JPH10511516A

JPH10511516A - 周波数同期２方向性無線方式

Info

Publication number: JPH10511516A
Application number: JP8519997A
Authority: JP
Inventors: フォレストエフフルトン
Original assignee: セルネットデータシステムズインコーポレイテッド
Priority date: 1994-12-21
Filing date: 1995-12-21
Publication date: 1998-11-04
Also published as: DE69532722D1; EP0804833A1; NZ301446A; CA2208460C; US5604768A; WO1996019875A1; CA2208460A1; EP0804833B1; DE69532722T2; AU692058B2; NZ337741A; MX9704596A; EP0804833A4; AU4687396A

Abstract

(57)【要約】低コストで高処理能力で多数の現地ユニット（５０）からデータを収集するための２方向性無線方式である。周波数同期化は基地局（４４）にて高精度の搬送波とクロック信号とを送信し、遠隔局の搬送波を安定させるために遠隔局(４６)にて受信回路を用いて基地局クロック信号と基地局搬送周波数と位相ロックループ（２４２、２４８、２５４、２５８）とを抽出することによって低コストで達成される。基地局の受信器でのバースト復調器（１５６）は、応答信号をその最初のセグメントの位相と振幅で基準化することによって短い遠隔局応答を復号化することができる。バースト復調器（１５６）は信号振幅と復号しきい値の現在値との比較に基づいて復号しきい値を連続的に更新できる。

Description

【発明の詳細な説明】周波数同期２方向性無線方式発明の背景本発明は一般に２方向性無線通信方式に関し、特に一方の送受器が周波数基準情報を他方の送受器に伝送し、負荷制御または設備利用の監視を行う２方向性無線通信方式に関する。代表的な双方向無線通信方式では、一つの周波数で動作する基地局が遠隔局に送信し、遠隔局は関連する周波数で基地局に送信する。基地局と遠隔局との送信周波数の関係は連邦通信委員会（ＦＣＣ）によって規定されている。例えば、多重アドレス方式では基地局と遠隔局の周波数は２４メガヘルツ（ＭＨｚ）だけ隔たっている。複式搬送波無線通信方式は、地理的に広い区域に拡がる多数の局相互間で高い処理能力の通信が必要である場合には問題が生ずる。多数の遠隔局と通信する一つの基地局の送信器の処理能力は、ヘルツ当たりの毎秒ビットで測定される帯域幅の効率によって決まる。帯域幅の効率が高い送受器は多くの遠隔送受器を必要とする方式では高価過ぎて実用的ではない。加えて、出力が高い一つの基地局が広い区域に亘って送信している場合、地理的な不規則性により受信感度が低い区域、すなわちデッドスポットが生ずる。あるいは、ＦＣＣ認可帯域内で複数の搬送波での送信により処理能力を高めることもできる。これは周波数分割多重通信方式と呼ばれている。この方法の代価は通常無線送信機に、より高い周波数精度が必要とされることにある。周波数分割多重通信方式には、周波数を空間的に再利用できるという付加的な利点がある。同じ一対の搬送周波数を利用する送信領域（セル）は別の一対の搬送周波数を利用するセルによって分離されることで干渉が最小限に抑制される。このような方式の処理能力は帯域幅の効率、その方式のセル数、および搬送波の帯域幅の積に等しい。従来は水晶共振子を利用して正確な周波数制御が達成される。厳密な製造技術と温度作用の制御によって、数パート／１００万の精度が得られる。別の標準的な周波数制御技術は帰還回路を使用している。例えば、正確な搬送波を伴う別の送受器と組合わせた送受器は２個の発振器を使用して精度が高い信号を発生することができる。先ず信号が中間周波数へとヘテロダインされ、次に中間周波数の正確な局部発振器が中間周波数信号をベースバンドへとヘテロダインし、そこで中間周波数の周波数とフェーズエラーとを測定することができる。このエラーは周波数を修正するために第１発振器にフィードバックされる。現在の技術では、ＷＷＶ、ＧＰＳまたはＬＯＲＡＮのような安定性が高い周波数基準用の外部ソースを利用することによってしか周波数間隔の縮小は達成できない。方式内の全ての無線にこのような洗練された能力を付与するために付加的に代価を支払うことは、低コストの双方向性無線通信が著しい経済的利益をもたらすことができる多くの用途では実用的ではない。本発明の目的は少なくとも一つの基地局と多数の遠隔局との間の処理能力が高い２方向性無線通信方式を提供することにある。本発明の目的は特に、周波数分割多重通信方式を実現するのに必要な周波数精度を有する無線信号を遠隔局で発生する方法を提案することにある。本発明の別の目的は、受信される搬送波に含まれる情報と搬送波の変調に含まれる情報、特に信号のクロック速度の双方を利用して遠隔局で高精度の送信搬送波を発生する低コストの方法を提案することにある。本発明の別の目的は、周波数同期化、周波数分割多重化、および時分割多重化によって低コストで高いデータ処理能力が達成される無線通信方式を提供することにある。本発明の別の目的は、複数個の送信器からの短いデータ・バーストをデコードするための受信器を提供することにある。本発明の別の目的は、適応デコードしきい値を有する短いバースト・データ復調器を提供することにある。本発明の別の目的は、アナログ式フェーズロック発振器ループを使用しない、送信周波数が正確な送受器を提供することにある。本発明の別の目的は、周波数制御ループだけを使用した、送信周波数が正確な無線方式を提供することにある。本発明の別の目的は、周波数制御ループ回路を使用し、回転子を回路の送信側と受信側で共用する、送信周波数が正確な無線方式を提供することにある。本発明の別の目的は、クロック速度および搬送周波数修復機能を有する受信器回路を簡略化することにある。より詳細には、本発明の目的は、送信搬送波を安定化するため送信回路に結合された受信回路を備え、受信信号とは関わりないクロック速度および搬送周波数修復機能を備え、中間周波数レベルではなくベースバンドでフェーズロック・ループを備えることによってクロック速度および搬送周波数修復機能を有する受信器回路を簡略化することにある。本発明のその他の目的と利点は以下の説明で開示されるが、その一部は説明から明らかにされ、または本発明を実施することで学習できよう。本発明の目的と利点は請求の範囲で特に指摘した手段およびその組合わせによって実現および達成できる。発明の大要本発明は、基地局の送受器が精度が極めて高い搬送周波数に亘って精密なクロック速度で信号を送信し、遠隔局の送受器が基地局の信号を受信し、受信した信号からクロック速度および搬送周波数情報を抽出する構成の２方向性通信方式に関するものである。遠隔局は抽出された情報を利用して遠隔局の搬送波の周波数を安定化する。本発明の無線方式は多数の、場合によっては数千の遠隔情報収集局と、複数の基地局との間の処理能力が高い２方向性通信リンクを提供するものである。この方式は例えば１２.５キロヘルツ（ＫＨｚ）のＦＣＣ帯域幅内の複数の搬送周波数で送信することによって（周波数分割多重通信方式）、データ処理能力を最大限にする。通信領域はセルに区分され、セルと、隣接セル毎の一つの基地局は異なる搬送周波数を利用する。各基地局は連続的なボーリング信号のストリームを送信する。ポーリング信号は種々の情報に応答するためセル内の遠隔局に向けられる。遠隔局の送信は時分割多重化されている。すなわち、遠隔局応答のタイミングは遠隔局が受信したポーリン信号によって特定される。基地局は遠隔局から送信された応答データの極めて短いバーストをデコードするようにされている。本発明は主として基地局での精度を向上させるという代価を負いつつも、周波数分割多重通信方式に必要な周波数精度を得るものである。これは基地局の送信器信号から遠隔局の送信器周波数を正確に発生するため、基地局の搬送周波数と、基地局からの変調に含まれる周波数、すなわちディジタル信号のクロック速度とを組合わせることによって達成される。図面の簡単な説明本明細書に組込まれ、その一部を構成する添付図面は本発明の実施例を概略的に示し、かつ上記の基本的な説明および以下の実施例の説明と合わせて、本発明の原理を説明するのに役立つものである。第１図は本発明の通信方式の例を概略的に地理的に示したものである。第２図は無線通信用にＦＣＣにより認可された１２.５ＫＨｚの出力スペクトル内の４つの搬送周波数の出力スペクトルの周波数対出力の図表である。第３図は本発明の基地局送受回路の概略構成図である。第４図は本発明の遠隔局送受回路の概略構成図である。第５図は遠隔送受器の連続データ復調回路の概略構成図である。第６図は基地局送受器のバースト・データ復調回路の概略構成図である。第７図は適応しきい値を有するバースト復調器の概略構成図である。第８図は周波数同期２方向性無線送受器の第１の別の実施例の概略構成図である。第９図は周波数同期２方向性無線送受器の第２の別の実施例の概略構成図である。第１０図は回転子が第９図の送受回路の送信部と受信部との間で切り換えられる連続データ復調器の別の実施例の概略構成図である。好適な実施例の詳細な説明概要本発明を好適な実施例によって説明する。好適な実施例は周波数同期２方向性無線通信のための装置と方法である。本発明の双方向無線方式の概略的な地理的図面が第１図に示されている。システム・マスタ４０は中央制御システムと情報プロセッサである。システム・マスタ４０は電話回線４２によって多数の基地局４４と通信し、基地局４４が得た情報を収集し、基地局４４にポーリング指令を送る。ポーリング指令はどの種類の情報をいつ収集するかを指定する。これらの基地局はシステム・マスタ４０から受けたポーリング指令に基づいて、連続的な無線周波数信号４８送信する。遠隔局４６は地理的に極めて高密度で分布していることがある。各遠隔局４６は単数または複数の現地ユニット（図示せず）と通信する。現地ユニットは例えば、家庭の電力消費、盗難警報器の状態を監視し、または家庭内の電気器具の機能を制御する。各基地局４４と、基地局４４が通信する遠隔局４６の群はセル５０を構成している。遠隔局４６は収集した情報を短い無線通信“バースト”で、基地局４４が指定した時間にセル５０内の基地局４４へと伝送する。基地局４４／遠隔局４６の通信には２つの通信モードがある。迅速ポーリング・モードでは、基地局伝送４８によってセル５０内の遠隔局４６が指定され、これらの局が送信できる情報を有している場合は無線通信によってその旨を基地局４４に通知する。どの遠隔局４６が送信されるべきデータを有しているかを基地局４４が判定し終わると、基地局伝送４８によって応答する情報を有するそれらの遠隔局４６が指定される。基地局４４からの各々の伝送は、どの遠隔局４４がアドレス指定されているか、アドレス指定されている遠隔局４６がどの種類の情報を送信しようとしているのか、アドレス指定されている遠隔局４６が送信まで待機する時間の長さ、および遠隔基地４６の応答時間の長さを特定する。基地局４４／遠隔局４６の通信様式は本明細書に参考文献として引用されている１９９０年１１月２０日に授与された米国特許明細書第４,９７２,５０７号に記載されている。セル５０の相互間の混信を最小限に抑止するため、隣接するセル５０内の基地局４４と遠隔局４６は異なる周波数で送信する。この方式で用いられる送信周波数の数が多い程、同じ周波数を用いているセル相互の間隔は大きくされ、セル間の干渉が少なくされる。本発明によって低コストで遠隔局搬送波の周波数精度と安定性が得られるので、本発明の通信方式は従来用いられているよりも密な間隔を隔てた多重の搬送周波数を利用している。例えば、第２図に示すように、本実施例は従来ならＦＣＣによって一つの搬送波用に確保されていた１２.５ＫＨｚの帯域幅内に４つの搬送波９０、９２、９４および９６を利用している。ＦＣＣ帯域の幅と帯域当たりの搬送波の数は変更でき、ここに記載した１２.５ＫＨｚの帯域幅と４つの搬送波は一例に過ぎないことを理解されたい。搬送波９２と９４とは＋／−１０４１、６７Ｈｚだけオフセットされ、また搬送波９０と９６とは＋／−３１２５Ｈｚだけ中心の周波数からオフセットされ、各搬送波のピーク出力は許容最大値（０ｄＢ）よりも６デシベル（ｄＢ）低い。この分野では公知であるように、信号の９ＱＰＲ符合化によってヘルツ当たり毎秒２ビットの帯域幅効率が得られる。９ＱＰＲ符合化では、データは搬送波の正弦と余弦（すなわち同相の直角位相）の双方で符合化される。９ＱＰＲ符合化が詳細に記載されており、本明細書に参考文献として引用されているデービッドＲ．スミス著ディジタル伝送方式（ヴァンノストランドラインホールドＣｏ．ニューヨーク州ニューヨーク、１９８５年刊、第６．４節、２５１−２５４ページ）を参照されたい。搬送波９０、９２、９４および９６の間の周波数間隔が約２０８３Ｈｚであることによって、各搬送波で毎秒２４００ビット（ｂｐｓ）の伝送が可能であり、帯域間の保護周波数帯域は約１０００Ｈｚである。ポイント (−６.２５Ｈｚ、−１０ｄＢ)、(−２.５Ｈｚ、０ｄＢ)、(２.５ＫＨｚ、０ｄＢ )および、（６.２５Ｈｚ、−１０ｄＢ）の間に延びる包絡線９８は１２.５ＫＨｚの周波数帯域内で無線信号用にＦＣＣが認可している出力分布を示したものである。明らかに、これらの４つの搬送波９０、９２、９４および９６の出力分布はＦＣＣガイドラインの境界内にある。基地局送受器回路本発明の基地局送受器５２の実施例が第３図に示されている。基地局送受器５２は無線でセル５０内の遠隔局送受器４６と通信し、電話回線４２でシステム・マスタ４０と通信する。送受器５２のプロセッサ１０３は後述するように遠隔局４６から受信した情報１０１を処理し、これを電話回線４２でシステム・マスタ４０に送る。プロセッサ１０３は更に電話回線４２によってシステム・マスタ４０からのポーリング指令を受信し、これらの指令を連続的なディジタル・データ・ストリーム１００に変換し、後述するようにこれも遠隔局４６に伝送される。連続的なディジタル・データの長さ１００はエンコーダ１０４に送られ、これはデータ・ストリーム内のエラー伝搬を防止するためビット・ストリームでの差分符合化を行う。データ・ストリーム１００の偶数および奇数ビットは２の別個のデータ・ストリーム１０６と１０７とに分離され、ディジタル・フィルタ１０８に送られる。ディジタル・フィルタ１０８は送信された信号のスペクトル幅を縮小するためパルス整形を行うことによって、濾波された信号１１４および１１５の周波数帯域幅の効率を高める。クロック１１０はエンコーダ１０４とディジタル・フィルタ１０８を流れるデータ速度をトータルで２４００ｂｐｓ、すなわち偶数と奇数のビット・ストリーム毎に１２００ｂｐｓに設定する精度が極めて高いクロック信号を発生する。基地局４４は例えば精度が高い周波数源から９５２ＭＨｚの正弦搬送波信号１１３を発生する搬送波周波数合成器１１２を有している。現在の技術では一日当たり１パート／１０⁹の周波数安定度と、約５パート／１０⁹の精度を有する搬送波信号１１３を発生することができる。濾波された信号１１４および１１５はディジタル・フィルタ１０８から直角位相変調器１１８に送られ、そこで１２００ｂｐｓの信号１１４が搬送波信号１１３の正弦成分へと変調され、ヘルツ当たり２ｂｐｓの周波数帯域効率を有する９ＱＰＲ変調信号１２０が生成される。信号１２０は送信増幅器１２２によって増幅され、増幅された信号１２３はダイプレクサ１２４に送られる。ダイプレクサは遠隔局４６に送信するために出信号１２３をアンテナ１２６に伝送し、かつアンテナ１２６からの、すなわち遠隔基地からの入り無線通信をダイプレクサの出力１２８に伝送する。無線スペクトルに関するＦＣＣ規格に従って、多重アクセス方式は９５２ＭＨｚに近い周波数に調整され、かつ一対の送信／受信周波数は２４ＭＨｚだけ隔てられる。基地送受器５２への例えば９２８ＭＨｚの入り信号はアンテナ１２６によって受信され、ダイプレクサ１２４によってダイプレクサ出力１２８に伝送される。ダイプレクサ出力１２８は受信増幅器１３０によって増幅され、スーパーヘテロダイン・ミキサ１３２に送られる。そこで信号１３４は搬送波合成器１１２によって発生された搬送波信号１１３とヘテロダインされ、２４ＭＨｚの搬送波での中間周波数信号１３６が生成される。２４ＭＨｚの信号１３６は中間周波数（ＩＦ）増幅器１８８で選択的な利得濾波を受け、ＩＦ増幅器出力１３９の正弦および余弦成分１４０および１４１がセパレータ１４６によって分離され、ヘテロダイン１４２および１４３によって、合成発振器１４８により発生された同相および直角位相の２４ＭＨｚ信号１４４および１４５とヘテロダインされる。２４ＭＨｚ信号１４４および１４５は２ｘ１０⁴の係数でクロック周波数を増大させる合成発振器１４８によってクロック信号１１１から発生される。ヘテロダイン１４２および１４３は基地局信号１５０および１５１を出力する。次にアナログ・ペースバンド信号１５０と１５１とがディジタル形式に変換され、ディジタル・フィルタ１５４によってディジタル式に濾波され、バースト復調器１５６へと送られる。バースト復調器１５６は短いデータ・バーストを復合化するように設計されている。この実施例では、復調器１５８は長さが６ビット（３記号）程度の短いデータ伝送を処理することができる。情報をロスすることなく迅速な復号化ができるように、遠隔局４６によって送受器５２に送られる第１の記号は振幅と位相が明らかになっている基準記号である。バースト復調器１５６は第６図により詳細に図示されている。バースト復調器１５６によって、最初の基準信号の位相と振幅で信号の位相と振幅を基準化することにより、短いデータ・パルスのエラーのない復号化が可能になる。符合化された直角位相のベースバンド信号４００と４０１は直交−極形式変換器４０４で直角（すなわち直交）位相形式から極形式へと変換される。極形式では、信号は振幅成分４０６と位相成分４０７とを有している。基準記号の期間中、第１の記号の振幅と位相はスケール・モニタ４０９およびオフセット・モニタ４１１によってラッチされる。次にバースト内の後続の全ての振幅記号４０６を基準化するため、第１の記号４０８の振幅は積算器４０５に送られる。同様に、バースト内の後続の全ての記号４０７の位相を基準化するため、第１の記号４１２の位相は加算回路４１３に送られる。それによってベースバンド信号４００および４０１の不規則な位相が補償され、かつデータ復号しきい値が基準化された出力４１０および４１４において適正に整列されることが確実にされる。異なる遠隔無線局４６の搬送周波数は極めて僅かしか異なっていない場合があるので、バースト復調器１５６内の周波数エラー補償装置も必要である。これは信号４２０の位相を判定し、位相ランプ評価器４１６に位相情報信号４２２を送る位相検出器４２６によって実施される。位相ランプ評価器４１６は、ベースバンド信号４００および４０１に重畳された周波数エラーに比例した率で時間の経過とともに振幅を直線的に増大するランプ波電圧４２１を発生する。加算回路４１８は位相を基準化するために位相信号４１４と電圧４２１とを加算して、出力４２０に周波数エラーがある場合はこれを効果的に修正する。振幅信号および位相信号４１０、４２０は極−直交形式変換器４２８で直交信号４３０および４３１へと再変換される。次にデータ修復回路４３４でデータの修復が行われ、修復されたデータ２７６はプロセッサ２０３に送られる。第６図のデータ修復回路４３４の実施例は第７図に詳細に示されている。このデータ修復回路４３４は受信されたパケットの振幅の変化を補償する補助的な手段とされるが、その理由は、スケール・モニタ４０９によって判定された最初の基準化因数がバーストの終端で正確ではないような伝搬経路である場合があるからである。データ修復回路４３４はアナログ信号４３０および４３１の値を復号化のしきい値と比較することによって、それらのディジタル値を決定するために、入りアナログ信号４３０および４３１を評価する。９ＱＰＲ変調の場合、記号の公称値は＋１、０および−１であり、復号化しきい値は＋０.５および−０.５とされている。信号が＋０.５と−０.５との間の値を有している場合、それは０であるものと解釈され、信号が＋０.５以上の値を有している場合、および信号が−０.５未満の値を有している場合は−１であると解釈される。しかし、受信された信号に予期しない振幅ロスがある場合は、０ではない値が０の値を有しているものと誤って解釈されることがある。従って、復号化しきい値が既に適正ではないので、スケール・モニタ４０９による不正確な基準化によってデータ修復にエラーが生ずることがある。従って第７図のデータ修復回路４３４が、受信された信号の各ビットの振幅に従ってしきい値を適応するように調整する。しきい値はパケットの最初のビット用の値ＴＨＲＥＳＨ₀で初期値設定され、スケール・モニタ４０９は、ＴＨＲＥＳＨ₀の値が＋１と０ビットの値の中間になるように信号の最初の部分を基準化する。パケットの継続とともに、また、恐らくはフェーディングにより振幅が変化するとともに、１およびＱのサンプル値は恐らく変化し、ＴＨＲＥＳＨの値は後続の手順によって更新される。線５４５に供給される（ｉ−１）番目のしきい値ＴＨＲＥＳＨ_1-1を用いて同相および直角位相デコーダ５２０および５２２のそれぞれによって、同相および直角位相信号成分からＩ番目のディジタル値Ｉ_ou _t ⁽ⁱ⁾ とＱ_out ⁽ⁱ⁾とが決定される。Ｉ番目の同相信号Ｉ_in ⁽ⁱ⁾が(ｉ−1)番目のしきい値ＴＨＲＥＳＨ_i-1以上の値を有している場合は、同相デコーダ５２０はＩ_in ⁽ ⁱ⁾ を＋１であるものと解釈し（すなわち＋１のＩ_out ⁽ⁱ⁾値を供給する）、Ｉ番目の両相信号Ｉ_in ⁽ⁱ⁾が（ｉ−１）番目のしきい値の負数(−１×ＴＨＲＥＳＨ_i-1) 未満の値を有している場合は、同相デコーダ５２０はＩ_in ⁽ⁱ⁾を−１であるものと解釈し、また、Ｉ番目の同相信号Ｉ_in ⁽ⁱ⁾が（ｉ−１）番目のしきい値の負数( −１×ＴＨＲＥＳＨ_i-1)以上で、（ｉ−１）番目のしきい値ＴＨＲＥＳＨ_i-1未満の値を有している場合は、同相デコーダ５２０はＩ_in ⁽ⁱ⁾を０であるものと解釈する。同様にして、Ｉ番目の同相信号Ｑ_in ⁽ⁱ⁾が（ｉ−１）番目のしきい値ＴＨＲＥＳＨ_i-1以上の値を有している場合は、直角位相デコーダ５２２はＱ_in ⁽ⁱ⁾ を＋１であるものと解釈し、直角位相信号Ｑ_in ⁽ⁱ⁾がしきい値の負数(−１×ＴＨＲＥＳＨ_i-1)未満の値を有している場合は、直角位相デコーダ５２２はＱ_in ⁽ⁱ⁾ を−１であるものと解釈し、また、直角位相信号Ｑ_in ⁽ⁱ⁾がしきい値の負数(−１ ×ＴＨＲＥＳＨ_i-1)以上で、しきい値ＴＨＲＥＳＨ_i-1未満の値を有している場合は、直角位相デコーダ５２２はＱ_in ⁽ⁱ⁾を０であるものと解釈する。信号の各ビット毎に、線５４５からの(ｉ−１)番目のしきい値ＴＨＲＥＳＨ_i- ₁ の２倍が、同相および直角位相比較ユニット５１０および５１２のそれぞれで、線４３０および４３１上の１番目の同相および直角位相成分Ｉ_i-1 ⁽ⁱ⁾およびＱ_in ⁽ⁱ⁾ の絶対値から減算される。同相および直角位相比較ユニット５１０および５１２からの出力は同相および直角位相スイッチ５１６および５１８へと送られる。更に線５１５上の０値も同相および直角位相スイッチ５１６および５１８に送られる。スイッチ５１６と５１８へのどの入力が選択されるかは、同相および直角位相の出力値Ｉ_out ⁽ⁱ⁾およびＱ_out ⁽ⁱ⁾に左右される。Ｉ_out ⁽ⁱ⁾が０値を有している場合は、線５１５上の０入力が同相スイッチ５１６から線５２３へと出力される。しかし、Ｉ_out ⁽ⁱ⁾が０値を有していない場合は、同相比較ユニット５１０からの出力が同相スイッチ５１６から出力される。同様にして、Ｑ_out ⁽ⁱ⁾が０値を有している場合は、線５１５上の０入力が直角位相スイッチ５１８から線５２４へと出力され、Ｑ_out ⁽ⁱ⁾が０値を有していない場合は、直角位相比較ユニット５１２からの出力が同相スイッチ５１８から出力される。線５２３および５２４上の出力は合計器５２５で合計され、その合計値には積算器５３０で換算係数Ｒが乗算され、線５３１上に減数された合計値が得られる。好適な実施例では、換算係数Ｒの値は１／３２である。〔換算係数Ｒの値には好適な範囲がある。〕次に線５３１上の減数された合計値は第２合計器５３５でしきい値ＴＨＲＥＳＨ_i-1の（ｉ−１）番目の値に加算され、（ｉ−１）番目のしきい値は遅延ユニット５４０によって記憶される。数学的には、しきい値のｉ番目の値ＴＨＲＥＳＨｉは下記の数式によって算出される。ＴＨＲＥＳＨｉ＝ＴＨＲＥＳＨ_i-1 ＋Ｒ^*｜Ｉ_out ⁽ⁱ⁾｜^*｛｜Ｉ_in ⁽ⁱ⁾｜−２^* ＴＨＲＥＳＨ_i-1＋Ｒ^*｜Ｑ_out ⁽ⁱ⁾｜^*｛｜Ｑ_in ⁽ⁱ⁾｜-2^*ＴＨＲＥＳＨ_i-1、但しＲは積算ユニット５３０での増倍係数である。遠隔送受器回路第４図に示された遠隔送受器５４は現地ユニット（図示せず）で得られたデータ２０５を無線伝送によって基地局４４に中継する。受信器５４は現地ユニットからのデータ２０５を受信し、前述したように情報を処理して基地局４４によって送信された指令の連続ストリーム２７６からデータ・パケット２００を形成する。データ・パケット２００は先ずエンコーダ２０４に送られる。基地局送受器５２のエンコーダ１０４と同様に、このエンコーダ２０４はデータ・パケット２００を偶数と奇数のビットに区分し、データ・ストリームで差分符合化を行う。その結果生じた偶数と奇数のデータ・ストリーム２０６、２０７はそれぞれ信号のスペクトルを成形するためディジタル・フィルタ２０８を経由して伝送される。クロック２１０からのクロック信号２１１がエンコーダ２０４とディジタル・フィルタ２０８の処理速度を制御する。次に、搬送波合成器２１２によって生成された搬送波２１３上に９ＱＦＰ信号を発生するため、ディジタル・フィルタ２０８からの偶数および奇数のデータ・ストリーム２１４および２１５が直角位相変調器２１８によって変調される。後述するフィードバック機能によって、合成器２１２は、この場合は９２８ＭＨｚである精密に制御された周波数を有している。遠隔局４６が基地局４４にデータを送信すると、送信増幅器２２２はバースト・ゲート２２３によって活動化される。増幅器２２２によって増幅された信号２２５はダイプレクサ２２４を介して基地局４４への送信用アンテナ２２６へと向けられる。基地局４４からの入り信号はアンテナ２２６によって受信され、ダイプレクサ２２４によって受信増幅器２３０に伝送され、スーパーヘテロダイン・ミキサ２３２で局地的に発生される搬送波２１３とヘテロダインされて、入り信号２３４が中間周波数信号２３６へと変換される。受信周波数が９２５ＭＨｚであり、合成器２１２からの搬送波２１３の出力が正確に９２８ＭＨｚであるものと想定すると、中間周波数信号２３６の搬送波の周波数は２４ＭＨｚである。しかし、合成器２１２の出力２１３にエラーがあると、中間周波数信号２３６の周波数は２４ＭＨｚからそれてしまう。次に中間周波数信号２３６は中間周波数（ＩＦ）増幅器２３８によって再び増幅される。同相および直角位相成分２４０および２４１は増幅された中間周波数信号からセパレータ２４６によって分離され、ミキサ２４２および２４３によって、電圧被制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）２４８によって発生された同相および直角位相の２４ＭＨｚの信号２４４および２５４とヘテロダインされて、ベースバンド信号２５０および２５１が生成される。次に信号２５０および２５１はアナログ・フィルタ２５４に送られ、これは信号２５０および２５１を処理して、生成された濾波済みのベースバンド信号２６６および２６７の帯域パルスの成形を向上させ、帯域幅外の信号を拒絶する。濾波されたベースバンド信号２６６および２６７からの信号修復は連続データ復調器２５８によって行われる。理想的には、中間周波数信号２３５は正確に２４ＭＨｚの搬送波上で変調され、ＶＣＸＯ２４８は正確に２４ＭＨｚで正弦波２４４および２４５を生成し、従ってベースバンド信号２５０および２５１は０周波数の搬送波を有している。ベースバンド信号２５０および２５１の周波数と位相、およびひいては搬送波合成器２１２、またはＶＣＸＯ２４８の周波数とフェーズエラーが従来のディジタル無線受信器技術、または後述する搬送波修復技術を用いて連続データ復調器２５８によって測定される。前記のエラーが最小限になるようにその周波数を修正し、それによって位相ロックループ回路になるようにするため、周波数エラー情報２６０を搬送波合成器２１２にフィードバックしてもよい。搬送波合成器２１２からの搬送波２１３の精度を高めるため、ＶＣＸＯ２４８からの信号２４４および２４５も正確である必要がある。何故ならば、ＶＣＸＯ２４８からの出力２４４および２４５内の何らかのエラーは連続データ復調器２５８にとっては遠隔局搬送波合成器２１２の周波数のエラーと区別できないからである。ＶＣＸＯ２４８からの２４ＭＨｚの信号２４４および２４５は連続データ復調器２５８によって生成された修復済みの１２００Ｈｚのクロック信号２６４から合成される。基地局送信器４４で発生されたクロック信号１１１の精度は高いので、遠隔無線局４６での２４ＭＨｚ信号２４４および２４５の精度も高い。そこで、連続データ復調器２５８から生成された周波数エラー信号２６０は搬送周波数合成器２１２の周波数エラーを正確に反映し、このエラーを修正することにより搬送周波数合成器２１２の周波数が正確になる。連続データ復調器回路２５８は第５図に詳細に示されている。アナログ・フィルタ２５４からの信号２６６および２６７は２個のＡ／Ｄ変換器２８４および２８５によってディジタル形式に変換され、その結果生じたディジタル２８０と２８１は積算器２８８および２８９によって基準化されて、増幅された信号２９０と２９１とが生成される。信号２９０と２９１とは帯域外での混信を排除するためディジタル・フィルタ２９１および２９３でディジタル式に濾波される。濾波された信号２９６と２９７は回転子３００の入力ＡおよびＢにそれぞれ送られる。回転子３００は信号２９６および２９７内の同相および直角位相成分のスプリアス（偽）ミキシングの量を判定し、このミキシングを反転させる。回転子３００の出力Ａ’およびＢ’ は、Ａ’＝Ａcosφ＋Ｂsinφ、および、Ｂ’＝−Ａsinφ＋Ｂcosφ、の混合からなっており、但しφは回転角である。コスタス（costas）位相検出器３０６は信号３０２内の直角位相信号の量（または同様に信号３０３内の同相信号の量）を判定する。ランプ評価器３１０はフェーズエラー信号３１１を発生し、この信号は信号３０２と３０３が送信の同相と直角位相のそれぞれの成分になるように、回転子３００による回転の量φを制御する。ランプ評価器は更に周波数エラー信号２６０をも発生し、これは搬送周波数２１３を、必ずしも位相ロックの精度までの必要はないが、安定させるために搬送波合成器２１２(第４図参照)に向けられる。回転子３００は連続データ復調器２５８内で局部的に位相ロック作用を達成し、合成器の制御の周波数ロックを達成すればよいようにこれを緩和させる。連続データ復調器２５８は信号レベルを２４ｄＢの信号レベル変動に亘って一定に保つために自動利得制御アルゴリズムを用いる。振幅評価器３１２は回転子３００からの信号３０２と３０３の二乗の合計を計算して振幅評価信号を生成する。評価信号３１３の振幅は積算器２８８および２８９の逆利得制御回路に送られ、それによって信号２９０と２９１の振幅を安定させる。信号３０２と３０３のクロック位相の事前評価はクロック概略評価器３１６で信号３１３を二乗することによって行われる。評価器３１６の出力３１８は適正なクロック位相を有するデータ・サンプル時間でピークを呈することが実証され、従ってクロック信号１１１の概略評価として利用できる。クロック周波数と位相のより精密な評価は、概略クロック評価器３１６によって評価された公称の零交叉時間で信号３０２と３０３の振幅を処理することによって、精密クロック評価器３２０で行われる。それによってＶＣＸＯ２４８を同調し、これを正確に２４ＭＨｚにするために利用できるエラー信号２６４が発生される。クロック位相の計算は搬送波位相および周波数とは無関係に行われるので、搬送周波数の同期化が行われる前にクロックの同期化を達成することができる。修復されたデータ２７６を生成するため、データ修復回路３２２で信号３０２と３０３の復号化が行われる。修復されたデータ２７６は第４図に示すように遠隔局プロセッサ２０３に送られる。修復されたデータ２７６は遠隔局４６がどの情報を現地ユニットから収集するべきか、または基地局４４に送信すべきかを指定する。本発明に基づく無線送受器の別の実施例５４４が第８図に示されている。送受器５４４では搬送波２１３にではなく、送信された信号に位相ずれを加算することによって位相修正を行い、かつ連続的に増減する位相ずれを加算することによって周波数修正を行うために、搬送波エラー信号２６０が搬送波合成器２１２にではなく送受器５４４の送信側に挿入された回転子２７４に送られることを除けば、送受器５４４は第４図の第１実施例と同様に動作する。特に、この送受器５４４は、送信回転子２７４がディジタル・フィルタ２０８と直角位相変調器２１８との間に配置されていることが第４図の送受器５４と異なっている。送信回転子２７４に入力されるベースバンド・データ信号２１４inおよび２１５inはディジタル・フィルタ２０８によって供給され、送信回転子２７４からの出力２１４ out および２１５out は直角位相変調器２１８に送られる。送信回転子２７４によって行われる回転の量φは連続データ復調器２５８によって供給されるエラー信号２６０に基づいて送信器位相ランプ波発生器２７０によって生成された制御信号２７２によって制御されて、Ａ’＝−Ａcosφ＋Ｂsinφ およびＢ’＝−Ａsinφ＋Ｂcosφ の混合からなる周波数変換された信号２１４out Ａ’および２１５out Ｂ’が生成される。但しＡとＢは送信回転子２７４へのベースバンド入力２１４inおよび２１５inである。ベースバンド入力２１４inおよび２１５inの周波数変換を行うことによって、回路内で位相ロックまたは周波数ロックが行われないにも関わらず、送信信号２５５は正確な搬送周波数を伴う搬送波を有している。本発明に基づく無線送受器の別の実施例５４５が第９図に示されている。送受器５４５は、これがエラー信号２６０を用いた搬送波合成器２１２の比較的概略の周波数ロックと、連続データ復調器２５８内のランプ評価器３１０からの制御信号３１１によって制御される回転子２８０を用いたベースバンド・データ信号２１４inおよび２１５inの回転とを結合することを除いては、第４図の第１の好適な実施例５４で説明したと同様に動作する。（連続データ復調器２５８からの信号３１１の出力は第５図には示されていない。）特に、この送受器５４５は、送信回転子２８０がディジタル・フィルタ２０８と直角位相変調器２１８との間に配置されていることが第４図の送受器５４と異なっている。送信回転子２８０に入力されるベースバンド・データ信号２１４inおよび２１５inはディジタル・フィルタ２０８によって供給され、送信回転子２８０からの出力２１４out および２１５out は直角位相変調器２１８に送られる。送信回転子２８０によって行われる回転の量φは受信側のランプ波発生器３１０によって生成された制御信号３１１によって制御される。以前と同様に、送信回転子２８０から出力される周波数変換信号２１４out Ａ’および２１５out Ｂ’は、Ａ’＝Ａcosφ＋Ｂsinφ、および、Ｂ’＝−Ａsinφ＋Ｂcosφ の混合からなり、但しＡとＢは送信回転子２８０に入力されるベースバンド入力２１５inおよび２１５inである。第９図の送受器５４５の場合は、搬送波２１２によって生成された搬送波信号２１３の周波数は、周波数エラーが或る周波数しきい値の量を超える毎に修正され、一方、制御信号３１１は送信回転子２８０を継続的に制御し、周波数しきい値の量に及ぶ周波数エラーを修正するだけでよい。この場合は、搬送波合成器２１２と連続データ復調器２５８とを含む帰還ループの周波数帯域幅は極めて低く、従って実施し易く経済的である。第８図に示した送受器５４４と比較したこの送受器５４５の利点は、回路の受信側のランプ評価器３１０も送信された信号２１４out および２１５out を制御するので、単一の位相ランプ波発生器しか必要としないことである。その他の別の実施例では、送受器と半二重モード（すなわち送信と受信を同時にはできない）でのみ機能し、回路の送信側と受信側は同じ回転子制御信号３１１と回転子２８０とを共用する。受信中に、第１０図に示された別の連続データ復調器５５８が、この場合は回転子に参照番号２８０が付されていることを除けば、前述の連続データ復調器２５８と同様に機能する。送信中は、この方式は第９図の送受器に関して説明したと同様に動作する。連続データ復調器の別の実施例５５８は第１０図に詳細に示されている。受信中、スイッチ５１０、５１５、５１７、５２５および５２７はＲｘ位置にあり、回路５５８は第５図に関連して前述したと同様に機能する。何故ならば、コスタス位相検出器３０６の出力がランプ評価器３１０の入力に接続され、受信回転子２８０のＡおよびＢ入力はディジタル・フィルタ２９２および２９３からの線２９６および２９７に接続され、かつ受信回転子２８０のＡ’およびＢ’出力はデータ修復回路３２２、コスタス位相検出器３０６、振幅評価器３１２および精密クロック評価器３２０への線３０２および３０３に接続されているからである。送信中、スイッチ５１０、５１５、５１７、５２５および５２７はＴｘ位置にあり、回路５５８は第９図に関連して前述したと同様に機能する。何故ならば、受信回転子２８０のＡおよびＢ入力は送信ディジタル・フィルタ２０８からのベースバンド送信データ信号２１４in、２１５inに接続され、かつ受信回転子２８０のＡ’およびＢ’出力は直角位相変調器２１８への線２１４outおよび２１５out に接続されているからである。しかし、送信モードでは、ランプ評価器３１０への入力を制御するスイッチ５１０は開いているので、ランプ評価器は以前の受信中に用いられた制御信号３１１と搬送波エラー信号２６０の値を保持する。第９図の場合と同様に、搬送波合成器２１２と連続データ復調器２５８とを含む帰還ループは極めて低い帯域幅しか有していないので、容易かつ経済的に実施できる。連続データ復調器５５８のこの実施例では、回転子２８０とランプ評価器３１０とが送受器の送信側と受信側の双方で利用されるので、ハードウェアの全コストは最小限に留められる。これまで周波数同期２方向性無線方式を要約的に説明してきた。周波数同期２方向性無線方式のための本発明の目的に適う、ここに説明してきた実施例は周波数領域多重化、時間領域多重化、周波数同期化、および周波数の空間的な再利用を活用して低コストで処理能力が高い無線方式が得られることが明らかであろう。遠隔局４６の周波数同期化は基地局４４の精密なクロック速度１１１と搬送周波数１１３とを抽出し、この情報を同相ループ回路で活用することで行われる。別の実施例では、信号の振幅と復合しきい値の現在値との比較に基づいて、バースト復調器が復合しきい値を更新する。更に別の実施例では、搬送波合成器は位相ロックループの一部ではなく、送信された信号は正確な搬送周波数を得るために周波数エラーに比例する位相ランプだけ回転される。更に別の実施例では、周波数ロックだけが行われ、この場合も送信された信号は正確な搬送周波数を得るために周波数エラーに比例する位相ランプだけ回転される。この別の実施例では、回路の送信側と受信側の双方で別個の回転子を使用してもよく、または、半二重動作用に回路の送信側と受信側の間で単一の回転子を切換えてもよい。これまでの説明には多くの特定性が含まれているが、それらが本発明の範囲を限定する意味はなく、本発明の実施例を例示するものであると理解されたい。多くの変化形が可能である。例えば、バースト復調器適応しきい値ユニットを、高レベル状態がしきい値以上の信号値を有し、低レベル状態はしきい値以下の信号値を有する符合化された２状態信号を復調するように構成でき、またはバースト復調器適応しきい値ユニットを、第７図の回路の上半部だけを利用することだけで単一の符合化された３状態信号を復調するように構成することができよう。バースト復調器適応しきい値ユニットを、基本しきい値の倍数である全てのしきい値を有することによって、または別個に多重しきい値を更新することによって３つ以上の状態を有する信号を復調するように構成することもできよう。同相と直角位相の成分用には別個のしきい値があってもよいであろう。バースト復調器適応しきい値ユニット内の増倍率Ｒは１／３２以外の値でもよいであろう。システム・マスタ４０と基地局４４との通信に無線通信を利用してもよく、１２.５KHz 毎に４つの搬送波以上、またはそれ未満の搬送波を割当ることもできよう。基地局４４と遠隔局４６の送受器の回路は別の符合化、濾波および変調技術を利用することができ、また、ポーリング様式は別の形式のものでもよいであろう。搬送波１１３と２１３の変調は必ずしも９ＱＰＲ、直角位相変調、又はディジタル式変調でなくてもよく、任意の形式の変調でもよい。これまで本発明を好適な実施例によって説明してきた。しかし、本発明は図示し、説明してきた実施例に限定されるものではなく、本発明の範囲は添付の請求の範囲によって規定されるものである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．第１の非０値と０値とを含む個別の出力値を判定するために振幅変調される符合化されたアナログ信号を復号化するための装置において、前記符合化されたアナログ信号の第１成分をしきい値と比較する第１手段を備え、前記第１成分が前記しきい値以上である場合は、前記第１比較手段が前記個別の出力値の第１の値を前記非０値に設定し、また前記符合化されたアナログ信号の前記第１成分が前記しきい値未満である場合は、前記第１比較手段が前記個別の出力値の前記第１の値を、０値を含む個別の値のセットの一方に設定し、かつ、第１の換算係数を乗算した第１エラー信号を加算することによって前記しきい値を修正する第１手段を備え、前記個別の出力値の第１の値が前記０値である場合は、前記第１修正手段が前記第１エラー信号を０に等しく設定し、また前記個別の出力値の第１の値が前記第１の非０値である場合は、前記第１修正手段が前記第１エラー信号を、前記符合化されたアナログ信号の前記第１成分と前記しきい値の２倍の値との差に等しく設定することを特徴とする前記装置。２．前記個別値のセットが前記第１の非０値の負数に等しい第２の非０値を含み、前記符合化されたアナログ信号の前記第１成分が前記しきい値の負数未満である場合は、前記第１比較手段が前記個別の出力値の第１の値を前記第２の非０値に等しく設定し、前記符合化されたアナログ信号の前記第１成分が前記しきい値の負数以上である場合は、前記第１比較手段が前記個別の出力値の第１の値を前記０値に等しく設定し、かつ前記個別の出力値の前記第１の値が前記第２の０値である場合は、前記第１修正手段が前記第１エラー信号を、前記符合化されたアナログ信号の前記第１成分の絶対値と前記しきい値の２倍の値との差に等しく設定することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の装置。３．前記符合化されたアナログ信号の第２の成分を前記しきい値と比較する第２手段を更に備え、前記第２成分が前記しきい値以上である場合は、前記第２比較手段が前記個別の出力値の第２の値を前記第１の非０値に等しく設定し、前記符合化されたアナログ信号の前記第２成分が前記しきい値の負数未満である場合は、前記第２比較手段が前記個別の出力値の前記第２の値を前記第２の非０値に等しく設定し、かつ、前記符合化されたアナログ進行の前記第２成分が前記しきい値の前記負数以上である場合は、前記第２比較手段が前記個別の出力値の前記第２の値を前記０値に等しく設定し、第２の換算係数を乗算した第２エラー信号を加算することによって前記しきい値を修正する第２手段を更に備え、前記個別の出力値の第２の値が前記０値である場合は、前記第２修正手段が前記第２エラー信号を０に等しく設定し、また前記個別の出力値の第２の値が前記第１の非０値である場合は、前記第２修正手段が前記第２エラー信号を、前記符合化されたアナログ信号の前記第２成分と前記しきい値の２倍の値との差に等しく設定し、か２つ前記個別の出力値の前記第２の値が前記第２の非０値である場合は、前記第２修正手段が前記第２のエラー信号を前記符合化されたアナログ信号の前記第２成分の絶対値と、前記しきい値の２倍の値との差に設定することを特徴とする請求の範囲第２項に記載の装置。４．前記第１換算係数が前記第２換算係数と等しいことを特徴とする請求の範囲第３項に記載の装置。５．前記符合化されたアナログ信号を供給するために、前記基準化されていない信号の基準セグメントの振幅と位相を計算して基準化振幅と基準化位相を生成することによって基準化されていない信号を基準化し、かつ前記基準化振幅と前記基準化位相のそれぞれによって前記基準化されていない信号の前記振幅と前記位相とを基準化する手段を更に備えたことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の装置。６．少なくとも一つの通信セルを備えた２方向性無線通信方式であって、前記セルは基地局と少なくとも一つの遠隔局とを有し、該遠隔局は前記基地局からの精密な基地局搬送周波数にて精密な基地局クロック速度でポーリング信号を受信し、前記遠隔局は遠隔局クロック速度でベースバンド応答データ信号を搬送する応答信号を前記基地局に送信する形式の２方向性無線通信方式において、前記遠隔局が、遠隔局搬送周波数を生成する第１周波数合成器と、前記遠隔局搬送周波数とポーリング信号をヘテロダインすることによって中間周波数信号を発生する第１周波数ヘテロダインと、第１周波数安定化信号によって安定化される中間周波数正弦波を生成する第２周波数合成器と、前記中間周波数正弦波と前記中間周波数正弦波とをヘテロダインすることによって受信ベースバンド信号を発生する第２周波数ヘテロダインと、前記精密な基地局搬送周波数と前記遠隔局の搬送周波数との差に比例するエラー周波数を判定する第１修復回路と、前記基地局クロック速度から前記第１周波数安定化信号と前記遠隔局クロック速度とを生成する第２修復回路と、前記エラー周波数に比例する比率で前記ベースバンド応答データ信号を回転させて周波数変換信号を供給する回転子と、前記周波数変換信号を前記搬送周波数へと変調して、前記応答信号を供給する変調器とを備えたことを特徴とする２方向性無線通信方式。７．前記第１周波数合成器が周波数制御ループ内の前記第１修復回路からの前記エラー周波数を利用することを特徴とする請求の範囲第６項に記載の２方向性無線通信方式。８．少なくとも一つの通信セルを備えた２方向性無線通信方式であって、前記セルが基地局と少なくとも一つの遠隔局とを有し、前記遠隔局が半二重モードで動作し、前記遠隔局は受信中に前記基地局からの精密な基地局搬送周波数で精密で基地局クロック速度にてポーリング信号を受信し、前記遠隔局は送信中に、遠隔局クロック速度でベースバンド応答信号を搬送する応答信号を前記基地局に送信し、前記遠隔局が、遠隔局搬送周波数を生成し、周波数制御ループ内で周波数エラー信号を利用する第１周波数合成器と、前記遠隔局搬送周波数と前記ポーリング信号とをヘテロダインして中間周波数信号を発生する第１周波数ヘテロダインと、第１周波数安定化信号によって安定化される中間周波数正弦波を生成する第２周波数合成器と、前記中間周波数正弦波と前記中間周波数信号とをヘテロダインとして、受信ベースバンド信号を発生する第２周波数ヘテロダインと、第１修復回路とを備え、該第１修復回路が、回転子の入力で入力信号を周波数変換して、回転子の出力で周波数変換された回転子出力を供給するための回転子と、位相検出入力の位相に比例する位相検出器出力を生成するための位相検出器と、前記回転子に回転子制御信号を供給し、かつ、前記精密な基地局搬送周波数と前記遠隔局搬送周波数との差に相関する前記周波数エラー信号を生成するランプ評価器と、前記受信中に前記受信ベースバンド信号を前記回転子入力に送り、かつ前記送信中に前記ベースバンド応答信号を前記回転子入力に送る回転子入力スイッチと、前記受信中に前記回転子出力を前記位相検出器入力とクロック評価器入力とに送り、かつ前記回転子出力を変調器に送って前記回転子出力を前記搬送周波数へと変調して、前記応答信号を供給する回転子出力スイッチと、前記受信中に前記位相検出器入力をランプ評価器入力に接続し、かつ前記送信中に前記ランプ評価器入力を遮断して、前記回転子制御信号と前記周波数エラー信号が変化しないようにするランプ評価器入力スイッチと、前記クロック評価器入力から前記基地局のクロック速度の評価を決定するクロック評価器、とを含み、前記遠隔局が更に前記基地局クロック速度の前記評価から前記第１周波数安定化信号と前記遠隔局クロック速度とを生成する第２修復回路を備えたことを特徴とする２方向性無線通信方式。