JP2004528749A - プログラマブル回転子が使用された周波数サーチャと周波数同期データ復調器 - Google Patents
プログラマブル回転子が使用された周波数サーチャと周波数同期データ復調器 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】ドップラ・シフトにより影響される移動体信号の取得が可能な周波数サーチャを実現すること。
【解決手段】本発明は、位相誤差を含む受信信号の周波数を検出するサーチャであって、受信信号の位相誤差に応じて位相増加量信号を生成する周波数同期ループと、周波数同期ループに連結され、位相増加量信号に応じて位相回転関数を実行するプログラマブル回転子とを備えてなる。
【選択図】図１
【解決手段】本発明は、位相誤差を含む受信信号の周波数を検出するサーチャであって、受信信号の位相誤差に応じて位相増加量信号を生成する周波数同期ループと、周波数同期ループに連結され、位相増加量信号に応じて位相回転関数を実行するプログラマブル回転子とを備えてなる。
【選択図】図１
Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は一般に通信システムに関する。詳しくは、本発明はＣＤＭＡ環境における逆方向リンク信号取得に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線周波数（ＲＦ）スペクトルは限定商品である。スペクトルの小部分のみが各通信業社に割り当てられうる。したがって、割り当てられたスペクトルは、できるだけ多くの周波数ユーザがそのスペクトルへのアクセスを持つことができるようにするために、効率良く使用されねばならない。
【０００３】
多重アクセス変調技術はＲＦスペクトルを使用する最も効率的な技術に属するものである。そのような変調技術の例としては、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、および符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）がある。
【０００４】
ＣＤＭＡ変調では情報伝送にスペクトル技術を使用する。スペクトル拡散システムは広い周波数帯に亘って送信信号を拡散する変調技術を使用する。この周波数帯は典型的に、信号送信に必要な最小帯域幅よりも実質的に広い。２〜３キロヘルツのみの帯域幅を有する信号は、１メガヘルツを超えた帯域幅に亘って拡散されうる。
【０００５】
ＣＤＭＡ通信システムは典型的には、セルの中心に配置され、該セルのセクタ内に放送する指向性アンテナを使用する。顧客が家庭内にいても旅行中であっても通信できるように、セルは主な都市部、高速道路沿い、および鉄道線路沿いに配置される。
【０００６】
ＣＤＭＡシステム内で通信する全ての移動体電話機は同一周波数で送信する。したがって、基地局が各移動体を識別するために、各移動体には、システムに対して特定の移動体を識別するための固有の疑似ランダム（ＰＮ）拡散符号が割り当てられる。
【０００７】
移動体は、チップから成るプリアンブル信号を送出することによりＣＤＭＡシステムへの登録処理を開始する。基地局は、移動局がシステムと通信しようとしているかを判定するためにそのプリアンブルをサーチする。基地局は、移動体のプリアンブル信号を検出するために数千を超えるチップを搭載する場合がある。ただし、これは仮にプリアンブル信号が基地局によってサーチされている固有の周波数であれば典型的には問題とならない。
【０００８】
ドップラ効果のために問題となるセルは、高速道路または鉄道線路の近くに配置されたセルである。万が一、移動体が基地局に接近している場合には、ドップラ効果によって、基地局に監視されている信号の周波数が増加する。また万が一移動体が基地局から離れて行く場合には、基地局は、移動体によって送信された周波数より小さい周波数の信号を監視する。周波数シフトの量は移動体の速度の関数となる。
【０００９】
移動体によって送信された信号の周波数は、移動体内の局部発振器に合わせられる。基地局の周波数はＧＰＳと同期化される。移動体が基地局からの信号を取得する場合には、その信号の周波数はオフされる。移動体は、このシフトされた周波数を用いて、受信時と同じ周波数で返信するために局部発振器を調整する。基地局はその後ドップラ効果によって再びシフトされた信号を受信する。したがって基地局は、２倍の周波数誤差を含んだ信号を受信している。双方向ドップラオフセットは、高速道路交通用の４２０Ｈｚから、高速列車用の１２００Ｈｚまでの範囲内にありうる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
典型的な周波数サーチャは、このようなダブル・ドップラ効果のために、移動電話機によって送信された信号を検出する困難さに直面する。ダブル・ドップラ効果は、移動体信号を検出するために、サーチャにより使用された閾値よりも２４ｄＢを超えて低くなるように移動体の信号を減少させうる。ドップラ・シフトにより影響される移動体信号の取得が可能な周波数サーチャを必要とする理由がここにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は受信信号の周波数を検出し追跡するサーチャを含む。受信信号は典型的に、サーチャが探索している位相から、位相誤差に直面している。サーチャは、到来信号から検出された位相誤差に応じて位相増加量信号を生成する周波数同期ループを備えている。この位相誤差は、位相増加量信号の生成に使用される。累算器は、位相増加量を累算するために周波数同期ループに連結される。累算器が所定の位相増加量を累算した後に、累算器はプログラマブル回転子への制御信号を生成する。プログラマブル回転子は制御信号に応じて位相回転関数を実行する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係るサーチャは、任意の数の周波数ビンを指定し、符号間隔サーチと同様に周波数サーチを実行することができる。また、プログラマブル回転子を使用することにより、サーチャは、基地局からのおよび基地局への移動により引き起こされるドップラ効果に直面するような、大きな周波数誤差を有する信号を検出し、追跡することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
プログラマブル回転子付きの周波数同期ループ（ＦＬＬ）を組み込んだ本発明に係るサーチャは、ドップラ効果によって得られるサーチャ・コヒーレント・ロスを除去する。本発明は、周期的な９０°回転を、４５°の倍数によるプログラマブル回転で代用することによりサーチャ感度を格段に改善する。サーチャの性能は、周波数ビンニングとして知られたサーチ技術と実質的に同じである。
【００１４】
周波数ビンニングでは、局部発振器の中間周波数（ＩＦ）が、オフセット周波数制御論理を調整し、ベースバンド信号を必要量補正できるようにしている。局部発振器による補正量またはオフセットはビン・スペーシングを表す。
【００１５】
しかしながら、周波数ビンニングを実行するために、ハードウェアは周波数オフセットを受信信号に導入する必要がある。これは、すべての移動体が１つのＣＤＭＡ信号としてまとめて受信されるので、移動体毎を基準として行われるものではない。更に周波数ビン・オフセットがベースバンド信号に導入される場合には、通常は多重化が要求され、データパスのビット幅を増加させる必要がある。これは非線形様式でのハードウェアの複雑化をもたらす。
【００１６】
本発明に係るサーチャ処理では、周波数ビンニング処理を、位相補償、またはベースバンドＩ／Ｑサンプルに適用される回転によって代用する。好ましくは、回転は４５°ステップの倍数に限定される。別の実施形態では、９０°位相回転のような他の回転区域を使用する。
【００１７】
図１のブロック図は、本発明に係るサーチャ、ハードウェアπ／４回転子付きのＦＬＬを示す。本発明では、各スロットは、「セグメント」と呼ばれる４つの５１２チップ間隔に分割される。各セグメントはさらに各々が６４チップの長さを有する８個の「サブセグメント」に分割される。パイロットチャンネル・フィルタリングは、まず各セグメントに亘って逆拡散されたハードウェア回転パイロットチップを累算し、次に、４セグメントにわたる結果を適切に結合し、長さ２０４８チップの間隔をスパンすることに基づいて行われる。
【００１８】
図１を参照すると、本発明の好ましい実施形態では、ＦＬＬ部１０２と共に回転子部１０１とを備えている。本実施形態では、ＦＬＬ部１０２がディジタル信号プロセッサＤＳＰに実装される一方で、回転子部１０１はハードウェアに実装される。
【００１９】
一般に、ＦＬＬは各セグメント・サムを回転させ、それを、４セグメントに亘ってその入力を合計するスライディング・ウィンドウ・累算器に入力する。スライディング・ウィンドウ・累算器の出力はその後、与えられたセグメントについて有効であるパイロットフィルタの出力の生成のために逆回転される。セグメント・サムの回転は、互いに関連する各セグメントに亘って累算されたパイロットの位相を合わせるために使用される。逆回転工程は、パイロットフィルタ出力の位相を、パイロットフィルタ出力の復調のために使用されるセグメントの中間点での信号の位相に合わせるために実行される。
【００２０】
図１を参照すると、パイロット・フィルタリングの第１の工程では、ハードウェア回転子出力からのパイロットチャンネルをデカバし、その結果を５１２チップ１０５の各セグメントに亘って累算する。デカバリング動作は、１入力として、入力信号の位相
【数１】
【００２１】
を有する乗算器１２６により実行される。位相信号には、ハードウェア回転子１１０からの回転角度
【数２】
【００２２】
が乗じられる。回転角度の生成については後述する。
【００２３】
乗算器１２６の出力は、５１２チップに亘る累算を行う加算器１０５に入力されるデカバされたパイロット信号である。この累算された信号は周波数誤差
【数３】
【００２４】
の局所推定値が常時される。乗算器１３０の出力
【数４】
【００２５】
はその後クロスプロダクトを判定するためにディスクリミネータ１１０に入力される。ＦＬＬはパイロット信号の連続する５１２チップの累算値間のクロスプロダクトの出力により駆動される。ディスクリミネータ１１０の出力はＧｓｉｎ（δθｅ）として表現されうる。
【００２６】
ディスクリミネータ１１０の出力は、所望の時定数／ジッタ分散を得るために、「Ｇ」項によりスケールされる。クロスプロダクトは各５１２チップを一度に更新するループフィルタ（累算器）１１５に加えられる。ループフィルタ１１５の出力は周波数オフセットの推定値
【数５】
【００２７】
を含んでいる。
【００２８】
ＦＬＬはまた各セグメントを平均位相と関連づけることにより、異なるセグメント間の位相関係の追跡を続ける。これは５１２Ｔｃ１１６によって周波数オフセットの推定値が乗じられることにより成される。高周波数オフセットでは、信号の瞬間位相は各セグメント内でかなり変化する可能性がある。ループフィルタによって生成された周波数推定値は、１つのセグメントと次のセグメントとの間の位相シフトを定義する。また、セグメントの始まりから終りまでの信号の瞬間位相における差も定義する。
【００２９】
セグメントの平均位相の推定値は、ＤＳＰ部１０２内でのパイロットの回転および逆回転によって使用される。ハードウェア回転子１１０は、セグメントにわたる瞬間信号位相における変化を補償するように各セグメント内で信号を回転させるために推定位相差を使用する。
【００３０】
回転子１１０は、信号の瞬間位相と所定のセグメントに亘る信号の平均位相との間の差が時間と共に直線的に変化する前提の下で動作する。それはセグメントの始めで初期値においてδラジアンで始まり、そしてセグメントの終りで−δラジアンの最終値で終了する。この仮定で、回転子１１０は、π／４ラジアンの直近の倍数に量子化された各サブセグメント（６４チップ間隔）に亘る平均位相を計算する。結果として得られた回転は、所定のセグメントに亘って、受信信号の各サブセグメントに加えられる。結果として、ハードウェア回転子１１０の出力での信号の瞬間位相は、各セグメントに亘ってほとんど一定のままである。ハードウェア回転子１１０の出力は、追跡ループ、パイロット・フィルタリング、および通信装置の復調に使用される。
【００３１】
セグメントに亘る信号の平均位相は、本発明に係るハードウェア回転子１１０の有無に関わらず同一である。したがって、ハードウェア回転処理は、パイロット・フィルタリングおよび復調にとって明白である。しかしながら、ハードウェア回転子１１０は各セグメント内で瞬間位相の変動を減少させることによりコヒーレンス・ゲインを得る。仮に周波数オフセットが小さければ、その後ハードウェア回転子１１０はいかなる回転も得ず、システムは従来技術のＦＬＬの実装と何ら変わりはない。
【００３２】
実装においては、再び図１を用いて参照すると、乗算器１１６の出力は５１２チップごとに更新される累算器１１７に入力される。累算器１１７の出力である回転角度θＬ［ｍ］は、周波数誤差の局所推定値
【数６】
【００３３】
を生成するためにＤＳＰ回転子１２０に入力される。
【００３４】
ＦＬＬの出力は、ｘ（初期位相）およびｙ（位相増加量）項において、次のように表示される。
【数７】
【数８】
【００３５】
ここでＮは、ＦＬＬおよび復調に関し５１２チップであるコヒーレントな累算長さである。ｘ項はセグメントの長さにわたって受信信号により受けられた位相シフトの半分の負にほぼ等しい。「３２」項は、初期位相を、長さ６４チップの第１のサブセグメントに集中させるために用いられる。追加のπ／８項は、ハードウェアがれその状態変数の値を、丸めるよりもむしろ切ることが必要なので、実際の位相回転の判定のために用いられる。ｘを表現するために用いられる８ビット・スケーリングでは、π／８ラジアンは１６番に相当する。
【００３６】
位相増加量ｙは、１サブセグメント（６４チップ間隔）にわたる信号の位相シフトを表現する。同じ位相パラメータは、通信装置においては、所定のユーザと関連して、すべてのレーキ受信器フィンガの復調のために使用される場合がある。
【００３７】
周波数サーチの間、ｘおよびｙについての上記表現は、ＦＬＬからの周波数オフセット推定値
【数９】
【００３８】
を、周波数前提ｆＨで置き換え、更にＮを、サーチエネルギーを計算するために使用されるコヒーレントな累算のチップ数に等しく設定することにより、僅かに修正される。ｘおよびｙにおけるこの結果は、下記のように表現される。
【数１０】
【数１１】
【００３９】
既に追跡されている移動体通信装置の周波数のサーチの間、別の実施形態では、このサーチは単一の周波数前提に限定されうる。これは特定の移動体についてＦＬＬにより推定されたものに最も接近した周波数オフセット推定値である。
【００４０】
本発明に係るハードウェア回転子１１０は、その値が高分解能のラジアンでの位相角を表す８ビットの状態変数を保持する。好ましい実施形態では、この分解能はπ／１２８ラジアンである。復調またはサーチ処理の間、本発明に係るＤＳＰ部１０２は、２つの８ビット・パラメータであるｘおよびｙを含む１６ビット・ワードでハードウェア回転子１１０をプログラムする。
【００４１】
再び図１を参照すると、１６ビット・プログラミング・ワードは８−ＬＳＢを切るために８ビットをシフトされたままのｘと、ｙとの組み合わせ１５０により生成される。この組み合わせは下記のように表現される。
ｚ＝（ｘ＜＜８）｜ｙ
１６ビット・ワードの高位の有意バイトは状態変数の初期値を含み、それは第１のサブセグメント（６４チップ間隔）にわたる回転子の位相を判定する。１６ビット・ワードの低位の有意バイトは位相増加量を含み、それにより状態変数が１つのサブセグメントからその次へ増加される量を判定する。位相累算は、２πラジアンの全回転に相当するモジューロ２５６を実行する。所定のサブセグメントに対する実際の位相回転は、状態変数の５ＬＳＢを切り、３ビットの結果をπ／４で乗じることにより得られる。
【００４２】
復調処理の間、初期位相と位相増加量とはＦＬＬにより供給された周波数オフセットの推定値、およびセグメント（Ｎ＝５１２チップ）の長さから計算される。
【００４３】
ＦＬＬのｘおよびｙの出力は、本発明に係る回転子部１０１に入力される。回転子部１０１は、ＦＬＬからの初期位相ｘにより初期化される。位相増加量ｙは６４チップレートで更新されるモジューロ２５６累算器１４０に入力される。ｘおよびｙ入力はともに８ビット幅である。
【００４４】
８ビット累算器１４０の出力は、シフトレジスタ１２５、または累算された信号を５つの位置だけ右にシフトさせる他のシフト装置に入力される。これにより、本発明に係るハードウェア回転子１１０に入力される３つの残りのビット信号（Ｒ＝Ｒ２Ｒ１Ｒ０）を生成する。これらはハードウェア回転子１１０に加えられるビットであり、これは所定量の位相回転を実行することを回転子に指示する。例えば、ある実施形態では、Ｒ＝００１（Ｒ２＝０，Ｒ１＝０，Ｒ０＝１）はπ／４だけ回転するように回転子に指示する。
【００４５】
回転子部１０１内のハードウェア回転子１１０は、基地局により受信された、逆方向リンク信号と局部発振器との間の大きい周波数オフセットが存在する場合におけるコヒーレンス・ロスを最小化する。これは各６４チップ・サブセグメントの間、（多分）異なる量により信号を位相シフトすることによって達成される。この方法では、信号の瞬間位相は各セグメントにわたって信号の平均位相に接近したままである。
【００４６】
ハードウェア回転子１１０は、パイロット・フィルタリングとＤＳＰ部１０２によって実行される復調とに先立って、チップレートで、逆拡散信号１１２
【数１２】
【００４７】
に位相シフトを加える。この回転の角度は、好ましくは、４５°の倍数であり、そしてこの角度は各サブセグメント（６４チップ）にわたって一定に保たれる。
【００４８】
図２では、本発明に係るプログラマブル回転子に従うサーチ処理のフローチャートを図示する。この処理は、サーチャを予測周波数ビン上に集中することにより開始される（ステップ２０１）。予測周波数ビンは種々のアプリケーションおよび本発明に係るサーチャを組み込む基地局の配置によって異なる。例えば、仮に基地局が高速道路に沿って配置されていれば、サーチャは周波数ビン＋４００Ｈｚと−４００Ｈｚとに集中されうる。また仮に基地局が鉄道線路に沿って配置されていれば、列車の予測速度によって、周波数ビンは＋１２００Ｈｚおよび−１２００Ｈｚにもなりうる。
【００４９】
基地局はパイロット信号を受信して、それをデカバする（ステップ２０５）。デカバ処理は当分野では周知であるのでここでは詳細な説明を省略する。
【００５０】
本発明に係るＦＬＬは、その後、信号内にある位相誤差を判定する（ステップ２１０）。この誤差は、上述したように６４チップ間隔の後に判定される。別の実施形態では、他のチップ長の間隔が使用される。
【００５１】
位相誤差は、所定の累算誤差に達するまで累算される（ステップ２１５）。好ましい実施形態では、所定の累算誤差の閾値は４５°である。例えば、仮に各６４チップ間隔の後で誤差が６°であれば、合計誤差が４５°に達するまでこの誤差が累算される。仮に累算誤差が所定の累算誤差閾値に達したならば（ステップ２２０）、上述したように回転が実行される（ステップ２２５）。仮に閾値への到達がなかった場合には（ステップ２２０）、この処理は、閾値への到達がなされるまで位相誤差を受信し、累算する処理（ステップ２０５−２２０）に戻る。
【００５２】
回転が実行された（ステップ２２５）後、累算位相誤差はゼロにリセットされる（ステップ２３０）。処理はその後、受信工程（ステップ２０５）に戻ることにより追跡と反復とを継続する。
【００５３】
別の実施形態としては、同じ８−ＰＳＫ回転子が、ＦＬＬおよびサーチャの両方のために使用される。サーチャ内の回転子制御は、ＦＬＬによる位相推定値出力から分離される必要がある。その代わりに、位相の値はＤＳＰによって上書きされる必要があり、そしてサーチャ処理を実施するソフトウェアの上位層に接続されねばならない。
【００５４】
位相増加量を供給することにより、ＤＳＰは回転子位相が実際にスイッチするポイントを制御する。位相更新は６４チップごとに可能とされる。
【００５５】
好ましい実施形態のＤＳＰは、８ビット位相表示に限定される。このように、所望の位相増加量は、８ビットの整数で表示されるように量子化される必要がある。この計算は、それが好ましい実施形態であるので、４５°回転にのみ関連する。ＱＰＳＫ回転子についての計算は異なるであろう。
【００５６】
最適なビン配置とハードウェアの単純化および最適化との間にはトレードオフの関係がある。Ｌと表された、チップ内で位相回転子セグメントを選択する際の一般的なルールによって、あるドップラ・レンジにわたる平均損失関数および最大損失関数が最小化されてきた。あるサーチャ・モード（例えば、３−ビン４５°）においては、Ｌはレンジの関数である。例えば、Ｌ＝４６４はＦｄ＝＋／−４００Ｈｚレンジにとって最適であるが、Ｌ＝２７２は＋／−８００Ｈｚのレンジにとって最適である。レンジの定義は任意であり、そして厳密でなくてよい。ちょうど＋／−４００Ｈｚ以上であって、恐らく＋／−８００Ｈｚ未満であるレンジでは、Ｌ＝４４８が最適なＬ値であろうことと仮定することは容易である。
【００５７】
このアプローチを利用して、適切なＬに近い値を生成するための位相増加値を得ることができる。整数の位相増加量（θ）を計算するための手順は下記のように表される。
【００５８】
（Ｌ／６４） θ＝２５６／８
ここで２５６は全３６０°位相の８ビット表記であり、そして２５６／８は４５°の表記である。このように、θ＝２５６＊８／Ｌは、ＤＳＰのためのθ増加量を計算するために使用することが可能である。図３は、ＬＳＢ内の位相増加量と、別の実施形態のアプローチを使用しているＰＮチップ内における対応するＬとを図示している。
【００５９】
ＦＬＬとサーチャとが回転子構成を共有する本実施形態では、周波数の情報はこれら２つのブロックの間で共有されることが可能である。初期取得の間に、仮に、サーチャ信号が周波数ビンの１つで検出されると、このビン中心は、ＦＬＬを初期化するために使用されることが可能である。同様に、セット保守サーチを実行している場合には、サーチャはＦＬＬ累算器内のオフセット値に対応する１つの周波数ビンのみをサーチするようにプログラムされることが可能である。
【００６０】
図４は、パイロット信号の検出確率と、パイロット信号の周波数偏差との関係を示すのプロットを図示している。このプロットは、回転子無しのサーチャを使用した場合と、本発明に係るプログラマブル回転子を使用した場合におけるパイロット信号の検出確率を比較している。
【００６１】
両プロットでは、ＥｃＮｔ＝−１８ｄＢ、チップ数（Ｎｃ）＝１０２４、および非コヒーレントな累算数（Ｎｎ）＝６を仮定している。さらに、プロット内で使用された回転子は２−ビン、４５°回転子である。
【００６２】
図４を参照すると、パイロットを検出する回転子無しのサーチャの確率４０１は、本発明に係る回転子付きのサーチャの確率４０２よりも実質的に小さいことが分かる。これはパイロットが±４００Ｈｚまたはそれ以上のドップラ・シフトである場合に特に正しい。
【００６３】
図５は、本発明に係るサーチャを組み込んでいる基地局のブロック図を示している。基地局は、信号を変調し、アンテナ５０２を使用してエアチャンネル上に送信する送信器５０１を備えている。この送信器は、変調され、基地局に連結されるネットワークから送信される信号を取得する。このネットワークは、携帯電話インフラストラクチャ・ネットワーク、公衆電話交換ネットワーク、または無線基地局への接続を要求する他のネットワークであって良い。
【００６４】
アンテナ５０２はまた移動通信装置から信号を受信する。これらの信号は復調およびネットワークへの送信のための基地局の受信器５０５に連結される。受信器５０５はＦＬＬを組み込んでいるサーチャと、本発明に係るプログラマブル回転子とを備えている。
【００６５】
基地局は基地局コントローラ５１０を更に備えている。コントローラ５１０は基地局の送信器、受信器、および図示されていないが当分野では周知の他の構成部分の制御を司る。
【００６６】
以上要約すると、本発明に係るサーチャは、任意の数の周波数ビンを指定し、符号間隔サーチと同様に周波数サーチを実行することができる。また、プログラマブル回転子を使用することにより、サーチャは、基地局からのおよび基地局への移動により引き起こされるドップラ効果に直面するような、大きな周波数誤差を有する信号を検出し、追跡することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明に係るプログラマブル回転子付きの周波数同期ループのブロック図。
【図２】本発明に係るプログラマブル回転子処理を示すフローチャート。
【図３】異なる周波数ビンに対するセグメント長さと位相増加量との関係を示すテーブル。
【図４】パイロット信号検出確率と、本発明に係るプログラマブル回転子に従う周波数偏差との関係を示すプロット。
【図５】本発明に係るプログラマブル回転子付きのサーチャを組み込んでいる基地局のブロック図。
【０００１】
本発明は一般に通信システムに関する。詳しくは、本発明はＣＤＭＡ環境における逆方向リンク信号取得に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線周波数（ＲＦ）スペクトルは限定商品である。スペクトルの小部分のみが各通信業社に割り当てられうる。したがって、割り当てられたスペクトルは、できるだけ多くの周波数ユーザがそのスペクトルへのアクセスを持つことができるようにするために、効率良く使用されねばならない。
【０００３】
多重アクセス変調技術はＲＦスペクトルを使用する最も効率的な技術に属するものである。そのような変調技術の例としては、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、および符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）がある。
【０００４】
ＣＤＭＡ変調では情報伝送にスペクトル技術を使用する。スペクトル拡散システムは広い周波数帯に亘って送信信号を拡散する変調技術を使用する。この周波数帯は典型的に、信号送信に必要な最小帯域幅よりも実質的に広い。２〜３キロヘルツのみの帯域幅を有する信号は、１メガヘルツを超えた帯域幅に亘って拡散されうる。
【０００５】
ＣＤＭＡ通信システムは典型的には、セルの中心に配置され、該セルのセクタ内に放送する指向性アンテナを使用する。顧客が家庭内にいても旅行中であっても通信できるように、セルは主な都市部、高速道路沿い、および鉄道線路沿いに配置される。
【０００６】
ＣＤＭＡシステム内で通信する全ての移動体電話機は同一周波数で送信する。したがって、基地局が各移動体を識別するために、各移動体には、システムに対して特定の移動体を識別するための固有の疑似ランダム（ＰＮ）拡散符号が割り当てられる。
【０００７】
移動体は、チップから成るプリアンブル信号を送出することによりＣＤＭＡシステムへの登録処理を開始する。基地局は、移動局がシステムと通信しようとしているかを判定するためにそのプリアンブルをサーチする。基地局は、移動体のプリアンブル信号を検出するために数千を超えるチップを搭載する場合がある。ただし、これは仮にプリアンブル信号が基地局によってサーチされている固有の周波数であれば典型的には問題とならない。
【０００８】
ドップラ効果のために問題となるセルは、高速道路または鉄道線路の近くに配置されたセルである。万が一、移動体が基地局に接近している場合には、ドップラ効果によって、基地局に監視されている信号の周波数が増加する。また万が一移動体が基地局から離れて行く場合には、基地局は、移動体によって送信された周波数より小さい周波数の信号を監視する。周波数シフトの量は移動体の速度の関数となる。
【０００９】
移動体によって送信された信号の周波数は、移動体内の局部発振器に合わせられる。基地局の周波数はＧＰＳと同期化される。移動体が基地局からの信号を取得する場合には、その信号の周波数はオフされる。移動体は、このシフトされた周波数を用いて、受信時と同じ周波数で返信するために局部発振器を調整する。基地局はその後ドップラ効果によって再びシフトされた信号を受信する。したがって基地局は、２倍の周波数誤差を含んだ信号を受信している。双方向ドップラオフセットは、高速道路交通用の４２０Ｈｚから、高速列車用の１２００Ｈｚまでの範囲内にありうる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
典型的な周波数サーチャは、このようなダブル・ドップラ効果のために、移動電話機によって送信された信号を検出する困難さに直面する。ダブル・ドップラ効果は、移動体信号を検出するために、サーチャにより使用された閾値よりも２４ｄＢを超えて低くなるように移動体の信号を減少させうる。ドップラ・シフトにより影響される移動体信号の取得が可能な周波数サーチャを必要とする理由がここにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は受信信号の周波数を検出し追跡するサーチャを含む。受信信号は典型的に、サーチャが探索している位相から、位相誤差に直面している。サーチャは、到来信号から検出された位相誤差に応じて位相増加量信号を生成する周波数同期ループを備えている。この位相誤差は、位相増加量信号の生成に使用される。累算器は、位相増加量を累算するために周波数同期ループに連結される。累算器が所定の位相増加量を累算した後に、累算器はプログラマブル回転子への制御信号を生成する。プログラマブル回転子は制御信号に応じて位相回転関数を実行する。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係るサーチャは、任意の数の周波数ビンを指定し、符号間隔サーチと同様に周波数サーチを実行することができる。また、プログラマブル回転子を使用することにより、サーチャは、基地局からのおよび基地局への移動により引き起こされるドップラ効果に直面するような、大きな周波数誤差を有する信号を検出し、追跡することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
プログラマブル回転子付きの周波数同期ループ（ＦＬＬ）を組み込んだ本発明に係るサーチャは、ドップラ効果によって得られるサーチャ・コヒーレント・ロスを除去する。本発明は、周期的な９０°回転を、４５°の倍数によるプログラマブル回転で代用することによりサーチャ感度を格段に改善する。サーチャの性能は、周波数ビンニングとして知られたサーチ技術と実質的に同じである。
【００１４】
周波数ビンニングでは、局部発振器の中間周波数（ＩＦ）が、オフセット周波数制御論理を調整し、ベースバンド信号を必要量補正できるようにしている。局部発振器による補正量またはオフセットはビン・スペーシングを表す。
【００１５】
しかしながら、周波数ビンニングを実行するために、ハードウェアは周波数オフセットを受信信号に導入する必要がある。これは、すべての移動体が１つのＣＤＭＡ信号としてまとめて受信されるので、移動体毎を基準として行われるものではない。更に周波数ビン・オフセットがベースバンド信号に導入される場合には、通常は多重化が要求され、データパスのビット幅を増加させる必要がある。これは非線形様式でのハードウェアの複雑化をもたらす。
【００１６】
本発明に係るサーチャ処理では、周波数ビンニング処理を、位相補償、またはベースバンドＩ／Ｑサンプルに適用される回転によって代用する。好ましくは、回転は４５°ステップの倍数に限定される。別の実施形態では、９０°位相回転のような他の回転区域を使用する。
【００１７】
図１のブロック図は、本発明に係るサーチャ、ハードウェアπ／４回転子付きのＦＬＬを示す。本発明では、各スロットは、「セグメント」と呼ばれる４つの５１２チップ間隔に分割される。各セグメントはさらに各々が６４チップの長さを有する８個の「サブセグメント」に分割される。パイロットチャンネル・フィルタリングは、まず各セグメントに亘って逆拡散されたハードウェア回転パイロットチップを累算し、次に、４セグメントにわたる結果を適切に結合し、長さ２０４８チップの間隔をスパンすることに基づいて行われる。
【００１８】
図１を参照すると、本発明の好ましい実施形態では、ＦＬＬ部１０２と共に回転子部１０１とを備えている。本実施形態では、ＦＬＬ部１０２がディジタル信号プロセッサＤＳＰに実装される一方で、回転子部１０１はハードウェアに実装される。
【００１９】
一般に、ＦＬＬは各セグメント・サムを回転させ、それを、４セグメントに亘ってその入力を合計するスライディング・ウィンドウ・累算器に入力する。スライディング・ウィンドウ・累算器の出力はその後、与えられたセグメントについて有効であるパイロットフィルタの出力の生成のために逆回転される。セグメント・サムの回転は、互いに関連する各セグメントに亘って累算されたパイロットの位相を合わせるために使用される。逆回転工程は、パイロットフィルタ出力の位相を、パイロットフィルタ出力の復調のために使用されるセグメントの中間点での信号の位相に合わせるために実行される。
【００２０】
図１を参照すると、パイロット・フィルタリングの第１の工程では、ハードウェア回転子出力からのパイロットチャンネルをデカバし、その結果を５１２チップ１０５の各セグメントに亘って累算する。デカバリング動作は、１入力として、入力信号の位相
【数１】
を有する乗算器１２６により実行される。位相信号には、ハードウェア回転子１１０からの回転角度
【数２】
が乗じられる。回転角度の生成については後述する。
【００２３】
乗算器１２６の出力は、５１２チップに亘る累算を行う加算器１０５に入力されるデカバされたパイロット信号である。この累算された信号は周波数誤差
【数３】
の局所推定値が常時される。乗算器１３０の出力
【数４】
はその後クロスプロダクトを判定するためにディスクリミネータ１１０に入力される。ＦＬＬはパイロット信号の連続する５１２チップの累算値間のクロスプロダクトの出力により駆動される。ディスクリミネータ１１０の出力はＧｓｉｎ（δθｅ）として表現されうる。
【００２６】
ディスクリミネータ１１０の出力は、所望の時定数／ジッタ分散を得るために、「Ｇ」項によりスケールされる。クロスプロダクトは各５１２チップを一度に更新するループフィルタ（累算器）１１５に加えられる。ループフィルタ１１５の出力は周波数オフセットの推定値
【数５】
を含んでいる。
【００２８】
ＦＬＬはまた各セグメントを平均位相と関連づけることにより、異なるセグメント間の位相関係の追跡を続ける。これは５１２Ｔｃ１１６によって周波数オフセットの推定値が乗じられることにより成される。高周波数オフセットでは、信号の瞬間位相は各セグメント内でかなり変化する可能性がある。ループフィルタによって生成された周波数推定値は、１つのセグメントと次のセグメントとの間の位相シフトを定義する。また、セグメントの始まりから終りまでの信号の瞬間位相における差も定義する。
【００２９】
セグメントの平均位相の推定値は、ＤＳＰ部１０２内でのパイロットの回転および逆回転によって使用される。ハードウェア回転子１１０は、セグメントにわたる瞬間信号位相における変化を補償するように各セグメント内で信号を回転させるために推定位相差を使用する。
【００３０】
回転子１１０は、信号の瞬間位相と所定のセグメントに亘る信号の平均位相との間の差が時間と共に直線的に変化する前提の下で動作する。それはセグメントの始めで初期値においてδラジアンで始まり、そしてセグメントの終りで−δラジアンの最終値で終了する。この仮定で、回転子１１０は、π／４ラジアンの直近の倍数に量子化された各サブセグメント（６４チップ間隔）に亘る平均位相を計算する。結果として得られた回転は、所定のセグメントに亘って、受信信号の各サブセグメントに加えられる。結果として、ハードウェア回転子１１０の出力での信号の瞬間位相は、各セグメントに亘ってほとんど一定のままである。ハードウェア回転子１１０の出力は、追跡ループ、パイロット・フィルタリング、および通信装置の復調に使用される。
【００３１】
セグメントに亘る信号の平均位相は、本発明に係るハードウェア回転子１１０の有無に関わらず同一である。したがって、ハードウェア回転処理は、パイロット・フィルタリングおよび復調にとって明白である。しかしながら、ハードウェア回転子１１０は各セグメント内で瞬間位相の変動を減少させることによりコヒーレンス・ゲインを得る。仮に周波数オフセットが小さければ、その後ハードウェア回転子１１０はいかなる回転も得ず、システムは従来技術のＦＬＬの実装と何ら変わりはない。
【００３２】
実装においては、再び図１を用いて参照すると、乗算器１１６の出力は５１２チップごとに更新される累算器１１７に入力される。累算器１１７の出力である回転角度θＬ［ｍ］は、周波数誤差の局所推定値
【数６】
を生成するためにＤＳＰ回転子１２０に入力される。
【００３４】
ＦＬＬの出力は、ｘ（初期位相）およびｙ（位相増加量）項において、次のように表示される。
【数７】
ここでＮは、ＦＬＬおよび復調に関し５１２チップであるコヒーレントな累算長さである。ｘ項はセグメントの長さにわたって受信信号により受けられた位相シフトの半分の負にほぼ等しい。「３２」項は、初期位相を、長さ６４チップの第１のサブセグメントに集中させるために用いられる。追加のπ／８項は、ハードウェアがれその状態変数の値を、丸めるよりもむしろ切ることが必要なので、実際の位相回転の判定のために用いられる。ｘを表現するために用いられる８ビット・スケーリングでは、π／８ラジアンは１６番に相当する。
【００３６】
位相増加量ｙは、１サブセグメント（６４チップ間隔）にわたる信号の位相シフトを表現する。同じ位相パラメータは、通信装置においては、所定のユーザと関連して、すべてのレーキ受信器フィンガの復調のために使用される場合がある。
【００３７】
周波数サーチの間、ｘおよびｙについての上記表現は、ＦＬＬからの周波数オフセット推定値
【数９】
を、周波数前提ｆＨで置き換え、更にＮを、サーチエネルギーを計算するために使用されるコヒーレントな累算のチップ数に等しく設定することにより、僅かに修正される。ｘおよびｙにおけるこの結果は、下記のように表現される。
【数１０】
既に追跡されている移動体通信装置の周波数のサーチの間、別の実施形態では、このサーチは単一の周波数前提に限定されうる。これは特定の移動体についてＦＬＬにより推定されたものに最も接近した周波数オフセット推定値である。
【００４０】
本発明に係るハードウェア回転子１１０は、その値が高分解能のラジアンでの位相角を表す８ビットの状態変数を保持する。好ましい実施形態では、この分解能はπ／１２８ラジアンである。復調またはサーチ処理の間、本発明に係るＤＳＰ部１０２は、２つの８ビット・パラメータであるｘおよびｙを含む１６ビット・ワードでハードウェア回転子１１０をプログラムする。
【００４１】
再び図１を参照すると、１６ビット・プログラミング・ワードは８−ＬＳＢを切るために８ビットをシフトされたままのｘと、ｙとの組み合わせ１５０により生成される。この組み合わせは下記のように表現される。
ｚ＝（ｘ＜＜８）｜ｙ
１６ビット・ワードの高位の有意バイトは状態変数の初期値を含み、それは第１のサブセグメント（６４チップ間隔）にわたる回転子の位相を判定する。１６ビット・ワードの低位の有意バイトは位相増加量を含み、それにより状態変数が１つのサブセグメントからその次へ増加される量を判定する。位相累算は、２πラジアンの全回転に相当するモジューロ２５６を実行する。所定のサブセグメントに対する実際の位相回転は、状態変数の５ＬＳＢを切り、３ビットの結果をπ／４で乗じることにより得られる。
【００４２】
復調処理の間、初期位相と位相増加量とはＦＬＬにより供給された周波数オフセットの推定値、およびセグメント（Ｎ＝５１２チップ）の長さから計算される。
【００４３】
ＦＬＬのｘおよびｙの出力は、本発明に係る回転子部１０１に入力される。回転子部１０１は、ＦＬＬからの初期位相ｘにより初期化される。位相増加量ｙは６４チップレートで更新されるモジューロ２５６累算器１４０に入力される。ｘおよびｙ入力はともに８ビット幅である。
【００４４】
８ビット累算器１４０の出力は、シフトレジスタ１２５、または累算された信号を５つの位置だけ右にシフトさせる他のシフト装置に入力される。これにより、本発明に係るハードウェア回転子１１０に入力される３つの残りのビット信号（Ｒ＝Ｒ２Ｒ１Ｒ０）を生成する。これらはハードウェア回転子１１０に加えられるビットであり、これは所定量の位相回転を実行することを回転子に指示する。例えば、ある実施形態では、Ｒ＝００１（Ｒ２＝０，Ｒ１＝０，Ｒ０＝１）はπ／４だけ回転するように回転子に指示する。
【００４５】
回転子部１０１内のハードウェア回転子１１０は、基地局により受信された、逆方向リンク信号と局部発振器との間の大きい周波数オフセットが存在する場合におけるコヒーレンス・ロスを最小化する。これは各６４チップ・サブセグメントの間、（多分）異なる量により信号を位相シフトすることによって達成される。この方法では、信号の瞬間位相は各セグメントにわたって信号の平均位相に接近したままである。
【００４６】
ハードウェア回転子１１０は、パイロット・フィルタリングとＤＳＰ部１０２によって実行される復調とに先立って、チップレートで、逆拡散信号１１２
【数１２】
に位相シフトを加える。この回転の角度は、好ましくは、４５°の倍数であり、そしてこの角度は各サブセグメント（６４チップ）にわたって一定に保たれる。
【００４８】
図２では、本発明に係るプログラマブル回転子に従うサーチ処理のフローチャートを図示する。この処理は、サーチャを予測周波数ビン上に集中することにより開始される（ステップ２０１）。予測周波数ビンは種々のアプリケーションおよび本発明に係るサーチャを組み込む基地局の配置によって異なる。例えば、仮に基地局が高速道路に沿って配置されていれば、サーチャは周波数ビン＋４００Ｈｚと−４００Ｈｚとに集中されうる。また仮に基地局が鉄道線路に沿って配置されていれば、列車の予測速度によって、周波数ビンは＋１２００Ｈｚおよび−１２００Ｈｚにもなりうる。
【００４９】
基地局はパイロット信号を受信して、それをデカバする（ステップ２０５）。デカバ処理は当分野では周知であるのでここでは詳細な説明を省略する。
【００５０】
本発明に係るＦＬＬは、その後、信号内にある位相誤差を判定する（ステップ２１０）。この誤差は、上述したように６４チップ間隔の後に判定される。別の実施形態では、他のチップ長の間隔が使用される。
【００５１】
位相誤差は、所定の累算誤差に達するまで累算される（ステップ２１５）。好ましい実施形態では、所定の累算誤差の閾値は４５°である。例えば、仮に各６４チップ間隔の後で誤差が６°であれば、合計誤差が４５°に達するまでこの誤差が累算される。仮に累算誤差が所定の累算誤差閾値に達したならば（ステップ２２０）、上述したように回転が実行される（ステップ２２５）。仮に閾値への到達がなかった場合には（ステップ２２０）、この処理は、閾値への到達がなされるまで位相誤差を受信し、累算する処理（ステップ２０５−２２０）に戻る。
【００５２】
回転が実行された（ステップ２２５）後、累算位相誤差はゼロにリセットされる（ステップ２３０）。処理はその後、受信工程（ステップ２０５）に戻ることにより追跡と反復とを継続する。
【００５３】
別の実施形態としては、同じ８−ＰＳＫ回転子が、ＦＬＬおよびサーチャの両方のために使用される。サーチャ内の回転子制御は、ＦＬＬによる位相推定値出力から分離される必要がある。その代わりに、位相の値はＤＳＰによって上書きされる必要があり、そしてサーチャ処理を実施するソフトウェアの上位層に接続されねばならない。
【００５４】
位相増加量を供給することにより、ＤＳＰは回転子位相が実際にスイッチするポイントを制御する。位相更新は６４チップごとに可能とされる。
【００５５】
好ましい実施形態のＤＳＰは、８ビット位相表示に限定される。このように、所望の位相増加量は、８ビットの整数で表示されるように量子化される必要がある。この計算は、それが好ましい実施形態であるので、４５°回転にのみ関連する。ＱＰＳＫ回転子についての計算は異なるであろう。
【００５６】
最適なビン配置とハードウェアの単純化および最適化との間にはトレードオフの関係がある。Ｌと表された、チップ内で位相回転子セグメントを選択する際の一般的なルールによって、あるドップラ・レンジにわたる平均損失関数および最大損失関数が最小化されてきた。あるサーチャ・モード（例えば、３−ビン４５°）においては、Ｌはレンジの関数である。例えば、Ｌ＝４６４はＦｄ＝＋／−４００Ｈｚレンジにとって最適であるが、Ｌ＝２７２は＋／−８００Ｈｚのレンジにとって最適である。レンジの定義は任意であり、そして厳密でなくてよい。ちょうど＋／−４００Ｈｚ以上であって、恐らく＋／−８００Ｈｚ未満であるレンジでは、Ｌ＝４４８が最適なＬ値であろうことと仮定することは容易である。
【００５７】
このアプローチを利用して、適切なＬに近い値を生成するための位相増加値を得ることができる。整数の位相増加量（θ）を計算するための手順は下記のように表される。
【００５８】
（Ｌ／６４） θ＝２５６／８
ここで２５６は全３６０°位相の８ビット表記であり、そして２５６／８は４５°の表記である。このように、θ＝２５６＊８／Ｌは、ＤＳＰのためのθ増加量を計算するために使用することが可能である。図３は、ＬＳＢ内の位相増加量と、別の実施形態のアプローチを使用しているＰＮチップ内における対応するＬとを図示している。
【００５９】
ＦＬＬとサーチャとが回転子構成を共有する本実施形態では、周波数の情報はこれら２つのブロックの間で共有されることが可能である。初期取得の間に、仮に、サーチャ信号が周波数ビンの１つで検出されると、このビン中心は、ＦＬＬを初期化するために使用されることが可能である。同様に、セット保守サーチを実行している場合には、サーチャはＦＬＬ累算器内のオフセット値に対応する１つの周波数ビンのみをサーチするようにプログラムされることが可能である。
【００６０】
図４は、パイロット信号の検出確率と、パイロット信号の周波数偏差との関係を示すのプロットを図示している。このプロットは、回転子無しのサーチャを使用した場合と、本発明に係るプログラマブル回転子を使用した場合におけるパイロット信号の検出確率を比較している。
【００６１】
両プロットでは、ＥｃＮｔ＝−１８ｄＢ、チップ数（Ｎｃ）＝１０２４、および非コヒーレントな累算数（Ｎｎ）＝６を仮定している。さらに、プロット内で使用された回転子は２−ビン、４５°回転子である。
【００６２】
図４を参照すると、パイロットを検出する回転子無しのサーチャの確率４０１は、本発明に係る回転子付きのサーチャの確率４０２よりも実質的に小さいことが分かる。これはパイロットが±４００Ｈｚまたはそれ以上のドップラ・シフトである場合に特に正しい。
【００６３】
図５は、本発明に係るサーチャを組み込んでいる基地局のブロック図を示している。基地局は、信号を変調し、アンテナ５０２を使用してエアチャンネル上に送信する送信器５０１を備えている。この送信器は、変調され、基地局に連結されるネットワークから送信される信号を取得する。このネットワークは、携帯電話インフラストラクチャ・ネットワーク、公衆電話交換ネットワーク、または無線基地局への接続を要求する他のネットワークであって良い。
【００６４】
アンテナ５０２はまた移動通信装置から信号を受信する。これらの信号は復調およびネットワークへの送信のための基地局の受信器５０５に連結される。受信器５０５はＦＬＬを組み込んでいるサーチャと、本発明に係るプログラマブル回転子とを備えている。
【００６５】
基地局は基地局コントローラ５１０を更に備えている。コントローラ５１０は基地局の送信器、受信器、および図示されていないが当分野では周知の他の構成部分の制御を司る。
【００６６】
以上要約すると、本発明に係るサーチャは、任意の数の周波数ビンを指定し、符号間隔サーチと同様に周波数サーチを実行することができる。また、プログラマブル回転子を使用することにより、サーチャは、基地局からのおよび基地局への移動により引き起こされるドップラ効果に直面するような、大きな周波数誤差を有する信号を検出し、追跡することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】本発明に係るプログラマブル回転子付きの周波数同期ループのブロック図。
【図２】本発明に係るプログラマブル回転子処理を示すフローチャート。
【図３】異なる周波数ビンに対するセグメント長さと位相増加量との関係を示すテーブル。
【図４】パイロット信号検出確率と、本発明に係るプログラマブル回転子に従う周波数偏差との関係を示すプロット。
【図５】本発明に係るプログラマブル回転子付きのサーチャを組み込んでいる基地局のブロック図。
Claims (24)
- 位相誤差を含む受信信号の周波数を検出するサーチャであって、
前記受信信号の位相誤差に応じて位相増加量信号を生成する周波数同期ループと、
前記周波数同期ループに連結され、前記位相増加量信号に応じて位相回転関数を実行するプログラマブル回転子と
を備えたサーチャ。 - 請求項１に記載のサーチャにおいて、
前記プログラマブル回転子を、８位相シフトキーイング回転子としたサーチャ。 - 請求項１に記載のサーチャにおいて、
前記プログラマブル回転子を、直交位相シフトキーイング回転子としたサーチャ。 - 請求項１に記載のサーチャにおいて、
位相誤差信号に連結された位相誤差累算器を更に備え、
前記位相誤差累算器は、前記周波数同期ループからの位相誤差信号を累算し、前記位相回転関数を実行するように前記プログラマブル回転子に指示する制御信号を生成するサーチャ。 - 請求項４に記載のサーチャにおいて、
前記位相誤差累算器と前記プログラマブル回転子との間に連結されたシフトレジスタを更に備え、
前記シフトレジスタは、前記制御信号を、予め定められたビット数に切るようにしたサーチャ。 - 位相誤差を含む受信信号の周波数を検出するサーチャであって、
前記受信信号の位相誤差に応じて位相増加量信号を生成する周波数同期ループと、
前記周波数同期ループに連結され、複数の位相増加量信号を累算し、この累算された位相増加量信号に応じて制御信号を生成する位相誤差累算器と、
前記位相誤差累算器に連結され、前記制御信号に応じて位相回転関数を実行する８位相シフトキーイング回転子と
を備えたサーチャ。 - 請求項６に記載のサーチャにおいて、
前記回転子と前記位相誤差累算器との間に連結されたシフトレジスタ装置を更に備え、
前記シフトレジスタ装置は、前記制御信号を予め定めたビット数に切るために、前記制御信号の一部を、予め定めた量にシフトさせるようにしたサーチャ。 - 請求項６に記載のサーチャにおいて、
前記位相誤差累算器は、６４チップ間隔にわたって位相増加量信号を累算するようにしたサーチャ。 - 請求項６に記載のサーチャにおいて、
前記周波数同期ループは、
前記８位相シフトキーイングプログラマブル回転子に連結され、前記回転子を予め定めた初期位相に初期化する初期位相信号を生成する手段を更に備えたサーチャ。 - 位相誤差を含む受信信号の周波数を検出するサーチャであって、
前記受信信号の位相誤差に応じて位相増加量信号を生成する周波数同期ループと、
前記周波数同期ループに連結され、複数の位相増加量信号を累算し、この累算された周波数増加量信号に応じて制御信号を生成する位相誤差累算器と、
前記位相誤差累算器に連結され、前記制御信号に応じて位相回転関数を実行する直交位相シフトキーイング回転子と
を備えたサーチャ。 - 請求項１０に記載のサーチャにおいて、
前記回転子と前記位相誤差累算器との間に連結されたシフトレジスタ装置を更に備え、
前記シフトレジスタ装置は、前記制御信号を予め定めたビット数に切るために、前記制御信号の一部を、予め定めた量にシフトさせるようにしたサーチャ。 - 請求項１０に記載のサーチャにおいて、
前記位相誤差累算器は、６４チップ間隔にわたって位相増加量信号を累算するようにしたサーチャ。 - 請求項１０に記載のサーチャにおいて、
前記周波数同期ループは、
前記直交位相シフトキーイングプログラマブル回転子に連結され、前記回転子を予め定めた初期位相に初期化する初期位相信号を生成する手段を更に備えたサーチャ。 - 予測周波数から、周波数偏差を有する信号を検出するサーチ方法であって、
サーチャを、予め定めた周波数ビン上で初期化するステップと、
前記信号における位相誤差を判定するステップと、
前記位相誤差に応じて位相増加量を生成するステップと、
前記位相増加量を累算して合計位相増加量を得るステップと、
前記合計位相増加量が予め定めた合計位相増加量閾値に達した場合には、前記合計位相増加量と実質的に等価な位相回転関数を実行させるステップと
を備えたサーチ方法。 - 請求項１４に記載のサーチ方法において、
前記位相回転関数の実行後に累算された位相増加量をリセットするステップを更に備えたサーチ方法。 - 請求項１４に記載のサーチ方法において、
前記位相回転関数を、直交位相シフトキーイング関数としてサーチ方法。 - 請求項１４に記載のサーチ方法において、
前記位相回転関数を、８位相シフトキーイング関数としたサーチ方法。 - 請求項１４に記載のサーチ方法において、
前記合計位相増加量閾値を、実質的にπ／４ラジアンと等価にしたサーチ方法。 - 請求項１４に記載のサーチ方法において、
前記合計位相増加量閾値を、実質的にπ／４ラジアンと等価にしたサーチ方法。 - 無線移動局と通信する基地局であって、
ネットワークからの信号を変調して送信する送信器と、
受信信号を受信して復調する受信器であって、位相誤差を含んだ前記受信信号の周波数を検出するサーチャを備えた受信器とを備え、
前記サーチャは、
前記受信信号の位相誤差に応じて位相増加量信号を生成する周波数同期ループと、
前記周波数同期ループに連結され、複数の位相増加量信号を累算して合計累算位相増加量を生成し、前記合計累算位相増加量に応じて制御信号を生成する位相誤差累算器と、
前記位相誤差累算器に連結され、前記制御信号に応じて位相回転関数を実行するプログラマブル回転子と
を備えた基地局。 - 請求項２０に記載の基地局において、
前記プログラマブル回転子を、直交位相シフトキーイング回転子とした基地局。 - 請求項２０に記載の基地局において、
前記プログラマブル回転子を、８位相シフトキーイング回転子とした基地局。 - 請求項２０に記載の基地局において、
前記合計累算位相増加量を、π／４ラジアンとした基地局。 - 請求項２０に記載の基地局において、
前記合計累算位相増加量を、π／２ラジアンとした基地局。
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