手段は、位相誤差判定値が前記第１の閾値を超えたことにより補正した補正量の合計値が前記第２の閾値を超えたことに応答して、前記第２の位相誤差補正処理を実行することにより、比較的大きなキャリア位相誤差を補正するようになっている。

具体的には、前記位相誤差補正手段は、位相誤差判定値が前記第２の閾値を超えたことに応答して、前記ＲＦ部に移相指令を出力する。そして、前記ＲＦ部は移相指令に応答して、キャリア信号のチップ位置を位相ずれと反対方向に所定量だけ補正することにより、比較的大きなキャリア位相誤差をＲＦ部の位相シフトによりキャリア位相誤差を補正する。

無線通信においては、マルチパスなどの伝搬路の影響を受けて、受信信号の位相が回転するという問題がある。このため、無線受信機においては、キャリア・トラッキングを行ない、最適な位相回転量となるように補正を施す必要がある。

本発明によれば、高精度のキャリア・トラッキングが可能である。また、ほとんどのキャリア・トラッキング処理をデジタル回路で構成されるベースバンド処理部で行なうことができるので、ＲＦ回路内のキャリア周波数制御を行なう必要がない。

また、本発明によれば、位相誤差が大きいときには、ＲＦ回路内でＡＤ変換のタイミングを変更することによりキャリア・トラッキングを行なうので、ＶＣ−ＴＣＸＯ（電圧制御−温度補償推奨発振器）といった高精度の発振器を必要としない。この結果、受信機におけるＲＦ回路をより簡単に実装することができ、低消費電力化を図るという効果も併せて得ることができる。

また、本発明の第２の側面は、ＲＦ処理後のデジタル信号のベースバンド処理をコンピュータ・システム上で実行するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムであって、
キャリアの位相誤差値及びその方向からなる位相誤差判定値を測定する位相誤差測定ステップと、
位相誤差判定値を第１の閾値と比較し、位相誤差判定値が前記第１の閾値を超えたことに応答して第１の位相誤差補正処理を実行する第１の位相誤差補正ステップと、
位相誤差判定値を前記第１の閾値よりも大きな第２の閾値と比較し、位相誤差判定値が前記第２の閾値を超えたことに応答して第２の位相誤差補正処理を実行する第２の位相誤差補正ステップと、
を具備することを特徴とするコンピュータ・プログラムである。

本発明の第２の側面に係るコンピュータ・プログラムは、コンピュータ・システム上で所定の処理を実現するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムを定義したものである。換言すれば、本発明の第２の側面に係るコンピュータ・プログラムをコンピュータ・システムにインストールすることによって、コンピュータ・システム上では協働的作用が発揮され、本発明の第１の側面に係る無線通信装置と同様の作用効果を得ることができる。

本発明によれば、高精度のキャリア・トラッキングが可能な優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することができる。

また、本発明によれば、より簡易なＲＦ回路構成を以って高精度のキャリア・トラッキングを実現することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラムを提供することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

図１には、本発明の一実施形態に係る無線通信装置におけるＲＦ部の構成を模式的に示している。図示のＲＦ部は、典型的なπ／２シフトＢＰＳＫ方式の送受信機であるが、Ａ／Ｄ変換以降のベースバンド側からの制御信号により、１ＧＨｚのサンプリング周波数の位相を４段階に切り替えられる構成となっている。

送信系統では、ベースバンド処理部（図１には示さない）から送られてきた送信信号は、パラレル−シリアル変換された後、５００ＭＨｚのタイミングにより奇数タイミングと偶数タイミングに交互に振り分けられパルス整形される。これらは直交関係にある４ＧＨｚのキャリアによりそれぞれＢＰＳＫ変調されて加算され、パワーアンプにより増幅した後、ＲＦフィルタ経由でアンテナから無線送信する。図２には、９０度位相差を持つＩ軸及びＱ軸信号と、その乗算後（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ）の信号波形のイメージを示している。

受信系統では、アンテナで受信した無線信号でＲＦフィルタ及び低雑音アンプを経由し、中心周波数信号４ＧＨｚ及びその９０度の位相差を持つ周波数信号で周波数合成して直交検波を行なうことでＩ軸及びＱ軸信号に分離し、それぞれをＲＳＳＩ（受信信号電界強度）に基づいてＡＧＣを掛ける。そして、Ａ／Ｄ変換器により１ＧＨｚ間隔でデジタル信号としてサンプリングされる。さらにサンプリングされたＩ／Ｑ信号はシリアル−パラレル変換され、以降はベースバンド処理部によるデジタル処理に委ねる。

ローカル発振器により生成されるローカル周波数４ＧＨｚがＲＦ部におけるキャリア周波数となる。

また、このキャリア周波数は１／４分周され、Ａ／Ｄ変換器のサンプルレートすなわちチップレート１ＧＨｚとして供給される。

また、チップレート１ＧＨｚはさらに１／８分周されて、ベースバンド処理部（後述）のクロック周波数１２５ＭＨｚとして与えられる。

ここで、ベースバンド処理部のクロック周波数はチップレートの整数分の１で且つプロセスで実現可能な動作速度から選択すればよい。通常のスペクトラム拡散（ＳＳ）方式の受信機であればベースバンド処理部をチップレートと同じクロック周波数で動作可能である。ところが、ＵＷＢ方式ではチップレートと同じクロック周波数では消費電力が過大となるため、チップレートの整数分の１としている。

また、発振器は、ベースバンド処理部からの移相指令（ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ）に応答して、チップ・タイミングすなわちチップ内位相を０／４から２／４に切り替える機構を備えており、これによりＲＦ部の位相をシフトすることが可能である。

図３には、本発明の実施形態に係る無線通信装置におけるベースバンド処理部の構成を模式的に示している。図示のベースバンド処理部１０は、送信系統として情報信号の拡散処理を行なう拡散変調部（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｐｒｅａｄｅｒ）１１を備え、受信系統として、伝搬路の遅延プロファイル測定を行なう伝搬路測定部（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｅａｓｕｒｅ）１２、プリアンブル信号の終端を検出するプリアンブル終端検出部（ＰｒｅａｍｂｌｅＥｎｄＤｅｔｅｃｔ）１３、並びにマルチパス信号のエネルギをＲＡＫＥ合成して信号を復調するＲＡＫＥ合成部１４を備えている。これら送受信系統の各機能回路部は、物理層シーケンス制御部（ＰｈｙＳｅｑｕｅｎｃｅＣｏｎｔｒｏｌ）１５により統括的にコントロールされる。

このベースバンド処理部１０の送信系統では、通信プロトコルの上位層に相当するＭＡＣ層回路から送られてきた送信信号を拡散変調部１１により直接拡散を施し、ＲＦ部の送信系統へ送出する。ベースバンド処理部１０の受信系統における信号処理手順については後述に譲る。

また、本実施形態では、物理層シーケンス制御部１５内にキャリア・トラッキング・ブロックが配設されているが、その構成と動作については後に詳解する

図４には、本発明の実施形態において、無線伝送に用いられる信号のフォーマット構成例を模式的に示している。

図示のように、送信信号は、信号検出並びに同期獲得などの処理を行なうためのプリアンブル（Ｐｒｅａｍｂｌｅ）部と、ＰＨＹ層用の制御情報を記述したＰＨＹヘッダ部と、ペイロード（Ｐａｙｌｏａｄ）部で構成される。ペイロード部は、さらにＭＡＣヘッダ部とＭＡＣペイロード部に分離することができるが、本発明の要旨に直接関連しないので、ここでは説明を省略する。

プリアンブル部は、１２８チップからなるショートコードパターン（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）のパターンにより構成される。本実施形態では、自己相関特性のよい２つのショートコードパターンＡ及びＢが用意されている。

プリアンブル部の先頭ではパターンＢを複数回繰り返し、ＡＧＣのゲインを安定させるための領域として使用される。図４に示す例では、ＡＧＣ用に３回だけパターンＢが繰り返されているが、ＡＧＣが安定する期間分だけ当該領域を確保する必要がある。

また、ＡＧＣ用の領域以降には、パターンＡを１０シンボル用いて構成される伝搬路測定用のトレーニング・パターンが５回だけ繰り返して配置される。

さらに、トレーニング・パターン以降には、パターンＢを７つ用いて構成されるプリアンブル終端検出用のパターンが配置される。

但し、本発明の要旨は、図４に示したフォーマット構成に限定されるものではなく、各パターンを構成するパラメータ値などは適宜変更が可能である。

図５には、図３に示した受信系統の構成をより詳細に示している。ベースバンド処理部の受信系統は、伝搬路の遅延プロファイル測定を行なう伝搬路測定部（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｅａｓｕｒｅ）１２、プリアンブル信号の終端を検出するプリアンブル終端検出部（ＰｒｅａｍｂｌｅＥｎｄＤｅｔｅｃｔ）１３、並びにマルチパス信号のエネルギをＲＡＫＥ合成して信号を復調するＲＡＫＥ合成部１４を備え、物理層シーケンス制御部（ＰｈｙＳｅｗｑｕｅｎｃｅＣｏｎｔｒｏｌ）１５により統括的にコントロールされる。

以下の説明では、ＲＦ部のキャリア周波数を４ＧＨｚ、Ａ／Ｄ変換のサンプルレートすなわちチップレートを１ＧＨｚ、ベースバンド処理部のクロック周波数を１２５ＭＨｚとする。

ここで、ベースバンド処理部１０のクロック周波数はチップレートの整数分の１で且つプロセスで実現可能な動作速度から選択すればよい。本実施形態では、クロック周波数１２５ＭＨｚは、チップレート１ＧＨｚの８分の１に相当する。通常のスペクトラム拡散（ＳＳ）方式の受信機であればベースバンド処理部をチップレートと同じクロック周波数で動作可能である。ところが、ＵＷＢ方式ではチップレートと同じクロック周波数では消費電力が過大となるため、チップレートの整数分の１としている。

ＲＦ部で受信したプリアンブル信号は、キャリア周波数４ＧＨｚ及びその９０度位相差を持つ周波数により直交検波して分離されたＩ軸及びＱ軸信号は、Ａ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換された後、伝搬路測定部（ＣｈａｎｎｅｌＭｅａｓｕｒｅ）１２に入力され、伝搬路の遅延プロファイル測定が行なわれる。

通常のスペクトラム拡散（ＳＳ）方式の受信機であれば、ベースバンド処理部をチップレートと同じクロック周波数で動作させることが可能である。この場合であれば、スライディング相関をとることにより伝搬路測定を行なうことができる。ところが、ＵＷＢ方式ではチップレートと同じクロック周波数では消費電力が過大になるという理由により、ベースバンドのクロック数をチップレートの整数分の１としていることから（前述）、スライディング相関を利用した伝搬路測定を行なうことができない。

このため、本実施形態では、伝搬路測定部は、ショートコード毎に逆拡散を行なうことにより、伝搬路測定を行なう。測定する区間は、ショートコードのチップ数１２８×チップレート１ナノ秒＝１２８ナノ秒である。

伝搬路測定部１２は、物理層シーケンス制御部１５からの伝搬路測定指令（ＭｅａｓｕｒｅＣｏｎｔｒｏｌ）に応答して伝搬路の測定を行なう。そして、１２８ポイントのうち信号レベルの大きなパスを所定数だけ選び出し、各々の位置（ＢｉｇＰａｔｈＩｎｄｅｘ）とエネルギ値（ＢｉｇＰａｔｈＥｎｅｒｇｙ）を物理層シーケンス制御部に出力する。

物理層シーケンス制御部１５は、信号を検出すると、伝搬路測定を終わり、プリアンブル終端検出部１３に最大のエネルギが検出されたパスの位置（Ｉｎｄｅｘ）を渡す。プリアンブル終端検出部１３では、この最大パスについてプリアンブルの終了を示す信号を検出し、物理層シーケンス制御部１５にこの値（ＰｒｅａｍｂｌｅＥｎｄＤｅｔｅｃｔＤｅｃｉｓｉｏｎＶａｌｕｅ）を返す。そして、物理層シーケンス制御部１５は、ＰｒｅａｍｂｌｅＥｎｄＤｅｔｅｃｔＤｅｃｉｓｉｏｎＶａｌｕｅを用いてプリアンブルの終了判定を行なう。

無線信号を送受信する場合の問題点の１つとして、マルチパス・フェージングを挙げることができる。これは、通信電波が建物やその他の物体などに反射することにより異なる経路で受信側に到達し、異なる方向から到達した電波同士が干渉しあうことにより受信信号が乱れる現象である。

ＲＡＫＥ受信は、複数の電波を受信することを意味し、マルチパス伝搬路によって複数の遅延波が重畳した受信信号から逆拡散処理によって希望信号を分離し、分散した信号パワーを１つに集める。すなわち、直接スペクトラム拡散が持つ逆拡散による時間分解の効果を利用して、分離された各パスの信号を時間と位相をそろえて合成する（例えば、パスのＳ／Ｎ比に従って重み付けして最大比合成する）。ＲＡＫＥ受信によれば、時間的に分散した希望信号電力を有効に合成することができる。

本実施形態では、上述した操作によりプリアンブルの終端を見つけると、まもなくデータ本体（すなわちＰＨＹヘッダ及びペイロード）が到来する。物理層シーケンス制御部１５は、このタイミングに合わせて、ＲＡＫＥ合成部１４にＮ個のパスそれぞれの伝搬路複素振幅値と拡散率をセットし、ＲＡＫＥ合成処理を開始させる。受信シンボルであるＲＡＫＥ合成部の出力のＩ軸成分が復調データとなる。

既に述べたように、本実施形態では、物理層シーケンス制御部１５内でキャリア・トラッキングが行なわれる。図６には、キャリア・トラッキング部の構成を示している。

ＲＡＫＥ合成部１４の出力は、Ｉ軸及びＱ軸の受信データとして次工程（図示しない）に送り出されるとともに、各軸成分のキャリア位相のずれを検出するために、物理層シーケンス制御部１５に戻される。

物理層シーケンス部１５内のデータ蓄積部（Ｄａｔａ Ａｃｃｕｍｕｒａｔｉｏｎ）２１では、ＲＡＫＥ合成部１４の出力が確定するタイミング（すなわち、ＲＡＫＥ合成部のデータ・イネーブル信号）まで加算される。

図７には、データ蓄積部２１内でＩ軸及びＱ軸の各成分の加算処理を行なう回路構成を図解している。同図に示すように、ＲＡＫＥ合成出力のＩ軸成分は、その絶対値が加算される。一方、Ｑ軸成分は、対応するＩ軸成分の極性が負の場合は、極性を反転させてから加算される。図８には、Ｉ軸及びＱ軸の各成分の加算処理を行なう操作をＩＱ平面上で示している。同図に示すように、すべての受信点をＩ＞０の平面に集めることに対応する操作が行なわれる。

位相誤差検出及びチャネル応答回転部２２は、Ｉ軸及びＱ軸の各成分の位相誤差判定値（Ｐｈａｓｅ Ｅｒｒｏｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｖａｌｕｅ）すなわち（Ｐ_{err_I}，Ｐ_{err_q}）を供給する。一方、データ蓄積部２１におけるＩ軸及びＱ軸の各成分の積算値は、ＲＡＫＥ合成部１５のデータ・イネーブル信号の次のクロックで出力され、フィルタ通過後の位相誤差判定値（Ｐ_{err_I}，Ｐ_{err_q}）の値と足し合わされる。

図９には、キャリア位相誤差をＩＱ平面上で示している。同図から判るように、キャリア位相誤差は一方向の回転として観測される。図示の例では、受信キャリア周波数の方が送信キャリア周波数よりも大きいときには反時計回りに、受信キャリア周波数の方が送信キャリア周波数よりも小さいときには時計回りに、ＩＱ平面上を回転する。

このように、位相誤差検出及びチャネル応答回転部２２は、伝搬路測定値を基に行なわれるＲＡＫＥ受信結果をＩＱ平面上にマッピングすることで、位相誤差判定値（Ｐ_{err_I}，Ｐ_{err_q}）を得ている。

また、位相誤差検出及びチャネル応答回転部２２は、キャリア位相誤差がＩＱ平面上で５．６２５度を超えることを検出する機能を備えている。図１０には、キャリア位相誤差が５．６２５度を超えたときの位相誤差検出及びチャネル応答回転部２２の動作を示している。図示の例では、伝搬路推定値とキャリア位相誤差判定値（Ｐ_{err_I}，Ｐ_{err_q}）についてそれぞれ、位相誤差とは逆方向に１１．２５度だけ回転させる。この結果、キャリアの位相誤差を±５．６２５度に収めることができる。このように、ほとんどのキャリア・トラッキング処理をデジタル回路で構成されるベースバンド処理部で行なうことができるので、ＲＦ回路内のキャリア周波数制御を行なう必要がなくなる。

また、位相誤差検出及びチャネル応答回転部２２は、伝搬路推定値及びキャリア位相誤差判定値（Ｐ_{err_I}，Ｐ_{err_q}）の位相補正を行なうと同時に、内部カウンタ（図示しない）に、位相補正方向が正ならば−１、負なら＋１だけ加算する。位相誤差の正負とカウンタ値が±１５、±１６になった場合、これまでの合計で±１８０度の位相ずれが観測されたとみなすことができる。これは１／８チップ分の受信位置ずれに相当する。そこで、位相誤差検出及びチャネル応答回転部２２は、ＲＦ部に対し、キャリア信号のチップ位置を、観測された位相ずれと反対方向に１／４チップ分だけ補正するための移相指令を送信する。

ＲＦ部内の発振器は、ベースバンド処理部からの移相指令に応答して、チップ・タイミングすなわちチップ内位相を０／４から２／４に切り替える機構を備えており、これにより、ＡＤ変換のタイミングを変更し、ＲＦ部の位相を１／４分だけ補正することが可能である（前述）。

キャリア・トラッキング部では、上述したような動作を、ＲＡＫＥ受信が終了するまでの間、繰り返し実行する。

図１１には、本実施形態に係るキャリア・トラッキング及び位相補正の動作手順をフローチャートの形式で示している。

まず、ＲＡＫＥ合成部１４の出力が確定するまで（ステップＳ２）、その出力をＩ軸及びＱ軸の成分毎に累積加算する（ステップＳ１）。ここで、Ｉ軸成分は、その絶対値が加算される。一方、Ｑ軸成分は、対応するＩ軸成分の極性が負の場合は、極性を反転させてから加算される。これによって、すべての受信点をＩ＞０の平面に集めることに対応する操作が行なわれる。

そして、ＲＡＫＥ合成部１４の出力が確定すると、Ｉ軸及びＱ軸の各成分の積算値は、ＲＡＫＥ合成部１５のデータ・イネーブル信号の次のクロックで出力され、フィルタ通過後（ステップＳ３）の位相誤差判定値（Ｐ_{err_I}，Ｐ_{err_q}）の値と足し合わされる（ステップＳ４）。

ＩＱ平面上で見ると、キャリア位相誤差は一方向の回転として観測される。すなわち、受信キャリア周波数の方が送信キャリア周波数よりも大きいときには反時計回りに、受信キャリア周波数の方が送信キャリア周波数よりも小さいときには時計回りに、ＩＱ平面上を回転する。

次いで、得られたキャリア位相の誤差判定を行なう（ステップＳ５）。本実施形態では、キャリア位相誤差がＩＱ平面上で５．６２５度を超えているか否かによって誤差判定を行なう。

ここで、キャリア位相誤差がＩＱ平面上で５．６２５度を超えている場合には、ベースバンド処理部１０内で位相誤差に対しデジタル的な補正を行なう。具体的には、伝搬路推定値をキャリア位相誤差とは逆の位相方向に１１．２５度だけ回転させるとともに（ステップＳ６）、位相誤差判定値の累積値すなわち誤差判定用積算値をキャリア位相誤差とは逆の位相方向に１１．２５度だけ回転させる（ステップＳ７）。この結果、キャリアの位相誤差を±５．６２５度に収めることができる。このように、ほとんどのキャリア・トラッキング処理をデジタル回路で構成されるベースバンド処理部で行なうことができるので、ＲＦ回路内のキャリア周波数制御を行なう必要がなくなる。

また、伝搬路推定値及びキャリア位相誤差判定値（Ｐ_{err_I}，Ｐ_{err_q}）の位相補正を行なうと同時に、カウンタに、位相補正方向が正ならば−１、負なら＋１だけ加算する。そして、これまでの補正回数が所定の閾値以上になった場合、具体的には位相誤差の正負とカウンタ値が±１５、±１６になった場合、これまでの合計で±１８０度の位相ずれが観測されたとみなすことができる。これは１／８チップ分の受信位置ずれに相当する。

このような場合、上述したデジタル的なキャリア位相補正に代えて、アナログ的なキャリア位相補正を起動する。具体的には、ＲＦ部に対し、キャリア信号のチップ位置を、観測された位相ずれと反対方向に１／４チップ分だけ補正するための移相指令を送信する（ステップＳ９）。

ＲＦ部内の発振器は、ベースバンド処理部からの移相指令に応答して、チップ・タイミングすなわちチップ内位相を０／４から２／４に切り替える機構を備えており、これにより、ＡＤ変換のタイミングを変更し、ＲＦ部の位相を１／４分だけ補正することが可能である（前述）。

そして、上述したような動作を、ＲＡＫＥ受信が終了するまでの間、繰り返し実行する（ステップＳ１０）。

以上説明してきたように、本発明によれば、高精度のキャリア・トラッキングが可能である。また、ほとんどのキャリア・トラッキング処理をデジタル回路で構成されるベースバンド処理部で行なうことができるので、ＲＦ回路内のキャリア周波数制御を行なう必要がない。

また、本発明によれば、位相誤差が大きいときには、ＲＦ回路内でＡＤ変換のタイミングを変更することによりキャリア・トラッキングを行なうので、ＶＣ−ＴＣＸＯ（電圧制御−温度補償推奨発振器）といった高精度の発振器を必要としない。この結果、受信機におけるＲＦ回路をより簡単に実装することができ、低消費電力化を図るという効果も併せて得ることができる。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、スペクトラム拡散してウルトラワイドバンド通信を適用した実施形態を中心に本発明について説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではなく、通常のスペクトラム拡散を行なう通信方式であっても、本発明が同様に実現可能であることは言うまでもない。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係る無線通信装置におけるＲＦ部の構成を模式的に示した図である。 図２は、９０度位相差を持つＩ軸及びＱ軸信号と、その乗算後（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ）の信号波形のイメージを示した図である。 図３は、本発明の実施形態に係る無線通信装置におけるベースバンド処理部の構成を模式的に示した図である。 図４は、本発明の実施形態において、無線伝送に用いられる信号のフォーマット構成例を模式的に示した図である。 図５は、図３に示した受信系統の構成をより詳細に示した図である。 図６は、物理層シーケンス制御部内のキャリア・トラッキング部の構成を示した図である。 図７は、データ蓄積部２１内でＩ軸及びＱ軸の各成分の加算処理を行なう回路構成を示した図である。 図８は、Ｉ軸及びＱ軸の各成分の加算処理を行なう操作をＩＱ平面上で示した図である。 図９は、キャリア位相誤差をＩＱ平面上で示した図である。 図１０は、キャリア位相誤差が５．６２５度を超えたときの位相誤差検出及びチャネル応答回転部２２の動作を示した図である。 図１１は、キャリア・トラッキング及び位相補正の動作手順を示したフローチャートである。

符号の説明

１０…ベースバンド処理部
１１…拡散変調部
１２…伝搬路測定部
１３…プリアンブル終端検出部
１４…ＲＡＫＥ合成部
１５…物理層シーケンス制御部

Claims (5)

1. ＲＦ処理部と、ＲＦ処理後の信号に基づいてキャリア・トラッキングを行なうベースバンド部を備えた無線通信装置であって、
   ＲＦ処理後の信号に基づいて伝搬路を推定する伝搬路推定部と、
   キャリアの位相誤差値及びその方向からなる位相誤差判定値を測定する位相誤差測定手段と、
   位相誤差判定値を第１の閾値と比較し、位相誤差判定値が第１閾値を超えたことに応答して伝搬路推定値と位相誤差判定値を位相誤差とは逆方向に所定値だけ回転させる第１の位相誤差補正手段と、
   位相誤差判定値が前記第１の閾値を超えたことにより補正した補正量の合計値が第２の閾値を超えたことに応答して、前記ＲＦ処理部に移相指令を出力してキャリア信号のチップ位置を位相ずれと反対方向に所定量だけ補正する第２の位相誤差補正手段と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
2. 前記伝搬路推定部による測定結果に基づいてＲＡＫＥ受信するＲＡＫＥ合成部をさらに備え、
   前記位相誤差測定手段は、ＲＡＫＥ合成のデータ出力が確定するまでＩ軸及びＱ軸の各成分を積算して得られるＲＡＫＥ受信結果をＩＱ平面上にマッピングすることで位相誤差判定値（Ｐ _{err_I} ，Ｐ _{err_q} ）を得る、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記第１の位相誤差補正手段は、位相誤差判定値が前記第１の閾値を超えたことに応答して、位相誤差判定値（Ｐ _{err_I} ，Ｐ _{err_q} ）をＩＱ平面上で位相誤差とは逆方向に所定値だけ回転させる、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
4. ＲＦ受信信号に基づいてキャリア・トラッキングを行なう無線通信方法であって、
   ＲＦ処理後の信号に基づいて伝搬路を推定する伝搬路推定ステップと、
   キャリアの位相誤差値及びその方向からなる位相誤差判定値を測定する位相誤差測定ステップと、
   位相誤差判定値を第１の閾値と比較し、位相誤差判定値が第１閾値を超えたことに応答して伝搬路推定値と位相誤差判定値を位相誤差とは逆方向に所定値だけ回転させる第１の位相誤差補正ステップと、
   位相誤差判定値が前記第１の閾値を超えたことにより補正した補正量の合計値が第２の閾値を超えたことに応答して、前記ＲＦ処理部に移相指令を出力してキャリア信号のチップ位置を位相ずれと反対方向に所定量だけ補正する第２の位相誤差補正ステップと、
   を有することを特徴とする無線通信方法。
5. ＲＦ処理後のデジタル信号のベースバンド処理をコンピュータ上で実行するようにコンピュータ可読形式で記述されたコンピュータ・プログラムであって、前記コンピュータを、
   ＲＦ処理後の信号に基づいて伝搬路を推定する伝搬路推定手段と、
   キャリアの位相誤差値及びその方向からなる位相誤差判定値を測定する位相誤差測定手段、
   位相誤差判定値を第１の閾値と比較し、位相誤差判定値が第１閾値を超えたことに応答して伝搬路推定値と位相誤差判定値を位相誤差とは逆方向に所定値だけ回転させる第１の位相誤差補正手段、
   位相誤差判定値が前記第１の閾値を超えたことにより補正した補正量の合計値が第２の閾値を超えたことに応答して、前記ＲＦ処理部に移相指令を出力してキャリア信号のチップ位置を位相ずれと反対方向に所定量だけ補正する第２の位相誤差補正手段、
   として機能させるためのコンピュータ・プログラム。

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